JP2003134086A - マルチキャリアデータ伝送システム - Google Patents

マルチキャリアデータ伝送システム

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JP2003134086A
JP2003134086A JP2002228107A JP2002228107A JP2003134086A JP 2003134086 A JP2003134086 A JP 2003134086A JP 2002228107 A JP2002228107 A JP 2002228107A JP 2002228107 A JP2002228107 A JP 2002228107A JP 2003134086 A JP2003134086 A JP 2003134086A
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fir filter
receiver
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transmission system
amplitude modulation
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Nenad Popovic
ポポヴィック ネナッド
Slobodan Nedic
ネディック スロボダン
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 より高度な有線／無線システムの導入を可能
にする一方法として、重畳され整形されたサブチャネル
スペクトルを有するマルチキャリア（ＭＣ）フォーマッ
トにおけるビン単位(per-bin)のＤＦＥ等化を実現す
る。 【解決手段】 本発明によるマルチキャリアデータ伝送
システムは、送信機と、送信機に接続された伝送チャネ
ルと、伝送チャネルに接続された受信機とを有し、受信
機は、フェードフォワードＦＩＲフィルタ３３およびフ
ィードバックＦＩＲフィルタ４１を有し、フィードフォ
ワードＦＩＲフィルタ３３とフィードバックＦＩＲフィ
ルタ４１の出力は結合される。実施例では、受信機はさ
らに、少なくとも２個のパルス振幅変調スライサ４４，
４５と、実部・虚部抽出器４６，４７とを有し、実部・
虚部抽出器４６，４７は、フィードバックＦＩＲフィル
タ４１からデータを受け取り、パルス振幅変調スライサ
４４，４５にデータを出力する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交マルチキャリ
アデータ伝送システムにおける等化(equalization)を行
う装置に係り、特に、スペクトル整形され重畳されたサ
ブチャネルを有するマルチキャリアシステムのクラスの
一例として、アドバーンスドＯＱＡＭベースのマルチキ
ャリア無線データ伝送システムのためにビン単位の(per
-bin)判定フィードバック等化（ＤＦＥ）を行う装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】マルチキャリア（ＭＣ：multi-carrie
r）データ伝送システムは、従来型のシングルキャリア
（ＳＣ：single-carrier）システムが必然的に適応等化
を必要とするような状況において、ＳＣシステムの代替
方式として従来利用された。この目的のために、Kinepl
ex型の初期のＭＣデータ伝送システム（例えば、R. R.
Mosier and R. G. Clabauch, "Kineplex, a bandwidth-
efficient binary transmission system", Trans. AIEE
(Comm. and electronics), pp.723-728, January195
8、を参照）と、そのＦＦＴによる実現（例えば、S. B.
Weinstein and P. M. Ebert, "Data transmission by
frequency multiplexing using the DFT", IEEE Trans.
Com. Techn. Vol.COM-19, pp.528-634, Oct., 1971、
を参照）や、部分整形矩形サブチャネルシグナリング要
素の新しい応用例として、放送（例えば、B. LeFloch,
R. Halbert-Lassalle and D. Castelain, "Digital sou
nd broadcasting to mobile receivers", IEEE Trans.
Cons. Electr., Vol.35, No.3, pp.493-503, August 19
89、を参照）、無線ＬＡＮ（例えば、D. Dardari and
V.Tralli, "Performance and design criteria for hig
h-speed indoor services", Proc. IEEE Globecom'97,
Phoenix, Arizona, pp.1306-1311, November 1997、を
参照）、および現在考えられている４Ｇセルラシステム
案では、いわゆるＣＰ(cyclic prefix)というガード期
間が用いられ、その長さは、期待されるチャネルインパ
ルス応答の長さより長くなるように選択される。
【０００３】ＣＰの利用はスペクトル効率を低下させる
ため、比較的多数のサブチャネルを利用するのが望まれ
る。このことは、パワー効率の良い増幅に関して、ピー
ク対平均パワー比の増大および関連するさまざまな問題
点につながる。このような問題点としては、アナログ−
ディジタル変換（ＡＤＣ）のために比較的大きいダイナ
ミックレンジを必要とすること、システム遅延および必
要メモリ量が増大すること、ならびに、無線アプリケー
ションにおいて乗法的歪み（キャリアオフセット、位相
ジッタおよび時間選択性フェージング）の影響がより顕
著になることがある。ＯＦＤＭ無線アプリケーションに
おいてガード期間にのみ依拠することは、マルチパス遅
延がＣＰの長さを超えて広がる場合には不十分であるこ
とがわかっており、また、ずっと重要なこととして、制
約されたサブチャネル帯域幅は、暗黙的なマルチパスダ
イバーシティの利用を妨げる。マルチパスチャネルの暗
黙的周波数を活用するために、ＣＯＦＤＭ（符号化(Cod
ed)ＯＦＤＭ）の特徴としてしばしば主張されること
（例えば、B. LeFloch, R. Halbert-Lassalle and D.Ca
stelain, "Digital sound broadcasting to mobile rec
eivers", IEEE Trans. Cons. Electr., Vol.35, No.3,
pp.493-503, August 1989、を参照）とは異なり、符号
化をインタリーブとともに基礎として利用することは、
バースト誤りの出現に対抗するだけのために、大きいデ
ータ伝送オーバーヘッドの犠牲を払うものである。
