JP5205347B2 - 復調装置及び復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）伝送システムの復調装置及び復調方法に関する。

従来、ＭＩＭＯ伝送システムに係る復調技術として、ＱＲ−ＭＬＤ（QR decomposition - Maximum Likelihood Detection）法が知られている（例えば、非特許文献１参照）。又、ＱＲ−ＭＬＤ法に対して演算量削減を図ったＱＲＭ−ＭＬＤ（QR decomposition with m algorithm - Maximum Likelihood Detection）法が知られている。

K.J. Kim, J. Yue, R.A. Iltis, J.D. Gibson,"A QRD-M/Kalman Filter-Based Detection and Channel Estimation Algorithm for MIMO-OFDM Systems",IIEEE Trans. on Wireless Commun., vol. 4, no. 2, pp. 710-721, Mar. 2005.

しかし、上述した従来のＱＲ−ＭＬＤ法では演算量が多いという問題がある。又、ＱＲＭ−ＭＬＤ法では、ＱＲ−ＭＬＤ法に比して、演算量は削減されるが復調精度が低下するという問題がある。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、ＱＲ−ＭＬＤ法と同等の復調精度を得ると共に演算量削減を図ることのできる復調装置及び復調方法を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明に係る復調装置は、ＭＩＭＯ伝送システムの復調装置において、伝搬路行列をユニタリ行列と上三角行列とにＱＲ分解する伝搬路行列分解部と、前記ユニタリ行列と受信信号ベクトルを用いて直交化受信信号ベクトルを算出する直交化受信信号ベクトル算出部と、前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の同相成分を算出する第１の受信候補信号点算出部と、前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の直交成分を算出する第２の受信候補信号点算出部と、前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の同相成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に同相成分のシンボル尤度を算出する第１のシンボル尤度算出部と、前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の直交成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に直交成分のシンボル尤度を算出する第２のシンボル尤度算出部と、前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に累積メトリックを算出する累積メトリック算出部と、前記累積メトリックを用いて受信データを判定する受信データ判定部と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る復調装置において、前記累積メトリック算出部は、前記上三角行列内の最初の累積メトリック算出対象行である最下行に係る前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度の和を該最下行の１つ上の行である次の累積メトリック算出対象行に係る前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度とにそれぞれ加算して、該次の累積メトリック算出対象行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックとを算出し、以後、前記上三角行列内の一の累積メトリック算出対象行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックの和を該累積メトリック算出対象行の１つ上の行である次の累積メトリック算出対象行に係る前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度とにそれぞれ加算して、該次の累積メトリック算出対象行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックとを算出する、ことを特徴とする。

本発明に係る復調装置において、前記受信データ判定部は、前記上三角行列内の最上行に係る前記直交化受信信号ベクトルの要素のみに含まれる送信ストリームの受信データを、前記上三角行列内の最上行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックとを用いて判定することを特徴とする。

本発明に係る復調方法は、ＭＩＭＯ伝送システムの復調装置における復調方法であって、伝搬路行列をユニタリ行列と上三角行列とにＱＲ分解するステップと、前記ユニタリ行列と受信信号ベクトルを用いて直交化受信信号ベクトルを算出するステップと、前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の同相成分を算出するステップと、前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の直交成分を算出するステップと、前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の同相成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に同相成分のシンボル尤度を算出するステップと、前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の直交成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に直交成分のシンボル尤度を算出するステップと、前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に累積メトリックを算出するステップと、前記累積メトリックを用いて受信データを判定するステップと、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、ＱＲ−ＭＬＤ法と同等の復調精度を得ると共に演算量削減を図ることができるという効果が得られる。

本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ伝送システムの構成を示す概念図である。 図１に示す受信機２の構成を示すブロック図である。 図２に示す復調部１４の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る復調処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る累積メトリック算出処理の手順を示すフローチャートである。 １６ＱＡＭの信号点配置を示す図である。 １６ＱＡＭの同相成分の信号点配置を示す図である。 １６ＱＡＭの直交成分の信号点配置を示す図である。

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ伝送システムの構成を示す概念図である。図１において、送信機１は、複数（Ｎ＿ｔ個）の送信アンテナＡＮＴＳ−１〜Ｎ＿ｔを有する。送信機１は、各送信アンテナＡＮＴＳ−１〜Ｎ＿ｔから各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎ＿ｔを送信する。各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎ＿ｔは、送信ビットがマッピングされた変調シンボルのデータ信号ｘ_１〜ｘ_Ｎ＿ｔを有する。例えば、変調方式が１６ＱＡＭの場合、一変調シンボル当りのビット数（変調多値数）は４である。この場合、各データ信号ｘ_１〜ｘ_Ｎ＿ｔには、一変調シンボル当り、４ビットの送信ビットがマッピングされている。

そのＮ＿ｔ個の送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎ＿ｔは、電波伝搬路を介して受信機２に到達する。

受信機２は、複数（Ｎ＿ｒ個）の受信アンテナＡＮＴＲ−１〜Ｎ＿ｒを有する。送信機１から送信されたＮ＿ｔ個の送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎ＿ｔは、電波伝搬路を介し、Ｎ＿ｒ個の受信ストリームＲＳＴ−１〜Ｎ＿ｒとして、受信機２の各受信アンテナＡＮＴＲ−１〜Ｎ＿ｒで受信される。

図２は、図１に示す受信機２の構成を示すブロック図である。図２において、ＲＦ（Radio Frequency）信号は、各受信アンテナＡＮＴＲ−１〜Ｎ＿ｒで受信されたＮ＿ｒ個の受信信号から構成される。無線受信部１１は、ＲＦ信号（アナログ信号）をベースバンド信号（デジタル信号）に変換する。分離部１２は、そのベースバンド信号から、無線フレームの同期を確立し、無線フレーム内に多重されている受信パイロット信号と受信データ信号Ｙを分離する。なお、パイロット信号とデータ信号の多重化方法としては、時分割多重（ＴＤＭ）、周波数分割多重（ＦＤＭ）、符号分割多重（ＣＤＭ）などが利用される。

