DE60307324T2

DE60307324T2 - Soft-output detektor für differentielle sendediversität von orthogonalen designs

Info

Publication number: DE60307324T2
Application number: DE60307324T
Authority: DE
Inventors: Gerhard Bauch
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2003-02-13
Filing date: 2003-02-13
Publication date: 2007-10-18
Anticipated expiration: 2023-02-14
Also published as: JP2006515480A; DE60307324D1; EP1593224A1; EP1593224B1; WO2004073248A1; AU2003206893A1; JP4181131B2

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Drahtloskommunikationen und im Besonderen ein Verfahren zur Detektierung für eine unscharfe Ausgabe für eine Differentiell-Sendeantennen-Diversität von orthogonalen Designs und einen verwandten Detektor für eine unscharfe Ausgabe.
Stand der Technik
Für Drahtloskommunikationen sind Sendediversitäts-Techniken eine bekannte Technik zum Mindern der schädlichen Schwundeffekte. Eine Klasse einer Sendediversitäts-Technik verwendet sog. Raum-Zeit-Codes. Raum-Zeit-Codes erfordern typischerweise eine Kenntnis von Kanalkoeffizienten auf der Empfängerseite, deren Kenntnis von einer Übertragungskanalschätzung erhalten werden kann.
Jedoch stellt eine Übertragungskanalschätzung ein signifikantes Problem bei Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-MIMO-Drahtloskommunikationssystemen dar, da eine Vielzahl von Unterkanälen geschätzt werden muss, und die Energie von Pilotsymbolen über eine Vielzahl von Sendeantennen verteilt werden muss.
Angesichts des Obigen sind Differentiell-Sendediversitäts-Schemas, die auf unitären Raum-Zeit-Modulationsschemas basieren, vorgeschlagen worden in B. Hochwald und W. Swelden: Differential Unitary Space-Time Modulation. IEEE Transactions on Communications, 48(12):2041-2052, Dezember 2000 und B.L. Hughes: Differential Space-Time Modulation. IEEE Transactions on Information Theory, 46(7):2567-2578, November 2000. Jedoch machen für diese Vorschläge die eigentlich übermittelten Symbole nicht ein orthogonales Design aus.
Als eine andere Alternative sind Differentiell-Sendediversitäts-Techniken, die keine Kanalschätzung erfordern und auf sog. Orthogonalen Designs basieren, für zwei Sendeantennen vorgeschlagen worden in V. Tarokh und H. Jafarkhani: A differential Detection Scheme for Transmit Diversity. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 18(7):1169-1174, Juli 2000, die weiter auf mehr als zwei Sendeantennen verallgemeinert worden sind in H. Jafarkhani und V. Tarokh: Multiple Transmit Antenna Differential Detection from Orthogonal Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 47(6):2626-2631, September 2001. Ausgabedetektoren, die soweit für diesen Typ von Differentiell-Sendediversitäts-Techniken vorgeschlagen worden sind, liefern nur harte Entscheidungen über gesendete Bits.
Ferner ist in WO 02/052773 A1 ein Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodierer beschrieben, der aufeinander folgende Raum-Zeit-Blöcke von Symbolen aus zu codierenden M-PSK-Symbolen produziert, gemäß einer Orthogonalmatrix und einem Normalisierungsfaktor. Differentiell codierte Raum-Zeit-Ausgabeblöcke, zur Übertragung über eine Vielzahl von Sendeantennen über ein Drahtloskommunikationssystem, werden durch Multiplizieren jedes Raum-Zeit-Blocks von dem Raum-Zeit-Blockcodierer mit einem jeweiligen zuvor differentiell codierten Raum-Zeit-Ausgabeblock produziert.
Insoweit wie Detektoren für eine unscharfe Ausgabe verfügbar sind, stützen sie sich entweder auf eine Kenntnis über Übertragungskanalcharakteristika bei der Empfängerseite oder auf ein Vielfachsymboldetektierungsschema, d.h., dass eine große Anzahl empfangener Übertragungssymbolblöcke betrachtet wird, was zu einer hohen Komplexität, Verzögerung und Verschlechterung für zeitvariierende Kanäle führt.
Zusammenfassung der Erfindung
Angesichts des Obigen ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe für Differentiell-Sendediversitäts-Techniken für orthogonale Designs zu erreichen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe erreicht durch ein Verfahren zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe für eine Differentiell-Sendeantennen-Diversität von orthogonalen Designs mit den Merkmalen von Anspruch 1.
Ein wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Transformation eines Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells in ein Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalmodell eine effektive Anwendung von Entscheidungsmechanismen für eine unscharfe Ausgabe auch für ein Differentiell-Sendediversitäts-Schema von orthogonalen Designs ermöglicht.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Lieferung von Bitentscheidungen für eine unscharfe Ausgabe mit Verwenden von Log-Likelihood-Verhältnissen signifikant die Leistungsfähigkeit nachfolgender Detektierungsstufen verbessert, zum Beispiel eines Fehlerkorrekturdecodierers, im Vergleich zu Detektoren für eine harte Ausgabe, wie sie in dem Fachgebiet für Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodes bekannt sind. Die Verfügbarkeit von Log-Likelihood-Verhältnissen für eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe basiert auf gewissen Eigenschaften des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas, d.h., dass bezogene Konstellationspunkte des Differentiell-Sendediversität-Schemas, auf welche eine Menge von Eingangsbits abgebildet wird bei der Senderseite, eine Einheitslänge haben.
Noch ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Detektierung für eine unscharfe Ausgabe möglich ist ohne eine Kenntnis des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals – d.h., ohne Anwendung von Kanalschätzungstechniken bei der Empfängerseite – und deshalb mit geringer Komplexität.
Noch ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die Verwendung einer sehr niedrigen Anzahl von empfangenen orthogonalen Designs für eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe, zum Beispiel eine Anzahl von zwei. Deshalb wird eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe mit niedriger Komplexität und niedriger Verzögerung erreicht. Ferner haben zeitvariierende Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanäle praktisch keinen Einfluss auf die Leistungsfähigkeit für die Detektierung für eine unscharfe Ausgabe.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden Log-Likelihood-Verhältnisse für übertragene Informationsbits durch Verwendung von Max-Log-Annäherungen von Log-Likelihood-Verhältnissen bestimmt.
Diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erfordert keine Kanalschätzung, aber liefert Entscheidungen für eine unscharfe Ausgabe, die durch einen unbekannten Faktor skaliert sind, d.h. die Varianz eines während einer Übertragung überlagerten Rauschens. Da angenommen werden kann, dass diese Varianz über einen Rahmen – d.h. einen Block eines Fehlerkorrekturcodes – konstant ist, existiert keine Leistungsfähigkeitsverschlechterung, zum Beispiel in einem äußeren Kanalcodierer vom Viterbi-Typ. Ferner bürdet diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einer Turbo-Rückkopplung von dem äußeren Decodierer und bezogenen zusätzlichen Leistungsfähigkeitsverbesserungen keine Einschränkung auf.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung – nach einer Transformation des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals in einen Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanal – wird eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzungstechnik basierend auf Trainingssymbolen angewendet, die zu dem Differentiell-Sendediversitäts-Schema bei der Senderseite eingefügt werden.
