KR101359628B1

KR101359628B1 - 인터캐리어 간섭 상쇄 방법, 상기 인터캐리어 간섭 상쇄방법을 이용한 등화방법, 장치, 및 ｏｆｄｍ 수신기

Info

Publication number: KR101359628B1
Application number: KR1020070107556A
Authority: KR
Inventors: 지드코프; 류광훼이; 천진희
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2007-10-25
Filing date: 2007-10-25
Publication date: 2014-02-06
Also published as: CN101420406A; KR20090041844A; US20090161779A1; US8320477B2; CN101420406B

Abstract

ICI 방법 및 이를 이용한 등화 방법, 장치, 및 OFDM 수신기가 개시된다. 상기 OFDM 수신신호의 k 번째 부반송파(subcarrier)의 인터-캐리어 간섭(ICI : Inter-carrier interference) 상쇄 방법은(k는 1보다 크고 n보다 작거나 같은 자연수, n은 부반송파의 수), 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소 중에서 적어도 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE(Decision Feedback Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계 및 상쇄된 결과에서 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소 중에서 적어도 다른 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE(Linear Minimum Mean square error Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계를 포함한다.

Description

인터캐리어 간섭 상쇄 방법, 상기 인터캐리어 간섭 상쇄 방법을 이용한 등화방법, 장치, 및 ＯＦＤＭ 수신기{Method for Inter-carrier interference cancellation and equalization method, apparatus, and OFDM receiver using the method}

본 발명은 인터캐리어(ICI : Inter-carrier Interference, 이하 'ICI') 간섭 상쇄(Cancellation or Compensation) 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 시간 변화 즉, 모바일(mobile) 채널에서 상대적으로 낮은 복잡도와 좋은 성능을 낼 수 있는 두 단계의 ICI 상쇄 방법 및 상기 ICI 상쇄 방법을 이용한 등화방법, 등화기, 및 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 수신기에 관한 것이다.

본 명세서에서 참조되는 레퍼런스(reference)는 다음과 같다.

[1] Jean-Paul Linnartz, A. Filippi, S.A. Husen, S. Baggen, "Mobile reception of DVB-H: how to make it work?", 3rd IEEE BENELUX/DSP Valley Signal Processing Symposium SPS-DARTS 2007, Antwerp, March 21-22, 2007

[2] S.A. Husen, S. Baggen, M. Stassen, H.Y. Tsang, "Simple Doppler compensation for DVB-T" 25-th Symposium on Information Theory in the Benelux, The Netherlands, June 2-4, 2004

[3] Luca Rugini, Paolo Banelli, and Geert Leus, "Simple Equalization of Time-Varying Channels for OFDM," IEEE COMMUNICATIONS LETTERS, VOL. 9, NO. 7, JULY 2005

[4] C. Oria, et al., "Optimum Doppler compensation scheme for DVB-H receivers," ELECTRONICS LETTERS, 22 June 2006 Vol. 42 No. 13

[5] K.Schmidt, C. Gunter, A. Rothermel, "Improving the mobility of dvb handheld devices with inter-carrier interference compensation," Consumer Electronics, 2004 IEEE International Symposium on Sept. 1-3, 2004

[6] Philip Schniter, "Low-Complexity Equalization of OFDM in Doubly Selective Channels," IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, VOL. 52, NO. 4, APRIL 2004

[7] J.J. O'Reilly, A.M. de Oliveira Duarte, "Error propagation in decision feedback equalizers," Proceedings of IEEE, Vol.132, No.7, December, 1985

상술한 본 명세서의 레퍼런스들에 개시된 내용 및 기술적 사상은 본 발명의 기술적 사상을 이해하기 위한 레퍼런스로 사용될 수 있으며, 본 명세서의 상세한 설명의 내용에 상기 레퍼런스들에 개시된 내용 및 기술적 사상이 포함될 수 있다.

OFDM은 다중경로 페이딩(multi-path fading)을 잘 극복할 수 있고, 구현의 효율성으로 인해 무선 통신 시스템에 널리 쓰이고 있는 방식이다. 따라서, 최근에 사용되고 있는 대부분의 모바일 TV, 예컨대, T-DMB(terrestrial digital multimedia broadcasting), 유럽의 DVB-H(digital video broadcasting for handheld devices), 및 미국의 MediaFLO 모바일-TV 시스템에 OFDM 방식이 사용되고 있다.

이와 같은 모바일 TV에서의 큰 난관은 모바일 환경 즉, 자동차, 버스, 또는 기차 등의 빠른 이동 환경에서의 신호의 수신성에 있다.

OFDM 리시버가 뛰어난 성능을 발휘하기 위해서는 무엇보다도 정확히 시간 변화(time-varying)하는 채널 응답(channel response)을 정확히 추정하여야 한다. 이러한 추정은 OFDM 신호에 시간 및 주파수 영역에서 균일하게 분포될 수 있는 소정 수의 산란 파일럿 셀들(scattered pilot cells)을 삽입함으로써 성취될 수 있다.

하지만, 이러한 정확한 채널 추정에도 불구하고, OFDM 수신기의 성능은 하나의 OFDM 심벌동안에 채널 응답이 변화함에 따라 발생하는 인터캐리어 간섭(inter-carrier interference)의 영향으로 제한될 수 있다.