データ信号Ｙは、各受信アンテナＡＮＴＲ−１〜Ｎ＿ｒで受信されたＮ＿ｒ個のデータ信号ｙ_１〜ｙ_Ｎ＿ｒから構成される。以下、データ信号Ｙのことを受信信号ベクトルＹと称する。従って、受信信号ベクトルＹは、各受信アンテナＡＮＴＲ−１〜Ｎ＿ｒで受信されたＮ＿ｒ個のデータ信号ｙ_１〜ｙ_Ｎ＿ｒを要素に持つ。

伝搬路情報推定部１３は、受信パイロット信号を用いて、自ＭＩＭＯ伝送システムの電波伝搬路の伝送特性を表す伝搬路情報を推定する。パイロット信号は、送信機１と受信機２に共通の既知信号である。伝搬路情報推定部１３は、伝搬路情報の推定結果として、伝搬路行列Ｈを出力する。

復調部１４は、伝搬路行列Ｈと受信信号ベクトルＹを用いて復調処理を行い、送信機１から送信されたＮ＿ｔ個の各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎ＿ｔに対応する受信ビットを出力する。

図３は、図２に示す復調部１４の構成を示すブロック図である。図３において、復調部１４は、伝搬路行列分解部２１と直交化受信信号ベクトル算出部２２とＩチャネル受信候補信号点算出部２３とＱチャネル受信候補信号点算出部２４とＩチャネルシンボル尤度算出部２５とＱチャネルシンボル尤度算出部２６と累積メトリック算出部２７とビット尤度算出部２８と誤り訂正復号部２９を有する。

図４は、本実施形態に係る復調処理の手順を示すフローチャートである。以下、図４を参照して、図３に示す復調部１４の動作を説明する。なお、数式中の表記で文字Ａに付帯する下付き文字Ｂにさらに下付き文字Ｃが付帯する場合、明細書の文中ではＡ_Ｂ（Ｃ）と表記する。

図４において、ステップＳ１では、伝搬路行列分解部２１が、伝搬路行列Ｈをユニタリ行列Ｑと上三角行列ＲとにＱＲ分解する。伝搬路行列Ｈとユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒの関係は、（１）式で表される。

以下、説明を簡単にするため、送信アンテナ数と受信アンテナ数は同じであるとする（Ｎ＿ｔ＝Ｎ＿ｒ＝Ｎ、とする）と、伝搬路行列Ｈとユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒの関係は（２）式で表される。

次いで、ステップＳ２では、直交化受信信号ベクトル算出部２２が、ユニタリ行列Ｑと受信信号ベクトルＹを用いて直交化受信信号ベクトルＺを算出する。受信信号ベクトルＹは、（３）式で表される。

但し、受信信号ベクトルＹは各受信アンテナＡＮＴＲ−１〜Ｎで受信されたＮ個のデータ信号ｙ_１〜ｙ_Ｎを要素に持つ。Ｘは送信信号ベクトルである。送信信号ベクトルＸは、送信機１のＮ個の各送信アンテナＡＮＴＳ−１〜Ｎで送信されたＮ個のデータ信号ｘ_１〜ｘ_Ｎを要素に持つ。Ｎは雑音ベクトルである。雑音ベクトルＮは、各受信アンテナＡＮＴＲ−１〜Ｎで受信されたＮ個の雑音信号ｎ_１〜ｎ_Ｎを要素に持つ。
そして、直交化受信信号ベクトルＺは、（４）式で表される。直交化受信信号ベクトルＺは、Ｎ個の要素ｚ_１〜ｚ_Ｎを持つ。

但し、Ｑ^Ｈはユニタリ行列Ｑの共役転置行列である。

次いで、ステップＳ３では、受信候補信号点の同相成分（Ｉチャネル：In-phase Channel）と直交成分（Ｑチャネル：Q-phase Channel）を算出する。受信候補信号点は（５）式で表される。

但し、ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}はｎ番目の送信ストリームＳＳＴ−ｎの送信候補信号点である。ｎは１からＮまでの自然数であり、上三角行列Ｒの列番号（第１列（最左列）から第Ｎ列（最右列））に対応する。一送信ストリームＳＳＴ−ｎの送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}に関しては、２^Ｍ個（識別子ｉ_ｎが１〜２^Ｍ）あり、全て既知である。

図６に、１６ＱＡＭの場合の既知の信号点配置を示す。１６ＱＡＭの場合、変調多値数Ｍは４であり、送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}として、図６に示されるように、既知の１６個の送信候補信号点Ｐｔ＿Ａ〜Ｐがある。

ｃ_{ｎ，ｊ（ｎ）}は直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎの受信候補信号点である。受信候補信号点ｃ_{ｎ，ｊ（ｎ）}は、Ｎ個の送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎのうち、（Ｎ−ｎ＋１）個の送信ストリームＳＳＴ−ｎ〜Ｎの送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}〜ｘ_{Ｎ，ｉ（Ｎ）}の組合せ数分ある。従って、受信候補信号点ｃ_{ｎ，ｊ（ｎ）}は、２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個（識別子ｊ_ｎが１〜２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}）ある。

例えばＮ＝２、且つ、１６ＱＡＭの場合、直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに対する受信候補信号点ｃ_{ｎ，ｊ（ｎ）}は、２^{（３−ｎ）×４}個がある。この場合、直交化受信信号ベクトルＺの１番目の要素ｚ_１に対する受信候補信号点ｃ_{１，ｊ（１）}は、２^{（３−１）×４}＝２^８＝２５６個がある。直交化受信信号ベクトルＺの２番目の要素ｚ_２に対する受信候補信号点ｃ_{２，ｊ（２）}は、２^{（３−２）×４}＝２^４＝１６個がある。

Ｉチャネル受信候補信号点算出部２３は、上三角行列Ｒと送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}を用いて受信候補信号点の同相成分を算出する。Ｑチャネル受信候補信号点算出部２４は、上三角行列Ｒと送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}を用いて受信候補信号点の直交成分を算出する。