Über das Obige hinaus, wo angegeben worden ist, dass die vorliegende Erfindung ohne Anwendung irgendeiner Kanalschätzungstechnik überhaupt implementiert werden kann, ermöglicht diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, zusätzliche Information während des Entscheidungsprozesses für eine unscharfe Ausgabe zu erzeugen, die von besonderem Wert für nachfolgende Verarbeitungsstufen sein kann, zum Beispiel Kanaldecodieren, Entzerrung oder Turbo-Rückkopplung. Da eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzung eine signifikant niedrigere Komplexität hat als eine Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalschätzung, erfordert sie weniger Trainingssymbole und kann auch mit Verwenden standardmäßiger Schätzungstechniken durchgeführt werden.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, einen Schätzwert eines effektiven Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalkoeffizienten als konstanten Wert abzuleiten, vorzugsweise als Anzahl von Übertragungsantennen mal die Anzahl von Empfangsantennen.
Ein erster Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, dass die Verwendung von Trainingssymbolen für eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzung und bezogener Verarbeitungsmehraufwand vermieden werden kann. Ein zweiter Vorteil ist, dass diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besonders gut geeignet ist für einen hohen Diversitätspegel, d.h. eine hohe Anzahl von Sende- und Empfangsantennen.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, einen Schätzwert eines effektiven Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalkoeffizienten aus Entscheidungsvariablen abzuleiten, die als Ausgangswerte der Transformation von der Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanaldarstellung zu einer äquivalenten Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanaldarstellung erzeugt sind, vorzugsweise als Quadratwurzel einer Summe von quadrierten Absolutwerten der Entscheidungsvariablen. Vorzugsweisen kann der Schätzwert ferner verbessert werden durch Mitteln über eine Vielzahl von Entscheidungsvariablen oder durch Interpolationsfiltern einer Vielzahl von Entscheidungsvariablen.
Der Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, dass sie eine verbesserte Unterstützung für nachfolgende Verarbeitungsstufen bereitstellt, zum Beispiel Kanaldecodieren, Entzerrung oder Turbo-Rückkopplung, bei sehr niedrigen Berechnungskosten durch Verwendung von Entscheidungsvariablen, die zur Detektierung für eine unscharfe Ausgabe bestimmt werden.
Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Computerprogrammprodukt bereitgestellt, das direkt in den internen Speicher eines Detektors für eine unscharfe Ausgabe ladbar ist, das Softwarecode-Teilstücke umfasst zum Durchführen des erfinderischen Verfahrens zur Detektierung für eine unscharfe Ausgabe, wenn das Produkt auf einem Prozessor des Detektors für eine unscharfe Ausgabe läuft.
Deshalb ist die vorliegende Erfindung auch bereitgestellt zum Erreichen einer Implementierung der erfinderischen Verfahrensschritte auf Computer- oder Prozessorsystemen. Als Konsequenz führt solch eine Implementierung zu der Bereitstellung eines Computerprogrammprodukts zur Verwendung mit einem Computersystem oder im speziellerem einem Prozessor, der zum Beispiel in einem Detektor für eine unscharfe Ausgabe enthalten ist.
Die die Funktion der vorliegenden Erfindung definierenden Programme können zu einem Computer/Prozessor in vielen Formen geliefert werden, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, Informationen, die permanent auf nicht-beschreibbaren Speichermedien, zum Beispiel Nurlese-Speichervorrichtungen, so wie ROM oder CD-ROM-Scheiben, die durch Prozessoren oder Computer-I/O-Zusatzgeräte lesbar sind, gespeichert sind; Informationen, die auf beschreibbaren Speicherungsmedien gespeichert sind, d.h. Disketten oder Festplattenlaufwerken; oder Informationen, die zu einem Computer/Prozessor durch Kommunikationsmedien, so wie ein lokales Netzwerk und/oder Telefonnetzwerke und/oder Internet oder andere Schnittstellengeräte befördert werden. Es sollte verstanden werden, dass solche Medien beim Ausführen Prozessor-lesbarer Anweisungen, die das erfinderische Konzept implementieren, alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung darstellen.
Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden werden der beste Modus und bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die Zeichnungen beschrieben werden.
1 ist ein schematisches Diagramm eines Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells für einen flachen Schwund.
2 zeigt ein schematisches Diagramm eines Codierers für ein Differentiell-Sendediversitäts-Schema von orthogonalen Designs mit Verwenden eines Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodes.
3 zeigt ein schematisches Diagramm des Detektors für ein unscharfe Ausgabe gemäß der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt ein Flussdiagramm eines Betriebs für den in 3 gezeigten Detektor für eine unscharfe Ausgabe.
5 zeigt ein detailliertes schematisches Diagramm einer in 3 gezeigten Transformationseinheit.
6 zeigt ein Flussdiagramm eines Betriebs für die in 5 gezeigte Transformationseinheit.
7 zeigt ein schematisches Diagramm eines Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalmodells nach einer Transformation des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells.
8 zeigt ein schematisches Diagramm einer in 3 und 5 gezeigten Einheit zum unscharfen Rückabbilden.
9 zeigt ein Flussdiagramm einer Steuerung der in 8 gezeigten Einheit zum unscharfen Rückabbilden.
Beschreibung des besten Modus und bevorzugte Ausführungsformen
Im folgenden werden der beste Modus und bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die Zeichnungen beschrieben werden. Anfangs werden manche der der Detektierung für eine unscharfe Ausgabe zugrunde liegenden Grundkonzepte für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung erläutert werden.
Kanalmodell
1 zeigt ein schematisches Diagramm eines Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells für einen flachen Schwund gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie in 1 gezeigt, beschreibt ein Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-(MIMO) Kanal ein System mit n_T Sendeantennen und n_R Empfangsantennen. Die Abgriffsverstärkung von Sendeantenne i zu Empfangsantenne j zur Zeit k wird durch h(ij)k bezeichnet. Ferner wird das von Antenne i zur Zeit k übertragene Symbol durch x(i)k bezeichnet. Der beobachtete Wert bei Empfangsantenne j zur Zeit k ist gegeben durch
wobei n(j)k das additive Rauschen bei Empfangsantenne j ist.
Es sollte beachtet werden, dass 1 einen frequenzflachen Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal zur Erläuterung des Sendediversitäts-Schemas im Folgenden zeigt. Jedoch sind die im Folgenden zu erläuternden unterschiedlichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch auf frequenzselektive Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanäle anwendbar, die in eine Menge von flachen Schwundkanälen zerlegt sind mit Verwenden angemessener Techniken, zum Beispiel mit Verwenden eines orthogonalen Frequenztrennungsvielfachzugriffs und eines Schutzintervalls.
