KR102070759B1

KR102070759B1 - 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102070759B1
Application number: KR1020120122303A
Authority: KR
Inventors: 서상욱; 김찬홍
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2012-10-31
Filing date: 2012-10-31
Publication date: 2020-03-02
Also published as: US20140119465A1; WO2014069913A1; US9077400B2; KR20140057432A

Abstract

무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 지원하기 위한 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명에 따른 송신 방법은, 입력되는 복수의 심볼들에 간섭 정렬(IA)을 위한 프리코딩 벡터들을 각각 곱하여 복수의 신호 벡터들을 생성하는 과정과, 상기 신호 벡터들을 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑하여 역고속 퓨리에 변환(IFFT)하는 과정과, 여기서 상기 신호 벡터의 각 신호 성분은 상기 부반송파들 중 2개의 부반송파들에 매핑되며, 상기 역고속 퓨리에 변환된 신호를 무선 신호로 변환하여 제1 송신기로부터 수신기로 전송하는 과정과, 상기 제1 송신기와, 상기 IA를 위해 상기 제1 송신기와 동일한 주파수 자원을 사용하여 통신하는 제2 및 제3 송신기들에서 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 상기 수신기로 전송하는 과정을 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 간섭 정렬 방법 및 장치{INTERFERENCE ALIGNMENT METHOD OF WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND APPARATUS THEREFOR}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 데이터 전송을 위해 독립된 복수의 주파수 자원을 사용하는 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 수행하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

무선 통신 시스템은 한정된 주파수 자원을 이용하여야 하므로, 동일한 주파수 자원을 보다 효율적으로 사용할 수 있는 기법에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 부반송파들 사이에 보호 대역(guard band)을 두는 FDMA(Frequency Division Multiple Access) 방식과 달리, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 부반송파들끼리 서로 직교하도록 대역들을 중첩시킴으로써 주파수 효율을 증대시킬 수 있어 최근 대부분의 통신 및 방송 전송방식의 표준으로 채택되고 있다.

데이터 전송률을 높일 수 있는 또 다른 방법 중 하나는 동일한 주파수 자원에 여러 신호를 동시에 전송하고 이로 인해 발생하는 간섭을 제어하는 것이다. 송신기 혹은 수신기는 송수신 채널 정보를 이용하여 간섭을 제거할 수 있다. 최근 활발히 연구되고 있는 간섭 제어 기법으로, 간섭을 제거하는 대신 적절한 신호 처리를 통해 간섭을 회피할 수 있도록 하는 간섭 정렬(interference alignment: IA) 방식이 있다. IA 기법은 이론적으로 K 명의 사용자가 있는 간섭 채널에서 K/2의 자유도(Degree Of Freedom: DOF)를 달성할 수 있다고 알려져 있으나, K/2 DoF를 달성할 수 있는 실제적인 IA 기법은 거의 알려져 있지 않다.

K=3인 제한적인 경우에 적용 가능한 IA 기법을 설명하면 하기와 같다. IA 기법은 크게 시간 영역, 주파수 영역, 공간 영역의 기법들로 구분될 수 있다.

시간 영역 IA 기법은 송신기 3개와 수신기 3개로 구성되는 간섭 채널에서, 원하는 신호는 1의 시간 지연을 가지며 간섭 신호는 2의 시간 지연을 가진다는 가정에 기반하여, 두 개의 독립된 시간 슬롯 중 1번째 시간 슬롯에서 송신기마다 서로 다른 신호를 1개씩 보냄으로써 DoF 3/2를 달성한다. 그러나 상기한 가정은 매우 제한된 지역에서만 적용될 수 있어서 비현실적일 뿐 아니라, 실제 채널에는 다중경로로 인한 지연 확산(delay spread)이 존재하므로 실제 통신 환경에 적용하기엔 어려움이 따른다.

주파수 영역 IA 기법은 송신기 3개와 수신기 3개로 구성되는 간섭 채널에서, 독립된 (2n+1)개의 주파수 자원에 (3n+1)개의 데이터를 IA 프리코딩을 적용하여 전송하는데, 이때 3개의 송신기는 각각 n, n, (n+1)개의 데이터를 보냄으로써 n이 커짐에 따라 DoF 3/2를 달성할 수 있다. 그러나 현실적으로는 유한한 자연수 n을 사용해야 하므로 실제 DoF는 3/2보다 작다.

마지막으로 공간 영역 IA 기법은 송신기 3개와 수신기 3개가 동일한 M(≥2)개의 안테나들을 가지고 있을 때 DoF 3M/2를 달성할 수 있는데, 이 역시 송수신 안테나 수가 동일한 M개이어야 한다는 제한을 가지고 있다.

본 발명은 통신 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 데이터 전송을 위해 독립된 2개 이상의 주파수 자원을 사용하는 무선통신 시스템에서 간섭 정렬을 수행하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 2개의 부반송파마다 3개의 데이터 신호를 전송하여 주파수 효율을 증대시킬 수 있는 간섭 정렬 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 위한 프리코딩 벡터를 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 3개의 송신기로부터 2개의 주파수 자원을 통해 IA 기법을 적용하여 전송된 무선 신호로부터 원하는 신호를 검출하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법은; 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬 방법에 있어서, 입력되는 복수의 심볼들에 간섭 정렬(IA)을 위한 프리코딩 벡터들을 각각 곱하여 복수의 신호 벡터들을 생성하는 과정과, 상기 신호 벡터들을 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑하여 역고속 퓨리에 변환(IFFT)하는 과정과, 여기서 상기 신호 벡터의 각 신호 성분은 상기 부반송파들 중 2개의 부반송파들에 매핑되며, 상기 역고속 퓨리에 변환된 신호를 무선 신호로 변환하여 제1 송신기로부터 수신기로 전송하는 과정과, 상기 제1 송신기와, 상기 IA를 위해 상기 제1 송신기와 동일한 주파수 자원을 사용하여 통신하는 제2 및 제3 송신기들에서 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 상기 수신기로 전송하는 과정을 포함한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 방법은, 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬 방법에 있어서, 간섭 정렬(IA)을 위해 동일한 주파수 자원을 사용하는 제1 내지 제3 송신기들로부터 송신된 신호들을 포함하는 무선 신호를 수신하는 과정과, 상기 무선 신호를 반송파 주파수만큼 하강 변환하는 과정과, 상기 하강 변환된 신호들 중 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑된 신호 샘플들을 추출하여 상기 신호 샘플들을 포함하는 수신 신호를 구성하는 과정과, 상기 수신 신호를 FFT 변환하는 과정과, 상기 제1 내지 제3 송신기들에서 상기 IA를 위해 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 수신하는 과정과, 상기 프리코딩 벡터들을 이용하여, 상기 FFT 변환된 신호로부터 원하는 정보 심볼들을 검출하는 과정을 포함한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 장치는, 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 지원하는 송신 장치에 있어서, 입력되는 복수의 심볼들에 간섭 정렬(IA)을 위한 프리코딩 벡터들을 각각 곱하여 복수의 신호 벡터들을 생성하는 프리코더와, 상기 신호 벡터들을 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑하여 역고속 퓨리에 변환(IFFT)하는 IFFT부와, 여기서 상기 신호 벡터의 각 신호 성분은 상기 부반송파들 중 2개의 부반송파들에 매핑되며, 상기 IFFT 변환된 신호를 무선 신호로 변환하여 제1 송신기로부터 수신기로 전송하는 송신 회로를 포함한다. 여기서 상기 제1 송신기와, 상기 IA를 위해 상기 제1 송신기와 동일한 주파수 자원을 사용하여 통신하는 제2 및 제3 송신기들에서 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보가 상기 수신기로 전송된다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 장치는, 무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 수행하는 수신 장치에 있어서, 간섭 정렬(IA)을 위해 동일한 주파수 자원을 사용하는 제1 내지 제3 송신기들로부터 송신된 신호들을 포함하는 무선 신호를 수신하고, 상기 무선 신호를 반송파 주파수만큼 하강 변환하는 주파수 변환기와, 상기 하강 변환된 신호들 중 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑된 신호 샘플들을 추출하여 상기 신호 샘플들을 포함하는 수신 신호를 구성하는 샘플링부와, 상기 수신 신호를 FFT 변환하는 FFT와, 상기 제1 내지 제3 송신기들에서 수신된, 상기 IA를 위해 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 이용하여, 상기 FFT 변환된 신호로부터 원하는 정보 심볼들을 검출하는 검출기를 포함한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 채널 환경의 송수신 구성을 나타낸 것이다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따라 1024-FFT OFDM 시스템에서 주파수 영역 IA 기법이 적용된 송수신 구성을 나타낸 것이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 부반송파 간격의 변화를 나타낸 것이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기의 구조를 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 구조를 나타낸 블록도이다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

후술되는 본 발명의 실시예는 OFDM 무선통신 시스템에서 2개의 부반송파마다 3개의 데이터 신호를 실어 간섭 정렬(IA) 기법을 적용하여 전송하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

송신기 3개와 수신기 3개로 구성되는 간섭 채널에서, 3개의 송신기는 총 3개의 데이터를 독립된 2개의 주파수 자원에 실어 주파수 영역 IA 기법에 의해 전송한다. 후술되는 본 발명의 실시예에 따른 IA 기법은 주파수 영역에서 독립된 채널을 2개 이상의 짝수로 운용하는 어느 시스템이든 적용 가능하며 특히 OFDM 방식에 잘 부합할 수 있다. 하기에서는 OFDM 시스템에 적용된 본 발명의 실시예를 설명할 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 채널 환경의 송수신 구성을 나타낸 것이다. 여기에서는 독립된 2개의 주파수 자원을 사용하여 통신하는 3개의 송신기(110,120,130)과 3개의 수신기(140,150,160)으로 구성된 간략화된 간섭 채널 환경을 도시하였다.

도 1을 참조하면, 송신기들(110,120,130)은 전송하고자 하는 신호 p를 IA 기법을 적용하여 송신한다. 각 송신기(110,120,130)는 IA 기법을 위한 프리코더(precoder)(112)와 OFDM 송신 처리를 위한 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(116)를 포함한다. 각 송신기(110,120,130)에서 입력 신호 p는 IA 프리코더(112)에 의해 IA 기법을 위한 2ㅧ1 크기의 프리코딩 벡터(precoding vector) V와 곱해짐으로서 신호 벡터 x₁,x₂로 변환된다. 상기 신호 벡터는 2개의 부반송파 f₁,f₂에 매핑되어 IFFT(114)에 의해 IFFT 변환된 후 안테나(116)를 통해 전송된다.

3개의 송신기(110,120,130)로부터 송출된 신호들은 서로 다른 채널 H^[11],H^[21],H^[31]을 통해 1번째 수신기(140)의 안테나(142)에 도달한다. 안테나(142)의 수신 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)부(144)에 의해 부반송파 f₁,f₂별로 구분된 수신 신호 벡터 Y=[y₁,y₂]로 변환된다. IA 디코더(146)는 송신기들(110,120,130)에서 적용된 프리코딩 벡터 V^[1],V^[2],V^[3]와 채널(102,104,106)에 대한 부반송파별 채널 정보를 이용하여, 상기 수신 신호 벡터로부터 원하는 신호 p를 검출해낸다.

도 1에서는 3개의 송신기와 3개의 수신기가 동일한 독립된 2개의 주파수 자원으로 데이터를 주고 받는 간섭 채널 환경을 도시하였다. 상기한 간섭 채널 환경 모델은 도 2와 같이 1024-FFT를 사용하는 OFDM 시스템으로 쉽게 확장이 가능하다.

도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따라 1024-FFT OFDM 시스템에서 주파수 영역 IA 기법이 적용된 송수신 구성을 나타낸 것이다. 여기에서 3개의 송신기들(210,220,230)이 동시에 전송되는 신호들의 개수는 1536개이며, 사용되는 부반송파들의 개수는 1024이다. 따라서 1024 크기의 IFFT 및 FFT가 사용된다.

도 2를 참조하면, 송신기들(210,220,230)은 전송하고자 하는 신호들 p를 IA 기법을 적용하여 송신한다. 도시된 예에서 1번째 송신기(210)는 1번째 수신기(250)로 전송하고자 하는 512개의 신호 p^[1], p^[4], ..., p^[1534]를 입력으로 하며, 2번째 송신기(220)는 2번째 수신기(260)로 전송하고자 하는 512개의 신호 p^[2], p^[5], ..., p^[1535]를 입력으로 하고, 3번째 송신기(230)는 3번째 수신기(270)로 전송하고자 하는 512개의 신호 p^[3], p^[6], …, p^[1536]을 입력으로 한다. 입력되는 신호들 각각에 대응되는 IA 프리코더(212)는 해당 입력 신호 p^[i]에 프리코딩 벡터 V[i]를 곱하여 신호 벡터 x₁ ^[i],x₂ ^[i]로 변환한 후, 1024개의 부반송파들 중 중복되지 않게 할당된 서로 다른 2개의 부반송파에 매핑하여 1024 크기의 IFFT(214)로 입력한다.

3개의 송신기(210,220,230)로부터 송출된 신호들은 채널 H(240)를 통해 3개의 수신기들(250,260,270)에 도달한다. 각 수신기(250,260,270)은 수신 신호를 1024 크기의 FFT(252)에 의해 FFT 변환하여 1024 길이의 수신 신호 벡터로 변환한다. 도시된 예에서 1번째 수신기(250)에서 생성된 수신 신호 벡터는 y₁ ^[1], y₂ ^[1], y₂ ^[4],y₂ ^[4],...,y₁ ^[1534],y₂ ^[1534]이며, 2번째 수신기(260)에서 생성된 수신 신호 벡터는 y₁ ^[2], y₂ ^[2], y₂ ^[5],y₂ ^[5],...,y₁ ^[1535],y₂ ^[1535]이고, 3번째 수신기(270)에서 생성된 수신 신호 벡터는 y₁ ^[3], y₂ ^[3], y₂ ^[6],y₂ ^[6],...,y₁ ^[1536],y₂ ^[1536]이다. IA 디코더(254)는 송신기들(210,220,230)에서 적용된 프리코딩 벡터들 V와 채널(240)에 대한 부반송파별 채널 정보를 이용하여, 상기 수신 신호 벡터로부터 원하는 신호 p를 검출해낸다.

1번째 송신기에서 1번째 수신기로 전송할 신호를 p^[3n+1]라 하고, 2번째 송신기에서 2번째 수신기로 전송할 신호를 p^[3n+2]라 하며, 3번째 송신기에서 3번째 수신기로 전송할 신호를 p^[3n+3]이라 할 때(도 2의 경우 n=0,1,...,511), 각각의 신호는 목적지로 하는 수신기 이외의 다른 수신기들에 대해서 간섭으로 작용하게 된다. 따라서, 각 수신기는 자신이 원하는 신호 이외에 두 개의 간섭 신호에 대해 IA 기법을 적용할 수 있다.

각 송신기에서 전송할 신호 p^[3n+1], p^[3n+2], p^[3n+3]에 IA를 위한 2x1 프리코딩 벡터(precoding vector) V^[3n+1], V^[3n+2], V^[3n+3]를 곱해 얻은 신호벡터는 하기 <수학식 1>과 같다.

각 송신기에서 N/2(=512)개의 신호들은 IA 프리코더를 거쳐 N(=1024)개의 신호 요소들(signal elements)로 이루어진 신호 벡터에 매핑된다. 상기 신호 벡터는 N-IFFT에 의한 OFDM 변조를 거쳐 1024개의 부반송파들에 실려진다. 송신기들은 서로 다른 신호들을 전송하므로, IA를 통해 3개의 송신기들에서 동시에 전송되는 데이터 신호의 수는 3N/2(=1536)개가 되어 스펙트럼 효율이 3/2배로 증가한다.

1번째 송신기와 각 수신기 사이의 주파수 영역 채널을 H^[11], H^[12], H^[13]이라 하고, 2번째 송신기와 각 수신기 사이의 주파수 영역 채널을 H^[21], H^[22], H^[23]이라 하며, 3번째 송신기와 각 수신기 사이의 주파수 영역 채널을 H^[31], H^[32], H^[33]이라 하면, 각 수신기에 도달하는 FFT 이후의 수신 신호 벡터는 다음 <수학식 2>와 같다. 하기에서 N_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[3n+1], N_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[3n+2], N_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[3n+3]은 각 수신기의 2ㅧ1 크기의 잡음 행렬을 의미한다.

OFDM에서 부반송파들은 독립성을 가지므로, 모든 송수신기 사이의 2x2 채널 행렬은 대각 행렬(diagonal matrix)이며, 따라서 1번째 수신기에 도달한 신호 벡터 Y^[3n+1]는 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.

IA를 위한 프리코딩 벡터를 구하기 위해서는 각 채널 행렬이 대각 행렬이 아니어야 한다. OFDM 부반송파 간격(subcarrier spacing)을 불균일(unequal)하게 함으로써, 각 채널 행렬 내의 비-대각 항목(off-diagonal term)이 0이 아닌(non-zero) 스케일링 인자(scaling factor) ε과 해당 부반송파의 채널계수의 곱으로 대체될 수 있다. 이 경우 수신 신호 벡터 Y^[3n+1]은 하기 <수학식 4>와 같이 나타내어진다.

상기 소정 값 ε은 부반송파간 크로스-토크(cross-talk) 성분으로 부반송파간 간섭(inter-carrier interference: ICI)으로 간주될 수 있으며, 직접 측정될 필요없이 부반송파들을 중첩(overlap)하는 정도에 따라 결정론적으로(deterministic) 정해진다. 또한 부반송파들이 보다 인접하게 배치됨으로써, 부반송파 각각의 대역폭은 유지되면서 동일한 수의 부반송파들에 대한 전체 대역폭이 줄어드는 추가적인 효과를 얻을 수 있다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 부반송파 간격의 변화를 나타낸 것이다. 도시한 바와 같이, 종래의 OFDM 시스템의 부반송파들(302)은 균일한 간격(equal spacing)을 가지고 있으나, 본 발명의 실시예에 따라 재배치된 부반송파들(304)은 불균일한 간격(unequal spacing)을 가지고 있으며 이에 따라 부반송파들 간에 <수학식 4>에 나타낸 바와 같은 ICI(306)가 발생하였다.

송신기는 부반송파들 f_2k와 f_2k+1 사이의 부반송파 간격은 반으로 줄이고, 부반송파들 f_2k+1, f_2k+2 사이의 부반송파 간격은 그대로 유지함으로써 부반송파들이 불균일 간격을 가지면서 직교성을 유지하도록 한다. 이때 짝수번째 부반송파 f₀, f₂, f₄, ...와 홀수번째 부반송파 f₁, f₃, f₅, ...를 각각 그룹화하면, 각 그룹 내에서 부반송파들은 서로 간에 일정한 간격을 유지하고 있으며, 두 그룹들의 부반송파들은 그룹들 간에 f_offset 만큼 이격(space)된다. 일 예로 f_offset은 0보다 크고 부반송파들간 간격보다 작거나 같은 값이 될 수 있다. 도 3에 도시한 예에서 f_offset는 부반송파들간 간격의 1/2이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기의 구조를 나타낸 블록도이다. 하기에서는 IA 적용을 위해 불균일 부반송파 간격화를 구현하기 위한 1번째 송신기의 동작을 설명한다.

도 4를 참조하면, 심볼 매퍼(402)는 송신기(400)에서 전송할 정보를 담은 512개의 심볼들 (p^[1], p^[4], …, p^[1534])을 생성한다. IA 프리코더(404)는 상기 심볼들에 IA 프리코딩 벡터들을 곱함으로써 1024개의 신호 요소들(x₁ ^[1], x₂ ^[1], x₁ ^[4], x₂ ^[4], …, x₁ ^[1534], x₂ ^[1534])로 이루어진 신호 벡터로 변환한다. 상기 IA 프리코딩 벡터들에 대한 정보는 별도의 시그널링을 통해 수신기로 전달될 수 있으며, 송신기(400)는 상기 정보를 전송하기 위한 제어 정보 송신부(도시하지 않음)을 구비할 수 있다. 상기 신호 요소들은 직렬-병렬 변환기(Serial to Parallel Converter: S/P)(406)에 의해 IFFT(408)의 1024개의 입력들로 매핑된다.

1024-IFFT(408)는 입력된 신호 벡터를 OFDM 변조하여 1024개의 신호 요소들로 이루어진 IFFT 출력들을 생성한다. 후처리 프로세서(Post processor)(410)는 부반송파 간격화를 위해 IFFT(408)과 병렬-직렬 변환기(Parallel to Serial Converter: P/S)(412) 사이에 배치된다. 후처리 프로세서(410)는 NxN (=1024x1024) 행렬로 표현되는 필터 뱅크(filter bank)로서, 동작 함수 R로서 구현된다. 후처리 프로세서(410)의 함수 R은 시간 영역(time domain)에서 각 IFFT 출력에

을 곱함으로써 주파수 영역(frequency domain)에서 k번째 부반송파가 f_shift,k만큼 천이되도록 한다. 여기서 n은 각 IFFT 출력을 식별하는 이산 시간 인덱스를 의미한다.(n=0 ~ N-1) 여기서 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값 f_shift,k는 일 예로서 다음 <수학식 5>와 같이 정의될 수 있다.

여기서 k는 부반송파 인덱스를 의미하며, f_offset은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미한다.

주파수 영역의 N개의 입력 X₀, X₁, ..., X_N-1이 IFFT에 의해 시간 영역의 N개의 출력 x₀,x₁,...,x_N-1로 변환된다고 할 때, 입출력 관계는 다음 <수학식 6>과 같다.

하기 <수학식 7>은 상기 <수학식 6>을 행렬식으로 표현한 것이다.

여기서 f₀은 f_offset을 의미한다.

따라서 IFFT(408)과 후처리 프로세서(410)에 의한 신호 처리는 하기 <수학식 8>과 같이 표현된다.

여기서 F^-1은 IFFT 행렬을 의미한다.

그러면 후처리 프로세서(410)의 동작 함수 R은 다음 <수학식 9>와 같이 정의된다.

여기서 F는 FFT 행렬을 의미한다.

후처리 프로세서(410)에 의해 처리된 신호는 P/S(412)에 의해 직렬 신호로 변환된다. CP 추가기(414)는 상기 직렬 신호에 순환 프리픽스(cyclic prefix: CP)를 붙인다. CP 추가기(414)의 출력 신호는 송신 회로(422)를 거쳐 송신 안테나(424)에 의해 무선으로 방사된다. 송신 회로(422)는 입력 신호를 디지털 아날로그 변환기(Digital-to-Analog Converter: DAC)(416)에 의해 아날로그 신호로 변환하고, 주파수 변환기(418)에 의해 반송파 주파수 f_c만큼 상승 변환(up-conversion)한 후, 전력 증폭기(power amplifier: PA)를 통해 증폭하여 송신 안테나(424)로 전달하도록 구성된다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 구조를 나타낸 블록도이다. 여기에서는 OFDM 시스템에서 IA 적용을 위해 불균일 부반송파 간격을 구현하기 위한 OFDM 수신기의 구성을 도시하였다.

도 5를 참조하면, 수신기(500)에서는 수신 안테나(502)를 통해 받은 무선 신호를 수신 회로(504)를 거쳐 디지털 신호로 변환한다. 수신 회로(504)에서 상기 무선 신호는 주파수 변환기(506)에 의해 반송파 주파수 ??f_c만큼 하강 변환(down-conversion)된다. 하강 변환된 신호는 제1 및 제2 샘플러(sampler)(508,512)로 병렬-입력되는데, 제2 샘플러(512)는 f_c를 기반으로 동작하는 카운터(510a)에 의해 이네이블되는 지연기(510)를 통해 상기 신호를 입력받는다. 구체적으로, 카운터(510a)는 반송파 주파수 f_c의 신호를 입력으로 하여 상기 반송파 주파수 신호의 펄스들을 카운트하고, 상기 펄스들의 개수가 미리 정해지는 소정 값, 즉 f_c/2f_s에 도달하면, 지연기(510)를 이네이블한다. 지연기(510)는 카운터(510a)로부터의 신호에 응답하여, f_c/2f_s 만큼 지연된 신호를 제2 샘플러(512)로 전달한다.

제1 샘플러(508)는 상기 입력 신호에 대해 샘플링 주파수 f_s(부반송파간 간격에 대응함)를 기반으로 샘플들을 취하여 CP 제거기(514)로 전달한다. 제2 샘플러(512)는 지연기(510)를 통해 입력된 신호에 대해 마찬가지로 샘플링 주파수 f_s를 기반으로 샘플들을 취하여 CP 제거기(514)로 전달한다. 이로써 수신 회로(504)는, 불균일 간격을 가지는 부반송파들로부터 추출된 신호 샘플들을 포함하는 수신 신호를 구성할 수 있다.

CP 제거기(514)는 2개의 샘플러들(508,512)로부터 제공된 신호 샘플들 중 CP를 제거하여 총 1024개의 샘플들로 이루어진 신호를 구성한다. S/P(516)는 CP 제거기(514)로부터의 신호를 병렬 신호로 변환하여 FFT(518)의 1024개의 입력들로 매핑한다. FFT(518)는 입력된 신호 벡터를 OFDM 복조하여 1024개의 신호 요소들로 이루어진 FFT 출력들을 생성하며, FFT 출력들은 P/S(520)에 의해 직렬 형태의 수신 신호 벡터로 변환된 후, IA 디코더(522)로 전달한다.

IA 디코더(522)는 송신기들의 IA 프리코딩에 의해 적용된 IA 프리코딩 벡터들과 송신기들과 수신기 간에 측정된 채널 정보를 이용하여, 상기 수신 신호 벡터로부터 원하는 송신기로부터 전송된 512개의 신호 요소들을 복원한다. 이를 위해 수신기(500)는 송신기로부터 IA 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 별도의 시그널링을 통해 수신할 수 있다. 심볼 디매퍼(524)는 상기 신호 요소들에 대해 심볼 디매핑을 수행하여 원하는 정보를 검출한다.

하기에서는 송신기에서의 IA 프리코딩을 위한 IA 프리코딩 벡터들에 대하여 설명한다.

하나의 입력 심볼 p^[i]를 2개의 주파수 f₁,f₂에 실기 위해 상기 입력 심볼에 적용되는 IA 프리코딩 벡터의 구성 성분들(elements)을 v₁ ^[i], v₂ ^[i]라고 하면, 1번째 수신기에서 구성한 수신 신호 벡터는 앞서 언급한 <수학식 4>로부터 하기 <수학식 10>과 같이 도출된다.

여기서 y₁ ^[3n+1], y₂ ^[3n+1]은 n번째 입력 심볼이 실리는 2개의 부반송파들에 대응하는 수신 신호 벡터의 첫번째 및 두번째 신호 성분을 의미하며, h_f(2n+1) ^[i1], h_f(2n+2) ^[i1]은 n번째 입력 심볼이 실리는 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기에서 1번째 수신기로의 채널에 대해 측정된 채널 값들을 의미하며, ε는 앞서 설명한 스케일링 인자를 나타낸다.

1번째 수신기의 관점에서 간섭 심볼들 p^[3n+2]와 p^[3n+3]을 제거하고 수신하고자 하는 심볼 p^[3n+1]을 검출할 수 있도록 하기 위해서, 프리코딩 벡터는 하기의 관계식이 성립하도록 정해진다. 즉, 첫번째 간섭 심볼의 부반송파별 계수들의 비가 두번째 간섭 심볼의 부반송파별 계수들의 비와는 동일하며, 수신하고자 하는 심볼의 부반송파별 계수들의 비와는 상이하도록, 프리코딩 벡터의 구성 성분들이 정해져야 한다.

하기 <수학식 12>는 상기 <수학식 11>을 채널 행렬 H와 프리코딩 벡터 V의 형태로 다시 기재한 것이다.

여기서 k₁,k₂,k₃ 및 m₁,m₂,m₃은 임의로 정해지는 상수 값들을 의미한다.

1번째 송신기에서 사용되기 위한 프리코딩 벡터 V^[3n+1]은 하기 <수학식 13>의 해(solution)로 구해지는 고유값(eigenvalue) 1/(k₁k₂k₃)에 대응되는 행렬 A의 고유벡터(eigenvector)로 정해진다.

그러면 2번째 및 3번째 송신기에서 사용되기 위한 프리코딩 벡터들 V^[3n+2], V^[3n+3]은 하기 <수학식 14>와 같이 구해진다.

앞서 언급한 도 4를 참조하면, 3개의 송신기들 각각에서 IA 프리코더(404)는 각 심볼에 대해 상기와 같이 구해지는 프리코딩 벡터를 곱하며, 프리코딩된 신호는 IFFT(408)를 거쳐 3개의 수신기들로 전송된다. 송신기들은 각각 전송시 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 미리 정해지는 시그널링 수단을 통해 상기 3개의 수신기들에게 전송한다.

프리코딩 벡터들을 적용하면, 3개의 수신기들로 수신되는 수신 신호 벡터들은 각각 하기의 <수학식 15>,<수학식 16>,<수학식 17>과 같이 표현된다.

앞서 언급한 도 5를 참조하면, 3개의 수신기들 각각에서 IA 디코더(522)는 3개의 송신기들로부터 제공된 프리코딩 벡터들에 대한 정보와, 3개의 송신기들과 수신기 사이의 2개의 부반송파들에 대해 측정된 채널 정보를 이용하여, 해당 수신 신호 벡터로부터, 원하는 송신기로부터 전송된 심볼을 검출한다. 각 수신기에서 원하는 심볼은 하기의 <수학식 18>에 의해 검출될 수 있다.

여기서 H(l,:)는 채널 행렬 H 중 l번째(L의 소문자) 행(low)의 모든 성분들로 이루어진 벡터를 의미한다.

이상과 같이 본 발명의 실시예는 송신기 3개와 수신기 3개로 구성되는 채널 환경에서, 직교한 주파수 자원 운용에서 기인하는 대각 채널 행렬의 비-대각 항목들에 불균일 부반송파 간격화(unequal subcarrier spacing)을 통해 ICI를 삽입함으로써 주파수 영역 채널 행렬을 2ㅧ2 비-대각 행렬로 만들어 공간 영역의 2ㅧ2 IA 기법과 유사하게 DOF 3/2를 달성할 수 있는 프리코딩 벡터를 생성한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

무선 통신 시스템에서 간섭 정렬 방법에 있어서,
복수의 입력 심볼들에 간섭 정렬(IA)을 위한 프리코딩 벡터들을 각각 곱하여 복수의 IA 부호화된 신호 벡터들을 생성하는 과정과,
상기 IA 부호화된 신호 벡터들을 불균일 간격을 가지는 부반송파들에게 매핑하는 과정과,
OFDM 심볼들을 생성하기 위하여 OFDM 변조를 위한 상기 IA 부호화된 신호 벡터들을 역고속 퓨리에 변환(IFFT)하는 과정과,
상기 OFDM 심볼들을 무선 신호들로 상승 변환(up-conversion)하는 과정과,
제1 송신기, 제2 송신기 및 제3 송신기 중 상기 제1 송신기로부터 3개의 수신기들에게 상기 무선 신호들을 전송하는 과정과,
상기 3개의 수신기들 중 제 1 수신기가 원하는 신호의 IA 디코딩 프로세스를 수행하도록, 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 상기 3개의 수신기들 중 상기 제1 수신기에게 전송하는 과정을 포함하며,
상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기는 상기 제1 송신기와 동일한 주파수 자원을 공유하고, 상기 3개의 수신기들에게 상기 무선 신호들을 전송하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들 중 1번째 및 2번째 부반송파들 간의 제1 간격은, 2번째 및 3번째 부반송파들 간의 제2 간격보다 작음을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 제1 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들 중 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터는, 하기 행렬 A의 고유 벡터로 결정됨을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 f(2n+1), f(2n+2)는 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미함.
제 1 항에 있어서, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들은, 하기의 수학식과 같이 결정됨을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 V^[3n+1], V^[3n+2], V^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기, 및 상기 제3 송신기에서 사용된 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터들이며, k₁, k₂, k₃은 소정의 상수 값들이며, f(2n+1), f(2n+2)는 상기 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미함.
제 1 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들은, 주파수 영역에서 각각 소정 주파수 천이값들만큼 천이되며, 상기 주파수 천이값들은 하기 수학식에 따라 결정됨을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값을 의미하며, f_offset은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미함.
제 1 항에 있어서, 상기 역고속 퓨리에 변환된 신호를 상기 무선 신호로 변환하기 이전에, 상기 역고속 퓨리에 변환된 신호의 신호 성분들에
을 곱하는 과정을 더 포함하며,
여기서 n은 상기 신호 성분들을 식별하는 인덱스이며, f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값임을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 주파수 천이값은 하기 수학식에 따라 결정됨을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값을 의미하며, f_offset은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미함.
제 1 항에 있어서, 상기 역고속 퓨리에 변환된 신호를 상기 무선 신호로 변환하기 이전에, 상기 역고속 퓨리에 변환된 신호의 신호 성분들에 하기의 후처리 함수 행렬을 곱하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 N은 상기 신호 성분들의 개수를 나타내며, f₀은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미하고, F는 FFT 행렬을 의미함.
무선 통신 시스템에서 간섭 정렬 방법에 있어서,
간섭 정렬(IA)을 위해 동일한 주파수 자원을 공유하는 제1 송신기, 제2 송신기 및 제3 송신기로부터 송신된 무선 신호들을 수신하는 과정과,
상기 무선 신호들을 기저 신호들로 하강 변환(down-conversion)하는 과정과,
상기 하강 변환된 신호들로부터 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑된 OFDM 심볼들을 추출하는 과정과,
상기 OFDM 심볼들에 대해 고속 퓨리에 변환 (FFT)을 수행하는 과정과,
상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기 중 하나로부터, 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 상기 IA를 위해 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 수신하는 과정과,
상기 프리코딩 벡터들을 이용하여, 상기 고속 퓨리에 변환(FFT)된 신호들을 디코딩함으로써 원하는 심볼들을 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들 중 1번째 및 2번째 부반송파들 간의 제1 간격은, 2번째 및 3번째 부반송파들 간의 제2 간격보다 작음을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 제1 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들 중 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터는, 하기 행렬 A의 고유 벡터로 결정되며,

상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들은, 하기의 수학식과 같이 결정됨을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 f(2n+1), f(2n+2)는 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미하고, V^[3n+1], V^[3n+2], V^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터들이며, k₁, k₂, k₃은 소정의 상수 값들임.
제 9 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들은, 주파수 영역에서 각각 소정 주파수 천이값들만큼 천이되며, 상기 주파수 천이값들은 하기 수학식에 따라 결정됨을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값을 의미하며, f_offset은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미함.
제 9 항에 있어서, 상기 하강 변환된 신호들로부터 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑된 OFDM 심볼들을 추출하는 과정은,
상기 하강 변환된 신호로부터 소정 샘플링 주파수에 따라 신호 샘플들을 추출하는 과정과,
상기 하강 변환된 신호를 소정 지연값만큼 지연시키는 과정과,
상기 지연된 신호로부터 상기 샘플링 주파수에 따라 신호 샘플들을 추출하는 과정 을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 검출하는 과정은,
하기 수학식들 중 어느 하나에 의해 상기 원하는 심볼들을 검출하는 것을 특징으로 하는 간섭 정렬 방법.

여기서 p^[3n+1],p^[3n+2],p^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에 의해 송신된 n번째 심볼들이며, f(2n+1), f(2n+2)는 상기 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미하고, V^[3n+1], V^[3n+2], V^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터들이며, y₁ ^[3n+j], y₂ ^[3n+j]는 상기 n번째 심볼들에 대응하여 j번째 수신기에서 수신한 신호 성분들임.
무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 지원하는 송신 장치에 있어서,
복수의 입력 심볼들에 간섭 정렬(IA)을 위한 프리코딩 벡터들을 곱하여 복수의 IA 부호화된 신호 벡터들을 생성하는 프리코더와,
상기 IA 부호화된 신호 벡터들을 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑하고, OFDM 심볼들을 생성하기 위하여 OFDM 변조를 위한 상기 IA 부호화된 신호 벡터들을 역고속 퓨리에 변환(IFFT)하는 IFFT부와,
상기 OFDM 심볼들을 무선 신호들로 상승 변환(up-conversion)하고, 3개의 수신기들에게 상기 무선 신호들을 전송하는 송신 회로와,
상기 3개의 수신기들 중 제 1 수신기가 원하는 신호의 IA 디코딩 프로세스를 수행하도록, 동일한 주파수 자원을 공유하는 제1 송신기, 제2 송신기 및 제3 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 상기 3개의 수신기들 중 상기 제1 수신기에게 전송하는 제어 정보 송신부를 포함하는 송신 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들 중 1번째 및 2번째 부반송파들 간의 제1 간격은, 2번째 및 3번째 부반송파들 간의 제2 간격보다 작음을 특징으로 하는 송신 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 제1 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들 중 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터는, 하기 행렬 A의 고유 벡터로 결정됨을 특징으로 하는 송신 장치.

여기서 f(2n+1), f(2n+2)는 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미함.
제 15 항에 있어서, 상기 제2 송신기 및 제3 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들은, 하기의 수학식과 같이 결정됨을 특징으로 하는 송신 장치.

여기서 V^[3n+1], V^[3n+2], V^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터들이며, k₁, k₂, k₃은 소정의 상수 값들이며, f(2n+1), f(2n+2)는 상기 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미함.
제 15 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들은, 주파수 영역에서 각각 소정 주파수 천이값들만큼 천이되며, 상기 주파수 천이값들은 하기 수학식에 따라 결정됨을 특징으로 하는 송신 장치.

여기서 f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값을 의미하며, f_offset은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미함.
제 15 항에 있어서, 상기 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 이후에, 상기 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)된 신호의 신호 성분들에
을 곱하는 후처리 프로세서를 더 포함하며,
여기서 n은 상기 신호 성분들을 식별하는 인덱스이며, f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값임을 특징으로 하는 송신 장치.
제 20 항에 있어서, 상기 주파수 천이값은 하기 수학식에 따라 결정됨을 특징으로 하는 송신 장치.

여기서 f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값을 의미하며, f_offset은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미함.
제 15 항에 있어서, 상기 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 이후에, 상기 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)된 신호의 신호 성분들에 하기의 후처리 함수 행렬을 곱하는 후처리 프로세서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.

여기서 N은 상기 신호 성분들의 개수를 나타내며, f₀은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미하고, F는 FFT 행렬을 의미함.
무선 통신 시스템에서 간섭 정렬을 수행하는 수신 장치에 있어서,
간섭 정렬(IA)을 위해 동일한 주파수 자원을 공유하는 제1 송신기, 제2 송신기 및 제3 송신기로부터 송신된 무선 신호들을 수신하고, 상기 무선 신호들을 기저 신호들로 하강 변환(down-conversion)하는 주파수 변환기와,
상기 하강 변환된 신호들로부터 불균일 간격을 가지는 부반송파들에 매핑된 OFDM 심볼들을 추출하는 샘플링부와,
상기 OFDM 심볼들에 대해 고속 퓨리에 변환 (FFT) 하는 FFT와,
상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기 중 하나로부터, 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 상기 IA를 위해 사용된 프리코딩 벡터들에 대한 정보를 수신하는 피드백 수신부와,
상기 프리코딩 벡터들을 이용하여, 상기 고속 퓨리에 변환(FFT)된 신호들을 디코딩함으로써 원하는 심볼들을 검출하는 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제 23 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들 중 1번째 및 2번째 부반송파들 간의 제1 간격은, 2번째 및 3번째 부반송파들 간의 제2 간격보다 작음을 특징으로 하는 수신 장치.
제 23 항에 있어서, 상기 제1 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들 중 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터는, 하기 행렬 A의 고유 벡터로 결정되며,

상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 프리코딩 벡터들은, 하기의 수학식과 같이 결정됨을 특징으로 하는 수신 장치.

여기서 f(2n+1), f(2n+2)는 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미하고, V^[3n+1], V^[3n+2], V^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터들이며, k₁, k₂, k₃은 소정의 상수 값들임.
제 23 항에 있어서, 상기 불균일 간격을 가지는 부반송파들은, 주파수 영역에서 각각 소정 주파수 천이값들만큼 천이되며, 상기 주파수 천이값들은 하기 수학식에 따라 결정됨을 특징으로 하는 수신 장치.

여기서 f_shift,k는 k번째 부반송파에 대한 주파수 천이값을 의미하며, f_offset은 미리 정해지는 주파수 옵셋을 의미함.
제 23 항에 있어서, 상기 샘플링부는,
상기 하강 변환된 신호로부터 소정 샘플링 주파수에 따라 신호 샘플들을 추출하는 제1 샘플러와,
상기 하강 변환된 신호를 소정 지연값만큼 지연시키는 지연기와,
상기 지연된 신호로부터 상기 샘플링 주파수에 따라 신호 샘플들을 추출하는 제2 샘플러를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제 23 항에 있어서, 상기 검출기는,
하기 수학식들 중 어느 하나에 의해 상기 원하는 심볼들을 검출하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.

여기서 p^[3n+1], p^[3n+2], p^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에 의해 송신된 n번째 심볼들이며, f(2n+1), f(2n+2)는 상기 n번째 심볼이 매핑되는 2개의 부반송파들을 지시하며, H_{f(2n+1)f(2n+2)} ^[ij]는 상기 2개의 부반송파들에 대해 i번째 송신기와 j번째 수신기 간에 측정된 채널 행렬을 의미하고, V^[3n+1], V^[3n+2], V^[3n+3]은 각각 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 제3 송신기에서 사용된 n번째 심볼에 적용되는 프리코딩 벡터들이며, y₁ ^[3n+j], y₂ ^[3n+j]는 상기 n번째 심볼들에 대응하여 j번째 수신기에서 수신한 신호 성분들임.