JP4476117B2 - 無線通信装置 - Google Patents
無線通信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4476117B2 JP4476117B2 JP2004378888A JP2004378888A JP4476117B2 JP 4476117 B2 JP4476117 B2 JP 4476117B2 JP 2004378888 A JP2004378888 A JP 2004378888A JP 2004378888 A JP2004378888 A JP 2004378888A JP 4476117 B2 JP4476117 B2 JP 4476117B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data stream
- received
- signal
- δlnp
- symbol
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0697—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
今日の無線通信システムでは、複数の送信アンテナから異なるデータストリームを並列に送信することにより、送信アンテナ数に比例して伝送容量を増大させる空間多重伝送技術が注目されている(MIMO伝送システム)。
MIMO伝送システムでは、発生したレプリカを減算する信号処理により、着目データストリームへの他のデータストリームからの干渉を除くことが通常のやり方である(V-BLAST, MSSE-VBLAST, Zero Forced V#BLAST)。
この通常の方法とは対照的に、本発明の無線通信装置(ターボ受信装置)は、繰り返し最尤推定(iterative maximum likelihood estimation)を行なう。本発明のターボ受信装置は最尤推定復号法(Maximum Likelihood Decoding:MLD)に非常に近いBER結果を示すと共に、同時に計算の複雑度を軽減する。
本発明のターボ受信装置は最大事後確率推定アルゴリズムに基づいている。このターボ受信装置では、非線形処理後に一方のチャネルから導出した情報が他方のチャネルの推定最大事後確率を精査(refine)し、同様に、他方のチャネルから導出した情報が一方のチャネルの推定最大確率を精査する。
送信アンテナの数Mと同じ数のデータストリームD0〜DM-1が、それぞれの送信装置TRX0〜TRXM-1でデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を経て、各送信アンテナATT0〜ATTM-1から送信される。各アンテナATT0〜ATTM-1から送信された信号は、独立のフェージングチャネルhnm(m=0〜M−1,n=0〜N−1)を通り、空間で多重された後、N本の受信アンテナATR0〜ATRN-1で受信される。各受信アンテナで受信された信号は、受信装置REC0〜RECN-1で周波数ダウンコンバート・直交検波・A/D変換処理等を経て、y0〜yN-1の受信データストリームが生成される。各受信データストリームは、M個の送信データストリームが多重された形になっているため、全ての受信データストリームに対して信号処理を行うことにより、送信データストリームが分離・再生される。
受信信号より送信データストリームD0〜DM-1を分離する信号処理のアルゴリズムには、チャネル相関行列の逆行列を用いるZF(Zero-Forcing) やMMSEといった線形アルゴリズム(非特許文献1参照)とBLAST(Bell Laboratories Layered Space-Time)に代表される非線形アルゴリズムがある。また、MLD(Maximum Likelihood Decoding)などの相関行列の逆行列演算を使用しない方法(非特許文献2参照)も知られている。
今、送信データストリームをM次元の複素行列で、受信データストリームをN次元の複素行列で表すと、次式の関係がある。
受信データストリームYに基づいて送信データストリーム(受信データベクトル)Dを推定する他の線形推定アプローチ法はMMSE(最小二乗平均誤差法)である。このMMSEアルゴリズムでは次式
送信ベクトルデータDの最も信頼のあるエレメントが復号されて他のエレメントの復号を改善するために使われるならば、パーフォーマンスが増大することが予想される。この手法はシンボルキャンセレーションと呼ばれ、ZF法やMMSE法と組み合わされZF-VBL,MSSE-VBLと呼ばれる。
MLDアルゴリズムは、相関行列の逆行列演算を使用しない方法であり、次式により送信データストリーム(送信ベクトル)Dを推定する。
なお、本発明者はMIMO通信システムに適用できる繰返しMAP検出器を提案している(非特許文献3参照)。
A. van Zelst, "Space Division Multiplexing Algorithms", 10th Mediterranean Electrotechnical Conference 2000, MELECON 2000, Cyprus, May 2000, Vol. 3, pp. 1218-1221. Geert Awater, Allert. van Zelst and Richard. van Nee, "Reduced Complexity Space Division Multiplexing Receivers," in proceedings IEEE VTC 2000, Tokyo, Japan, May 15-18, 2000, vol.2, pp.1070-1074. Alexander N.Lozhkin"Novell Interactive MAP Detector For MIMO Communication," Proc.of WPMC'04, Sep.12-15,2004,Abano Terme,Itary
を使って計算されたデータに相当する。このシミュレーション結果より、ZF-VBL法、MSSE-VBL法のBERはMLD法に比べてビットエラーレートが相当大きい問題がある。一方、MLD法は、エラーレートは小さいが演算量が膨大となり、アンテナ数の増加により演算量が指数関数的に増大する問題がある。
非特許文献3の従来技術は、ビットエラーレートを小さくし、かつ、演算量を減少する1手法を提案しているけれど、不十分である。
以上から本発明の目的は、非特許文献3の従来技術を更に発展してビットエラーレートを小さくし、かつ、演算量を減少できる無線通信装置を提供することである。
前記複数の受信アンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号から前記ビット推定値を求める計算を複数回繰り返す。
前記非線形処理回路のリミットレベルは信号対雑音比と送信された信号エネルギー差に依存した値である。
各送信装置TRX0,TRX1は情報シンボルDi (i=0,1)をQPSKあるいはBPSK変調して送信する。第1の送信装置TRX0は第1のデータストリームを、第2の送信装置TRX1は第2のデータストリームを送信する。