Prinzip von Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen Entwürfen
Ferner zu der Erläuterung des oben gegebenen Kanalmodells werden im Folgenden Prinzipien von Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen Entwürfen erläutert werden.
Die Basis für Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodes von orthogonalen Designs sind Nicht-Differentiell-Sendediversitäts-Techniken, die orthogonale Designs verwenden, wie zum Beispiel für zwei Sendeantennen in S. Alamouti: A Simple Transmitter Diversity Technique for Wireless Communications. IEEE Journal on Selected Areas of Communications, Special Issue on Signal Processing for Wireless Communications, 16(8):1451-1458, 1998, vorgeschlagen, das hiermit durch Verweis aufgenommen ist, und weiter auf mehr als zwei Sendeantennen verallgemeinert ist in V. Tarokh, H. Jafarkhani und A.R. Calderbank: Space-Time Block Codes From Orthogonal Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 45(5):1456-1467, Juni 1999, ebenfalls hiermit durch Verweis aufgenommen.
Ungeachtet des Typs einer Sendediversität wird während einer Datenübertragung eine Informationsquelle eine Sequenz von Eingangsbits zu einem Modulator erzeugen, der unterschiedliche Eingangsbits auf unterschiedliche Konstellationspunkte eines vorbestimmten Modulationsschemas abbilden wird, zum Beispiel eines 8-Phasenumtastungsmodulationsschemas. Für eine Sendediversität vom Nicht-Differentiell-Typ werden die erzeugten Konstellationspunkte die Basis zum Aufbau eines sog. Orthogonalen Designs bilden, das durch eine Matrix dargestellt werden kann gemäß
Hierbei entspricht die Anzahl von Spalten n_T in dem orthogonalen Entwurf der Anzahl von Sendeantennen und die Anzahl von Reihen P entspricht der Anzahl von zur Übertragung verwendeten Zeitschlitzen. Wie bereits oben umrissen, sind die Elemente des orthogonalen Designs Elemente eines Modulationskonstellationsschemas, Komplex-Konjugierte dieser Elemente und lineare Kombinationen davon.
Raum-Zeit-Blockcodieren bedeutet deshalb Einträge des orthogonalen Designs aus einer vorbestimmten Anzahl von Konstellationspunkten des Modulationskonstellationsschemas zu errichten. Sämtliche Einträge in derselben Reihe des orthogonalen Designs werden gleichzeitig von einer entsprechenden Anzahl von Sendeantennen übertragen. Ferner werden Einträge in derselben Spalte des orthogonalen Designs von denselben Sendeantennen in aufeinander folgenden Zeitschlitzen übertragen. Deshalb stellen die Spalten des orthogonalen Designs die Zeit dar, während Reihen des orthogonalen Designs den Raum darstellen. Aufgrund der Orthogonalität des orthogonalen Designs ermöglicht bei der Empfängerseite eine einfache lineare Kombination die Empfangsdiversität.
Angesichts des Obigen sind Differentiell-Sendediversitäts-Techniken basierend auf orthogonalen Designs vorgeschlagen worden für zwei Sendeantennen in V. Tarokh und H. Jafarkhani: A differential Detecion Scheme for Transmit Diversity. IEEE Journal on Selected Areas in Communications 18(7):1169-1174, Juli 2000, hierbei durch Verweis aufgenommen, und ferner auf mehr als zwei Sendeantennen verallgemeinert in H. Jafarkhani und V. Tarokh: Multiple Transmit Antenna Differential Detection from Orthogonal Designs. IEEE Transactions on Information Theory, 47(6):2626-2631, September 2001, ebenfalls hiermit durch Verweis aufgenommen.
2 zeigt ein schematisches Diagramm eines Codierers für ein Differentiell-Sendediversitäts-Schema von orthogonalen Designs mit Verwenden eines Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodes für n_T = 2 Sendeantennen.
Wie in 2 gezeigt, baut eine Differentiell-Sendediversität auf ein Abbilden von Bits
, die innerhalb desselben orthogonalen Designs übermittelt werden, – auch als eine Code-Matrix im Folgenden bezeichnet – auf komplexe Konstellationspunkte A_k und B_k. Der Vektor (x_2t+2 x_2t+1), der in einem Zeitschlitz übertragen wird, hat eine Einheitslänge gemäß |x2t+2| + |x2t+1| = 1 (1)
Es sollte beachtet werden, dass dieses Erfordernis für Zwecke einer Differentiell-Detektierung bei der Empfängerseite eingeführt wird. Das Abbilden von Bits auf Konstellationspunkte kann startend von einer M-wärtigen Phasenumtastungs-PSK-Konstellation erreicht werden mit Konstellationspunkten.
und durch Anwendung von Ak = d2t-1d(0)* + d2t+2d(0)* Bk = –d2t+1(0) + d2t+2d(0). (3)
Das Referenzsymbol d(0) kann zufällig aus der M-wärtigen PSK-Konstellation gewählt werden. Wenn log₂(M) Bits auf jeden der PSK-Konstellationspunkte d_2t+1, und d_2t+2 gemäß einem beliebigen Abbilden abgebildet werden, zum Beispiel einem Gray-Abbilden, werden die Konstellationspunkte A_k und B_k bestimmt durch 2·log₂(M) Bits. Eine wichtige Eigenschaft des Abbildens ist, dass der Vektor [A_k, B_k] Einheitslänge hat |Ak|2 + |Bk|2 = 1. (4)
Für eine Differentiell-Sendediversität wird eine Referenz-Raum-Zeit-Blockcode-Matrix oder äquivalenterweise ein Referenz-Orthogonal-Design zuerst übertragen, zum Beispiel gemäß
für ein orthogonales Design, das für zwei Sendeantenne und eine Übertragung über zwei Zeitschlitze bereitgestellt ist. Das Referenz-Orthogonal-Design enthält beliebige Symbole x₁ und x₂, die aus der M-wärtigen PSK-Konstellation genommen sind, so dass für das Codieren der ersten Bits eine Referenz auf eine vorherige Matrix, d.h. die Referenzcode-Matrix, möglich ist.
Die folgenden Symbole für den Raum-Zeit-Blockcode-Abbilder, die Information tragen, werden erhalten aus (x2t+1 + x2t+2) = Ak(x2t-1, x2t) + Bk (–x*2t , x*2t-1 ) (6)
Angesichts des Obigen werden orthogonale Designs über den Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanal übertragen, was es ermöglicht, die gleichzeitig von unterschiedlichen Antennen übertragenen Übertragungssymbole durch einfaches Kombinieren bei der Empfängerseite zu trennen.