【０００４】他方、すでに確立された直交条件（例え
ば、R. W. Chang, "Synthesis of band-limited orthog
onal signals for multi-carrier data transmission",
The Bell Syst. Techn. Journal, Vol.45, pp.1775-17
96, December 1996、を参照）に基づいて、B. R. Salzb
erg, "Performance of efficient parallel data trans
mission system", IEEE Trans. Comm. Technology, Vo
l.COM-15, pp.805-811,Dec. 1967、で提案された、ナイ
キスト型整形サブチャネルスペクトルと、そのサブチャ
ネルにおけるスタガ（Ｓ−）あるいはオフセット（Ｏ
−）直交振幅変調（ＱＡＭ）とによる直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）マルチキャリアデータ伝送システムは、
スペクトル効率が最大である。B. Hirosaki, "An analy
sis of automatic equalizer for orthogonally multip
lexed QAM systems", IEEE Trans.on Comm., Vol.28, N
o.1, pp.73-83, January 1980、において、ＯＱＡＭに
基づくＭＣシステムにおける適応等化はサブチャネルご
との等化器を用いることによって実行可能であることが
はじめて示された。この「デュアル」等化は、サブチャ
ネル間およびサブチャネル内の両方の干渉（ＩＳＩおよ
びＩＣＩ）をキャンセルし、望ましいサブチャネル数に
関して基本的には制約を課さず、このような選択を、他
のシステムの実現化および伝送障害関係の問題に基づく
ものとしてゆだねる。しかし、Hirosakiの等化法は、Ｑ
ＡＭの同相成分と直交成分の再配列を伴い、その結果、
線形歪みとキャリア／サンプリング位相オフセット補償
との間の強い相互作用を示すため、実現化が困難である
（例えば、B. Hirosaki, "Generalized differential c
oding theorem and its application", Electronics an
dCommunications in Japan, Vol.67-B, No.12, pp.46-5
3, 1984、を参照）。
【０００５】S. Nedic, "An unified approach to equa
lization and echo-cancellation in multi-carrier OQ
AM-based data transmission", Globecom'97, Phoenix,
Arizona, 1997、において部分的に導入された代替的な
等化法は、固有の半分のＱＡＭシンボルシグナリング期
間という概念に基づいており、その結果として、より一
般的で、実現化が容易であり、時間制限直交（ＴＬＯ：
time-limited orthogonal）方式（例えば、R. Li and
G. Stette, "Time-limited orthogonal multi-carrier
modulation schemes", IEEE Trans. on Comm., Vol.43,
No.2/3/4, pp.1269-1272, Feb./Mar./Apr., 1995、お
よび、J. Alhava, M. Renfors, "Adaptivesine-modulat
ed/cosine-modulated filter bank equalizer for tran
smultiplexers", ECCTD'01, August 28-31, Espoo, Fin
land, 2001、を参照）や、離散ウェーブレットマルチト
ーン（ＤＷＭＴ：discrete wavelet multi-tone）方式
（例えば、W. Yang, and T-Sh. P. Yum, "A multirate
wireless system using wavelet packet modulation",
VTC'97、を参照）のような、他の直交マルチキャリアデ
ータ伝送システムにも直ちに拡張可能である。外観上異
なるＯＱＡＭ−ＭＣとＤＷＭＴのシグナリングフォーマ
ットの間の共通性、したがって、ビン単位の線形および
ＤＦＥ等化法の一般的な適用可能性は、以下で説明する
ように、それぞれの定義式における簡単な周波数シフト
によって確立することができる。
【０００６】その定義式からはじめると、ＯＱＡＭ−Ｍ
Ｃ送信信号は、通常の変調概念に関して、次式によって
簡潔な形で表すことができる。
【数１】 上式で、パラメータＴはＱＡＭシンボル期間であり、ｆ
kは、ｋ番目のサブチャネル中心周波数であり、公称ｋ
／Ｔで定義される。式（＊）における変数ａk, mは、ｍ
の２つの連続する偶数および奇数の値に対して、ｋ番目
のサブチャネルにおける複素ＱＡＭデータシンボルの実
部および虚部を表す。容易にわかるように、（＊）は次
の普通に用いられる定義に対応する。
【数２】
【０００７】他方、ＤＷＭＴ送信信号は、そのパスバン
ドシグナリング形式において、普通次のように記述され
る。
【数３】 ここでθk＝（−１）k（π／４）、ｆk′＝（２ｋ＋
１）（１／２Ｔ）である。
【０００８】通常の変調されたベースバンドデータ信号
の和の形に変換すると、ＤＷＭＴ信号は次の形をとる。
【数４】
【０００９】上記の信号を周波数について−１／２Ｔだ
けシフトさせ、中括弧で括られた項にｅｘｐ［−ｊ（２
π／２Ｔ＋π／４）］を乗じることによって、次の形と
なる。
【数５】 容易に確かめることができるように、上記のデータシン
ボルは、次のように表すことができる。
【数６】 ただし、γは、シグナリング期間Ｔ／２の４個ごとに＋
１と−１の間で交代する。
【００１０】データシンボルの符号の変化はシステムの
直交性とは無関係であるため、もともとの式（後述の式
（１））を比較することによって、ＯＱＡＭ−ＭＣとＤ
ＷＭＴのシグナリングフォーマットの間の基本的共通性
を確立することができる。このことは、どのようなイン
パルス応答ｇ（ｔ）、あるいはウィンドウｗ（ｔ）であ
っても、それがあるシステムについて直交性基準を満た
していれば、他のシステムにも成り立ち、その逆もいえ
る、ということを意味する。これは、ＴＬＯ−ＭＣシグ
ナリングフォーマットについても完全に成り立つ。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】重畳され十分に狭いサ
ブチャネルスペクトルを有するマルチキャリア信号に対
するビン単位の等化は、重畳されていないサブチャネル
スペクトルを有するフィルタードマルチトーン（ＦＭ
Ｔ：filtered multi-tone）フォーマットのシングルキ
ャリア（ＳＣ）システムあるいはサブチャネルへの通常
の等化の適用に類似している（例えば、R. Vallet and
K. H. Taieb, "Fraction spaced multi-carrier modula
tion", Wireless Personal Communications 2:97-103,
1995, KluwerAcademic Publishers、を参照）。しか
し、サブチャネルスペクトルの重畳は、本質的にベース
バンド型のビン単位の等化器のスペクトル（伝達関数）
および収束の両方の性質に影響を及ぼすとともに、ここ
で関心のある非線形の判定フィードバック（ＤＦＥ）型
のものにおける隣接するビンからの判定にも影響する。
留意すべき点であるが、これは、ＤＦＥ等化の適用が相
当のマルチパスダイバーシティ利得を実現することがで
きるような、マルチパスフェージングコヒーレンス帯域
幅を超えるサブチャネル帯域幅の適用であって、暗黙的
なダイバーシティ特性に関して初期に確立された結果
（例えば、P. Monsen, "Digital transmissionperforma
nce on fading dispersive diversity channels", IEEE
Trans. on Comm., Vol.COM-21, No.1, pp.33-39, Janu
ary, 1972、を参照）と一致している。狭帯域干渉（Ｎ
ＢＩ：narrow-band interference）障害の抑制をよくす
るためには、サブチャネルを広くすることも好ましい。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、より高
度な有線／無線システムの導入を可能にする一方法とし
て、重畳され整形されたサブチャネルスペクトルを有す
るＭＣフォーマットにおけるビン単位のＤＦＥ等化の実
際的な実現可能性を実証するとともに、従来のＤＭＴ／
ＯＦＤＭシステムや符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）との
組合せによるそれらのシステムの変種に代わる実現可能
な代替手段としての利用法を示すことであり、適当に設
定されたTomlinson-Harashimaプリコーディングを含め
て、従来のシングルキャリアＱＡＭシステムで用いられ
たトレーニングおよび判定用モードにおけるすべての種
類のＤＦＥ適応法に適用可能である。また、受信機部分
あるいは送信機部分においてデータシンボルを補間する
オプションの動作モードもある。
【００１３】本発明の一実施形態は、送信機と、この送
信機に接続された伝送チャネルと、前記伝送チャネルに
接続された受信機とを有するマルチキャリアデータ伝送
システムである。受信機は、フィードフォワードＦＩＲ
フィルタおよびフィードバックＦＩＲフィルタを有し、
フィードフォワードＦＩＲフィルタとフィードバックＦ
ＩＲフィルタの出力は結合される。
【００１４】本発明のもう１つの実施形態では、受信機
はさらに、少なくとも２個のパルス振幅変調スライサ
と、実部・虚部抽出器（エクストラクタ）とを有する。
実部・虚部抽出器は、フィードバックＦＩＲフィルタか
らデータを受け取り、パルス振幅変調スライサにデータ
を出力する。さらに、パルス振幅変調スライサからのデ
ータは、Ｔ／２だけ分離された時刻ごとに一度ずつ、フ
ィードバックＦＩＲフィルタに直接送られ、等化される
サブチャネルに隣接するサブチャネルに属するこのよう
なスライシングブロックからのデータも同様である。
【００１５】本発明のさらにもう１つの実施形態では、
１つのＦ−ＢＦだけが使用され、これは補間ブロックの
出力によって供給される。補間は、係数適応手続き中に
隣接するサブチャネルの参照シンボルによって与えられ
る。
【００１６】
【発明の実施の形態】上記のSalzbergの論文における定
義式からはじめると、ＯＱＡＭ−ＭＣ送信信号は、式
（１）によって簡潔な形で表すことができる。
【数７】 ただし、
【数８】 である。
【００１７】式（１）において、パラメータＴはＱＡＭ
シンボル期間であり、ｆkは、ｋ番目のサブチャネル中
心周波数であり、公称ｋ／Ｔで定義される。上に示した
変数ａk,mは、ｍの２つの連続する偶数および奇数の値
に対して、ｋ番目のサブチャネルにおける複素ＱＡＭデ
ータシンボルの実部および虚部を表す。ｇ（ｔ）は、ロ
ールオフファクタ０≦α≦１の、平方根レイズドコサイ
ンローパス伝達関数Ｇ（ω）の実インパルス応答を表
す。伝達関数Ｇ（ω）は、周波数±１／２Ｔにおいて３
ｄＢ減衰を有し、理想的には、区間［−（１＋α）／２
Ｔ，（１＋α）／２Ｔ］の外部ではゼロである。
【００１８】復調部および伝達関数Ｈ（ω）の伝送チャ
ネルと組み合わせて、ＯＱＡＭ−ＭＣ伝送システムの一
般的ブロック図を図１に示す。この図は、線形ビン単位
等化構造と、本発明の主要部であるそのＤＦＥ拡張とを
導出するために使用されている。図１の左側部分には、
システムの送信機部分がある。データ（例えば、Ｘ
0（ω）など）は、一連のローパスフィルタに入力さ
れ、これらのローパスフィルタは、信号を、一連の変調
器に出力する。変調器の出力は足し合わされて伝送チャ
ネルに送られる。
【００１９】図１の右側部分には、システムの受信機部
分がある。伝送チャネルから出力された信号は、一連の
復調器に入力され、これらの復調器は、信号を、一連の
ローパスフィルタに出力する。その後、データ（例え
ば、
【数９】 ）がローパスフィルタから出力される。
【００２０】次に、ＯＱＡＭ−ＭＣ ＤＦＥビン単位等
化構成を簡潔に説明するために、トランシーバの一般的
な計算効率のよいディジタルインプリメンテーションに
ついて説明する。図２Ａは、当業者に周知のように、送
信機部分および受信機部分を有する図１のマルチキャリ
アシステムの基本的な計算効率のよい実現を示す。逆高
速フーリエ変換ＩＦＦＴとポリフェーズフィルタリング
（例えば、N. J. Fliege, "Multirate DSP", John Wile
y & Sons, 1994、を参照）との組合せに基づく２：１オ
ーバーサンプルドフィルタバンク構成が使用される。送
信機部分は、ＩＦＦＴ合成フィルタバンク（ＳＦＢ：sy
nthesis filter bank）２０、２１および遅延要素２２
を有する。送信機部分からの出力は、伝送チャネル２３
に送られる。受信機部分は、遅延要素２４と、分析フィ
ルタバンク（ＡＦＢ：analysis filter bank）２５およ
び２６とを有する。
【００２１】この原理ブロック図は、ＯＱＡＭ型のＭＣ
システムの統一された表現を提供するが、より計算効率
のよい実現も知られている（例えば、L. Vangelista,
N. Laurenti, "Efficient implementation and alterna
tive architectures for OFDM-OQAM systems", IEEE T
r. on Comm., Vol.49, No.4, pp.664-675, April 200
1、を参照）。オペレータｚ-1は、ｅｘｐ（−ｊωＴ／
Ｎ）伝達関数、すなわち、１サンプリング期間Ｔ／Ｎの
遅延を表す。
【００２２】図２Ｂにおいて、インパルス応答ｇ
p（ｍ）およびｇp（−ｍ）は、デシメーションファクタ
Ｎ：１でのｇ（ｎ）およびｇ（−ｎ）のＮポリフェーズ
分解である。実質的には、時間的にＴ／２の間隔で積み
重ねられた２つの臨界的にサンプリングされる分析フィ
ルタバンク（ＡＦＢ）および合成フィルタバンク（ＳＦ
Ｂ）がある。送信機部分において、ＡＦＢ２０は、Ｎ点
ＩＦＦＴと、一連のローパスフィルタ（例えば、ｇ
0（μ）など）とを有する。ＡＦＢ２０の出力は、コミ
ュテータ２７に送られ、コミュテータ２７は、データを
伝送チャネル（図示せず）に送る。図２ＡのベクトルＸ
m evnおよびＸm oddはそれぞれ、偶数および奇数のインデ
ックスｍに対して、それらの成分が純実数または純虚数
となるような、データシンボルａk,mからなるＮ個の準
複素成分を有する。
【００２３】受信機部分において、伝送チャネルからの
データは、コミュテータ２８に送られ、コミュテータ２
８は、データをＳＦＢ２５に供給する。ＳＦＢ２５は、
Ｎ点ＦＦＴと、一連のローパスフィルタ（例えば、ｇ0
（−ｍ）など）とを有する。受信機側では、理想的な伝
送チャネルの場合、送信された実データシンボルは完全
に復元されるが、ビン間（ＩＣＩ）およびシンボル間
（ＩＳＩ）の干渉の結果として、送信機側ではゼロに等
しい実部および虚部が非ゼロになる。チャネルが線形歪
みを導入するとき、ＭＣシステムの固有の直交性を実質
的に復元して、情報を運ぶ送信データシンボルをほぼ回
復するために、以下で概説する線形ビン単位等化を使用
することができる。
【００２４】次に、従来知られている方法の代替的な改
良された実現としてのビン単位等化と、そのＤＦＥ拡張
について、図１に示したＭＣシステムの一般的ブロック
図に基づいて説明する。図１に示したシステムのｋ番目
のサブチャネル出力における信号のフーリエ変換は次式
（２）のようになる。
【数１０】 ただし、
【数１１】 は、ｋ番目のサブチャネルデータ信号のフーリエ変換で
あり、関数Ｑは、次の式（３）で定義される。
【数１２】
【００２５】式（２）における中括弧で括られた項は、
理想チャネルの場合のｋ番目のビンの出力を表し、帯域
幅［−（１＋α）／２Ｔ，（１＋α）／２Ｔ］にスペク
トル制限される。一方、Ｈ（ω＋ωk）は、ｋ番目のビ
ンの中心周波数に関するチャネルの等価ローパスフィル
タ伝達関数である。これは、ｋ番目のサブチャネル出力
に、それぞれのサブチャネル帯域幅に対する等価チャネ
ル伝達関数の実質的逆である伝達関数を有するローパス
フィルタを縦続（カスケード）接続することによって、
ｋ番目のサブチャネルは、固有のシステム直交性を復元
することにより実質的に等化されることが可能である、
ということを意味する。このような等化器は、ビン間お
よびビン内の両方の干渉を同時に考慮に入れている。
［−１／Ｔ，１／Ｔ］以下の周波数帯域幅内で伝達関数
の逆をとることが要求されるため、入出力サンプリング
レートが２／Ｔの複素有限インパルス応答（ＦＩＲ）フ
ィルタ３３を等化器として使用することができる。こう
して、受信機フィルタバンクの出力において、期間Ｔご
とに利用可能な２個のサンプルを用いて、図３Ａに示す
ように、時間スパンＬeＴの２ＬeタップＦＩＲフィルタ
型ビン単位等化器を得ることができる。これは、通常の
最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）基準を用いた加法性雑音
障害の抑制において達成可能な妥協点によって決定され
る限りで、等価チャネル逆伝達関数の近似を合成するこ
とになる。図３Ａに示す受信機は、遅延要素３０、ＦＦ
Ｔ ＡＦＢ３１および３２、ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ３
３ならびに遅延要素３８および３９を有する。ＦＦ複素
ＦＩＲフィルタ３３は、実フィルタ３４および３７なら
びに虚フィルタ３５および３６を有する。
【００２６】式（２）を積の和に再構成し、ｌ＝１およ
びｌ＝−１の場合にＸk+l（・）とともに現れるＨ（ω
＋ωk）を、Ｈ（ω＋ωk＋ωk+l＋ωk-l）へと等価な引
数に拡張することにより、（ｋ＋ｌ）番目のビンに対す
る等価チャネル伝達関数による（あらかじめ）フィルタ
リングされた（ｋ＋ｌ）番目のサブチャネル入力と解釈
することによって、２つの可能なＤＦＥ構造が得られ
る。これらの構造は、等化器伝達関数を、主に等価チャ
ネル伝達関数全極多項式に対処するためのフィードフォ
ワード部分と、等価チャネル零／極型伝達関数における
全零多項式部分の補償を行う再帰（フィードバック）部
分とのカスケードとみなすことによって得られる。一方
の構造は、図３Ｂに示すように、３個のフィードバック
ＦＩＲフィルタ（Ｆ−ＢＦ）４１、４２および４３を有
する。これらには、コミュテータ４９、５０および５１
を通じて、参照シンボル、すなわち、隣接ビンからのシ
ンボル判定が供給される。コミュテータ４９、５０およ
び５１には、非補間参照シンボル、あるいは、それぞれ
のビンについて現在判定されているシンボルが供給され
る。他方の構造は、前の場合と同様なフィードフォワー
ドＦＩＲフィルタ（Ｆ−ＦＦ）とともに、ｋ番目のビン
に対して１つだけのＦ−ＢＦを有し、このｋ番目のビン
に対する参照シンボルは、シンボル間およびビン間の両
方の干渉を考慮に入れるように補間される。図４は、フ
ィルタリングによって、または、バックツーバックＳＦ
Ｂ／ＡＦＢカスケーディングによって実行される補間手
続きを示す。白丸はゼロ値を表し、黒丸はデータシンボ
ルを表し、灰色の点は補間された「データ」シンボルを
表す。これにより、フィードフォワードＦＩＲフィルタ
（Ｆ−ＦＦ）３３は、試みられた直接の直交性復元を放
棄して、無線チャネルの周波数選択性フェージングの補
償とともに、伝達関数の逆を求めることと、有色および
おそらくは周期定常の加法性雑音の抑制との間の妥協
を、線形の場合よりも改善することができる。Ｆ−ＦＦ
３３からのデータはコミュテータ４８から供給される。
コミュテータ４８からのデータは、抽出器４６および４
７に送られる。これらはそれぞれ、実成分および虚成分
を抽出する。抽出器の出力は、パルス振幅変調（ＰＡ
Ｍ）スライサ４４および４５に供給され、これらは、遅
延要素−Ｔ／２にデータを出力する。さらに、参照信
号、すなわち、ＰＡＭスライサ４４および４５の出力か
ら判定が生成されてすべてのフィルタに送られるが、こ
のような信号は、隣接ビンからも、それらの参照信号、
すなわち、対応する実際の判定として供給される。な
お、この特定実施例には３個のＦ−ＢＦが示されている
が、本発明は、エッジサブチャネルについて１個のＦ−
ＢＦを除去することも、１個だけの（中央）Ｆ−ＢＦ、
または、３個より多くのＦ−ＢＦにより実現することも
可能である。
【００２７】１個のＦ−ＢＦブロックを有する構造にお
いて、破線の補間器（インタポレータ）ブロック５３
は、トレーニング期間中アクティブであり、破線で描か
れたサイドＦ−ＢＦは省略される。実際のデータ送信
中、Ｆ−ＢＦブロックには、Ｔ／２期間ごとにスライサ
ブロック４４および４５の前後の準複素シンボルを適当
に組み合わせることによって生成される複素シンボルが
供給され、これによって、コミュテータ４９は加算器 s
umator（図３Ｂには図示せず）によって置き換えられ、
その出力は、図３Ｂにおいてコミュテータブロックを迂
回する破線で示されるように、直接に供給される。
【００２８】次に、最小平均二乗（ＬＭＳ）および再帰
的最小二乗（ＲＬＳ）係数適応について説明する。ｋ番
目のサブチャネルのＤＦＥ構造に対するＦ−ＦＦおよび
３個のＦ−ＢＦの複素係数をそれぞれｃk,nおよびｄ
k-,l，ｄk+,l，ｄk,l（ただし、ｎ＝０，１，...，２Ｌ
eおよびｌ＝０，１，...，２Ｌdであり、ＬeおよびＬd
は、ＱＡＭシグナリング期間Ｔの個数で表したフィード
フォワード（Ｆ−Ｆ）およびフィードバック（Ｆ−Ｂ）
ＦＩＲフィルタスパンであり、インデックスｋの±符号
は、隣接ビン等化器の出力からの判定によって供給され
るＦ−ＢＦを表す）で表すことによって、偶数インデッ
クスｍに対するｋ番目のビン等化器の出力における雑音
のあるデータサンプルは、非スタガ実（同相）成分を仮
定して、次の式（４）で与えられる。
【数１３】
【００２９】スタガ直交成分であると仮定される奇数イ
ンデックスｍに対する雑音のあるデータサンプルは、上
と同じ形を有するが、４つのすべての角括弧内のプラス
符号をマイナス符号で置き換え、式（４）の第１の和に
おける丸括弧内の雑音のあるライン信号サンプルの実部
と虚部（それぞれひげ文字のＲとＩ）を入れ替える点で
異なる。これらの数式において、Ｆ−ＦＦの参照（中
央）タップにおける雑音のあるサンプルの出現と、対応
するデータシンボルの判定（上付きバーのデータシンボ
ル）が利用可能になるときとの間の約Ｌe・Ｔ／２サン
プル期間の遅延が考慮に入れられている。
【００３０】［ｍ／２］＝ｍ番目のシグナリング期間Ｔ
において、ｋ番目のビン等化器の出力における判定誤差
の二乗絶対値は次の式（５）で与えられる。
【数１４】
【００３１】当業者に知られているように、等化器係数
は一般に、何らかの平均二乗誤差最小化法（ＭＭＳＥ）
によって推定される。上記の量のアンサンブル最小化
は、等化器係数のさまざまな形のＭＭＳＥ推定につなが
る。式（５）で与えられる瞬時値による二乗誤差のアン
サンブル平均の近似に基づく最急勾配法は、簡単な確率
的勾配、すなわち、普通に用いられる最小平均二乗（Ｌ
ＭＳ）アルゴリズムを表す。最急勾配アルゴリズムに対
する一般式は次の式（６）で与えられる。
【数１５】 ここで、都合よく選択されるステップサイズパラメータ
βは、特定の等化器係数に関して、前のｍ′番目の区間
の値から更新するために、瞬時誤差の微分をスケールダ
ウンする。サブチャネルデータ系列の統計的独立同分布
性とそれらの相互独立性を考慮することにより、式
（６）が意味する手続きの適用は、係数の実部および虚
部の適応に対する次の表式を導く。
【数１６】
【００３２】上記の式（７）〜（１０）は、偶数番目お
よび奇数番目のそれぞれのＴ／２期間について純実数お
よび純虚数の誤差を有する、Ｔ期間ごとに２回実行され
るＬＭＳ複素等化器係数適応に対する式と等価である。
例えば、Ｆ−ＦＦ係数の適応を行うために複素ＬＭＳア
ルゴリズムをＴ期間ごとに２回適用すると次のようにな
る。
【数１７】
【００３３】これらの２つの式におけるＦ−ＦＦ係数の
実部および虚部の増分を括り出すことによって、それら
のそれぞれの和は、上記の式（７）および（８）の場合
と同じであることがわかる。これは、通常のＳＣ ＱＡ
Ｍフォーマットにおける同じ時間スパンで、実数乗算回
数が、分数Ｔ／２間隔のＦ−ＦＦ部分の場合と同数であ
ることを意味する。１シグナリング期間内に必要とされ
る、出力の計算における実数乗算回数もまた同じで、４
Ｌeである。同様に、例えば中央のＦ−ＢＦの場合、純
実数および純虚数の誤差を用いた、１区間Ｔにおける奇
数インデックス係数に対する２つの後続の適応から、次
の２つの式が導かれる。
【数１８】
【００３４】Ｔ／２時刻にＦ−ＢＦに供給されるシンボ
ル判定もまた純実数または純虚数であるため、奇数番目
のＦ−ＢＦ係数の虚部に対する増分は０である一方、実
部への増分の和は上の式（９）のものに相当する。Ｔ期
間ごとに、適応は、奇数および偶数の両方のインデック
スの係数に対して実行されなければならないため、演算
回数は、同じＦ−ＢＦ時間スパンの従来のＱＡＭ ＳＣ
システムの場合と同じである。同じことは、１Ｔ期間中
にＦ−ＢＦの出力を計算するために必要な乗算回数（４
Ｌd）についても成り立つ。このタイプの適応は、トレ
ーニング期間中に、補間されたシンボルに依拠しないＤ
ＦＥ構造の適応に適している。
【００３５】当業者に周知のように、ＬＭＳアルゴリズ
ムよりもずっと高い適応レートを特徴とするさらにもう
１つの実際的な係数適応法のグループは、二乗誤差の時
間領域平均と、最急勾配法の適当な対応物とによるもの
である。各反復ごとの最も普通の再帰的最小二乗（ＲＬ
Ｓ）アルゴリズムは、ＬＭＳアルゴリズムにおいてステ
ップサイズβと特定の係数に供給される信号／データサ
ンプルの複素共役との積に対応する項を、最適化された
形で適応的に計算する。この適応法は、補間に基づくＤ
ＦＥトレーニングに直接適用可能である。
【００３６】ＦＩＲ Ｆ−ＦＦおよびＦ−ＢＦ構造を有
するＬＭＳおよびＲＬＳ適応法は、当業者に周知のラテ
ィス型構造の使用により容易に拡張可能である。
【００３７】ＲＬＳアルゴリズムの適用により、完全複
素の参照データシンボルあるいは判定用データシンボル
が、図３Ｂに示すように、オプションの補間器５３の存
在によって、Ｆ−ＢＦの入力に送られるように利用され
る。この結果、以下で説明するように、相当改善された
パフォーマンスが得られる。対応する実施例は、図３Ｂ
において、３個のＦ−ＦＦのグループの入力でＮ＝４と
した図２Ｂのバックツーバック縦続構成を組み込むこと
によって、または、より複雑でない他の補間構成によっ
て、得られる。補間器ブロックの動作を図４に示す。こ
れは、情報を運ぶ成分をほぼそのままに保ちながら、シ
ンボル間および隣接ビン間のクロストークを考慮に入れ
ることによって、準複素シンボルがどのようにして複素
シンボルに変換されるかを示す。前述したように、１つ
のＦ−ＢＦしか一般に必要とされない。
【００３８】判定用モードにおいて、すなわち、実際の
データ伝送中には、受信機側補間が等化器のフィルタリ
ング動作に暗黙的に含められるため、因果性の問題はな
く、安定性のみが問題となりうる。判定が情報を運ぶ
（非補間）直交成分に対してのみ行われる場合、この問
題はほぼ解消されるが、状況によっては、適当にシンボ
ルタイミングを定義することによって、またはその他の
手段によって、実質的に極小位相の伝達関数条件を保証
するように注意しなければならない。他方、参照ＤＦＥ
構成に関係のある広範囲な誤差伝搬の問題を解消するた
め、また、実現化の複雑さの負担の大部分をダウンリン
ク伝送における基地局送信機に移すこともできるように
するためには、別の実施例が使用可能である。
【００３９】この別実施例を図５Ａおよび図５Ｂに示
す。図５Ａは送信機部分を示し、図５Ｂは受信機部分を
示す。この実施例は、補間を有する場合に適用され、受
信機部分にあるＦ−ＦＦが１つだけになるように、初期
適応後に１つのＦ−ＢＦを受信機側から送信機側に「移
動」することによって、予等化(pre-equalization)、す
なわち、送信機側でのプリコーディング構成においてサ
ブチャネルあたり１個のＦ−Ｂフィルタを利用する。初
期適応係数は、周波数分割二重（ＦＤＤ）構成における
データ伝送モードに切り替わる前に適当な手段によって
受信機側から送信機側へ転送されるか、または、時分割
二重（ＴＤＤ）構成で仮推定される。なお、等化器係数
は、補間データシンボルをＦ−ＢＦに供給することによ
って適応されるが、非補間準複素データサンプルのみが
プリコーダ入力に送られる。従来のシングルキャリアプ
リコーディング（M. Tomlinson, "New automatic equal
izeremploying modulo arithmetic", Electronics Lett
ers, Vol.7, pp.138-139, March 1971、参照）に一致し
て、情報を運ぶ直交成分のみに適用されるモジュロ２Ｍ
演算（ただし、Ｍは、最大公称データシンボルレベルで
ある）が、フィードバックループにおけるプリコーディ
ング演算から生じる中程度の送信パワー増大のみに抑え
るのに有用である。プリコーダ出力の補間値に対する規
則的なモジュロ演算（ＭＯＤ）が不可能であることによ
り生じる可能性のある不安定性問題のため、適当な手段
を用いて望ましいチャネル条件を保証するようにシンボ
ルタイミングを制御するか、または、短い誤差系列が出
現する可能性があるにもかかわらずモジュロ演算を実行
するのは時々だけにしなければならない。
【００４０】さらにもう１つの実施例を図６に示す。こ
の実施例は、３個以下のＦ−Ｂフィルタを線形等化器５
４（米国特許第４，６２１，３５５号（発明者：Hirosa
ki）を参照）と組み合わせることに関するものであり、
Ｔ／２間隔受信機フィルタバンク出力の同相および直交
成分の再配列が、Ｆ−Ｆフィルタの前で行われるもので
ある。その結果、Ｆ−Ｂフィルタには複素データシンボ
ルが供給され、係数適応は、Ｔあたり１回の複素誤差サ
ンプルを用いて実行される。これらの複数のＦ−Ｂ Ｆ
ＩＲフィルタは（シンボル補間のある場合の１個のＦ−
ＢＦでも）規則的で解析的な構造を有するため、このフ
ィルタリングは、送信機側には移動できないように見え
る。その理由は、特定ビンに対するHirosakiのＦ−ＦＦ
および対応する等価チャネル伝達関数は本質的に非解析
であるため、不整合のフィルタリング構造の入れ替え
（順序交換）に本質的非等価性があるからである。
【００４１】最後に、シミュレーション結果について説
明する。ＬＭＳおよびＲＬＳ等化器の収束の例示、フィ
ードフォワード等化器伝達関数、Ｆ−ＦおよびＦ−Ｂフ
ィルタ係数の例を図７Ａ〜図７Ｄに示す。Ｎ＝１２８、
長さ４Ｔ期間（Ｌp＝４）のプロトタイプインパルス応
答のフィルタバンク変換（例えば、A. Valin and N.Hol
te, "Optimal Finite Duration Pulses for OFDM", IEE
E Tr. on Com., Vol.44, No.1, pp.10-14, Jan. '96、
を参照）と、特定のＦ−ＦおよびＦ−Ｂ等化器ＦＩＲフ
ィルタスパンＬeＴおよびＬdＴについて考える。この状
況は、１６番目と１７番目のビンの中間に位置するＮＢ
Ｉトーン信号の存在する場合または存在しない場合にお
ける、ｘ番目のビンと、周波数選択性フェージング３パ
スパワー遅延プロファイル１＋１・ｚ-200＋０．１・ｚ
-400の特定の実現とに対応する。ＬＭＳおよびＲＬＳ適
応アルゴリズムに対するＤＦＥ等化器の収束を図７Ａに
示す。ＬＭＳ収束は非常に遅い。その理由は、等化器入
力信号の相関行列の固有値間に大きな差があるためであ
る。ＲＬＳアルゴリズムは非常に速く収束するため、パ
ケット化伝送のための係数初期化と、その後にＬＭＳア
ルゴリズムに切り替えて線形歪みにおける遅い変化を追
跡するための実際的な手段となる。なお、ＯＱＡＭ／Ｔ
ＬＯの場合に必要とされる補間された参照シンボルは、
複雑さをあまり増大させることなく、記憶され、また
は、「オフライン」で生成されることが可能である。Ｌ
ＭＳ適応の場合、誤差信号の実部または虚部のみが、Ｔ
／２期間ごとに使用される。
【００４２】対応するＦ−ＦおよびＦ−Ｂフィルタ係数
を図７Ｂに示す。伝送チャネル伝達関数の逆を求めるこ
とと狭帯域干渉（ＮＢＩ）抑圧との間の妥協のためのＤ
ＦＥ固有の特徴を図７Ｃに例示する。公称サブチャネル
帯域幅に対する等価逆チャネル伝達関数も比較のために
示されている。理解されるように、フィードフォワード
（Ｆ−Ｆ）フィルタ伝達関数は、目標とされる等価ＬＰ
チャネル伝達関数の逆を実質的に合成しようとしている
のに対して、ＤＦＥ構成では、それにはほとんど無関係
であり、むしろ、整合したフィルタリングとＮＢＩ抑圧
タスクとを最適に妥協させようとしている。なお、ＮＢ
Ｉが存在しない場合、参照係数以外のＦ−Ｆ係数は相対
的に小さく、無視することが可能である。
【００４３】従来のＯＦＤＭシステム（Ｎ＝１０２４お
よび２０４８、ＣＰ＝０．２５Ｎ）の場合と、さまざま
なパラメータＮでのＯＱＡＭ−ＭＣシステムの場合のＳ
ＮＲ値に対するビット誤り確率の依存性を図８に示す。
これは、遅延プロファイル１＋０．７５・ｚ-5＋０．７
５・ｚ-10＋０．７５・ｚ-30＋０．５・ｚ-90＋０．５
・ｚ-120＋０．２５・ｚ-150＋０．２５・ｚ-155＋０．
２５・ｚ-160＋１・ｚ -180＋０．７５・ｚ-240＋０．５
・ｚ-270＋０．５・ｚ-300＋０．５・ｚ-305＋０．５・
ｚ-310＋０．２５・ｚ-330＋０．１・ｚ-390のフェージ
ング実現にわたって平均したものである。すべての場合
に、４レベルＱＡＭが仮定され、ＯＦＤＭデータレート
は、ＣＰ利用のため、ＯＱＡＭ−ＭＣの場合よりも２０
％低い。ＯＦＤＭ誤り率はｄＢ単位でＳＮＲとともにリ
ニアに減少するが、図からわかるように、ＯＱＡＭ−Ｍ
Ｃの場合は、明示的ダイバーシティを有するＱＡＭシス
テムに類似の誤り確率挙動を有する。Ｆ−ＦおよびＦ−
ＢＦ長の増大を伴うサブチャネル帯域幅の拡大ととも
に、ＢＥＲ曲線はますます滝のような形状をとる。誤り
確率が１０-3のとき、２０４８−ＯＦＤＭの場合は１２
８−ＯＱＡＭ−ＭＣの場合よりも約１６ｄＢ大きいパワ
ーが必要とされる。中程度および少数のサブチャネルの
有効性は、データおよびビデオ通信に対する１０-6のよ
うに、より低い目標ＢＥＲの場合のほうが顕著になるよ
うであり、この場合、ＳＮＲ差は、３２−ＯＱＡＭ−Ｍ
Ｃと２０４８−ＯＦＤＭとの場合の比較により明らかな
ように、４８ｄＢにもなる。同程度のＳＮＲに対してこ
の低いＰbレベルを達成するためには、ＯＦＤＭの場合
にはＦＥＣオーバーヘッドが必要とされ、これは、基本
データレートの比例的な減少と、復号計算量（複雑さ）
の増大との両方を意味する。
【００４４】図９に、同じ時間スパンを有する２つのマ
ルチパスプロファイルについて、ビット誤り率をＮの関
数として示す。図８の凡例に示されているように、１対
の曲線（実践）は、同数の等化器係数を保持し、点線に
ついては、Ｆ−ＦＦ時間スパンは半分になっている。図
からわかるように、ＯＱＡＭ−ＭＣの場合、最適なＮ
は、マルチパス遅延プロファイルの豊かさの増大ととも
に低い値のほうへ一貫してシフトする。補間されたサン
プルをＦ−Ｂフィルタに供給して、関係のあるＱＡＭシ
ンボルの準複素分解を補間すると、図９において破線で
示すように、さらに伝送パフォーマンスが増大する。Ｆ
−ＦＦ係数の個数は半分のままであるが、比較的多数の
サブチャネルの場合にも、実質的なＢＥＲ低減が達成さ
れる。
【００４５】Vangelista（前掲）によれば、ラインサン
プリング期間あたりの実数乗算回数は、ＯＦＤＭの場合
に２・ｌｏｇ2（Ｎ）であるのに対して、ＯＱＡＭ−Ｍ
Ｃシステムの場合は４・Ｌp＋ｌｏｇ2（Ｎ／２）であ
る。ＯＱＡＭ−ＭＣシステムは中程度の個数のサブチャ
ネルの利用を目標としているため、Ｎ＝６４とＮ＝１０
２４の場合の比較から、ＯＱＡＭ−ＭＣおよびＯＦＤＭ
についてそれぞれ２１および２０となることがわかる。
例えばＬp＝２のように、半分の参照インパルスが使用
される場合（１０-3より高いＢＥＲについては実際上目
立つパフォーマンス劣化はない）、同数の演算に対し
て、復調器以外に、１タップのＦＦＦおよびＦＢＦがＯ
ＱＡＭ−ＭＣシステムで実現可能である。十分に長い適
応フィルタのため（パケット化伝送において、適応構造
の長さは、ＳＮＲに応じて、サブチャネル間に再分配す
ることができる。例：ラティスフィルタに基づく構造。
例えば、R. D. Gitlin, J. F. Hayes and S. B. Weinst
ein, "Data Communication Principles", 1992 Plenum
Press, New York, p.564、を参照）、あるいは、シンボ
ル補間のために必要な追加の複雑さは、実際には、パフ
ォーマンスの改善により償われる。注意すべき点である
が、同じパフォーマンスレベルに対してＯＦＤＭで要求
されるＦＥＣオーバーヘッドはずっと大きくなると考え
られるため、ＯＱＡＭ−ＭＣは、同程度の複雑さで、よ
り高いデータレートを与えることができる。
【００４６】本発明は、ＯＱＡＭに基づくマルチキャリ
アフォーマットのサブチャネルに適用可能な非線形等化
を開示し、ＯＦＤＭの代替法として、高度な無線システ
ムに利用可能であることを示した。ＤＷＭＴシステムは
同じカテゴリに属するため、ビン単位ＤＦＥはここでも
線形等化（例えば、J. Alhava, M. Renfors, "Adaptive
sine-modulated/cosine-modulated filter bank equal
izer for transmultiplexers", ECCTD'01）の代替法と
して利用可能であり、これは、上述の段落番号（０００
６）〜（００１０）に記載した等価性に基づくと、本発
明の展開および実現化の開始点として用いられた線形ビ
ン単位等化の再構成にすぎない。
【００４７】以上、本発明の好ましい実施例について説
明したが、理解されるように、本発明の技術思想および
技術的範囲から離れることなく、そのさまざまな要素お
よびステップの形式、構成、手順および配置の変更が可
能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＱＡＭ型マルチキャリアシステムの実施例の
ブロック図である。
【図２】図２ＡはＯＱＡＭ型直交ＭＣシステムのディジ
タル実現原理のブロック図であり、図２Ｂは送信機部分
および受信機部分のそれぞれのための、合成フィルタバ
ンク（ＳＦＢ）および分析フィルタバンク（ＡＦＢ）の
詳細図である。
【図３】ｋ番目のサブチャネルに対するビン単位の等化
を説明する図である。図３Ａは線形等化器を示し、図３
Ｂは非線形ＤＦＥ実施例を示す。
【図４】補間手続きを示す図である。
【図５】プリコーディングを有する本発明の実施例を示
す図である。図５Ａは送信機部分を示し、図５Ｂは受信
機部分を示す。
【図６】Hirosakiの線形等化（ここではＤＦＥ−Ｈで示
す）と組み合わされたＤＦＥを示す図である。
【図７】ビン単位のＤＦＥ等化器の収束、フィルタ係
数、およびフィードフォワードフィルタ（Ｆ−ＦＦ：Fe
ed-Forward Filter）スペクトル特性を示す図である。
【図８】同じチャネル帯域幅内に収容されるサブチャネ
ル数を変えて、ＯＦＤＭおよびＯＱＡＭ−ＭＣに対する
信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数としてビット誤り率を示
す図である。
【図９】同じチャネル帯域幅内に収容されるサブチャネ
ル数の関数として、さまざまなマルチパスプロファイル
および１０ｄＢのＳＮＲに対するビット誤り率を示す図
である。
【符号の説明】
２０，２１ 合成フィルタバンク（ＳＦＢ） ２２ 遅延要素 ２３ 伝送チャネル ２４ 遅延要素 ２５，２６ 分析フィルタバンク（ＡＦＢ） ２７，２８ コミュテータ ３０ 遅延要素 ３１，３２ ＦＦＴ ＡＦＢ ３３ ＦＦ複素ＦＩＲフィルタ ３４，３７ 実フィルタ ３５，３６ 虚フィルタ ３８，３９ 遅延要素 ４１，４２，４３ フィードバックフィルタ（Ｆ−Ｂ
Ｆ） ４４，４５ パルス振幅変調（ＰＡＭ）スライサ ４６，４７ 抽出器 ４８，４９，５０，５１ コミュテータ ５３ 補間器 ５４ 線形等化器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スロボダン ネディック アメリカ合衆国，ニュージャージー 08540 プリンストン，４ インディペン デンス ウエイ，エヌ・イー・シー・ユ ー・エス・エー インク内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD19 DD23 DD33 5K046 AA01 AA05 BB03 EE06 EE10 EF05 EF13

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信機と、前記送信機に接続された伝送
    チャネルと、前記伝送チャネルに接続された受信機と、
    を有するマルチキャリアデータ伝送システムにおいて、 前記受信機は、フィードフォワードＦＩＲフィルタとフ
    ィードバックＦＩＲフィルタとを有し、 前記フィードフォワードＦＩＲフィルタおよびフィード
    バックＦＩＲフィルタの出力が結合されることを特徴と
    するマルチキャリアデータ伝送システム。
  2. 【請求項２】 前記受信機は、少なくとも２個のフィー
    ドバックＦＩＲフィルタを有し、 前記フィードフォワードＦＩＲフィルタと前記フィード
    バックＦＩＲフィルタの出力が結合されることを特徴と
    する請求項１記載のマルチキャリアデータ伝送システ
    ム。
  3. 【請求項３】 前記受信機は、前記フィードフォワード
    ＦＩＲフィルタから出力を受け取り前記フィードバック
    ＦＩＲフィルタに出力を送る補間器をさらに有し、 前記フィードフォワードＦＩＲフィルタと前記フィード
    バックＦＩＲフィルタの出力が結合され、 等化器フィルタの係数がＲＬＳ法またはＬＭＳ法を用い
    て適応されることを特徴とする請求項１記載のマルチキ
    ャリアデータ伝送システム。
  4. 【請求項４】 前記受信機は、 少なくとも２個のパルス振幅変調スライサと、 実部・虚部抽出器と、をさらに有し、 前記実部・虚部抽出器は、前記フィードフォワードＦＩ
    Ｒフィルタからデータを受け取り前記パルス振幅変調ス
    ライサにデータを出力し、 前記パルス振幅変調スライサからのデータは前記フィー
    ドバックＦＩＲフィルタに送られることを特徴とする請
    求項１記載のマルチキャリアデータ伝送システム。
  5. 【請求項５】 少なくとも１つのパルス振幅変調スライ
    サへのデータ入力と少なくとも１つのパルス振幅変調ス
    ライサからの出力とが、誤差信号を生成するために使用
    されることを特徴とする請求項４記載のマルチキャリア
    データ伝送システム。
  6. 【請求項６】 スペクトル整形され重畳されたサブチャ
    ネルを有することを特徴とする請求項１ないし５のいず
    れかに記載のマルチキャリアデータ伝送システム。
  7. 【請求項７】 ＯＱＡＭに基づくマルチキャリア無線お
    よび有線データ伝送システムのいずれかであることを特
    徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のマルチキ
    ャリアデータ伝送システム。
  8. 【請求項８】 フィードフォワードＦＩＲフィルタと、 フィードバックＦＩＲフィルタとを有し、 前記フィードフォワードＦＩＲフィルタおよびフィード
    バックＦＩＲフィルタの出力が結合されることを特徴と
    するマルチキャリアデータ伝送受信機。
  9. 【請求項９】 前記受信機は、少なくとも２個のフィー
    ドバックＦＩＲフィルタを有し、 前記フィードフォワードＦＩＲフィルタと前記フィード
    バックＦＩＲフィルタの出力が結合されることを特徴と
    する請求項８記載のマルチキャリアデータ伝送受信機。
  10. 【請求項１０】 前記受信機は、 少なくとも２個のパルス振幅変調スライサと、 実部・虚部抽出器と、をさらに有し、 前記実部・虚部抽出器は、前記フィードフォワードＦＩ
    Ｒフィルタからデータを受け取り前記パルス振幅変調ス
    ライサにデータを出力し、 前記パルス振幅変調スライサからのデータは前記フィー
    ドバックＦＩＲフィルタに送られることを特徴とする請
    求項８記載のマルチキャリアデータ伝送受信機。
  11. 【請求項１１】 少なくとも１つのパルス振幅変調スラ
    イサへのデータ入力と少なくとも１つのパルス振幅変調
    スライサからの出力とが、係数適応のための誤差信号を
    生成するために使用されることを特徴とする請求項１０
    記載のマルチキャリアデータ伝送受信機。
  12. 【請求項１２】 送信機と、前記送信機に接続された伝
    送チャネルと、前記伝送チャネルに接続された受信機
    と、を有するマルチキャリアデータ伝送システムにおい
    て、 前記送信機は、フィードバックＦＩＲフィルタを有し、 前記受信機は、フィードフォワードＦＩＲフィルタを有
    し、 前記送信機は、前記伝送チャネルに信号を出力する前に
    信号のプリコーディングを実行することを特徴とするマ
    ルチキャリアデータ伝送システム。
  13. 【請求項１３】 前記受信機は、 少なくとも２個のパルス振幅変調スライサと、 実部・虚部抽出器と、 をさらに有し、 前記実部・虚部抽出器は、前記フィードフォワードＦＩ
    Ｒフィルタからデータを受け取り前記パルス振幅変調ス
    ライサにデータを出力することを特徴とする請求項１２
    記載のマルチキャリアデータ伝送システム。
  14. 【請求項１４】 前記送信機は、アクティブなサブチャ
    ネルごとに少なくとも１つのプリコーディングフィード
    バックＦＩＲフィルタを有することを特徴とする請求項
    １２記載のマルチキャリアデータ伝送システム。
  15. 【請求項１５】 送信機と、 前記送信機に接続された伝送チャネルと、 前記伝送チャネルに接続された受信機とを有するマルチ
    キャリアデータ伝送システムにおいて、 前記受信機は、 線形等化器と、 スタガ解除された受信フィルタバンク出力から入力を受
    け取るフィードフォワードＦＩＲフィルタと、 フィードバックＦＩＲフィルタとを有し、 前記フィードフォワードＦＩＲフィルタおよびフィード
    バックＦＩＲフィルタの出力が結合されることを特徴と
    するマルチキャリアデータ伝送システム。
  16. 【請求項１６】 前記受信機は、３個以下のフィードバ
    ックＦＩＲフィルタを有し、 前記フィードフォワードＦＩＲフィルタと前記フィード
    バックＦＩＲフィルタの出力が結合されることを特徴と
    する請求項１５記載のマルチキャリアデータ伝送システ
    ム。
  17. 【請求項１７】 前記受信機は、 少なくとも２個のパルス振幅変調スライサと、 実部・虚部抽出器と、 をさらに有し、 前記実部・虚部抽出器は、前記フィードフォワードＦＩ
    Ｒフィルタからデータを受け取り前記パルス振幅変調ス
    ライサにデータを出力し、 前記パルス振幅変調スライサからのデータは前記フィー
    ドバックＦＩＲフィルタに送られることを特徴とする請
    求項１５記載のマルチキャリアデータ伝送システム。
  18. 【請求項１８】 少なくとも１つのパルス振幅変調スラ
    イサへのデータ入力と少なくとも１つのパルス振幅変調
    スライサからの出力とが、誤差信号を生成するために使
    用されることを特徴とする請求項１７記載のマルチキャ
    リアデータ伝送システム。
  19. 【請求項１９】 スペクトル整形され重畳されたサブチ
    ャネルを有することを特徴とする請求項１５ないし１８
    のいずれかに記載のマルチキャリアデータ伝送システ
    ム。
  20. 【請求項２０】 ＯＱＡＭに基づくマルチキャリアデー
    タ伝送を行うことを特徴とする請求項１５ないし１８の
    いずれかに記載のマルチキャリアデータ伝送システム。
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