第1、第2データストリームを構成する情報シンボルDi (i=0,1)は実数部Re(Di)と虚数部Im(Di)を有している。従って、Di=(dRe,dIm)であり、dRe=Re(Di),dIm=Im(Di)である。情報シンボルDiはQPSKの場合、4つの可能な信号Sj *(t) (j=0,1,2,3)の内の1つである。信号Sj *(t)におけるjの番号は、表1に示すようにデータビットdRe=Re(Di),dIm=Im(Di)のペアに依存している。
送信される信号のために新しい表記Sij *(t)を導入する。このSij *(t)におけるインデックスiは送信装置の番号(0,1)を示し、インデックスjは第i送信装置により送信された表1の情報シンボルSj *(t) (j=0,1,2,3)を示す。
各受信装置REC0,REC1の入力には、第1、第2送信装置TRX1,TRX2の送信情報シンボルDi (0,1)の組合わせにより16個の可能な信号がある。表2は第1受信装置REC0の入力における全可能な信号を示し、表3は第2受信装置REC1の入力における全可能な信号を示している。
表2から第i受信装置が信号Sjを受信する事後確率は、ベイの混合ルール(Bayes' mixed rule)により次式
・k0は正規化因子、
・jは信号番号で、j=0,1,2,....,15、
・y(t)は信号系列とスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウスノイズn(t)との合成信号(y(t) =Sj+n(t))、
・Pi(Sj/y(t))は第i受信装置において信号Sj(t)を受信する事後確率(受信信号y(t)がSj(t)である確率)、
・Pi(dRe/y(t))は第i受信装置においてdReを受信する事後確率(受信信号y(t)がdReである確率)、
・Pa(Sj)は送受信信号がSj(t)である事前確率、
・P(y(t)/ Sj)は条件付き確率であり、受信語がy(t)であった時、送られた符号語がSjであったという確率、
・P(y(t))はy(t)を受信する確率
である。
表2から、第1受信装置REC0がdRe=+1を受信する確率及びdRe=−1を受信する、を確率はそれぞれ次式
ここで、次式
を考慮して(10)式を処理すると
となり、
となる。また、
である。同様に、(11)式をを処理すると
となる。また、
である。ここで、
と仮定すれば、(10)式の第1のメンバーについて、次式が成立する。
を考慮すると上式は次式で表わされる。
次式が成り立ち、
であるから、(13q)式において次式で示す左辺の各項目は右辺で与えられる。
以下、(10)式の第2メンバー、(11)式の第1、第2メンバーについてそれぞれ
と仮定して、上記と同様の処理を行なう。そして、得られた結果を(13f)式、(13i)式に代入して(12)式のlnP(dRe=+1/y(t)),lnP(dRe=−1/y(t))を計算すると、(14a)−(14i)式が得られる。
ここで、新しい表記を導入する。すなわち、第1の表記は
第2の表記は
図6の演算回路は上記(16)、(17)の表記及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック7,8において7a〜7d,8a〜8eは図4の所定のエネルギー差を有するリミッターを示している。
ブロック7は(14a)式の右辺第2項(L1−L2+L3+L4)を計算し、ブロック8は(14a)式の右辺第1項、第3〜第4項を計算し、加算器9はΔlnPREC0(0,I)={lnP(dRe=+1/y(t))−lnP(dRe=−1/y(t))}を計算して出力する。
図6において注目すべきは、ブロック7,8において、加算器7e,7f,8f,8gがΔlnP1(I)、ΔlnP1(Q)を加算している点および加算器8pがΔlnP0(Q)を加算している点である。ΔlnP1(I)は、シンボルD1の実数部が+1である時と−1である時の確率差、ΔlnP1(Q)はシンボルD1の虚数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第2シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、ΔlnP0(Q)は第1シンボルD0の虚数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第1シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック7において、符号7gは減算器、7h〜7iは加算器、7jは乗算器であり、ブロック8において、符号8h〜8iは減算器、8j〜8pは加算器である。
(14a)〜(14i)式と同様に、第2受信装置REC1が受信するシンボルD0の実数部dRe=Re(D0)を推定するための式を容易に導出することができる。すなわち、表2、表3から第2受信装置REC1が受信するシンボルD0の実数部dRe=Re(D0)のデシジョンルールは次式で与えられる
図8の演算回路は上記(19)の表記及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック17,18において17a〜17d,18a〜18eは所定のエネルギー差を有する図4のリミッターを示している。
ブロック7は(18a)式の右辺第2項(L1−L2+L3+L4)を計算し、ブロック18は(18a)式の右辺第1項、第3〜第4項を計算し、加算器19はΔlnPREC1(0,I)={lnP(dRe=+1/y(t))−lnP(dRe=−1/y(t))}=を計算して出力する。
図8において注目すべきは、ブロック17,18において、加算器17e,17f,18f,18gがΔlnP0(I)、ΔlnP0(Q)を加算している点および加算器18pがΔlnP1(Q)を加算している点である。ΔlnP0(I)は、シンボルD0の実数部が+1である時と−1である時の確率差、ΔlnP0(Q)はシンボルD0の虚数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第1シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、ΔlnP1(Q)は第2シンボルD1の虚数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第1シンボルD0の実数部の判定に際して第2シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック17において、符号17gは減算器、17h〜17iは加算器、17jは乗算器であり、ブロック18において、符号18h〜18iは減算器、18j〜18pは加算器である。