Detektierung für eine unscharfe Ausgabe für eine Differentiell-Sendeantennen-Diversität von orthogonalen Designs
Grundstruktur und Betrieb eines Detektors für eine unscharfe Ausgabe
Im Folgenden wird eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe für eine Differentiell-Sendeantennen-Diversität von einem orthogonalen Design mit Verweis auf 3 bis 9 erläutert werden.
Hierzu zeigt 3 ein schematisches Diagramm eines Detektors für eine unscharfe Ausgabe 10 für eine Differentiell-Sendeantennen-Diversität von orthogonalen Designs gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Detektor für eine unscharfe Ausgabe 10 der vorliegenden Erfindung ist vom nicht-kohärenten Typ, d.h. eine Anwendung von Kanalschätzungstechniken ist nicht eine Voraussetzung für den Betrieb davon.
Wie in 3 gezeigt, umfasst der Detektor für eine unscharfe Ausgabe 10 gemäß der vorliegenden Erfindung eine Kanalmodell-Transformationseinheit 12 und eine Einheit für ein unscharfes Rückabbilden 14.
4 zeigt ein Flussdiagramm eines Betriebs für den in 3 gezeigten Decodierer für eine unscharfe Ausgabe.
Wie in 4 gezeigt, ist die Transformationseinheit 12 operativ angepasst zum Transformieren eines Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals in äquivalente Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanäle zur Bestimmung von Entscheidungsvariablen in einem Schritt S10. Die Transformation des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells in ein Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalmodell ist die Basis für eine effektive Anwendung von Mechanismen für eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe ebenso für ein Differentiell-Sendediversitäts-Schema von orthogonalen Designs.
Wie in 4 gezeigt, ist die Einheit zum unscharfen Rückabbilden 14 angepasst zum Bestimmungen von Log-Likelihood-Verhältnissen für übertragene Informationsbits auf der Basis der bestimmten Entscheidungsvariablen zur Lieferung von Bitentscheidungen für eine unscharfe Ausgabe mit einer Zuverlässigkeitsinformation in einem Schritt S12. Hierbei sollte beachtet werden, dass die Lieferung einer Entscheidung für eine unscharfe Ausgabe nicht die Anwendung von Kanalschätzungstechniken an sich erfordert, obwohl dieses ebenfalls innerhalb des Gesamtrahmenwerks der vorliegenden Erfindung abgedeckt ist, wie im Folgenden detaillierter erläutert werden wird.
Ferner verbessert die Lieferung von Bitentscheidungen für eine unscharfe Ausgabe mit Verwenden von Log-Likelihood-Verhältnissen durch die Einheit zum unscharfen Rückabbilden 14 signifikant die Leistungsfähigkeit nachfolgender Detektierungsstufen, zum Beispiel eines Fehlerkorrekturdecodierers, im Vergleich zu Detektoren für eine harte Ausgabe, wie im Fachgebiet für Raum-Zeit-Blockcodes bekannt. Die Verfügbarkeit von Log-Likelihood-Verhältnissen für eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe basiert auf gewissen Eigenschaften des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas, d.h., dass bezogene Konstellationspunkte des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas, auf welche eine Menge von Eingangsbits abgebildet werden bei der Empfängerseite, Einheitslänge haben.
Struktur und Betrieb einer Transformationseinheit
Während oben die Grundstruktur des nicht-kohärenten Detektors für eine unscharfe Ausgabe 10 gemäß der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf 3 und 4 erläutert worden ist, werden im Folgenden weitere Details der in 3 gezeigten Transformationseinheit mit Verweis auf 5 bis 7 erläutert werden.
5 zeigt ein schematisches Diagramm einer in 3 gezeigten Transformationseinheit 12.
Wie in 5 gezeigt, umfasst die Transformationseinheit 12 einen Vektorbilder 16, eine Berechnungseinheit für eine erste Entscheidungsvariable 18 und eine Berechnungseinheit für eine zweite Entscheidungsvariable 20. Die Eingangsanschlüsse des Vektorbilders 16 sind mit Empfangsantennen verbunden. Die Ausgangsanschlüsse des Vektorbilders 16 sind mit der Berechnungseinheit für eine erste Entscheidungsvariable 18 und der Berechnungseinheit für eine zweite Entscheidungsvariable 20 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der Berechnungseinheit für eine erste Entscheidungsvariable 18 bzw. eine Berechnungseinheit für eine zweite Entscheidungsvariable 20 sind mit den Eingangsanschlüssen der Einheit für ein unscharfes Rückabbilden 14 verbunden.
6 zeigt ein Flussdiagramm eines Betriebs für die in 5 gezeigte Transformationseinheit.
Wie in 6 gezeigt, wird der Vektorbilder 16 operativ Übertragungssymbole von Empfangsantennen empfangen – d. h. y(1)2t-1 ... y(1)2t+2 von der ersten Empfangsantenne ...,
von der n_R-ten Empfangsantenne – zum Aufbauen empfangener Vektoren y_k, y_k+1 bzw. y k in einem Schritt S14. Die Vektoren y_k und y_k+1 werden weitergeleitet an die Berechnungseinheit für eine erste Entscheidungsvariable 18 zur Berechnung einer ersten Entscheidungsvariable ŷ₁ in einem Schritt S16. Ferner werden die Vektoren y_k+1 und y k weitergeleitet an die Berechnungseinheit für eine zweite Entscheidungsvariable 18 zur Berechnung einer zweiten Entscheidungsvariable ŷ₂ in einem Schritt S18. Die erste Entscheidungsvariable ŷ₁ und die zweite Entscheidungsvariable ŷ₂ werden schließlich in einem Schritt S20 an die Einheit zum unscharfen Rückabbilden 14 zum nachfolgenden Verarbeiten davon ausgegeben. Während 6 eine sequenzielle Ausführung von Schritt S16 und Schritt S18 zeigt, können Schritt S16 und Schritt S18 gemäß der vorliegenden Erfindung auch parallel ausgeführt werden.
Angesichts des Obigen sollte beachtet werden, dass die Transformationseinheit 12, wie in 5 gezeigt, die empfangenen Werte von nur zwei aufeinander folgenden orthogonalen Designs k und k – 1 berücksichtigt, die die Sendesymbole x_2t-1, x_2t, x_2t+1, x_2t+2 bzw. deren Konjugierte tragen, was zu einer niedrigen Komplexität und niedrigen Verzögerung beim Verarbeiten führt.
Wie im Folgenden gezeigt werden wird, wird die Transformation des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells in eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Darstellung in der Transformationseinheit 12 auf der Basis einer linearen Darstellung des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals erreicht. Diese lineare Darstellung bildet die Basis zur Berechnung der Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂. Im Besonderen sind die in dem Vektorbilder 16 aufgebauten empfangenen Vektoren y_k, y_k+1 und yk definiert gemäß
wobei

t: ein Zeitindex ist;
n_R: die Anzahl von Empfangsantennen ist;
*: ein Komplex-Konjugiert-Operator ist; und
y (j) / i: ein bei einer Zeit i bei Empfangsantenne j empfangenes Symbol ist.