도 1은 종래의 ICI 요소를 상쇄하지 않는 OFDM 수신기의 개략적인 기능 블록도를 나타낸다.

도 1을 참조하면, 종래의 OFDM 수신기(10)는 OFDM 전송기(미도시)에 의해 업-컨버팅(up-converting) 된 신호를 다운-컨버팅하는 다운-컨버터(1), 상기 다운-컨버터(1)로부터 출력되는 신호를 디지털 컨버팅 하는 ADC(2), 상기 ADC(2)로부터 출력된 신호에서 채널 추정을 위해 상기 OFDM 전송기(미도시)에서 삽입된 가드 인터벌(Guard Interval)을 제거하기 위한 GI 리무버(GI remover, 3), 상기 GI 리무 버(3)로부터 출력된 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)하는 FFT부(4), 상기 FFT부(4)에 의해 FFT 변환된 신호에 기초하여 채널 주파수 응답을 추정하는 채널 추정장치(6), 상기 채널 추정장치로부터 출력되는 상기 채널 주파수 응답에 기초하여 상기 FFT 변환된 신호를 등화하는 등화기(5), 및 상기 등화기(5)로부터 출력되는 등화된 신호를 디코딩하는 디코더(7)를 포함할 수 있다.

도 1에 도시된 바와 같이, 상기 등화기(5)는 정적인 환경에서는 사용될 수 있지만 모바일 환경에서는 인터캐리어 간섭(ICI) 상쇄를 위한 회로를 포함하지 않으므로 그 성능이 현저히 떨어질 수 있다.

이러한 ICI의 영향을 줄일 수 있는 하나의 방법은 더욱 짧은 구간(duration)의 OFDM 심벌을 사용하는 것이다. 하지만, 이 방법은 채널 지연 확산(channel delay-spread)에 취약하게 되며, 소위 단일 주파수 네트워크(single frequency networks)라 불리는 시스템에서는 사용할 수 없다는 단점이 있다.

ICI의 영향을 줄일 수 있는 또 하나의 방법으로는 상기 ICI를 상쇄할 수 있는 특수한 회로를 사용하거나 하나의 OFDM 심벌동안의 채널에 미치는 시간 변화의 영향을 고려한 특수한 채널 등화기(equalizer)를 사용하는 것이다. 이러한 방법들의 예들이 레퍼런스 [1]~[6]에서 개시되고 있다.

ICI 상쇄 방법은 크게 두 가지 부류로 나뉠 수 있다. 그 중 하나는 LMMSE(Linear minimum mean square error) 방식이고, 나머지 하나는 DFE(decision-feedback error) 방식이다.

LMMSE 방식은 거의 이상적으로 ICI를 상쇄할 수 있는 장점이 있으나, 그 복 잡도가 너무 커서 실제로 사용하기에는 부적합한 단점이 있다. 또한, DFE 방식은 예비적인 디시젼(preliminary decision) 또는 하드 디시젼(hard-decision)을 통해 ICI 요소를 추측하고, 추측된 ICI 요소를 수신된 신호에서 상쇄하는 방법을 반복적으로 수행함으로써 상대적으로 낮은 복잡도로 좋은 성능을 낼 수 있는 장점이 있다. 하지만, 상기 DFE 방법은 처음의 예비적 디시젼 또는 하드 디시젼의 에러 율(error percentage)이 상대적으로 큰 경우에는, 반복적으로 DFE를 수행할수록 에러 율이 커져서 오히려 전체 OFDM 수신기의 성능을 저하시킬 수 있는 에러 확산 효과(error propagation effect)가 있을 수 있다는 단점이 있다. 에러 확산 효과에 대해서는 레퍼런스 [7]에 개시된 바 있다.

따라서, 이러한 두 가지 방식의 ICI 상쇄 방법들의 단점을 극복하고 장점만을 살릴 수 있는 ICI 상쇄 방법 및 그 장치가 절실히 요구된다.

따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적인 과제는 LMMSE 방식의 상대적 높은 정확성과 DFE 방식의 상대적 낮은 복잡도를 모두 가질 수 있는 효율적인 ICI 상쇄 방법 및 이를 이용한 장치들을 제공하는 것이다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 OFDM 수신신호의 k 번째 부반송파(subcarrier)의 인터-캐리어 간섭(ICI : Inter-carrier interference) 상쇄 방법은(k는 1보다 크고 n보다 작거나 같은 자연수, n은 부반송파의 수), 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE(Decision Feedback Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계 및 상쇄된 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 다른 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE(Linear Minimum Mean square error Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계를 포함한다.

상기 LMMSE 방법으로 상쇄하는 단계는 상기 k 번째 부반송파로부터

번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 DFE 방법으로 상쇄하는 단계는 상기 k 번째 부반송파로부터

상기 DFE 방법으로 상쇄하는 단계는

번째 부반송파로부터

상기 L은 상기 Q보다 작은 자연수일 수 있다.