上記(a)、(b)で求めた推定値ΔlnPREC0(0,I)と推定値ΔlnPREC1(0,I)の和が、第1シンボルD0の実数部が+1である時と−1である時の確率値ΔlnP0(I)である。ここで、ΔlnPREC0(0,I)は、第1受信装置REC0の受信信号y0(t)より求めた推定値(第1シンボルD0の実数部が+1である時と−1である時の確率差)であり、ΔlnPREC1(0,I)は、第2受信装置REC1の受信信号y1(t)より求めた推定値(第1シンボルD0の実数部が+1である時と−1である時の確率差)である。
図9は第1シンボルD0の実数部の判定回路であり、演算回路101は図6の構成を備えて推定値ΔlnPREC0(0,I)を出力し、演算回路102は図8の構成を備えて推定値ΔlnPREC1(0,I)を出力し、加算器103は推定値ΔlnPREC0(0,I)と推定値ΔlnPREC1(0,I)を加算して合成推定値ΔlnP0(I)を出力し、判定部104は合成推定値ΔlnP0(I)に基づいて第1シンボルD0の実数部が+1であるか、−1であるかを判定して、判定結果dRe=Re(D0)を出力する。
この判定回路は、第1シンボルD0の実数部の判定に際して、第2シンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP1(I),ΔlnP1(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP0(I),ΔlnP0(Q)を用いて精査する。
(14a)式、(18a)式から明らかなように、送信された第1シンボルD0の実数部の符号を決定する時、第1、第2シンボルについて以前になされた判定情報が使用される。これらの判定情報は、第1シンボルの判定式(14a),(18a)において、ΔlnP0(I),ΔlnP0(Q),ΔlnP1(I),ΔlnP1(Q)であり、送信された第1、第2シンボルの実数部、虚数部の符号が“+”であるか“−”であるかの事後確率(ソフトデシジョン)の対数差を表わしている。全ての計算がシリアルに行なわれるので、(14a)式、(18a)式にしたがった処理の間、第1、第2シンボルについての最新の事後確率を採用するための繰返し計算が可能である。提案されたアルゴリズムは、ターボ符号のためにデザインされた周知のターボデコーダ方式に類似している。
ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボ受信装置と呼ぶことにする。判定するのに有益な情報は、全ての判定が完了するまでは決して捨てないという、この有名なビタビのフレーズが非常によく本発明のターボ受信装置に適合している。
あらゆる計算がシンボル毎に順番に行なわれるため、隣接チャネルからの最新の事後確率推定値を採用する繰り返し計算が行われる。ターボデコーダにおいて、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精査する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のシンボルについて非線形処理後に導き出された情報が、他方のシンボルの推定された事後確率を精査するために使用され、同様に前記他方のシンボルから導き出された情報が、前記一方のシンボルの推定された事後確率を精査するために使用される。繰り返しターボデコーダのように、受信情報シンボルについて最終判定を行なう前に本発明のアルゴリズムは1回以上の繰り返しを行なう。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定(硬判定)の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。しかし、本発明では,ハードビット判定は最後の繰り返しにおいてのみ実施される。
以上では第1シンボルD0の実数部dRe=Re(D0)の判定について説明したが同様の手法で第2シンボルD1の実数部dRe=Re(D1)の判定を行なうことができる。
(e-1)第1受信装置REC0が受信するシンボルD1の実数部dRe=Re(D1)の推定
第1受信装置REC0は、図6に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第2シンボルD1の実数部dRe=Re(D1)の推定値ΔlnPREC0(1,I)を出力する。ただし、
第2受信装置REC1は、図8に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第2シンボルD1の実数部dRe=Re(D1)の推定値ΔlnPREC1(1,I)を出力する。ただし、
図10は第2シンボルD1の実数部の判定回路であり、演算回路201は推定値ΔlnPREC0(1,I)を出力し、演算回路202は推定値ΔlnPREC1(1,I)を出力し、加算器203は推定値ΔlnPREC0(1,I)と推定値ΔlnPREC1(1,I)を加算して合成推定値ΔlnP1(I)を出力し、判定部204は合成推定値ΔlnP1(I)に基づいて第2シンボルD1の実数部が+1である時と−1であるかを判定して、判定結果dRe=Re(D1)を出力する。
この判定回路は、第2シンボルD1の実数部の判定に際して、第1シンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP0(I),ΔlnP0(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP1(I),ΔlnP1(Q)を用いて精査する。
第1シンボルの実数部の場合と同様に表2から、第1受信装置REC0がdIm=+1を受信する確率およびdIm=−1を受信する確率はそれぞれ次式
実数部と同様にして第1シンボルの虚数部dImの符号を決定するための決定ルール(デシジョンルール)は次式で与えられる。
第2の表記は
図12の演算回路は上記表記(24)~(25)及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック27,28において27a〜27d,28a〜28eは所定のエネルギー差を有する図4のリミッターを示している。
ブロック27は(23a)式の右辺第2項(L1+L2+L3−L4)を計算し、ブロック28は(23a)式の右辺第1項、第3〜第4項を計算し、加算器29はΔlnPREC0(0,Q)={lnP(dIm=+1/y(t))−lnP(dIm=−1/y(t))}を計算して出力する。
図12において注目すべきは、ブロック27,28において、加算器27e,27f,28f,28gがΔlnP1(I)、ΔlnP1(Q)を加算している点および加算器28pがΔlnP0(I)を加算している点である。ΔlnP1(I)は、第2シンボルD1の実数部が+1である時と−1である時の確率差、ΔlnP1(Q)は第2シンボルD1の虚数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第1シンボルD0の虚数部の判定に際して第2シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、また、ΔlnP0(I)は第1シンボルD0の実数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第1シンボルD0の虚数部の判定に際して第1シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック27において、符号27gは減算器、27h〜27iは加算器、27jは乗算器であり、ブロック28において、符号28h〜28iは減算器、28j〜28pは加算器である。