Mit Betrachten der Prinzipien von Differentiell-Raum-Zeit-Blockcodes wie oben umrissen, sind diese empfangenen Vektoren auf die folgenden Sendesymbolvektoren bezogen:
Ferner kann das während der Übertragung der Sendesymbolvektoren überlagerte Rauschen dargestellt werden durch Rauschvektoren gemäß
Unter der Annahme, dass das lineare System, das das Verhalten des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanals beschreibt, durch eine Matrix H ~ dargestellt wird als
können die empfangenen Vektoren y_k, y_k+1, und y _k dargestellt werden gemäß yk = Hxk + nk, (11) yk+1 = Hxk+1 + nk+1, (12) yk = Hx k + n k. (13)
Aus (11) und (12) berechnet die Berechnungseinheit für eine erste Entscheidungsvariable 18 die erste Entscheidungsvariable ŷ₁ gemäß
wobei H ein Operator zum Transponieren eines Vektors und Anwenden des Konjugiert-Komplex-Operators * auf sämtliche Vektorelemente ist.
Aus (12) und (13) berechnet die Berechnungseinheit für eine zweite Entscheidungsvariable 20 die zweite Entscheidungsvariable ŷ₂ gemäß
Es sollte beachtet werden, dass die resultierende Rauschvarianz in Gleichung (14) und (15) wie folgt ist:
wobei σ² die Varianz pro reeller Dimension des Rauschens bei jeder Empfangsantenne ist.
Eine harte Entscheidung würde der dichteste Konstellationspunkt [A(i) , B(i)] zu [ŷ₁, ŷ₂] sein, der erhalten wird aus
und die bezogenen Bits u_k würden erhalten werden durch Rückabbilden von A_k und B_k. Jedoch ist in einem Drahtloskommunikationssystem der Differentiell-Raum-Zeit-Blockcode mit einem äußeren Vorwärts-Fehlerkorrekturcode verkettet. Dieses ist einer der Gründe, dass die vorliegende Erfindung einen Detektor für eine unscharfe Ausgabe eher vorsieht als ein Verwenden von harten Entscheidungen.
7 zeigt ein schematisches Diagramm eines Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalmodells nach einer Transformation des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells, die die Basis für solch eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe nach Berechnung der Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂ bildet. Wie in 7 gezeigt, haben die oben umrissenen Operationen den Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Übertragungskanal in zwei äquivalente Einfacheingangs-Einfachausgangs-Übertragungskanäle transformiert.
Struktur und Betrieb einer Einheit zum unscharfen Rückabbilden
Während ein Weg eines Berechnens der Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂ erläutert worden ist, sind die Rauschvarianz und die Doppelsumme sämtlicher Abgriffsverstärkungen noch nicht direkt bei der Einheit zum unscharfen Rückabbilden 14 verfügbar. Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die vorgesehen sind, um diese Situation in Angriff zu nehmen, mit Verweis auf 8 und 9 beschrieben werden.
8 zeigt ein schematisches Diagramm einer in 3 und 5 gezeigten Einheit zum unscharfen Rückabbilden.
Wie in 8 gezeigt, umfasst die Einheit zum unscharfen Rückabbilden 14 eine Schnittstelleneinheit 22, eine Steuereinheit 24, eine Log-Likelihood-Berechnungseinheit 26, eine Kanalschätzungseinheit 28 und eine Filter- und/oder Mittelungseinheit 30.
Wie auch in 8 gezeigt, umfasst, gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die Log-Likelihood-Berechnungseinheit eine Max-Log-Näherungseinheit 32, und die Kanalschätzungseinheit 28 umfasst unterschiedliche Untereinheiten, die an spezifische Formen einer Kanalschätzung angepasst sind – deren Schätzung optional ist, wie bereits oben umrissen – d.h. eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Schätzungseinheit 34, eine Konstantwert-Schätzungseinheit 36 und eine Entscheidungsvariablen-Schätzungseinheit 38.
Bevor die Details der Operationen der in 8 gezeigten Einheit zum unscharfen Rückabbilden erläutert werden, wird anfangs ein theoretischer Hintergrund der Operation im Folgenden präsentiert werden.
Mit Verwenden der oben angegebenen (4) und (16) bestimmt die Log-Likelihood-Berechnungseinheit 26 operativ einen Log-Likelihood-Wert für eine a Posteriori Wahrscheinlichkeit gemäß
wobei

k ein Zeitindex ist;
ein Vektor von Übertragungsbits u_k einer Dimension 2log₂(M) auf eines der M² Konstellationselemente des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas abgebildet wird und u_k,l ein Übertragungsbit bei Position l in u_k ist;
ŷ₁ eine erste bestimmte Entscheidungsvariable ist;
ŷ₂ eine zweite bestimmte Entscheidungsvariable ist;
p(u_k,l = +|ŷ₁, y₂| eine erste bedingte Wahrscheinlichkeit für
u_k,l = +1 angesichts bestimmter Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂ ist;
p(u_k,l = –1|ŷ₁, ŷ₂) eine zweite bedingte Wahrscheinlichkeit für
u_k,l = –1 angesichts bestimmter Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂ ist; und
L(û_k,l) die unscharfe Ausgabe ist.

Ferner bestimmt die Log-Likelihood-Berechnungseinheit 26 operativ eine bitmäßige Ausgabebitentscheidung gemäß ûk,l = sign(L(ûk,l))und eine bitmäßige Zurverlässigkeitsinformation wird bestimmt gemäß |L(ûk,l)|.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst die Log-Likelihood-Berechnungseinheit 26 eine Max-Log-Näherungseinheit 32 zur effizienten Bestimmung der soweit umrissenen Entscheidung für eine unscharfe Ausgabe. Die Basis eines Betriebs dieser Max-Log-Näherungseinheit 32 wird in dem Folgenden erläutert werden.
Ein erster Schritt in Richtung der Näherung von Log-Likelihood-Verhältnissen ist eine Umformulierung von (18) gemäß
wobei

[A(i), B(i)] ein Vektor bezogener Konstellationspunkte des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas mit i∈{1,...,M} ist;
P_a (u_k,l) eine a Priori Wahrscheinlichkeit von Bit u_k,l ist;
die Summe in dem Zähler über sämtliche mit u_k,l = +1 verknüpften Konstellationspunkten [A(i), B(i)] genommen wird;
die Summe in dem Nenner über sämtliche mit u_k,l = –1 verknüpften Konstellationspunkten [A(i), B(i)] genommen wird;
gemäß Gleichung (16) bestimmt werden;
* ein Komplex-Konjugiert-Operator ist;
Re ein Realteil-Operator ist;
u(i) ein Vektorkandidat zur Entscheidung über Übertragungsbits u_k,l ist;
T ein Transponiert-Operator ist; und
L_a ein Vektor von a Priori Log-Likelihood-Werten ist, die der Vektordarstellung von Übertragungsbits entsprechen, die bekannt sein können, zum Beispiel aus Informationsquellen, Statistiken oder durch eine Turbo-Rückkopplung.