ここで、送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}の同相成分（同相成分送信候補信号点）ｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ（ｎ）}は、（６）式で表される。送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}の直交成分（直交成分送信候補信号点）ｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ（ｎ）}は、（７）式で表される。
ｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ（ｎ）}＝Ｒｅ（ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}） （６）
ｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ（ｎ）}＝Ｉｍ（ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}） （７）
但し、Ｒｅ（ｘ）はｘの実数部を表す。Ｉｍ（ｘ）はｘの虚数部を表す。

図７に、１６ＱＡＭの場合の同相成分の既知の信号点配置を示す。図８に、１６ＱＡＭの場合の直交成分の既知の信号点配置を示す。図７に示されるように、１６ＱＡＭの場合、既知の４個の同相成分送信候補信号点Ｐｔ＿ａ〜ｄがある。図８に示されるように、１６ＱＡＭの場合、既知の４個の直交成分送信候補信号点Ｐｔ＿ｅ〜ｈがある。

ここで注目すべきは、２^Ｍ個の送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}に対し、同相成分送信候補信号点ｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ（ｎ）}および直交成分送信候補信号点ｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ（ｎ）}の総数が「２×２^Ｍ／２」個に削減される点である。例えば１６ＱＡＭの場合、１６個の送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}に対し、同相成分送信候補信号点ｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ（ｎ）}および直交成分送信候補信号点ｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ（ｎ）}の総数は８個に削減される。以下、同相成分送信候補信号点をｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ’（ｎ）}と表し、直交成分送信候補信号点をｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ’（ｎ）}と表す。同相成分送信候補信号点ｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ’（ｎ）}は、２^Ｍ／２個（識別子ｉ’_ｎが１〜２^Ｍ／２）ある。直交成分送信候補信号点ｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ’（ｎ）}は、２^Ｍ／２個（識別子ｉ’_ｎが１〜２^Ｍ／２）ある。

Ｉチャネル受信候補信号点算出部２３は、受信候補信号点の同相成分（同相成分受信候補信号点）を（８）式で算出する。Ｑチャネル受信候補信号点算出部２４は、受信候補信号点の直交成分（直交成分受信候補信号点）を（９）式で算出する。

但し、ｃ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎの同相成分受信候補信号点である。ｃ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎの直交成分受信候補信号点である。ｒ_ｎ，ｎは上三角行列Ｒのｎ行ｎ列の要素であり、実数である。

同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は、Ｎ個の送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎのうち、１個の送信ストリームＳＳＴ−ｎの同相成分送信候補信号点ｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ（ｎ）}及び（Ｎ−ｎ）個の送信ストリームＳＳＴ−（ｎ＋１）〜Ｎの送信候補信号点ｘ_{ｎ＋１，ｉ（ｎ＋１）}〜ｘ_{Ｎ，ｉ（Ｎ）}の組合せ数分ある。従って、同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は、「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個（識別子ｊ’_ｎが１〜２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２）ある。

直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は、Ｎ個の送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎのうち、１個の送信ストリームＳＳＴ−ｎの直交成分送信候補信号点ｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ（ｎ）}及び（Ｎ−ｎ）個の送信ストリームＳＳＴ−（ｎ＋１）〜Ｎの送信候補信号点ｘ_{ｎ＋１，ｉ（ｎ＋１）}〜ｘ_{Ｎ，ｉ（Ｎ）}の組合せ数分ある。従って、直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は、「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個（識別子ｊ’_ｎが１〜２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２）ある。

ここで注目すべきは、直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎの受信候補信号点ｃ_{ｎ，ｊ（ｎ）}が２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個であるのに対し、直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎの同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}及び直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の総数が「２×２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個に削減される点である。

例えばＮ＝２、且つ、１６ＱＡＭの場合、直交化受信信号ベクトルＺの１番目の要素ｚ_１の受信候補信号点ｃ_{１，ｊ（１）}が「２^{（３−１）×４}＝２^８＝２５６」個であるのに対し、直交化受信信号ベクトルＺの１番目の要素ｚ_１の同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{１，ｊ’（１）}及び直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{１，ｊ’（１）}の総数は「２×２^{（２−１）×４}×２^２＝２×２^４×２^２＝２^７＝１２８」個に削減される。さらに、直交化受信信号ベクトルＺの２番目の要素ｚ_２の受信候補信号点ｃ_{２，ｊ（２）}が「２^{（２−２＋１）×４}＝１６」個であるのに対し、直交化受信信号ベクトルＺの２番目の要素ｚ_２の同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{２，ｊ’（２）}及び直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{２，ｊ’（２）}の総数は「２×２^{（２−２）×４}×２^２＝２×２^０×２^２＝８」個に削減される。

次いで、ステップＳ４では、同相成分のシンボル尤度と直交成分のシンボル尤度を算出する。Ｉチャネルシンボル尤度算出部２５は、直交化受信信号ベクトルＺと受信候補信号点の同相成分（同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}）を用いて、直交化受信信号ベクトルＺの要素ｚ_ｎ毎に同相成分のシンボル尤度を算出する。Ｑチャネルシンボル尤度算出部２６は、直交化受信信号ベクトルＺと受信候補信号点の直交成分（直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}）を用いて、直交化受信信号ベクトルＺの要素ｚ_ｎ毎に直交成分のシンボル尤度を算出する。

Ｉチャネルシンボル尤度算出部２５は、同相成分のシンボル尤度（同相成分シンボル尤度）を（１０）式で算出する。Ｑチャネルシンボル尤度算出部２６は、直交成分のシンボル尤度（直交成分シンボル尤度）を（１１）式で算出する。

但し、ｄ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに対する同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の同相成分シンボル尤度である。ｄ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに対する直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の直交成分シンボル尤度である。直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに対して、同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は同相成分受信候補信号点ｃ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の個数分、「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個がある。直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに対して、直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}は直交成分受信候補信号点ｃ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の個数分、「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個がある。