(23a)〜(23i)式と同様に、第2受信装置REC1が受信するシンボルD0の虚数部dIm=Im(D0)を推定するための式を容易に導出することができる。すなわち、表2、表3から判るように、第2受信装置REC1が受信するシンボルD0の虚数部dIm=Im (D0)のデシジョンルールは次式で与えられる。
図14の演算回路は上記表記及び(15)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック37,38において37a〜37d,38a〜38eは所定のエネルギー差を有する図4のリミッターを示している。
ブロック37は(26a)式の右辺第2項(L1+L2+L3−L4)を計算し、ブロック38は(26a)式の右辺第1項、第3〜第4項を計算し、加算器39はΔlnPREC1(0,Q)={lnP(dIm=+1/y(t))−lnP(dIm=−1/y(t))}=を計算して出力する。
図14において注目すべきは、ブロック37,38において、加算器37e,37f,38f,38gがΔlnP0(I)、ΔlnP0(Q)を加算している点および加算器38pがΔlnP1(I)を加算している点である。ΔlnP0(I)は、シンボルD0の実数部が+1である時と−1である時の確率差、ΔlnP0(Q)はシンボルD0の虚数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第2受信装置REC1における第1シンボルD0の虚数部の判定に際して第1シンボルD0の事後推定値を用いて精査していることを意味する。また、ΔlnP1(I)は第2シンボルD1の実数部が+1である時と−1である時の確率差であり、第1シンボルD0の虚数部の判定に際して第2シンボルD1の事後推定値を用いて精査していることを意味する。
尚、ブロック37において、符号37gは減算器、37h〜37iは加算器、37jは乗算器であり、ブロック38において、符号38h〜38iは減算器、38j〜38pは加算器である。
上記(f)、(g)で求めた推定値ΔlnPREC0(0,Q)と推定値ΔlnPREC1(0,Q)の和が、第1シンボルD0の虚数部が+1である時と−1である時の確率値ΔlnP0(Q)である。ここで、ΔlnPREC0(0,Q)は、第1受信装置REC0において第1シンボルD0の虚数部が+1である時と−1である時の確率差であり、ΔlnPREC1(0,Q)は、第2受信装置REC1においてシンボルD0の虚数部が+1である時と−1である時の確率差である。
図15は第1シンボルD0の虚数部の判定回路であり、演算回路301は図12の構成を備えて推定値ΔlnPREC0(0,Q)を出力し、演算回路302は図14の構成を備えて推定値ΔlnPREC1(0,Q)を出力し、加算器303は推定値ΔlnPREC0(0,Q)と推定値ΔlnPREC1(0,Q)を加算して合成推定値ΔlnP0(Q)を出力し、判定部304は合成推定値ΔlnP0(Q)に基づいて第1シンボルD0の虚数部が+1であるか、−1であるかを判定して、判定結果dIm=Im(D0)を出力する。
図15の判定回路は、第1シンボルD0の虚数部の判定に際して、第2シンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP1(I),ΔlnP1(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP0(I),ΔlnP0(Q)を用いて精査する。
以上(f)〜(h)では第1シンボルD0の虚数部dRe=Re(D0)の判定について説明したが同様の手法で第2シンボルD1の虚数部dIm=Im(D1)の判定を行なうことができる。
(i-1)第1受信装置REC0が受信するシンボルD1の虚数部dIm=Im(D1)の推定
第1受信装置REC0は、図12に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第2シンボルD1の虚数部dIm=Im(D1)の推定値ΔlnPREC0(1,Q)を出力する。ただし、
第2受信装置REC1は、図14に示したアルゴリズムと同様のアルゴリズムにしたがって第2シンボルD1の虚数部dIm=Im(D1)の推定値ΔlnPREC1(1,Q)を出力する。ただし、
図16は第2シンボルD1の虚数部の判定回路であり、演算回路401は推定値ΔlnPREC0(1,Q)を出力し、演算回路402は推定値ΔlnPREC1(1,Q)を出力し、加算器403は推定値ΔlnPREC0(1,Q)と推定値ΔlnPREC1(1,Q)を加算して合成推定値ΔlnP1(Q)を出力し、判定部404は合成推定値ΔlnP1(Q)に基づいて第2シンボルD1の虚数部が+1である時と−1であるかを判定して、判定結果dIm=Im(D1)を出力する。
この判定回路は、第2シンボルD1の虚数部の判定に際して、第1シンボルD0の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP0(I),ΔlnP0(Q)を用いて精査するとともに、自身のシンボルD1の実数部、虚数部の事後推定値ΔlnP1(I),ΔlnP1(Q)を用いて精査する。
以上、QPSK送信する場合について説明したが、BPSK送信する場合には、シンボルは実数部のみであり、虚数部を判定する回路が不要となる。又、実数部を判定する際に用いたΔlnP0(Q),ΔlnP1(Q)を0とする。
(k)シミュレーション
図17は本発明の受信装置の2回繰り返し演算した時のBER特性である。比較のために、従来の各受信法(ZF-VBL法、MSSE-VBL法、MLD法)のシミュレーション結果及びチャネル間干渉が存在しない場合(ICI-Free)、及びREFの場合のシミュレーション結果も示している。このシミュレーション結果より、本発明の受信装置によればMLD法のBER特性に近い良好な特性が得られており、SNR損失はMLD法のBER特性の0.5dB以下であることがわかる。
本発明の受信アルゴリズムの複雑度の度合が低いことを、
(1)2つの送信装置TRX0,TRX1が共にBPSK変調を採用している場合(BPSKケース)、
(2)一方の送信装置TRX0がBPSK変調を、他方の送信装置TRX1がQPSK変調を採用している場合(B/QPSKケース)、
(3) 2つの送信装置TRX0,TRX1が共にQPSK変調を採用している場合(QPSKケース)、
のそれぞれについて、MLD法と比較説明する。なお、複雑度は複素数/実数それぞれの加算、減算、乗算の数で推定する。
MLD法は、QM個の送信ベクトルの候補(レプリカ)を発生して(5)式の距離演算を行ない、距離が最小となるレプリカが入力データであると推定する方法であり、アンテナ数Mに応じて指数関数的に演算数が増加する。ただし、Qは変調方式でありBPSKであればQ=2、QPSKであればQ=4である。各ユークリッド距離計算は、4回の複素乗算と、2回の複素加算と、2回の複素加算を必要とする。また、1回の複素乗算は、次式