Gleichung (19) kann mit Verwenden des Jacobi-Logarithmus evaluiert werden gemäß
wobei
ein Korrekturterm ist, der zum Beispiel mit Verwenden einer Nachschlagtabellentechnik implementiert sein kann. Die Max-Likelihood-Näherung von (19) gemäß der vorliegenden Erfindung kann nun durch Vernachlässigen des Korrekturterms f_c in (20) bestimmt werden gemäß:
wobei
der erste max Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i), B(i)] des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas und bezogene Übertragungsbits u_k,l(i) mit einem Wert von +1 angewendet wird;
der zweite max Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i), B(i)] des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas und bezogene Übertragungsbits u_k,l(i) mit einem Wert von –1 angewendet wird;
n_T die Anzahl von zum Erreichen einer Sendediversität verwendeten Sendeantennen ist;
n_R die Anzahl von zum Erreichen eines Diversitätsempfangs verwendeten Empfangsantennen ist;
h^(i,j) eine Verstärkung bzw. ein Verstärkungsfaktor von einer Sendeantenne i zu einer Empfangsantenne j zur Zeit k ist;
Es sollte beachtet werden, dass Rauschvarianz
und die Doppelsumme über sämtliche Abgriffsverstärkungen
in (22) nicht direkt durch die in 3 und 5 gezeigte Transformationseinheit 12 breitgestellt werden. Im Folgenden werden die unterschiedlichen bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zur Evaluierung von (22) erläutert werden.
Erster Modus zum Evaluieren einer Max-Log-Näherung Ein erster Modus zum Evaluieren der Max-Log-Näherung (22) – operativ erreicht durch die Einfacheingangs-Einfachausgangs-Schätzungseinheit 34, die in 8 gezeigt ist – ist es, Einfacheingangs-Einfachausgangs-Standard-Schätzungstechniken zur Schätzung von
und
zu verwenden. Dieses erfordert eine Einfügung von Trainingssymbolen A_k, B_k in das Differentiell-Sendediversitäts-Schema vor einem Differentiell-Codieren. Typische Beispiele von Standard-Schätzungstechniken – die als nicht bindend für den Bereich der vorliegenden Erfindung berücksichtigt werden – sind eine MMSE-Kanalschätzung für einen minimalen mittleren quadratischen Fehler oder eine Korrelationskanalschätzung mit einer Trainingssequenz.
Es sollte beachtet werden, dass die Transformation des Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalmodells in das Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalmodell das Problem einer Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalschätzung auf eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzung reduziert, wobei standardmäßige Schätzungstechniken angewendet werden können. Da eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzung eine signifikant geringere Komplexität hat als eine Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanalschätzung, erfordert sie weniger Trainingssymbole und kann auch mit Verwenden von standardmäßigen Schätzungstechniken durchgeführt werden.
Ferner kann die erzeugte Information von einem besonderen Wert für nachfolgende Verarbeitungsstufen sein, zum Beispiel Kanaldecodieren, Entzerrung oder eine Turbo-Rückkopplung.
Zweiter Modus zum Evaluieren einer Max-Log-Näherung Ein zweiter Modus zum Evaluieren der Max-Log-Näherung (22) – operativ erreicht durch die in 8 gezeigte Konstantwert-Schätzungseinheit 36 – ist es, Werte von
und
auf irgendeinen Konstantwert zu setzen. Vorzugsweise wird ein Produkt von
beider Terme auf n_T·n_R gesetzt.
Für diesen Evaluierungsmodus wird angenommen, dass die Varianz über einen Rahmen oder äquivalenterweise ein orthogonales Design des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas konstant ist. Ferner ist dieser Evaluierungsmodus besonders gut geeignet für einen hohen Diversitätspegel, d.h. eine hohe Anzahl von Sende- und Empfangsantennen.
Mit dem zweiten Modus zum Evaluieren der Max-Log-Näherung wird die Detektierung für eine unscharfe Ausgabe ohne irgendeine Kanalschätzung überhaupt erreicht. Die diesem Ansatz zugrunde liegende Erkenntnis ist, dass die Erfordernis für zum Beispiel eine Rauschschätzung, um Entscheidungen für eine unscharfe Ausgabe zu berechnen, von dem Algorithmus abhängt, der in dem äußeren Vorwärtsfehlerkorrektur-(FEC, forward error correction) Decodierer verwendet wird. Wenn zum Beispiel ein Decodierer vom Viterbi-Typ angewendet wird, ist es nicht notwendig, eine Rauschvarianz zu schätzen, da der bezogene Wert nur ein konstanter Faktor in sämtlichen an den Decodierer weitergeleiteten Likelihood-Verhältniswerten ist. Deshalb kann der bezogene konstante Faktor auf irgendeinen konstanten Wert gesetzt sein.
Ferner wird in einem Turbo-Decodierer-Schema so lange keine Verschlechterung auftreten, wie nur Max-Log-MAP-Komponenten angewendet werden und keine außerhalb des Turbo-Schemas erlangte a Priori Information verwendet werden, wie in G. Bauch und V. Franz: A comparison of Soft-In/Soft-Out Algorithms for „Turbo-Detection": International Conference on Telecommunications (ICT); Juni 1998, erläutert, hierbei durch Verweis aufgenommen.
Dritter Modus zum Evaluieren einer Max-Log-Näherung
Ein dritter Modus zum Evaluieren der Max-Log-Näherung (22) – operativ erreicht durch die in 8 gezeigte Entscheidungsvariablen-Schätzungseinheit 38 – ist es, Werte von
und
auf einen Schätzwert eines effektiven Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalkoeffizienten zu setzen, der aus Entscheidungsvariablen berechnet ist.
Hierbei wird angenommen, dass zusätzlich zu den oben spezifizierten Werten für eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe die Einheit zum unscharfen Rückabbilden 14 auch einen Schätzwert eines resultierenden Kanalkoeffizienten h_e berechnen kann. Im Besonderen kann ein resultierender Kanalkoeffizient erhalten werden mit Verwenden von (14), (15) und (4) aus
Mit Vernachlässigen der Rauschkomponenten in (23) ist es möglich
zu ersetzen durch
welches dann als resultierender Kanalkoeffizient verwendet werden kann.
Weiter zu dem Obigen, ungeachtet des Modus zum Evaluieren des Max-Log-Näherungsterms, kann die Filterungs- und/oder Mittelungseinheit 30, wie in 8 gezeigt, den resultierenden Kanalkoeffizienten durch Interpolationsfiltern einer Vielzahl von Entscheidungsvariablen unterschiedlicher Blockmatrizen in dem Differentiell-Sendediversitäts-Schema oder durch Mitteln über eine Vielzahl von Entscheidungsvariablen verbessern.