ここで注目すべきは、直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに対する受信候補信号点ｃ_{ｎ，ｊ（ｎ）}のシンボル尤度ｄ_{ｎ，ｊ（ｎ）}が２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個であるのに対し、直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに係る同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}及び直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の総数は「２×２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個に削減される点である。

例えば、Ｎ＝２、且つ、１６ＱＡＭの場合、ステップ４で算出される、直交化受信信号ベクトルＺの２番目の要素ｚ_２に係る（後述の第１ステージ（ステージ番号＝１、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ＝２）に対応する）の同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{２，ｊ’（２）}及び直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{２，ｊ’（２）}は、
ｄ^Ｉ _２，ａ、ｄ^Ｉ _２，ｂ、ｄ^Ｉ _２，ｃ、ｄ^Ｉ _２，ｄ、ｄ^Ｑ _２，ｅ、ｄ^Ｑ _２，ｆ、ｄ^Ｑ _２，ｇ、ｄ^Ｑ _２，ｈ、
の８個となる。但し、ｊ’_２としての、表記ａ〜ｄは送信ストリームＳＳＴ−２の同相成分送信候補信号点Ｐｔ＿ａ〜ｄ（図７参照）に対応し、表記ｅ〜ｈは送信ストリームＳＳＴ−２の直交成分送信候補信号点Ｐｔ＿ｅ〜ｈ（図８参照）に対応する。
この第１ステージに関しては、従来のＱＲ−ＭＬＤ法に比して算出するシンボル尤度の個数は、１６個から８個に削減される。

そして、ステップ４で算出される、直交化受信信号ベクトルＺの１番目の要素ｚ_１に係る（後述の第２ステージ（ステージ番号＝２、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ＝１）に対応する）の同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{１，ｊ’（１）}及び直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{１，ｊ’（１）}は、
ｄ^Ｉ _１，ａＡ、ｄ^Ｉ _１，ａＢ、・・・、ｄ^Ｉ _{１，ａＰ、}
ｄ^Ｉ _１，ｂＡ、ｄ^Ｉ _１，ｂＢ、・・・、ｄ^Ｉ _{１，ｂＰ、}
ｄ^Ｉ _１，ｃＡ、ｄ^Ｉ _１，ｃＢ、・・・、ｄ^Ｉ _{１，ｃＰ、}
ｄ^Ｉ _１，ｄＡ、ｄ^Ｉ _１，ｄＢ、・・・、ｄ^Ｉ _{１，ｄＰ、}
ｄ^Ｑ _１，ｅＡ、ｄ^Ｑ _１，ｅＢ、・・・、ｄ^Ｑ _{１，ｅＰ、}
ｄ^Ｑ _１，ｆＡ、ｄ^Ｑ _１，ｆＢ、・・・、ｄ^Ｑ _{１，ｆＰ、}
ｄ^Ｑ _１，ｇＡ、ｄ^Ｑ _１，ｇＢ、・・・、ｄ^Ｑ _{１，ｇＰ、}
ｄ^Ｑ _１，ｈＡ、ｄ^Ｑ _１，ｈＢ、・・・、ｄ^Ｑ _{１，ｈＰ、}
の４×１６×２＝１２８個となる。但し、ｊ’_１としての、表記ａＡ〜ａＰ、ｂＡ〜ｂＰ、ｃＡ〜ｃＰ及びｄＡ〜ｄＰは送信ストリームＳＳＴ−１の同相成分送信候補信号点Ｐｔ＿ａ〜ｄ（図７参照）及び送信ストリームＳＳＴ−２の送信候補信号点Ｐｔ＿Ａ〜Ｐ（図６参照）の各組合せに対応し、表記ｅＡ〜ｅＰ、ｆＡ〜ｆＰ、ｇＡ〜ｇＰ及びｈＡ〜ｈＰは送信ストリームＳＳＴ−１の直交成分送信候補信号点Ｐｔ＿ｅ〜ｈ（図８参照）及び送信ストリームＳＳＴ−２の送信候補信号点Ｐｔ＿Ａ〜Ｐ（図６参照）の各組合せに対応する。
この第２ステージでは、従来のＱＲ−ＭＬＤ法に比して算出するシンボル尤度の個数は、２５６個から１２８個に削減される。

本実施形態によれば、上述のように算出するシンボル尤度の個数を削減することができるので、シンボル尤度算出にかかる演算量が削減される。特に、シンボル尤度算出の演算は、乗算が多いので、演算量削減による効果が大きい。

次いで、ステップＳ５では、累積メトリックを算出する。累積メトリック算出処理では、上三角行列Ｒ内の最下行（行番号ｎ＝Ｎ（第Ｎ行）、要素はｒ_Ｎ，Ｎの１個のみ）を最初の累積メトリック算出対象行（最初のステージ（ステージ番号＝１））として、１行ずつ上の行を累積メトリック算出対象行としながら、最上行（行番号ｎ＝１（第１行）、要素はｒ_１，１、ｒ_１，２、・・・、ｒ_１，ＮのＮ個）を最終の累積メトリック算出対象行（最終のステージ（ステージ番号＝Ｎ））とする。上三角行列Ｒ内の第ｎ行は、ステージ番号「Ｎ−ｎ＋１」に対応する。

ここで、図５を参照して、ステップＳ５の累積メトリック算出処理を説明する。図５は、本実施形態に係る累積メトリック算出処理の手順を示すフローチャートである。図５において、ステップＳ５１では、累積メトリック算出部２７が、ステージ番号ｓｔ（＝Ｎ−ｎ＋１）を１に初期化する（つまり、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ＝Ｎとする）。次いで、ステップＳ５２では、累積メトリック算出部２７が、ステージ番号ｓｔ（＝１）の同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{Ｎ，ｊ’（Ｎ）}をステージ番号ｓｔ（＝１）の同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{Ｎ，ｊ’（Ｎ）}に設定し、ステージ番号ｓｔ（＝１）の直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{Ｎ，ｊ’（Ｎ）}をステージ番号ｓｔ（＝１）の直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{Ｎ，ｊ’（Ｎ）}に設定する。

次いで、ステップＳ５３では、累積メトリック算出部２７が、ステージ番号ｓｔ（＝Ｎ−ｎ＋１、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ）の同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}と直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}を加算し、この加算結果をステージ番号ｓｔの累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}とする。ここで、同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}と直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の加算は、同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}と直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の組合せの全てについて、それぞれに行う。

同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の個数は、同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の個数である「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個に等しい。直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の個数は、直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}の個数である「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個に等しい。従って、累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}の個数は、「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個の同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}と「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個の直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ，ｊ’（ｎ）}との組合せ数、つまり「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」×「２^{（Ｎ−ｎ）×Ｍ}×２^Ｍ／２」＝２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個となる。

これにより、ステージ番号ｓｔ（＝Ｎ−ｎ＋１、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ）の累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}は、２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個が得られる。そして、このステージ番号ｓｔの２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個の累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}は、直交化受信信号ベクトルＺのｎ番目の要素ｚ_ｎに対する２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個の受信候補信号点ｃ_{ｎ，ｊ（ｎ）}のシンボル尤度ｄ_{ｎ，ｊ（ｎ）}に等しい。

例えば、Ｎ＝２、且つ、１６ＱＡＭの場合、ステップＳ５３で算出される、第１ステージの累積メトリックδ_{２，ｊ（２）}は、
ｄ_２，Ａ＝ｄ^Ｉ _２，ａ＋ｄ^Ｑ _２，ｅ、ｄ_２，Ｂ＝ｄ^Ｉ _２，ｂ＋ｄ^Ｑ _２，ｅ、ｄ_２，Ｃ＝ｄ^Ｉ _２，ｃ＋ｄ^Ｑ _２，ｅ、ｄ_２，Ｄ＝ｄ^Ｉ _２，ｄ＋ｄ^Ｑ _２，ｅ、
ｄ_２，Ｅ＝ｄ^Ｉ _２，ａ＋ｄ^Ｑ _２，ｆ、ｄ_２，Ｆ＝ｄ^Ｉ _２，ｂ＋ｄ^Ｑ _２，ｆ、ｄ_２，Ｇ＝ｄ^Ｉ _２，ｃ＋ｄ^Ｑ _２，ｆ、ｄ_２，Ｈ＝ｄ^Ｉ _２，ｄ＋ｄ^Ｑ _２，ｆ、
ｄ_２，Ｉ＝ｄ^Ｉ _２，ａ＋ｄ^Ｑ _２，ｇ、ｄ_２，Ｊ＝ｄ^Ｉ _２，ｂ＋ｄ^Ｑ _２，ｇ、ｄ_２，Ｋ＝ｄ^Ｉ _２，ｃ＋ｄ^Ｑ _２，ｇ、ｄ_２，Ｌ＝ｄ^Ｉ _２，ｄ＋ｄ^Ｑ _２，ｇ、
ｄ_２，Ｍ＝ｄ^Ｉ _２，ａ＋ｄ^Ｑ _２，ｈ、ｄ_２，Ｎ＝ｄ^Ｉ _２，ｂ＋ｄ^Ｑ _２，ｈ、ｄ_２，Ｏ＝ｄ^Ｉ _２，ｃ＋ｄ^Ｑ _２，ｈ、ｄ_２，Ｐ＝ｄ^Ｉ _２，ｄ＋ｄ^Ｑ _２，ｈ、
の１６個となる。但し、ｊ_２としての、表記Ａ〜Ｐは送信ストリームＳＳＴ−２の送信候補信号点Ｐｔ＿Ａ〜Ｐ（図６参照）に対応する。この１６個の累積メトリックδ_{２，ｊ（２）}は、従来のＱＲ−ＭＬＤ法における第１ステージの累積メトリックに等しい。

次いで、ステップＳ５４では、累積メトリック算出部２７が、ステージ番号ｓｔ（＝Ｎ−ｎ＋１）が最終ステージ番号「Ｎ」（つまり、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ＝１（最上行））であるかを判断する。この結果、最終ステージ番号「Ｎ」である場合（ステップＳ５４、ＹＥＳ）は図５の累積メトリック算出処理を終了する。一方、最終ステージ番号「Ｎ」でない場合（ステップＳ５４、ＮＯ）はステップＳ５５に進む。

ステップＳ５５では、累積メトリック算出部２７が、ステージ番号「ｓｔ＋１（＝Ｎ−（ｎ−１）＋１、累積メトリック算出対象行の行番号「ｎ−１」）」の同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}と直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}を算出する。

具体的には、累積メトリック算出部２７は、ステージ番号ｓｔ（＝Ｎ−ｎ＋１、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ）の累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}をステージ番号「ｓｔ＋１」の同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}に加算して、ステージ番号「ｓｔ＋１」の同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}を算出する。累積メトリック算出部２７は、ステージ番号ｓｔ（＝Ｎ−ｎ＋１、累積メトリック算出対象行の行番号ｎ）の累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}をステージ番号「ｓｔ＋１」の直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}に加算して、ステージ番号「ｓｔ＋１」の直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}を算出する。

ここで、累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}は２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個あり、同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}は「２^{（Ｎ−（ｎ−１））×Ｍ}×２^Ｍ／２（＝２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}×２^Ｍ／２）」個あり、直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}は「２^{（Ｎ−（ｎ−１））×Ｍ}×２^Ｍ／２（＝２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}×２^Ｍ／２）」個ある。

そして、累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}と同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}との加算では、累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}を、２^Ｍ／２個の同相成分送信候補信号点ｘ^Ｉ _{ｎ，ｉ（ｎ）}毎に、送信ストリームＳＳＴ−ｎ〜Ｎの送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}〜ｘ_{Ｎ，ｉ（Ｎ）}の組合せ（２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}個）に係る同相成分シンボル尤度ｄ^Ｉ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}にそれぞれ加算する。これにより、ステージ番号「ｓｔ＋１（＝Ｎ−（ｎ−１）＋１、累積メトリック算出対象行の行番号「ｎ−１」）」の「２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個の同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}が得られる。

累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}と直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}との加算では、累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}を、２^Ｍ／２個の直交成分送信候補信号点ｘ^Ｑ _{ｎ，ｉ（ｎ）}毎に、送信ストリームＳＳＴ−ｎ〜Ｎの送信候補信号点ｘ_{ｎ，ｉ（ｎ）}〜ｘ_{Ｎ，ｉ（Ｎ）}の組合せに係る直交成分シンボル尤度ｄ^Ｑ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}にそれぞれ加算する。これにより、ステージ番号「ｓｔ＋１（＝Ｎ−（ｎ−１）＋１、累積メトリック算出対象行の行番号「ｎ−１」）」の「２^{（Ｎ−ｎ＋１）×Ｍ}×２^Ｍ／２」個の直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{ｎ−１，ｊ’（ｎ−１）}が得られる。

例えば、Ｎ＝２、且つ、１６ＱＡＭの場合、ステップＳ５５で算出される、第２ステージの同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{１，ｊ’（１）}及び直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{１，ｊ’（１）}は、
δ^Ｉ _ａＡ＝ｄ^Ｉ _１，ａＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｉ _ａＢ＝ｄ^Ｉ _１，ａＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｉ _ａＰ＝ｄ^Ｉ _１，ａＰ＋ｄ_２，Ｐ、
δ^Ｉ _ｂＡ＝ｄ^Ｉ _１，ｂＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｉ _ｂＢ＝ｄ^Ｉ _１，ｂＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｉ _ｂＰ＝ｄ^Ｉ _１，ｂＰ＋ｄ_２，Ｐ、
δ^Ｉ _ｃＡ＝ｄ^Ｉ _１，ｃＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｉ _ｃＢ＝ｄ^Ｉ _１，ｃＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｉ _ｃＰ＝ｄ^Ｉ _１，ｃＰ＋ｄ_２，Ｐ、
δ^Ｉ _ｄＡ＝ｄ^Ｉ _１，ｄＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｉ _ｄＢ＝ｄ^Ｉ _１，ｄＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｉ _ｄＰ＝ｄ^Ｉ _１，ｄＰ＋ｄ_２，Ｐ、
δ^Ｑ _ｅＡ＝ｄ^Ｑ _１，ｅＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｑ _ｅＢ＝ｄ^Ｑ _１，ｅＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｑ _ｅＰ＝ｄ^Ｑ _１，ｅＰ＋ｄ_２，Ｐ、
δ^Ｑ _ｆＡ＝ｄ^Ｑ _１，ｆＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｑ _ｆＢ＝ｄ^Ｑ _１，ｆＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｑ _ｆＰ＝ｄ^Ｑ _１，ｆＰ＋ｄ_２，Ｐ、
δ^Ｑ _ｇＡ＝ｄ^Ｑ _１，ｇＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｑ _ｇＢ＝ｄ^Ｑ _１，ｇＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｑ _ｇＰ＝ｄ^Ｑ _１，ｇＰ＋ｄ_２，Ｐ、
δ^Ｑ _ｈＡ＝ｄ^Ｑ _１，ｈＡ＋ｄ_２，Ａ、δ^Ｑ _ｈＢ＝ｄ^Ｑ _１，ｈＢ＋ｄ_２，Ｂ、・・・、δ^Ｑ _ｈＰ＝ｄ^Ｑ _１，ｈＰ＋ｄ_２，Ｐ、
の１２８個となる。

次いで、ステップＳ５６では、、累積メトリック算出部２７が、ステージ番号ｓｔに１を加算する（つまり、累積メトリック算出対象行の行番号ｎから１を減算する）。この後、ステップＳ５３に戻る。

上記ステップＳ５の累積メトリック算出処理の結果、最初の累積メトリック算出対象行（最初のステージ（ステージ番号＝１））から最終の累積メトリック算出対象行（最終のステージ（ステージ番号＝Ｎ））まで、１行ずつ上の行を累積メトリック算出対象行としながら、累積メトリック算出対象行（行番号ｎ）の累積メトリックδ_{ｎ，ｊ（ｎ）}が算出される。

例えば、Ｎ＝２、且つ、１６ＱＡＭの場合、ステップＳ５３で算出される、第２ステージ（最終ステージ）の累積メトリックδ_{１，ｊ（１）}は、
δ_１，ＡＡ＝δ^Ｉ _ａＡ＋δ^Ｑ _ｅＡ、δ_１，ＡＢ＝δ^Ｉ _ａＢ＋δ^Ｑ _ｅＢ、・・・、δ_１，ＡＰ＝δ^Ｉ _ａＰ＋δ^Ｑ _ｅＰ、
δ_１，ＢＡ＝δ^Ｉ _ｂＡ＋δ^Ｑ _ｅＡ、δ_１，ＢＢ＝δ^Ｉ _ｂＢ＋δ^Ｑ _ｅＢ、・・・、δ_１，ＢＰ＝δ^Ｉ _ｂＰ＋δ^Ｑ _ｅＰ、
δ_１，ＣＡ＝δ^Ｉ _ｃＡ＋δ^Ｑ _ｅＡ、δ_１，ＣＢ＝δ^Ｉ _ｃＢ＋δ^Ｑ _ｅＢ、・・・、δ_１，ＣＰ＝δ^Ｉ _ｃＰ＋δ^Ｑ _ｅＰ、
δ_１，ＤＡ＝δ^Ｉ _ｄＡ＋δ^Ｑ _ｅＡ、δ_１，ＤＢ＝δ^Ｉ _ｄＢ＋δ^Ｑ _ｅＢ、・・・、δ_１，ＤＰ＝δ^Ｉ _ｄＰ＋δ^Ｑ _ｅＰ、
δ_１，ＥＡ＝δ^Ｉ _ａＡ＋δ^Ｑ _ｆＡ、δ_１，ＥＢ＝δ^Ｉ _ａＢ＋δ^Ｑ _ｆＢ、・・・、δ_１，ＥＰ＝δ^Ｉ _ａＰ＋δ^Ｑ _ｆＰ、
δ_１，ＦＡ＝δ^Ｉ _ｂＡ＋δ^Ｑ _ｆＡ、δ_１，ＦＢ＝δ^Ｉ _ｂＢ＋δ^Ｑ _ｆＢ、・・・、δ_１，ＦＰ＝δ^Ｉ _ｂＰ＋δ^Ｑ _ｆＰ、
δ_１，ＧＡ＝δ^Ｉ _ｃＡ＋δ^Ｑ _ｆＡ、δ_１，ＧＢ＝δ^Ｉ _ｃＢ＋δ^Ｑ _ｆＢ、・・・、δ_１，ＧＰ＝δ^Ｉ _ｃＰ＋δ^Ｑ _ｆＰ、
δ_１，ＨＡ＝δ^Ｉ _ｄＡ＋δ^Ｑ _ｆＡ、δ_１，ＨＢ＝δ^Ｉ _ｄＢ＋δ^Ｑ _ｆＢ、・・・、δ_１，ＨＰ＝δ^Ｉ _ｄＰ＋δ^Ｑ _ｆＰ、
δ_１，ＩＡ＝δ^Ｉ _ａＡ＋δ^Ｑ _ｇＡ、δ_１，ＩＢ＝δ^Ｉ _ａＢ＋δ^Ｑ _ｇＢ、・・・、δ_１，ＩＰ＝δ^Ｉ _ａＰ＋δ^Ｑ _ｇＰ、
δ_１，ＪＡ＝δ^Ｉ _ｂＡ＋δ^Ｑ _ｇＡ、δ_１，ＪＢ＝δ^Ｉ _ｂＢ＋δ^Ｑ _ｇＢ、・・・、δ_１，ＪＰ＝δ^Ｉ _ｂＰ＋δ^Ｑ _ｇＰ、
δ_１，ＫＡ＝δ^Ｉ _ｃＡ＋δ^Ｑ _ｇＡ、δ_１，ＫＢ＝δ^Ｉ _ｃＢ＋δ^Ｑ _ｇＢ、・・・、δ_１，ＫＰ＝δ^Ｉ _ｃＰ＋δ^Ｑ _ｇＰ、
δ_１，ＬＡ＝δ^Ｉ _ｄＡ＋δ^Ｑ _ｇＡ、δ_１，ＬＢ＝δ^Ｉ _ｄＢ＋δ^Ｑ _ｇＢ、・・・、δ_１，ＬＰ＝δ^Ｉ _ｄＰ＋δ^Ｑ _ｇＰ、
δ_１，ＭＡ＝δ^Ｉ _ａＡ＋δ^Ｑ _ｈＡ、δ_１，ＭＢ＝δ^Ｉ _ａＢ＋δ^Ｑ _ｈＢ、・・・、δ_１，ＭＰ＝δ^Ｉ _ａＰ＋δ^Ｑ _ｈＰ、
δ_１，ＮＡ＝δ^Ｉ _ｂＡ＋δ^Ｑ _ｈＡ、δ_１，ＮＢ＝δ^Ｉ _ｂＢ＋δ^Ｑ _ｈＢ、・・・、δ_１，ＮＰ＝δ^Ｉ _ｂＰ＋δ^Ｑ _ｈＰ、
δ_１，ＯＡ＝δ^Ｉ _ｃＡ＋δ^Ｑ _ｈＡ、δ_１，ＯＢ＝δ^Ｉ _ｃＢ＋δ^Ｑ _ｈＢ、・・・、δ_１，ＯＰ＝δ^Ｉ _ｃＰ＋δ^Ｑ _ｈＰ、
δ_１，ＰＡ＝δ^Ｉ _ｄＡ＋δ^Ｑ _ｈＡ、δ_１，ＰＢ＝δ^Ｉ _ｄＢ＋δ^Ｑ _ｈＢ、・・・、δ_１，ＰＰ＝δ^Ｉ _ｄＰ＋δ^Ｑ _ｈＰ、
の１６×１６＝２５６個となる。但し、ｊ_１としての、表記ＡＡ〜ＡＰ、ＢＡ〜ＢＰ、ＣＡ〜ＣＰ、ＤＡ〜ＤＰ、ＥＡ〜ＥＰ、ＦＡ〜ＦＰ、ＧＡ〜ＧＰ、ＨＡ〜ＨＰ、ＩＡ〜ＩＰ、ＪＡ〜ＪＰ、ＫＡ〜ＫＰ、ＬＡ〜ＬＰ、ＭＡ〜ＭＰ、ＮＡ〜ＮＰ、ＯＡ〜ＯＰ、ＰＡ〜ＰＰは、送信ストリームＳＳＴ−１の送信候補信号点Ｐｔ＿Ａ〜Ｐ及び送信ストリームＳＳＴ−２の送信候補信号点Ｐｔ＿Ａ〜Ｐの各組合せに対応する。この２５６個の累積メトリックδ_{１，ｊ（１）}は、従来のＱＲ−ＭＬＤ法における第２ステージの累積メトリックに等しい。

説明を図４に戻す。
ステップＳ６では、ビット尤度算出部２８が、ステップＳ５で算出された累積メトリックを用いて、各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎで送信された変調シンボルにマッピングされる各ビットのビット尤度を算出する。

例えば１６ＱＡＭの場合、図６に示されるように、４個のビットｂ_０〜３が一変調シンボルにマッピングされる。ビット尤度算出部２８は、各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎの各ビットｂ_０〜３を対象にして、対象ビットが０である累積メトリックのグループと、対象ビットが１である累積メトリックのグループとに、累積メトリックを分類する。そして、ビット尤度算出部２８は、ある送信ストリームのある対象ビットに関し、対象ビットが０である累積メトリックのグループ内の累積メトリックの最小値と、対象ビットが１である累積メトリックのグループ内の累積メトリックの最小値とを比較し、この比較結果に基づいて当該送信ストリームの当該対象ビットのビット尤度を算出する。これにより、各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎで送信された変調シンボルにマッピングされる各ビットｂ_０〜３のビット尤度が得られる。

次いで、ステップＳ７では、誤り訂正復号部２９が、各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎで送信された変調シンボルにマッピングされる各ビットのビット尤度を用いて、誤り訂正符号の復号処理を行い、各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎで送信された変調シンボルにマッピングされる各受信ビットを判定する。例えば１６ＱＡＭの場合、誤り訂正復号部２９は、送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎ毎に、一変調シンボルにマッピングされる４個の受信ビットｂ_０〜３を判定する。誤り訂正復号部２９は、各送信ストリームＳＳＴ−１〜Ｎの判定結果の受信ビットを出力する。

上述したように本実施形態によれば、ＭＩＭＯ伝送された受信データの復調処理において、上三角行列Ｒの対角成分が実数であることを利用し、ＩチャネルとＱチャネルを分離してシンボル尤度を計算することにより、従来のＱＲ−ＭＬＤ法に比して算出するシンボル尤度の個数を削減することができるので、シンボル尤度算出にかかる演算量を削減することができる。これにより、受信機の消費電力の低減や回路規模の縮小などが可能となり、バッテリの長寿命化による充電頻度の低減、装置コストの低減などに寄与することができる。

さらに、本実施形態で算出されるシンボル尤度は、従来のＱＲ−ＭＬＤ法で算出されるシンボル尤度に等しい。これにより、従来のＱＲ−ＭＬＤ法と同等の復調精度を得ることが可能である。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、ステップＳ６のビット尤度算出処理において、最終ステージで初めて出現する送信ストリームＳＳＴ−１で送信された変調シンボルにマッピングされる各ビットのビット尤度については、ステップＳ５３で算出される最終ステージの累積メトリックδ_{１，ｊ（１）}を使用してビット尤度を算出してもよく、或いは、ステップＳ５５で算出される最終ステージの同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{１，ｊ’（１）}及び直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{１，ｊ’（１）}を使用してビット尤度を算出してもよい。最終ステージの同相成分累積メトリックδ^Ｉ _{１，ｊ’（１）}及び直交成分累積メトリックδ^Ｑ _{１，ｊ’（１）}を使用して、最終ステージで初めて出現する送信ストリームＳＳＴ−１で送信された変調シンボルにマッピングされる各ビットのビット尤度を算出する場合には、最終ステージの累積メトリックδ_{１，ｊ（１）}を計算しなくてもよいので、その分、演算量を削減することができる。

なお、本発明は、ＱＲ−ＭＬＤ法やＱＲＭ−ＭＬＤ法など、ＱＲ分解を用いる復調方法に対して適用可能である。

１４…復調部、２１…伝搬路行列分解部、２２…直交化受信信号ベクトル算出部、２３…Ｉチャネル受信候補信号点算出部、２４…Ｑチャネル受信候補信号点算出部、２５…Ｉチャネルシンボル尤度算出部、２６…Ｑチャネルシンボル尤度算出部、２７…累積メトリック算出部、２８…ビット尤度算出部、２９…誤り訂正復号部

Claims (4)

1. ＭＩＭＯ伝送システムの復調装置において、
   伝搬路行列をユニタリ行列と上三角行列とにＱＲ分解する伝搬路行列分解部と、
   前記ユニタリ行列と受信信号ベクトルを用いて直交化受信信号ベクトルを算出する直交化受信信号ベクトル算出部と、
   前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の同相成分を算出する第１の受信候補信号点算出部と、
   前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の直交成分を算出する第２の受信候補信号点算出部と、
   前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の同相成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に同相成分のシンボル尤度を算出する第１のシンボル尤度算出部と、
   前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の直交成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に直交成分のシンボル尤度を算出する第２のシンボル尤度算出部と、
   前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に累積メトリックを算出する累積メトリック算出部と、
   前記累積メトリックを用いて受信データを判定する受信データ判定部と、
   を備えたことを特徴とする復調装置。
2. 前記累積メトリック算出部は、
   前記上三角行列内の最初の累積メトリック算出対象行である最下行に係る前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度の和を該最下行の１つ上の行である次の累積メトリック算出対象行に係る前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度とにそれぞれ加算して、該次の累積メトリック算出対象行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックとを算出し、
   以後、前記上三角行列内の一の累積メトリック算出対象行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックの和を該累積メトリック算出対象行の１つ上の行である次の累積メトリック算出対象行に係る前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度とにそれぞれ加算して、該次の累積メトリック算出対象行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックとを算出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
3. 前記受信データ判定部は、前記上三角行列内の最上行に係る前記直交化受信信号ベクトルの要素のみに含まれる送信ストリームの受信データを、前記上三角行列内の最上行に係る同相成分の累積メトリックと直交成分の累積メトリックとを用いて判定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の復調装置。
4. ＭＩＭＯ伝送システムの復調装置における復調方法であって、
   伝搬路行列をユニタリ行列と上三角行列とにＱＲ分解するステップと、
   前記ユニタリ行列と受信信号ベクトルを用いて直交化受信信号ベクトルを算出するステップと、
   前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の同相成分を算出するステップと、
   前記上三角行列と送信候補信号点を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に受信候補信号点の直交成分を算出するステップと、
   前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の同相成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に同相成分のシンボル尤度を算出するステップと、
   前記直交化受信信号ベクトルと前記受信候補信号点の直交成分を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に直交成分のシンボル尤度を算出するステップと、
   前記同相成分のシンボル尤度と前記直交成分のシンボル尤度を用いて、前記直交化受信信号ベクトルの要素毎に累積メトリックを算出するステップと、
   前記累積メトリックを用いて受信データを判定するステップと、
   を含むことを特徴とする復調方法。

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