MLD法では22=4個の候補について距離計算が必要になるから、表4の1段目に示す演算回数を必要とする。なお、MLD法の2段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合である。一方、本発明の2回繰り返しターボ受信装置では、表4の3段目に示す演算回数を必要とするだけであり、演算数が少なくなっている。2回繰り返しターボ法の4段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合であり、MLD法と比べると演算数が1/3程度になっていることがわかる。
MLD法では2×22=8個の候補について距離計算が必要になるから、表5の1段目に示す演算回数を必要とする。なお、MLD法の2段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合である。一方、本発明の2回繰り返しターボ受信装置では、表5の3段目に示す演算回数を必要とするだけであり、演算数が少なくなっている。2回繰り返しターボの4段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合であり、MLD法と比べると演算数が減少していることがわかる。
MLD法では42=16個の候補について距離計算が必要になるから、表6の1段目に示す演算回数を必要とする。なお、MLD法の2段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合である。一方、本発明の2回繰り返しターボ受信装置では、表6の3段目に示す演算回数を必要とするだけであり、演算数が少なくなっている。2回繰り返しターボの4段目の数値は、複素演算を実数演算で置き換えた場合であり、MLD法と比べると演算数がはるかに減少していることがわかる。
以上の実施例では、説明を簡単にするために、送信局及び受信局はそれぞれ2本のアンテナを使用し、送信装置で採用するコンステレーションタイプはBPSKまたはQPSKであるとしたが、任意の送信アンテナ数、受信アンテナ数及び変調タイプ(多値変調M−QAM)にも本発明は適用できるものである。
(付記1)
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号を直交成分に分けて受信信号を処理し該受信機の間でデータ交換が行なわれる、
ことを特徴とする無線装置。
(付記2)
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号からビット推定値を求める計算を複数回繰り返す、
ことを特徴とする無線装置。
(付記3)
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路においてビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の隣接データストリームのビット推定値を使用することを特徴とする無線装置。
(付記4)
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路においてビット判定を行なう際、該非線形処理回路にて非線形処理を行った後の同一データストリームのビット推定値を使用することを特徴とする無線装置。
(付記5)
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナに設けられた受信機のうち、
第1の受信アンテナに設けられた第1の受信機において受信した信号より求めた第1の受信ビット推定値と、第2の受信アンテナに設けられた第2の受信機において受信した信号より求めた第2の受信ビット推定値を合成して最終判定を行なう、
ことを特徴とする無線装置。
(付記6)
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路を備え、
該非線形処理回路のリミットレベルは信号対雑音比と送信された信号エネルギー差に依存した値である、
ことを特徴とする無線装置。
(付記7)
送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数のアンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数のアンテナにそれぞれ設けられた該受信機は振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、該受信アンテナにて受信した信号のビット判定を行なう判定回路を備え、
該判定回路において受信信号のビット判定を行う際、隣接データの軟判定結果を該非線形処理回路における非線形処理後に使用する、
ことを特徴とする無線装置。
(付記8) 2つのデータストリームのそれぞれを別々の送信アンテナより送信する送信局と、2つの受信アンテナで受信した信号より空間で多重された前記データストリームを分離して出力する受信局を備えた多入力多出力伝送システムにおける受信方法において、
第1、第2のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求め、
第1、第2のアンテナで受信した信号より第2データストリームのビット推定値を求め、
第1のデータストリームのビット推定値を第2データストリームのビット推定値で精査し、
第2のデータストリームのビット推定値を第1データストリームのビット推定値で精査する、
ことを特徴とする多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
(付記9) 第1のデータストリームのビット推定値を第2データストリームのビット推定値で繰り返し精査し、第2のデータストリームの前記ビット推定値を第1データストリームの前記ビット推定値で繰り返し精査し、
所定回数繰返した後に第1のデータストリームの前記ビット推定値に基づいて第1のデータストリームのビットを判定し、第2のデータストリームの前記ビット推定値に基づいて第2のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記8記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
(付記10) 第1のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求めると共に、第2のアンテナで受信した信号より第1のデータストリームのビット推定値を求め、これらビット推定値を合成して合成推定値を求め、
第1のアンテナで受信した信号より第2のデータストリームのビット推定値を求めると共に、第2のアンテナで受信した信号より第2のデータストリームのビット推定値を求め、これらビット推定値を合成して合成推定値を求め、
第1のデータストリームの前記ビット推定値を第2データストリームの前記合成推定値で精査し、