Steuerung der Einheit zum unscharfen Rückabbilden
Während oben unterschiedliche strukturelle Komponenten und bezogene Funktionalitäten der Einheiten zum unscharfen Rückabbilden mit Verweis auf 8 erläutert worden sind, wird im Folgenden die Steuerung dieser strukturellen Komponenten durch die in 8 gezeigte Steuereinheit 24 mit Verweis auf 9 erläutert werden.
Wie in 9 gezeigt, wird die Steuereinheit 24 anfangs den Austausch von Daten von der Transformationseinheit 12 zum Empfang von Entscheidungsvariablen in einem Schritt S22 koordinieren. Dann, in einem Schritt S24, wird die Steuereinheit 24 über den Evaluierungsmodus der Log- Likelihood-Berechnung in einem Schritt S24 entscheiden, d.h., ob eine Kanalschätzung ausgeführt werden sollte oder nicht.
Wie in 9 gezeigt, wenn keine Kanalschätzung ausgeführt werden soll, wird die Steuereinheit die Konstantwert-Schätzungseinheit 36 in einem Schritt S26 aktivieren. Anderenfalls wird die Steuereinheit 24 über den Typ einer Kanalschätzung in einem Schritt S28 entscheiden. Wenn eine Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzung erforderlich ist, wird die Steuereinheit 24 ferner die Einfacheingangs-Einfachausgangs-Schätzungseinheit in einem Schritt S30 aktivieren. Anderenfalls wird die Steuereinheit 24 die Entscheidungsvariablen-Schätzungseinheit 38 in einem Schritt S32 aktivieren.
Wie in 9 gezeigt, wird die Steuereinheit 24 schließlich die Log-Likelihood-Berechnungseinheit 26 oder die Max-Log-Näherungseinheit 32 aktivieren gemäß der eingegebenen Information, die der Einheit zum unscharfen Rückabbilden 14 bereitgestellt ist, und einer intern durch die Kanalschätzungseinheit erzeugten Information. Obwohl nicht in 9 gezeigt, kann die Steuereinheit 24 auch die Filterungs- und/oder Mittelungseinheit 30 zur weiteren Verbesserung des Ergebnisses für eine Detektierung für eine unscharfe Ausgabe in dem oben umrissenen Sinn aktivieren.

Claims

Verfahren zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe für eine Differentiell-Sendeantennen-Diversität von orthogonalen Designs, die Schritte umfassend zum: Transformieren eines Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals in äquivalente Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanäle mit Verwenden eines Differentiell-Sendediversität-Schemas zur Bestimmung von Entscheidungsvariablen (ŷ₁, ŷ₂); und Bestimmen eines Log-Likelihood-Verhältnisses für übertragene Informationsbits auf der Basis der bestimmten Entscheidungsvariablen (ŷ₁, ŷ₂) zur Lieferung von Bitentscheidungen für eine unscharfe Ausgabe mit einer Zuverlässigkeitsinformation; dadurch gekennzeichnet, dass die Entscheidungsvariablen (ŷ₁, ŷ₂) bestimmt werden gemäß den folgenden Unterschritten: Aufbauen empfangener Vektoren gemäß
wobei k ein Vektorindex ist; t ein Zeitindex ist; n_R die Anzahl von Empfangsantennen ist; * ein Komplex-Konjugiert-Operator ist; und y(j)i ein bei einer Zeit i bei Empfangsantenne j empfangenes Symbol ist; ferner Berechnen einer ersten Entscheidungsvariablen ŷ₁ gemäß: ŷ1 = yHk yk+1;wobei H ein Operator zum Transponieren eines Vektors und Anwenden des Konjugiert-Komplex-Operators * auf sämtliche Vektorelemente ist; und ferner Berechnen einer zweiten Entscheidungsvariablen ŷ₂ gemäß: ŷ2 = y Hk yk+1.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Log-Likelihood-Verhältnisse für übertragene Informationsbits bestimmt werden gemäß
wobei k ein Zeitindex ist; ein Vektor von Übertragungsbits u_k einer Dimension 2log₂ (M) auf eines der M² Konstellationselemente des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas abgebildet wird und u_k,l ein Übertragungsbit bei Position l in u_k ist; ŷ₁ eine erste bestimmte Entscheidungsvariable ist; ŷ₂ eine zweite bestimmte Entscheidungsvariable ist; p(u_k,l = +1|ŷ₁, ŷ₂) eine erste bedingte Wahrscheinlichkeit für u_k,l = +1 angesichts bestimmter Entscheidungsvariablen y, und ŷ₂ ist; p(u_k,l = –1|ŷ₁, ŷ₂) eine zweite bedingte Wahrscheinlichkeit für u_k,l = –1 angesichts bestimmter Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂ ist; und L(û_k,l) die unscharfe Ausgabe ist.
Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Bitentscheidung bestimmt wird gemäß ûk,l = sign(L(ûk,l))und die Zuverlässigkeitsinformation bestimmt wird gemäß |L(ûk,l)|.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass Log-Likelihood-Verhältnisse für übertragene Informationsbits bestimmt werden durch Verwendung von Max-Log-Näherungen von Log-Likelihood-Verhältnissen.
Verfahren gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Max-Log-Näherung von Log-Likelihood-Verhältnissen für übertragene Informationsbits bestimmt wird gemäß
wobei [A(i),B(i)] ein Vektor bezogener Konstellationspunkte des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas mit i∈{1,...,M} ist; der erste max Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i),B(i)] des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas und bezogene Übertragungsbits u_k,l(i) mit einem Wert von +1 angewendet wird; der zweite max Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i),B(i)] des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas und bezogene Übertragungsbits u_k,l(i) mit einem Wert von –1 angewendet wird;
ein Maß einer Rauschvarianz für das additive Rauschen auf äquivalenten Übertragungskanälen ist; n_T die Anzahl von zum Erreichen einer Sendediversität verwendeten Sendeantennen ist; n_R die Anzahl von zum Erreichen eines Diversitätsempfangs verwendeten Empfangsantennen ist; h^(i,j) ein Verstärkungsfaktor von einer Sendeantenne i zu einer Empfangsantenne j zur Zeit k ist; * ein Komplex-Konjugiert-Operator ist; Re ein Operator für einen reellen Teil ist; u(i) ein Vektorkandidat für eine Entscheidung über Übertragungsbits ist; T ein Transponiert-Operator ist; und L_a ein Vektor von a priori Log-Likelihood-Werten ist, die der Vektordarstellung von Übertragungsbits entspricht.
Verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner den Schritt umfasst zum Schätzen eines Wertes von
und
mit Verwenden von Einfacheingangs-Einfachausgangs-Schätzungstechniken.