상기 LMMSE 방법은 L-오더(order) LMMSE 방법을 포함할 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 등화 방법은 FFT(Fast Fourier Transform)부로부터 출력되는 신호를 채널 추정장치로부터 출력되는 채널 주파수 응답(channel frequency response)에 기초하여 등화하는 단계, 등화된 신호의 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE(Decision Feedback Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계, 및 상쇄된 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 다른 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE(Linear Minimum Mean square error Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계를 포함한다.

상기 DFE 방법으로 상쇄하는 단계는

번째 부반송파로부터

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 등화장치는 FFT부로부터 출력되는 신호를 채널 추정장치로부터 출력되는 채널 주파수 응답에 기초하여 등화하기 위한 내부등화기, 상기 내부등화기로부터 출력되는 신호의 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE 방법으로 상쇄하기 위한 DFE 보상기, 및 상기 DFE 보상기로부터 출력되는 신호의 인터- 캐리어 간섭 요소를 LMMSE 방법으로 상쇄하기 위한 LMMSE등화기를 포함한다.

상기 내부등화기는 상기 FFT부로부터 출력되는 신호 값에서 상기 채널 주파수 응답의 값을 나누기 위한 제산기를 포함할 수 있다.

상기 DFE 보상기는 상기 내부등화기로부터 출력되는 신호를 예비적으로 디시젼(decision)하기 위한 디시젼 장치, 상기 디시젼 장치로부터 출력되는 신호와 상기 채널 추정장치로부터 출력되는 채널 슬로프 벡터를 곱하기 위한 곱셈기, 상기 곱셈기로부터 출력된 신호의 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE(Decision Feedback Equalization) 방법으로 필터링하기 위한 DFE 필터, 및 상기 FFT부로부터 출력되는 신호에서 상기 DFE 필터로부터 출력되는 신호를 빼기 위한 뺄셈기를 포함할 수 있다.

상기 LMMSE등화기는 상기 DFE 보상기에서 출력된 신호에서 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 다른 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE(Linear Minimum Mean square error Equalization) 방법으로 상쇄할 수 있다.

상기 LMMSE 등화기는 상기 k 번째 부반송파로부터

번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄할 수 있다.

상기 DFE 필터는 상기 k 번째 부반송파로부터

상기 DFE 필터는

번째 부반송파로부터

상기 LMMSE 등화기는 L-오더(order) LMMSE 등화기일 수 있다.

상기 L은 상기 Q보다 작은 자연수일 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 OFDM 수신기는 상기 등화장치 및 상기 등화장치로부터 출력되는 신호를 수신하고, 수신된 신호를 디코딩하기 위한 디코더를 포함한다.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 ICI 상쇄 방법 및 이를 이용한 등화기와 OFDM 수신기는 상대적 높은 정확성과 낮은 복잡도로 ICI를 상쇄할 수 있어서 뛰어난 성능을 낼 수 있는 효과가 있다.

특히, 빠른 이동환경에서도 낮은 이동환경에 비해 큰 성능의 변화 없이 고른 성능을 낼 수 있는 효과가 있다.

본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다.

또한, 본 명세서에 있어서는 어느 하나의 구성요소가 다른 구성요소로 데이터를 '전송'하는 경우에는 상기 구성요소는 상기 다른 구성요소로 직접 상기 데이 터를 전송할 수도 있고, 적어도 하나의 또 다른 구성요소를 통하여 상기 데이터를 상기 다른 구성요소로 전송할 수도 있는 것을 의미한다.

반대로 어느 하나의 구성요소가 다른 구성요소로 데이터를 '직접 전송'하는 경우에는 상기 구성요소에서 다른 구성요소를 통하지 않고 상기 다른 구성요소로 상기 데이터가 전송되는 것을 의미한다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.

OFDM 전송기에서 전송될 OFDM 신호는 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

여기서,

는 주파수 도메인(domain)에서의 QAM 심벌일 수 있으며, N은 DFT(Discrete Fourier Transform)의 크기를 의미할 수 있다.

상기 전송될 OFDM 신호가 시간 변화하는 다중경로 채널을 통해 수신되면 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

여기서,

은 시간 n 에서의 채널 임펄스 응답을 나타낸다.

수학식 2에 나타난 신호는 소정의 다운 컨버팅(down-converting), 아날로그 디지털 컨버팅(ADC : Analog Digital Converting) 과정을 거칠 수 있다. 또한, OFDM 전송기 측에서 삽입된 가드 인터벌(GI : Guard Interval)을 통합(combine)하거나 삭제(remove)하는 과정을 거칠 수 있다.

그 후, 상기 신호는 DFT 과정(예컨대, FFT(Fast Fourier Transform))을 거치게 되며 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

여기서, F 는 DFT 행렬을 나타내며,

,

을 각각 나타낸다. 또한,

는 주파수 영역에서의 AWGN(additive white Gaussian noise)를 나타내며, L 는 채널 행렬을 나타낸다. 상기 채널 행렬의 원소들(elements)은

로 표현될 수 있으며, 여기서

를 나타낸다.

예컨대,

,

, 및

는 각각 상기 채널 행렬의 메인 대각(main diagonal) 벡터, 상기 채널 행렬의 첫 번째 하위 부 대각(sub-diagonal) 벡터, 상기 채널 행렬의 첫 번째 상위 부 대각(supper-diagonal) 벡터를 표현한다.