第1のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第1のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
(付記11) 第2のデータストリームの前記ビット推定値を第1データストリームの前記合成推定値で精査し、
第2のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第2のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記10記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
(付記12) 第1のデータストリームの前記ビット推定値を第2データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、第2のデータストリームの前記ビット推定値を第1データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、
所定回数繰返した後に第1のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第1のデータストリームのビットを判定し、第2のデータストリームの前記合成推定値に基づいて第2のデータストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記11記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。 (付記13) 送信局がデータをQPSK変調して送信している場合、実数部及び虚数部毎に上記処理を実行して、実数部、虚数部それぞれについてビット判定する、
ことを特徴とする付記10乃至12記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
(付記14) 第1データストリームの実数部及び虚数部の前記ビット推定値を第2データストリームの前記実数部及び虚数部の合成推定値で精査し、
第2データストリームの実数部及び虚数部の前記ビット推定値を第1データストリームの前記実数部及び虚数部の合成推定値で精査、
することを特徴とする付記13記載の多入力多出力伝送システムにおける受信方法。
(付記15) 2つのデータストリームのそれぞれを別々の送信アンテナより送信する送信局と、2つの受信アンテナで受信した信号より空間で多重された前記データストリームを分離して出力する受信局を備えた多入力多出力伝送システムにおける受信局装置において、
第1のアンテナで受信した信号より第1データストリームのビット推定値を求める第1演算回路、
第2のアンテナで受信した信号より第1データストリームのビット推定値を求める第2演算回路、
第1のアンテナで受信した信号より第2データストリームのビット推定値を求める第3演算回路、
第2のアンテナで受信した信号より第2データストリームのビット推定値を求める第4演算回路、
第1データストリームの前記ビット推定値を合成して合成推定値を求める合成部、
該合成推定値に基づいて第1データストリームのビットを判定する判定回路、
第2データストリームの前記ビット推定値を合成して合成推定値を求める合成部、
を備え、第1、第2演算回路は第1データストリームの前記各ビット推定値を第2データストリームの前記合成推定値で精査し、前記判定回路は該精査された第1データストリームの前記合成推定値に基づいて第1データストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
(付記16) 前記第2データストリームの前記合成推定値に基づいて第2データストリームのビットを判定する判定回路を備え、
第3、第4演算回路は第2データストリームの前記各ビット推定値を第1データストリームの前記合成推定値で精査し、第2データストリームの前記判定回路は該精査された第2データストリームの合成推定値に基づいて第2データストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする請求項15記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
(付記17) 前記第1、第2演算回路は、第1データストリームの前記ビット推定値を第2データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、
第3、第4演算回路は第2データストリームの前記ビット推定値を第1データストリームの前記合成推定値で繰り返し精査し、
前記第1データストリームの判定回路は、所定回数繰返した後に第1データストリームの前記合成推定値に基づいて第1データストリームのビットを判定し、
前記第2データストリームの判定回路は、所定回数繰返した後に第2データストリームの前記合成推定値に基づいて第2データストリームのビットを判定する、
ことを特徴とする付記16記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
(付記18) 送信局がデータをQPSK変調して送信している場合、実数部及び虚数部毎に上記手段を備える、
ことを特徴とする付記15乃至17記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
(付記19) 前記各演算回路は、振幅リミッターとしての伝達関数を備える非線形ユニットを用いて前記各データストリームのビット推定値を算出する、
ことを特徴とする付記15乃至17記載の多入力多出力伝送システムにおける受信局装置。
102 推定値ΔlnPREC1(0,I)を演算する演算回路
103 合成推定値ΔlnP0(I)を出力加算器
104 判定結果dRe=Re(D0)を出力する判定回路
Claims (3)
- 送信アンテナから出力された、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路からの信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線装置において、
該複数の受信アンテナにはそれぞれ受信機を設け、
該複数の受信アンテナにそれぞれ設けられた該受信機は、
該受信アンテナが受信した受信データストリームの各信号の実数部のビット推定値を出力する第1の演算回路、
該受信アンテナが受信した受信データストリームの各信号の虚数部のビット推定値を出力する第2の演算回路、
前記受信信号の実数部のビット推定値と、隣接受信機における受信データストリームの各信号の実数部のビット推定値とを合成して合成推定値を出力する合成部、
前記実数部の合成推定値より前記受信アンテナにて受信した受信信号の実数部の硬ビット判定を行なう判定回路、
前記受信信号の虚数部のビット推定値と、隣接受信機における受信データストリームの各信号の虚数部のビット推定値とを合成して合成推定値を出力する合成部、