Verfahren gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzung erreicht wird mit Verwenden von Trainingssymbolen, die in das Differentiell-Sendediversitäts-Schema vor einem differentiellen Codieren eingefügt sind.
Verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner den Schritt umfasst zum Setzen eines Wertes von
auf einen konstanten Wert von n_T·n_R.
Verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner den Schritt umfasst zum Setzen eines Wertes von
auf einen Wert, der von Entscheidungsvariablen (ŷ₁, ŷ₂) abgeleitet ist gemäß
als Kanalschätzung.
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe für eine Differentiell-Sendeantennen-Diversität von orthogonalen Designs, umfassend: eine Transformationseinheit, die angepasst ist zum Transformieren eines Mehrfacheingangs-Mehrfachausgangs-Kanals in äquivalente Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanäle mit Verwenden eines Differentiell-Sendediversität-Schemas zur Bestimmung von Entscheidungsvariablen (ŷ₁, ŷ₂); und eine Einheit zum unscharfen Rückabbilden, die angepasst ist zum Bestimmen eines Log-Likelihood-Verhältnisses für übertragene Informationsbits auf der Basis der bestimmten Entscheidungsvariablen (ŷ₁, ŷ₂) zur Lieferung von Bitentscheidungen für eine unscharfe Ausgabe mit einer Zuverlässigkeitsinformation; dadurch gekennzeichnet, dass Transformationseinheit umfasst eine Vektorbildungseinheit, die angepasst ist zum Aufbauen empfangener Vektoren gemäß
wobei k ein Vektorindex ist; t ein Zeitindex ist; n_R die Anzahl von Empfangsantennen ist; * ein Komplex-Konjugiert-Operator ist; und y(j)i ein bei einer Zeit i bei Empfangsantenne j empfangenes Symbol ist; eine Berechnungseinheit für eine erste Entscheidungsvariable, die angepasst ist zum Berechnen einer ersten Entscheidungsvariablen ŷ₁ gemäß: ŷ1 = yHk yk+1;wobei H ein Operator zum Transponieren eines Vektors und Anwenden des Konjugiert-Komplex-Operators * auf sämtliche Vektorelemente ist; und eine Berechnungseinheit für eine erste Entscheidungsvariable, die angepasst ist zum Berechnen einer zweiten Entscheidungsvariablen ŷ₂ gemäß: ŷ2 = y Hk yk+1;
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zum unscharfen Rückabbilden eine Log-Likelihood-Einheit umfasst, die angepasst ist zum Bestimmen von Log-Likelihood-Verhältnissen für übertragene Informationsbits gemäß
wobei k ein Zeitindex ist; ein Vektor von Übertragungsbits u_k einer Dimension 2log₂ (M) auf eines der M² Konstellationselemente des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas abgebildet wird und u_k,l ein Übertragungsbit bei Position l in u_k ist; ŷ₁ eine erste bestimmte Entscheidungsvariable ist; ŷ₂ eine zweite bestimmte Entscheidungsvariable ist; p(u_k,l = +1|ŷ₁, ŷ₂) eine erste bedingte Wahrscheinlichkeit für u_k,l = +1 angesichts bestimmter Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂ ist; p(u_k,l = –1|ŷ₁, ŷ₂) eine zweite bedingte Wahrscheinlichkeit für u_k,l = –1 angesichts bestimmter Entscheidungsvariablen ŷ₁ und ŷ₂ ist; und L(û_k,l) die unscharfe Ausgabe ist.
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zum unscharfen Rückabbilden eine Bitentscheidungseinheit umfasst, die angepasst ist zum Bestimmen einer Bitentscheidung gemäß ûk,l = sign(L(ûk,l))und dass die Bitentscheidungseinheit angepasst ist zum Bestimmen der Zuverlässigkeitsinformation gemäß |L(ûk,l)
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zum unscharfen Rückabbilden eine Max-Log-Näherungseinheit umfasst, die ausgebildet ist zum Bestimmen von Log-Likelihood- Verhältnissen für übertragene Informationsbits durch Verwendung von Max-Log-Näherungen von Log-Likelihood-Verhältnissen.
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Max-Log-Näherungseinheit angepasst ist zum Bestimmen von Log-Likelihood-Verhältnissen für übertragene Informationsbits gemäß
wobei [A(i),B(i)] ein Vektor bezogener Konstellationspunkte des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas mit i∈{1,...,M} ist; der erste max Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i),B(i)] des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas und bezogene Übertragungsbits u_k,l(i) mit einem Wert von +1 angewendet wird; der zweite max Operator auf alle Konstellationspunkte [A(i),B(i)] des Differentiell-Sendediversitäts-Schemas und bezogene Übertragungsbits u_k,l(i) mit einem Wert von –1 angewendet wird;
ein Maß einer Rauschvarianz für das additive Rauschen auf äquivalenten Übertragungskanälen ist; n_T die Anzahl von zum Erreichen einer Sendediversität verwendeten Sendeantennen ist; n_R die Anzahl von zum Erreichen eines Diversitätsempfangs verwendeten Empfangsantennen ist; h^(i,j) ein Verstärkungsfaktor von einer Sendeantenne i zu einer Empfangsantenne j zur Zeit k ist; * ein Komplex-Konjugiert-Operator ist; Re ein Operator für einen reellen Teil ist; u(i) ein Vektorkandidat für eine Entscheidung über Übertragungsbits ist; T ein Transponiert-Operator ist; und L_a ein Vektor von a priori Log-Likelihood-Werten ist, die der Vektordarstellung von Übertragungsbits entspricht.
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zum unscharfen Rückabbilden eine erste Schätzungseinheit umfasst, die angepasst ist zum Schätzen eines Wertes von
und
mit Verwenden von Einfacheingangs-Einfachausgangs-Schätzungstechniken.
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schätzungseinheit angepasst ist zum Erreichen einer Einfacheingangs-Einfachausgangs-Kanalschätzung durch Verwendung von Trainingssymbolen, die in das Differentiell-Sendediversitäts-Schema vor einem differentiellen Codieren eingefügt sind.
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zum unscharfen Rückabbilden eine zweite Kanalschätzungseinheit umfasst, die angepasst ist zum Schätzen eines Wertes von
als einen konstanten Wert von n_T·n_R.
Detektor zur nicht-kohärenten Detektierung für eine unscharfe Ausgabe gemäß Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zum unscharfen Rückabbilden eine dritte Schätzungseinheit umfasst, die angepasst ist zum Schätzen eines Wertes von
als einen Wert, der von Entscheidungsvariablen (ŷ₁, ŷ₂) abgeleitet ist gemäß
Computerprogrammprodukt, das direkt in den internen Speicher eines Detektors für eine unscharfe Ausgabe ladbar ist, Softwarecode-Teilstücke umfassend zum Durchführen der Schritte eines der Ansprüche 1 bis 9, wenn das Produkt auf einem Prozessor des Detektors für eine unscharfe Ausgabe betrieben wird.