상기 채널 행렬의 원소들은 레퍼런스 [5]에서 개시된 바와 같이, 첫번째 도함수(first derivative)를 이용하여 근사(approximated) 될 수 있다. 또한, 상기 채널 행렬의 계수들(coefficients)도 근사 될 수 있으며, 이 때 상기 채널 행렬의 원소들은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

를 나타낸다. 또한, dH _k 는 채널 슬로프(slop) 벡터의 근사치를 나타낸다.

LMMSE 등화기는 레퍼런스 [3]에 개시된 바와 같이 다음식으로 표현될 수 있다.

여기서,

는 AWGN의 분산을 나타낸다.

상기 수학식 9에서 알 수 있듯이 LMMSE 등화기에서는 N x N 행렬의 역행렬 연산이 필요하며, 이 경우에 복잡도는 오더(order) N ³이 된다. 이러한 높은 복잡도는 실제 OFDM 시스템(예컨대, DVB-T 또는 DVB-H)의 경우 상기 N 은 8000 정도이므 로 상기 LMMSE 등화기를 사용하는 데에 치명적인 문제점이 된다.

이러한 높은 복잡도를 줄이기 위해서 최근에 상기 LMMSE 방법을 근사함으로써 복잡도를 줄이려는 시도가 진행되고 있으며, 이러한 기술적 사상은 레퍼런스 [3] 및 [6]에 개시된다.

이러한 시도는 채널 행렬의 밴디드-대각 근사(banded-diagonal approximation), 즉 메인 대각 벡터와 상기 메인 대각 벡터의 상위 및 하위 L개의 부 대각(sub-daigonal) 벡터를 제외한 모든 채널 행렬의 원소들을 0으로 설정하는 방법을 사용한다.

이러한 방법을 L-오더 LMMSE 방법이라고 할 수 있다. 상기 L-오더 LMMSE 방법은 계산하고자 하는 부반송파에 단방향으로 이웃하는(neigboring) L개의 부반송파(즉, 양방향으로는 2L개의 부반송파)에 기초하여 생성되는 ICI 요소만을 등화시에 고려하는 방법이라고 할 수 있다.

L-오더 LMMSE에서와 같이 이웃하는 부반송파만을 고려하는 것은 ICI 요소는 부반송파간의 거리에 따라 영향을 받기 때문이다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 방법을 설명하기 위한 부반송파의 인접한 ICI 요소들의 파워를 개략적으로 나타낸다. 도 2를 참조하면, 시간 변화하는 채널에서 ICI는 부반송파간의 에너지 리크(leak)에 기초할 수 있으며, 이러한 에너지 리크는 부반송파간의 거리에 비례하여 영향을 받을 수 있다.

예컨대, k 번째 부반송파의 ICI에 가장 영향을 많이 미치는 부반송파는 상기 k 번째 부반송파에 가장 인접한 (k-1)과 (k+1)번째 부반송파일 수 있다. 반대로, 상기 k 번째 부반송파에서 멀리 존재하는 부반송파일수록 상기 k 번째 부반송파의 ICI에 영향을 미치는 정도는 적을 수 있다.

따라서, 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 방법은 k 번째 부반송파에 인접하는 2L개의 부반송파가 미치는 영향만을 고려하여 계산할 수 있다.

따라서, L-오더 LMMSE에서의 근사된 채널 행렬은 2L+1개의 대각 벡터를 제외한 모든 원소들은 0으로 설정될 수 있다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법에서의 L-오더 LMMSE를 위한 채널 행렬의 모습을 개략적으로 나타낸다.

도 3을 참조하면, 원래의 LMMSE가 NxN 채널 행렬인 경우 L-오더 LMMSE를 위한 채널 행렬은 k 번째 부반송파에 상응하는 메인 대각 벡터, 상기 메인 대각 벡터의 상위 L개의 부 대각벡터, 및 상기 메인 대각 벡터의 하위 L개의 부 대각 벡터로 구성될 수 있다. 상기 채널 행렬의 나머지 원소들은 모두 0으로 설정될 수 있다.

결국, L-오더 LMMSE는 이웃하는 소정의 부반송파에 의한 ICI 요소만을 고려하여 등화를 하고 나머지 부반송파에 의한 ICI 요소들은 무시함으로써 복잡도를 줄일 수 있는 방법이다.

여기서 파라미터(parameter) L은 복잡도와 성능감소의 트레이드 오프(trade off)에 의해 결정될 수 있다. 일반적으로 실제의 상업적인 수신기에서는 상기 L은 3보다 작은 수로 설정될 수 있다.

이러한, L-오더 LMMSE 방식은 스태틱 채널에서 사용되는 등화기(예컨대, 도 1에서와 같이 ICI 요소를 고려하지 않는 등화기)에 비해서는 뛰어난 성능을 나타낼 수 있다. L-오더 LMMSE 방식은 L이 1 또는 2로 설정된 경우 상대적으로 낮은 복잡도로 상대적으로 뛰어난 성능을 나타낼 수 있지만, 여전히 풀(full) LMMSE 방식에 비해 그 성능이 못 미칠 수 있다.

이것은 k 번째 부반송파에서 L 만큼 인접한 부반송파 이외의 부반송파에 의한 ICI 요소는 무시되었기 때문이다.

본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법은 상술한 바와 같이 L-오더 LMMSE에서 무시된 부반송파에 의한 ICI 요소를 DFE 방식으로 상쇄할 수 있다.

한편, 풀 LMMSE 등화기가 수학식 9와 같이 표현되는 반면에 근사된 채널 행렬을 사용하는 L-오더 LMMSE 등화기는 레퍼런스 [6]에 개시된 바와 같이 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

여기서,

이고

, 를 나타낸다.

또한,

로 나타낼 수 있다.

즉, L이 1인 경우 상기 채널 행렬은,

이 되고,

L이 2인 경우 상기 채널 행렬은,

이 된다.

수학식 10 내지 수학식 12를 보면 알 수 있듯이 L-오더 LMMSE 방법을 수행하기 위해서는 OFDM 신호의 각각의 부반송파에 대해 2Lx2L 역행렬 연산을 필요로 한다. 그렇지만, 상기 채널 행렬을 보면 알 수 있듯이, 많은 원소들이 0으로 설정되어 있으며, k 번째 부반송파에 상응하는 채널 행렬을 계산할 때에 이전에 계산된 채널 행렬의 결과(예컨대, k-1, ~ k-L 번째 부반송파에 상응하는 채널 행렬의 연산 결과)를 이용할 수 있다.

따라서, 실제 복잡도는

정도가 될 수 있다. 만약 L이 작은 수인 경우, L-오더 LMMSE 방식은 풀 LMMSE 방식에 비해 매우 큰 복잡도를 줄일 수 있다.

한편, 전술한 바와 같이 L-오더 LMMSE 방식에서 복잡도를 줄이게 위해 무시된 부반송파에 의한 ICI 요소는 DFE 방식으로 상쇄할 수 있다.

DFE 방식은 ICI 요소를 재생성(reconstruct)하기위해 표준 OFDM 복조 신호가 등화된 결과를 이용한다.

DFE 등화기는 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

여기서,

는 상기 표준 OFDM 복조방식에 복조된 신호가 등화된 후에 디시젼된 결과를 나타낸다.

또한, 우변의 2번째 항목(term)은 k 번째 부반송파의 ICI 요소를 나타낸다. 따라서,

는 ICI 요소가 상쇄된 신호를 나타내며, 상기

는 종래의 원탭(one-tap) 등화기에 의해 등화될 수 있다.

수학식 13에서 알 수 있듯이 DFE 방식은 Q 가 증가할수록 선형적으로 증가한다. 따라서, 실제의 DFE 등화기에서 Q는 대략 10~20사이로 설정된다. 즉, 레퍼런스 [1]에 개시된 바와 같이 매우 낮은 복잡도로 인접한 10~20 개의 부반송파에 의한 ICI 요소를 추측할 수 있다. 하지만, 전술한 바와 같이 DFE 방식은 에러 확산 효과를 가질 수 있는 단점이 있으며, 상기 에러 확산 효과는 시간 변화하는 다중경로 환경에서 매우 심각한 성능의 저하를 일으킬 수 있다.

상기 에러 확산 효과는 종래의 등화기에 의해서 이루어지는 초기의 에러 율에 따라 크나큰 영향을 받는다.

즉, 종래의 등화기에 의한 초기 디시젼의 에러율이 상대적으로 작은 경우에는, 재생산된 ICI 요소가 실제의 ICI 요소와 조금의 차이 밖에 없으므로, 수신된 신호에서 재생산된 ICI 요소를 상쇄하는 경우 성능의 향상(즉, ICI에 의한 에러 율의 감소)을 이룰 수 있다. 또한, 이러한 디시젼-피드백 방식을 반복적으로 거치게 되고, 에러 율은 갈수록 줄어들어서 재생산되는 ICI 요소들은 점점 실제의 ICI 요소와 가까워지게 된다. 결국, 에러 율은 더욱 줄어들 수 있으므로 성능의 향상을 이룰 수 있다.

하지만, 종래의 등화기에 의한 초기의 에러 율이 상대적으로 큰 경우에는 재생산되는 ICI 요소는 부정확하게 되고, 수신된 신호에서 부정확한 ICI 요소를 상쇄하게 되므로 에러 율이 증가하게 된다. 증가된 에러 율에 기초하여 디시젼-피드백 방식을 반복적으로 거치게 되면, 시스템의 성능은 점점 저하되게 된다.

결국, DFE 방식의 가장 큰 단점이 상기 에러 확산 효과는 초기의 에러 율에 따라 크게 영향을 받는다.

따라서, 본 발명의 실시 예에서는 상대적으로 ICI 요소의 영향을 크게 미치는 최근접 부반송파들에 대해서는 복잡도가 상대적으로 높지만 이상적인 성능을 얻을 수 있는 LMMSE 방식(특히, L-오더 LMMSE)을 사용할 수 있다.

반면에 복잡도가 낮은 DFE 방법은 멀리 떨어진 부반송파로부터 생성되는 ICI 요소를 상쇄하는데에 이용된다. 왜냐하면, 멀리 떨어진 부반송파로부터 생성되는 ICI 요소는 도 2에 도시된 바와 같이 상대적으로 매우 미약하므로, 설령 부정확한 디시젼을 하더라도 ICI 부분을 재생성하는데에 미치는 영향이 적다. 따라서, 에러 확산효과가 많이 줄어들 수 있다.

또한, 상대적으로 계산하고자 하는 부반송파에 미치는 ICI 요소의 영향이 크지 않아서 초기의 종래 등화기에 의한 에러 율이 상대적으로 낮게 되는, 거리가 떨어진 부반송파들에 대해서는 복잡도가 낮은 DFE 방식으로 ICI 요소를 상쇄할 수 있다.

즉, 본 발명의 실시 예에 따른 2 단계 ICI 상쇄 방법은 도 2에 도시된 바와 같이 k 번째 부반송파의 ICI 요소를 상쇄하기 위해 최근접 2L개의 부반송파들 보다 k 번째 부반송파에서 거리가 먼 부반송파들에 대해서는 DFE 방식을 사용하고, 최근접 2L개의 부반송파에 대해서는 LMMSE(특히 L-오더 LMMSE) 방식을 사용하여 ICI 요소를 상쇄하는 것이다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 2 단계 ICI 상쇄 방법을 설명하기 위한 플로우 챠트를 나타내고, 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 등화장치를 나타낸다.

도 4 및 도 5를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 등화장치(100)는 FFT부(미도시)로부터 출력되는 신호 R_k와 채널 추정장치(미도시)로부터 출력되는 채널 주파수 응답(channel frequency response) H_k 및 채널 슬로프 벡터 dH_k 를 수신할 수 있다(S100).

상기 등화장치는 내부등화기(110), DFE 보상기(120), 및 LMMSE 등화기(130)을 포함한다.

상기 내부등화기(110)는 상기 FFT부(미도시)로부터 출력되는 신호 R_k를 상기 채널 추정장치(미도시)로부터 출력되는 상기 채널 주파수 응답에 기초하여 등화를 수행하는데, 종래의 원-탭 등화기가 사용될 수 있다. 상기 원-탭 등화기는 R_k를 상기 채널 주파수 응답 H_k로 나눔으로써 등화를 수행할 수 있다.

상기 DFE 보상기(120)는 디시젼 장치(121), 제2연산장치(123), DFE 필터(125), 및 제3연산장치(127)를 포함할 수 있다.

상기 DFE 보상기(120)는 상기 내부등화기(110)로부터 출력되는 등화된 신호의 인터캐리어 간섭 요소를 DFE 방법으로 상쇄할 수 있으며, 이를 위해 상기 디시젼 장치(121)는 상기 등화된 신호를 예비적으로 디시젼(예컨대, 하드-디시젼)할 수 있다(S110).

상기 디시젼 장치(121)는 FEC(Forward Error Correction) 회로를 포함할 수 있다.

상기 제2연산장치(123), 상기 DFE 필터(135), 및 상기 제3연산장치(127)는 k 번째 부반송파에서 Q 이하 만큼 떨어진 적어도 하나의 부반송파에 의한 ICI 요소를 계산하고 이를 상쇄할 수 있다(S120). 여기서 Q 이하 만큼 떨어진 부반송파라 함은, k-Q로부터 k+Q 사이의 인덱스(index)를 가지는 부반송파를 의미할 수 있다.

본 발명의 실시 예에서는 상기 DFE 보상기(120)는 상기 k 번째 부반송파에서 Q 이하 만큼 떨어지고 L 보다는 더 멀리 떨어진(즉,

번째 부반송파로부터

번째 까지의 인덱스를 가지는)부반송파에 의한 ICI 요소를 상쇄하는 방법을 설명한다.

도 2에 도시된 바와 같이, k 번째 부반송파에서

(여기서 Q>L )떨어진 부반송파에 의한 ICI 요소를 상쇄하기 위해서 상기 DFE 보상기(120)가 수행하는 과정은 다음과 같은 식으로 표현될 수 있다.

전술한 바와 같이, ICI 요소의 대부분의 에너지는 근접한 부반송파에 의해 생성되므로, 에러 확산 효과는 근접한 부반송파를 부정확하게 디시젼 했을 때 심각하게 발생한다.

따라서, 수학식 14에 의한 DFE 방법은 최근접한 2L 개의 부반송파에 대해서 는 DFE 방식을 수행하지 않으므로 상기 에러 확산 효과의 영향을 받지 않을 수 있다.

하지만, 수학식 14에 의한 DFE 방법만으로는 뛰어난 성능의 향상을 기대할 수 없는데, 이것은 가장 강한 영향을 주는 근접한 부반송파에 의한 ICI 요소는 상쇄되지 않았기 때문이다.

결국, 상기 DFE 보상기(120)에 포함된 상기 제2연산장치(123), 상기 DFE 필터(125), 및 상기 제3연산장치(127)는 수학식 14의 우변을 계산하는데 사용될 수 있다.

상기 제2연산장치(123)는 상기 디시젼 장치(121)로부터 출력되는 신호와 상기 채널 추정장치(미도시)로부터 출력되는 채널 슬로프 벡터 dH_k를 곱할 수 있다.

상기 DFE 필터(125)는 상기 제2연산장치(123)로부터 출력된 신호에서 Q(Q는 2이상 n/2 미만의 자연수, n은 부반송파의 수) 이하 만큼 떨어지고 L 보다 더 멀리 떨어진 부반송파로부터 생성되는 ICI 요소를 필터링 할 수 있다.

이를 위해 상기 DFE 필터(125)는 상기 등화장치(120)에 별도로 포함된 소정의 연산장치(미도시)로부터 출력되는 채널 행렬 계수들

을 더 수신할 수 있다.

상기 소정의 연산장치(미도시)는 또한, 상기 LMMSE 등화기(130)로 다른 채널 행렬 계수들

을 더 출력할 수 있다.

상기 제3연산장치(127)는 상기 FFT부(미도시)로부터 출력되는 신호에서 상기 DFE 필터(125)로부터 출력되는 신호를 뺄 수 있다.

이와 같이, 수학식 14로 표현될 수 있는 DFE 방법에 의한 ICI 상쇄 과정(S120) 이후에 LMMSE 방법(특히, L-오더 LMMSE)에 의한 ICI 상쇄 과정이 수행될 수 있다.

상기 LMMSE 등화기(130)가 L-오더 LMMSE 등화기인 경우를 수학식으로 표현하면, 수학식 14에 의해 얻어진 신호 R^' _k를 L-오더 LMMSE 방식을 수학식으로 표현한 수학식 10에 대입함으로 나타낼 수 있다.

즉, 수학식 10의

에 수학식 14에서 얻어진

를 대입함으로써 얻을 수 있다.

따라서, 상기 LMMSE등화기(130)는 상기 DFE 보상기(120)에서 출력된 신호에서 상기 k 번째 부반송파로부터 L 이하 만큼 떨어진 부반송파로부터 생성되는 인터캐리어 간섭 요소를 상쇄할 수 있다.(L은 1이상 n/2 미만의 자연수)

이 후 상기 LMMSE 등화기(130)는 LMMSE 방식(특히, L-오더 LMMSE 방식)으로 ICI 요소가 상쇄되어 등화된 신호를 디코더(미도시)로 출력할 수 있다(S140).

본 발명의 실시 예에 따른 2 단계 ICI 상쇄 방법은 종래의 디시젼-피드백 방식에 비해 에러 확산 효과를 현저히 줄일 수 있는 효과가 있으며, Q-오더 LMMSE 방식을 단독으로 사용하는 것과 비교하면 멀리 떨어진 부반송파에 의한 ICI도 익스포넨셜(exponential)한 복잡도의 증가 없이 DFE 방식을 통해 상쇄할 수 있는 장점이 있다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기의 개략적인 기능 블록도를 나타낸다.

도 6을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기(200)는 전술한 바와 같은 2단계 등화 장치(100) 및 디코더(210)를 포함할 수 있다.

상기 디코더(210)는 상기 등화장치(100)로부터 출력되는 신호를 수신하고, 수신된 신호를 디코딩할 수 있다. 상기 디코더(210)는 FEC 디코더로 구현될 수 있다.

물론, 상기 OFDM 수신기(200)는 전술한 바와 같이 다운-컨버터, ADC, GI 리무버, FFT부, 및/또는 채널 추정장치를 더 포함할 수 있다.

도 7 및 도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법과 종래의 방법들을 비교한 시뮬레이션 결과를 나타낸다.

도 7을 참조하면, L-오더 LMMSE 방식이 DFE 방식 및 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법에 비해 성능이 낮다는 것을 알 수 있다. 이것은 ICI 요소를 상쇄할 수 있는 충분한 수의 L이 되지 않았기 때문일 수 있다.

또한, 종래의 DFE 방법은 2번의 반복(iteration)을 수행하였으므로 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법과 복잡도는 유사할 수 있다. 이 경우 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법과 종래의 DFE 방법은 유사한 성능을 나타냄을 알 수 있다.

반면에 도 8에 도시된 바와 같이 도플러 주파수(Doppler frequency)가 높은 경우, 즉 이동 속도가 빠른 경우에는 에러 확산 효과로 인해 종래의 DFE 방법은 성능이 크게 저하됨을 알 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법이 종래의 DFE 방법 및 LMMSE 방법에 비해 뛰어난 성능을 나타냄을 알 수 있다. 이것은 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 상쇄 방법은 에러 확산 효과를 줄이면서 동시에 상대적으로 멀리 떨어진 위치의 부반송파에 의한 ICI 요소는 낮은 복잡도로 상쇄할 수 있기 때문이다.

본 발명은 도면에 도시된 일 실시 예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 등록청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.

도 1은 종래의 OFDM 수신기의 개략적인 기능 블록도를 나타낸다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 ICI 방법을 설명하기 위한 부반송파의 인접한 ICI 요소들의 파워를 개략적으로 나타낸다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 2 단계 ICI 상쇄 방법을 설명하기 위한 플로우 챠트를 나타낸다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 등화장치를 나타낸다.

Claims

OFDM 수신신호의 k 번째 부반송파(subcarrier)의 인터-캐리어 간섭(ICI : Inter-carrier interference) 상쇄 방법에 있어서,(k는 1보다 크고 n보다 작거나 같은 자연수, n은 부반송파의 수)

상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE(Decision Feedback Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계; 및

상쇄된 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 다른 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE(Linear Minimum Mean square error Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계를 포함하는 ICI 상쇄 방법.
제 1항에 있어서, 상기 LMMSE 방법으로 상쇄하는 단계는,

상기 k 번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 단계를 포함하는 ICI 상쇄 방법.(L은 1이상 n/2 미만의 자연수)
제 1항에 있어서, 상기 DFE 방법으로 상쇄하는 단계는,

상기 k 번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터- 캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 단계를 포함하는 ICI 상쇄 방법(Q는 2이상 n/2 미만의 자연수).
제 2항에 있어서, 상기 DFE 방법으로 상쇄하는 단계는,

번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 단계를 포함하는 ICI 상쇄 방법(Q는 2이상 n/2 미만의 자연수).
제 4항에 있어서,

상기 L은 상기 Q보다 작은 자연수인 ICI 상쇄 방법.
제 1항에 있어서, 상기 LMMSE 방법은,

L-오더(order) LMMSE 방법을 포함하는 ICI 상쇄 방법.
FFT(Fast Fourier Transform)부로부터 출력되는 신호를 채널 추정장치로부터 출력되는 채널 주파수 응답(channel frequency response)에 기초하여 등화하는 단계;

등화된 신호의 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE(Decision Feedback Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계; 및

상쇄된 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 다른 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE(Linear Minimum Mean square error Equalization) 방법으로 상쇄하는 단계를 포함하는 등화방법(k는 1보다 크고 n보다 작거나 같은 자연수, n은 부반송파의 수).
제 7항에 있어서, 상기 LMMSE 방법으로 상쇄하는 단계는,

상기 k 번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 단계를 포함하는 등화 방법(L은 1이상 n/2 미만의 자연수).
제 7항에 있어서, 상기 DFE 방법으로 상쇄하는 단계는,

상기 k 번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 단계를 포함하는 등화 방법(Q는 2이상 n/2 미만의 자연수).
제 8항에 있어서, 상기 DFE 방법으로 상쇄하는 단계는,

번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 단계를 포함하는 등화 방법(Q는 2이상 n/2 미만 의 자연수).
FFT부로부터 출력되는 신호를 채널 추정장치로부터 출력되는 채널 주파수 응답에 기초하여 등화하기 위한 내부등화기;

상기 내부등화기로부터 출력되는 신호의 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE 방법으로 상쇄하기 위한 DFE 보상기; 및

상기 DFE 보상기로부터 출력되는 신호의 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE 방법으로 상쇄하기 위한 LMMSE등화기를 포함하는 등화장치.
제 11항에 있어서, 상기 내부등화기는,

상기 FFT부로부터 출력되는 신호 값에서 상기 채널 주파수 응답의 값을 나누기 위한 제산기를 포함하는 등화장치.
제 11항에 있어서, 상기 DFE 보상기는,

상기 내부등화기로부터 출력되는 신호를 예비적으로 디시젼(decision)하기 위한 디시젼 장치;

상기 디시젼 장치로부터 출력되는 신호와 상기 채널 추정장치로부터 출력되는 채널 슬로프 벡터를 곱하기 위한 곱셈기;

상기 곱셈기로부터 출력된 신호의 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 DFE(Decision Feedback Equalization) 방법으로 필터링하기 위한 DFE 필터; 및

상기 FFT부로부터 출력되는 신호에서 상기 DFE 필터로부터 출력되는 신호를 빼기 위한 뺄셈기를 포함하는 등화장치(k는 1보다 크고 n보다 작거나 같은 자연수, n은 부반송파의 수).
제 13항에 있어서, 상기 LMMSE등화기는,

상기 DFE 보상기에서 출력된 신호에서 상기 k 번째 부반송파의 인터-캐리어 간섭요소들 중에서 적어도 다른 하나의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 LMMSE(Linear Minimum Mean square error Equalization) 방법으로 상쇄하는 등화장치.
제 14항에 있어서, 상기 LMMSE 등화기는,

상기 k 번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 등화장치(L은 1이상 n/2 미만의 자연수).
제 15항에 있어서, 상기 DFE 필터는,

상기 k 번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 등화장치(Q는 2이상 n/2 미만의 자연수).
제 16항에 있어서, 상기 DFE 필터는,

번째 부반송파로부터
번째 까지의 부반송파에 기초한 인터-캐리어 간섭 요소를 상쇄하는 등화장치.
제 11항에 있어서, 상기 LMMSE 등화기는,

L-오더(order) LMMSE 등화기인 등화장치.
제 16항에 있어서,

상기 L은 상기 Q보다 작은 자연수인 등화장치.
제 11항에 기재된 등화장치; 및

상기 등화장치로부터 출력되는 신호를 수신하고, 수신된 신호를 디코딩하기 위한 디코더를 포함하는 OFDM 수신기.