前記虚数部の合成推定値より前記受信アンテナにて受信した受信信号の虚数部の硬ビット判定を行なう判定回路、
を備え、前記第1の演算回路は、
受信データストリームの受信信号を、前記隣接受信機における受信データストリームの受信信号の実数部の合成推定値と虚数部の合成推定値と、該受信データストリームの受信信号の虚数部の合成推定値とにより補正する補正部、
前記補正された受信データストリームの受信信号に非線形処理を加える、振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、
該非線形処理結果より受信データストリームの受信信号の実数部のビット推定値を出力する演算部、
を備え、前記第2の演算回路は、
受信データストリームの受信信号を、前記隣接受信機における受信データストリームの受信信号の虚数部の合成推定値と実数部の合成推定値と、該受信データストリームの受信信号の実数部の合成推定値とにより補正する補正部、
前記補正された受信データストリームの受信信号に非線形処理を加える、振幅リミッターとしての伝達関数を有する非線形処理回路、
該非線形処理結果より受信データストリームの受信信号の虚数部のビット推定値を出力する演算部、
を備えたことを特徴とする無線装置。 - 前記複数の受信アンテナにそれぞれ設けられた該受信機は該受信アンテナにて受信した信号から前記ビット推定値を求める計算を複数回繰り返す、
ことを特徴とする請求項1記載の無線装置。 - 前記非線形処理回路のリミットレベルは信号対雑音比と送信された信号エネルギー差に依存した値である、
ことを特徴とする請求項1記載の無線装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004378888A JP4476117B2 (ja) | 2004-12-28 | 2004-12-28 | 無線通信装置 |
EP05251647.3A EP1677438B1 (en) | 2004-12-28 | 2005-03-17 | Wireless receiving device and receiving method |
US11/084,594 US7555078B2 (en) | 2004-12-28 | 2005-03-18 | Wireless communication device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004378888A JP4476117B2 (ja) | 2004-12-28 | 2004-12-28 | 無線通信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006186728A JP2006186728A (ja) | 2006-07-13 |
JP4476117B2 true JP4476117B2 (ja) | 2010-06-09 |
Family
ID=36038346
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004378888A Expired - Fee Related JP4476117B2 (ja) | 2004-12-28 | 2004-12-28 | 無線通信装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7555078B2 (ja) |
EP (1) | EP1677438B1 (ja) |
JP (1) | JP4476117B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4516478B2 (ja) * | 2005-05-20 | 2010-08-04 | 富士通株式会社 | M−ary−QAMMIMO通信システムのための受信装置 |
JP4887758B2 (ja) | 2005-11-28 | 2012-02-29 | 富士通株式会社 | 無線受信装置 |
EP1997247A2 (en) * | 2006-03-07 | 2008-12-03 | The Governors of the University of Alberta | Non-data-aided channel estimators for multipath and multiple antenna wireless systems |
JP5205347B2 (ja) * | 2009-08-18 | 2013-06-05 | Kddi株式会社 | 復調装置及び復調方法 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3633107A (en) * | 1970-06-04 | 1972-01-04 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive signal processor for diversity radio receivers |
US5710797A (en) * | 1995-05-23 | 1998-01-20 | Libit Signal Processing Inc. | Method and apparatus for digital communication in the presence of closely spaced adjacent channels |
US5748677A (en) * | 1996-01-16 | 1998-05-05 | Kumar; Derek D. | Reference signal communication method and system |
US5715282A (en) * | 1996-05-08 | 1998-02-03 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for detecting interference in a receiver for use in a wireless communication system |
US20020193146A1 (en) * | 2001-06-06 | 2002-12-19 | Mark Wallace | Method and apparatus for antenna diversity in a wireless communication system |
KR100566241B1 (ko) * | 2001-11-19 | 2006-03-29 | 삼성전자주식회사 | 이동통신시스템에서 연성 심볼 결합 장치 및 방법 |
JP4187555B2 (ja) * | 2003-03-26 | 2008-11-26 | 富士通株式会社 | 通信システム及び受信装置 |
GB0307471D0 (en) * | 2003-04-01 | 2003-05-07 | Qinetiq Ltd | Signal Processing apparatus and method |
-
2004
- 2004-12-28 JP JP2004378888A patent/JP4476117B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2005
- 2005-03-17 EP EP05251647.3A patent/EP1677438B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2005-03-18 US US11/084,594 patent/US7555078B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1677438B1 (en) | 2014-12-31 |
JP2006186728A (ja) | 2006-07-13 |
US20060140300A1 (en) | 2006-06-29 |
EP1677438A1 (en) | 2006-07-05 |
US7555078B2 (en) | 2009-06-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7787556B2 (en) | Method and apparatus for signal detection and matrix decomposition | |
EP2104981B1 (en) | Antenna selection and soft demapping for mimo decoding | |
US20060023636A1 (en) | Detector and method for estimating data probability in a multi-channel receiver | |
US7848440B2 (en) | Multi-channel communication method and apparatus using plural Markov Chain Monte Carlo simulations | |
US11552714B2 (en) | Signal separating apparatus and signal separating method | |
US8811215B2 (en) | Apparatus and method for detecting signal in spatial multiplexing system | |
JP2009543385A (ja) | 無線通信装置 | |
KR101508700B1 (ko) | 다중 입출력 무선통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법 | |
US20110182336A1 (en) | Method for determining a signal vector and detection circuit | |
EP1677438B1 (en) | Wireless receiving device and receiving method | |
JP5318091B2 (ja) | 受信装置および通信システム | |
JP5288622B2 (ja) | 無線通信装置、無線通信システムおよび通信方法 | |
Hijazi et al. | Near-optimal performance with low-complexity ML-based detector for MIMO spatial multiplexing | |
US8265204B2 (en) | Decoding device and method for MIMO system | |
Perovic et al. | Low-complexity detection for generalized pre-coding aided spatial modulation | |
JP4887758B2 (ja) | 無線受信装置 | |
Kim et al. | MMSE-based lattice-reduction-aided fixed-complexity sphere decoder for low-complexity near-ML MIMO detection | |
RU2523190C1 (ru) | Способ итеративного детектирования и декодирования сигнала в системах связи с mimo каналом | |
JP2012175280A (ja) | 無線受信装置およびその軟判定値生成方法 | |
EP2255452B1 (en) | Cdma receivers for the golden code | |
US20080181128A1 (en) | Efficient mean square error (mse) calculation for lattice elements | |
CN102664852B (zh) | 多输入多输出正交频分复用系统中的软输入软输出检测方法 | |
Abd-Elsalam et al. | Performance enhancement of MIMO detectors using wavelet de-noising filters | |
JP4545663B2 (ja) | マルチユーザ受信装置およびマルチユーザ受信方法 | |
Kammoun et al. | MAP channel estimation with turbo processing for orthogonal space–time block coded MISO systems |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070703 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20091207 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091215 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100215 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100309 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100309 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4476117 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130319 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140319 Year of fee payment: 4 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |