JP2021097446A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流を低減し、高効率な出力電流特性を実現できる電力変換装置を提供する。【解決手段】誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、前記電圧指令修正演算部は、トルク軸の電流検出値の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流と、前記磁束軸の電流検出値との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算するものである。【選択図】 図１

Description

本発明は、誘導モータを駆動する電力変換装置のドライブ制御に係わり、出力電流を低減し、高効率に運転する電力変換装置に関するものである。

誘導モータの高効率制御方法として、特開２０１０−２２０３３１号公報（特許文献１）記載のように、励磁電流指令が飽和電流制限閾値以下である場合と、超える場合とで、第１と第２の磁束指令を変更する技術がある。

特開２０１０−２２０３３１号公報

特許文献１に記載の方法は、磁束飽和点を設け、励磁電流指令が飽和電流制限閾値以下である場合と超える場合とで、第１と第２の磁束指令の傾きを２点で近似している。このため、他機種の誘導モータにおいて出力電流が最小とならない可能性がある。

本発明の目的は、汎用インバータでも出力電流を低減し、高効率な出力電流特性を実現できる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するための、本発明の「電力変換装置」の一例を挙げるならば、
誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、前記電圧指令修正演算部は、トルク軸の電流検出値の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流と、前記磁束軸の電流検出値との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算するものである。

本発明によれば、出力電流を低減し、高効率な出力電流特性を実現できる電力変換装置を提供することができる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１に係る電力変換装置の構成図。 実施例１に係る電圧指令修正演算部の構成図。 実施例１に係る電流ベクトル図。 実施例１に係るｄ軸の電流検出値と磁束飽和係数の関係図。 本発明を用いた出力電流の実測結果を示す図。 実施例１に係る電圧指令修正演算部の変形例の構成図。 実施例１に係る顕現性を確認するための構成図。 実施例２に係る電力変換装置の構成図。 実施例２に係る電圧指令修正演算部の構成図。 実施例３に係る電力変換装置の構成図。 実施例３に係る励磁電流指令修正演算部の構成図。 実施例４に係る電力変換装置の構成図。

以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。なお、実施例を説明するための各図における共通の構成については同一の名称、参照番号を付して、その繰り返しの説明を省略する。また、以下に説明する各実施例は、図示例に限定されるものではない。

図１は、実施例１に係る電力変換装置の構成図を示す。本実施例は、Ｖ／ｆ制御の電力変換装置に適用したものである。

誘導モータ１は、磁束軸（ｄ軸）成分の電流（励磁電流）により磁束を発生し、磁束軸に直行するトルク軸（ｑ軸）成分の電流（トルク電流）によりトルクを発生する。
電力変換器２は、例えばインバータで構成され、３相交流の電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に比例した電圧値を出力し、誘導モータ１の出力電圧値と出力周波数値を可変する。
直流電源３は、電力変換器２に直流電圧Ｅ_ＤＣを供給する。
電流検出器４は、誘導モータ１の３相の交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの検出値であるｉ_ｕｃ，ｉ_ｖｃ，ｉ_ｗｃを出力する。電流検出器４は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、ｕ相とｗ相の線電流を検出し、ｖ相の線電流は、交流条件（ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０）から、ｉ_ｖ＝−（ｉ_ｕ＋ｉ_ｗ）として求めてもよい。
座標変換部５は、３相の交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの検出値ｉ_ｕｃ，ｉ_ｖｃ，ｉ_ｗｃと位相演算値θ_ｄｃから、ｄ軸の電流検出値（励磁電流検出値）ｉ_ｄｃおよびｑ軸の電流検出値（トルク電流検出値）ｉ_ｑｃを出力する。
Ｖ／ｆ制御演算部６は、周波数指令ω_ｒ ^＊に基づいて、「０」（零）であるｄ軸の電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊と、周波数指令ω_ｒ ^＊に比例したｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊を出力する。
電圧指令修正演算部７は、ｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃとｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃに基づいて演算したｑ軸の電圧指令修正値ΔＶ_ｑｃ ^＊を出力する。
位相演算部８は、周波数指令ω_ｒ ^＊を積分して位相演算値θ_ｄｃを出力する。
加算部９は、ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊とｑ軸の電圧指令修正値ΔＶ_ｑｃ ^＊を加算して、ｑ軸の修正電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊＊を出力する。
座標変換部１０は、ｄ軸の電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊とｑ軸の修正電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊＊と、位相演算値θ_ｄｃから３相交流の電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を出力する。

最初に、本実施例の特徴である電圧指令修正演算部７を用いた場合のＶ／ｆ制御方式の基本動作について説明する。

Ｖ／ｆ制御演算部６は、（数１）に従い「０」であるｄ軸の電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊、および、周波数指令ω_ｒ ^＊と直流電圧Ｅ_ＤＣを用いてｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊を出力する。

ここに、ω_{ｒ＿ｍａｘ}は基底角周波数である。
位相演算部８は、（数２）に従い周波数指令ω_ｒ ^＊から誘導モータ１の磁束軸の位相θ_ｄｃを演算する。

図２に、本実施例の特徴である電圧指令修正演算部７のブロック構成を示す。
絶対値演算部７１では、ｑ軸の電流検出値（トルク電流検出値）ｉ_ｑｃが入力され、ｉ_ｑｃの絶対値|ｉ_ｑｃ|を出力する。
テーブル７２には、励磁電流と誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ＾との関係が記憶されており、ｄ軸の電流検出値（励磁電流検出値）ｉ_ｄｃが入力され、対応する相互インダクタンス値Ｍ＾を出力する。ローパスフィルタ７３では、相互インダクタンス値Ｍ＾が入力され、その一次遅れ信号となるＭ＾＾を出力する。設定部７４では、基底周波数で測定したときの基準となる誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ_０を出力する。除算部７５では、相互インダクタンス値Ｍ＾＾と基準となる相互インダクタンス値Ｍ_０が入力され、（数３）に示す演算により磁束飽和係数Ｇを出力する。

なお、テーブル７２は、励磁電流を変化させて誘導モータの相互インダクタンスを測定することにより、予め作成しておく。また、図２のテーブル７２は励磁電流と相互インダクタンスＭ＾の関係を示すものであるが、相互インダクタンスから（数３）により磁束飽和係数Ｇを演算することにより、励磁電流と磁束飽和係数Ｇとの関係を示すテーブルとしてもよい。また、テーブルを参照するに代えて、励磁電流に応じて近似数式により磁束飽和係数Ｇを演算するようにしてもよい。
乗算部７６では、ｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃの絶対値|ｉ_ｑｃ|と磁束飽和係数Ｇが入力され、（数４）に示すｑ軸の修正電流（修正トルク電流）ｉ_ｑｃ ^’を出力する。

減算部７７では、ｑ軸の修正電流ｉ_ｑｃ ^’とｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃが入力され、電流偏差Δｉを出力する。電流偏差Δｉは比例ゲインＫ_ｐ１の定数を持つ比例演算部７８と、積分ゲインＫ_ｉ１の定数を持つ積分演算部７９に入力され、それらの出力信号は加算部７９１に出力される。その結果、（数５）に示す演算よりｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊の電圧指令修正値ΔＶ_ｑｃ ^＊を演算する。

本発明が高効率となる原理について説明する。図３に、誘導モータの電流ベクトル図を示す。励磁電流ｉ_ｄにより発生する磁束の方向をｄ軸、それよりπ/２進んだ方向をトルク軸であるｑ軸とよび、出力電流ｉ_１と励磁電流ｉ_ｄとの位相角をθ_ｉとすると、励磁電流ｉ_ｄおよびトルク電流ｉ_ｑは数（６）で与えられる。

（数６）において位相角θ_ｉ＝π／４のとき、同一トルクにおいて出力電流ｉ_１は（数７）の関係で最小となる。

誘導モータのトルクは（数８）で与えられる。

ここで、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ_２は二次インダクタンス、φ_２ｄはｄ軸の磁束、φ_２ｑはｑ軸の磁束である。
ここで、モータ制御において磁束の理想条件は（数９）であり、

（数９）を（数８）に代入すると、（数１０）が得られる。

さらに、（数７）を（数１０）に代入すると、出力電流が最小におけるトルク式である（数１１）が得られる。

しかし、実際には相互インダクタンスＭは電流値に応じて変化する飽和特性を有する。ｄ軸の磁束φ_２ｄは飽和現象により増加しない場合もあり、ｄ軸の電流（励磁電流）ｉ_ｄを流し過ぎる状態では出力電流ｉ_１の最小点ずれが考えられる。そこで本発明は、これまで述べたように磁束飽和係数Ｇを導入し、必要以上にｄ軸の電流（励磁電流）ｉ_ｄが流れないように工夫をしている。

本発明では、力行／回生運転の両方に対応するため、ｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃの絶対値|ｉ_ｑｃ|に磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流ｉ_ｑｃ’とｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃが追従するように、ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊を修正している。

本実施例に係るｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃと磁束飽和係数Ｇの特性を、図４に示す。同図は数（３）の演算結果であり、本実施例では１６点で測定した例である。図に示されるように、磁束飽和係数Ｇは、ｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃが小さい範囲では一定値であり、ある値を越えるとｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃに応じて次第に小さくなっている。２点で近似できる特性ではないことがわかる。

図５に、本発明を用いた実測結果を示す。横軸に磁束飽和係数Ｇを、縦軸では誘導モータの出力電流の大きさを示している。（A）Ｇ＝０．０が本発明を適用しないとき（数３）を演算せずに、（B）Ｇ＝０．３、（C）Ｇ＝０．６、（D）Ｇ＝０．８、（E）Ｇ＝１．０として（数４）を演算した場合の出力電流を測定した結果である。Ｇ＝０．０のときの出力電流を１．０として規格化してある。Ｇ＝１．０は磁束飽和を考慮しない場合であり（C）Ｇ＝０．６と（D）Ｇ＝０．８のときより出力電流は大きいことがわかる。（F）は、本発明の（数３）を演算した場合である。（F）において出力電流は最小となり、本発明の効果は明白である。

本実施例によれば、ｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃの絶対値|ｉ_ｑｃ|に励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流ｉ_ｑｃ ^‘とｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃが追従するようにｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊を修正することで、（A）Ｇ＝０．０のＶ／ｆ制御に比べ、電流値がより少なく高効率な電流特性を実現することができる。

また、上記の本実施例では、電圧指令修正演算部７において、比例演算と積分演算のゲイン（Ｋ_ｐ１、Ｋ_ｉ１）は固定値としているが、図６の変形例に示すように周波数指令ω_ｒ ^＊に応じて変化させてもよい。
図６における電圧指令修正演算部７ａは、図２における電圧指令修正演算部７に相当するものである。また、図６における符号７ａ１、７ａ２、７ａ３、７ａ４、７ａ５、７ａ６、７ａ７、７ａ９１は、図２の符号７１、７２、７３、７４、７５、７６、７７、７９１と同一物である。

図６において、ｑ軸の修正電流ｉ_ｑｃ ^‘とｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃの偏差であるΔｉは、周波数指令ω_ｒ ^＊の大きさに応じて変化する比例ゲインＫ_ｐ１を持つ比例演算部７ａ８と積分ゲインＫ_ｉ１を持つ積分演算部７ａ９に入力され、それらの出力値は加算部７ａ９１で加算され、ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊の電圧指令修正値ΔＶ_ｑｃ ^＊＊として出力される。同図において、周波数指令ω_ｒ ^＊の大きさに略比例してＫ_ｐ１、Ｋ_ｉ１を変化させることで、ｑ軸の修正電流ｉ_ｑｃ ^‘にｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃが追従する作用は周波数に応じて変化する。つまり、低速域から高速域において高効率制御に係わるフィードバック・ループの安定性を高応答化することで、より短時間で出力電流の最小化を実現することができる。

ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０に電流検出器２１を取り付け、誘導モータ１のシャフトにエンコーダ２２を取り付ける。
ベクトル電流成分の計算部２３は、電流検出器２１の出力である三相交流の電流検出値（ｉ_ｕｃ，ｉ_ｖｃ，ｉ_ｗｃ）とエンコーダの出力である位置θが入力され、（数１２）に従いベクトル電流成分のｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃを算出する。

磁束飽和係数の演算部２４は、磁束飽和係数Ｇの推定値Ｇ＾を（数１３）に従い演算する。推定値Ｇ＾が本発明を用いたインバータで測定した磁束飽和係数Ｇと同一であれば、本発明を採用していることが明白となる。

図８は、実施例２に係る電力変換装置の構成図である。本実施例も、Ｖ／ｆ制御の電力変換装置に適用したものである。第１の実施例では、ｑ軸の修正電流（修正トルク電流）ｉ_ｑｃ ^‘を演算し、励磁電流ｉ_ｄを追従させる方式としたが、本実施例は有効電力の絶対値|Ｐ_ｃ|に無効電力の絶対値|Ｑ_ｃ|を追従させる方式である。

図において、符号１〜６、８〜１０は図１のものと同一物である。
電圧指令修正演算部７ｂは、有効電力演算値の絶対値|Ｐ_ｃ|に磁束飽和係数Ｇを乗算した修正有効電力Ｐ_ｃ ^‘と無効電力演算値の絶対値|Ｑ_ｃ|に基づいて、ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊を修正する電圧指令修正値ΔＶ_ｑｃ ^＊＊＊を出力する。

図９に、電圧指令修正演算部７ｂの構成を示す。符号７ｂ２、７ｂ３、７ｂ４、７ｂ５、７ｂ６、７ｂ７、７ｂ８、７ｂ９、７ｂ９１は、図２の符号７２、７３、７４、７５、７６、７７、７８、７９、７９１と同一物である。
乗算部７ｂ９２では、ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊＊とｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃが入力され、それらの乗算値である有効電力演算値Ｐ_ｃを出力する。絶対値演算部７ｂ９３では、乗算部７ｂ９２の出力である有効電力演算値Ｐ_ｃが入力され、Ｐ_ｃの絶対値|Ｐ_ｃ|を出力する。
乗算部７ｂ６では、有効電力演算値Ｐ_ｃの絶対値|Ｐ_ｃ|と磁束飽和係数Ｇが入力され修正有効電力Ｐ_ｃ ^’を出力する。

乗算部７ｂ９４では、ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊＊とｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃが入力され、それらの乗算値である無効電力演算値Ｑ_ｃを出力する。絶対値演算部７ｂ９５では、無効電力演算値Ｑ_ｃが入力され、絶対値|Ｑ_ｃ|を出力する。
減算部７ｂ７では、修正有効電力Ｐ_ｃ ^’と無効電力演算値Ｑ_ｃの絶対値|Ｑ_ｃ|が入力され、電力偏差Δｐを出力する。

電力偏差Δｐは比例ゲインＫ_ｐ２の定数を持つ比例演算部７ｂ８と、積分ゲインＫ_ｉ２の定数を持つ積分演算部７ｂ９に入力され、それらの出力信号は加算部７ｂ９１に出力する。その結果（数１４）に示す演算より、ｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊＊の電圧指令修正値ΔＶ_ｑｃ ^＊＊＊を演算する。

ここで、本実施例が高効率となる原理について説明する。ｄ軸の電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊＝０のとき、制御軸上で演算される有効電力Ｐ_ｃは（数１５）で与えられる。

有効電力Ｐ_ｃの絶対値は（数１６）である。

有効電力Ｐ_ｃの絶対値に磁束飽和係数Ｇを乗じると、（数１７）が与えられる。

また、制御軸上で演算される無効電力Ｑ_ｃは、（数１８）で与えられる。

無効電力Ｑ_ｃの絶対値は、（数１９）である。

Ｐ_ｃ’と|Ｑ_ｃ|を用いてｑ軸の電圧指令値Ｖ_ｑｃ ^＊を修正する。（数１７）＝（数１９）となるように制御すると、（数２０）が与えられる。

その結果、第１の実施例と同様な高効率な運転を実現することができる。

本実施例によれば、有効電力Ｐ_ｃの絶対値|Ｐ_ｃ|に励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数Ｇを乗算した修正有効電力Ｐ_ｃ ^‘と無効電力の絶対値|Ｑ_ｃ|が追従するようにｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑｃ ^＊を修正することで、電流値がより少なく高効率な電流特性を実現することができる。

図１０は、実施例３に係る電力変換装置の構成図である。本実施例は、ベクトル制御の電力変換装置に適用したものである。第１と第２の実施例では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが、本実施例は、速度制御と電流制御およびベクトル制御の演算をする方式である。

図において符号１〜５、８、１０は、図１のものと同一物である。
フィードバック制御演算部１１では、修正励磁電流指令ｉ_ｄ ^＊＊、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃ、周波数指令ω_ｒ ^＊、推定周波数ω_ｒ＾および出力周波数ω_１ ^＊を入力する。フィードバック制御演算部１１の内部では、速度制御と電流制御およびベクトル制御のフィードバック制御を演算する。
修正励磁電流指令であるｉ_ｄ ^＊＊は可変値となり、誘導モータ１内部に可変するｄ軸の磁束φ_２ｄを発生させる。

速度制御は、周波数指令ω_ｒ ^＊に推定周波数ω_ｒ＾が追従するように、比例制御と積分制御により（数２１）に従いトルク電流指令であるｑ軸の電流指令ｉ_ｑ ^＊を演算する。

ここに、Ｋ_ｓｐ：速度制御の比例ゲイン、Ｋ_ｓｉ：速度制御の積分ゲイン。

ベクトル制御は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令ｉ_ｄ ^＊＊、ｉ_ｑ ^＊、誘導モータ１の電気回路定数（Ｒ_１、Ｌ_σ、Ｍ、Ｌ_２）、ｄ軸の磁束指令φ_２ｄ ^＊および出力周波数ω_１ ^＊を用いて、（数２２）に従い電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊、Ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

ここに、Ｔ_ａｃｒ：電流制御遅れ相当の時定数、Ｒ_１：一次抵抗値、Ｌ_σ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、Ｌ_２：二次側インダクタンス値。

電流制御は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令ｉ_ｄ ^＊＊、ｉ_ｑ ^＊に各成分の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃが追従するよう、比例制御と積分制御により（数２３）に従い、ｄ軸およびｑ軸の電圧補正値ΔＶ_ｄｃ、ΔＶ_ｑｃを演算する。

ここに、Ｋ_ｐｄ：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｄ：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋ_ｐｑ：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｑ：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン。
さらに、（数２４）に従い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖ_ｄｃ ^＊＊、Ｖ_ｑｃ ^＊＊を演算する。

図１１に、本実施例の特徴である励磁電流指令修正演算部１２のブロック構成を示す。

励磁電流指令修正演算部１２は、ｑ軸の電流指令ｉ_ｑ ^＊の絶対値|ｉ_ｑ ^＊|に磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流指令ｉ_ｑ ^＊‘とｄ軸の電流指令ｉ_ｄ ^＊に基づいてｄ軸の修正電圧指令ｉ_ｄ ^＊＊を出力する。

図において符号１２１、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１２７、１２８、１２９、１２９１は、図２の符号７１、７２、７３、７４、７５、７６、７７、７８、７９、７９１と同一物である。
絶対値演算部１２１では、ｑ軸の電流指令ｉ_ｑ ^＊が入力され、ｉ_ｑ ^＊の絶対値|ｉ_ｑ ^＊|を出力する。テーブル１２２には、励磁電流と誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ＾との関係が記憶されており、ｄ軸の修正電流指令ｉ_ｄ ^＊＊が入力され、対応する相互インダクタンス値Ｍ＾を出力する。ローパスフィルタ１２３では、相互インダクタンス値Ｍ＾が入力され、その一次遅れ信号となるＭ＾＾を出力する。設定部１２４は、基底周波数で測定したときの基準となる誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ_０を出力する。除算部１２５では、相互インダクタンス値Ｍ＾＾とＭ_０が入力され、前述の（数３）に示す演算により磁束飽和係数Ｇを出力する。
なお、テーブル１２２は、励磁電流を変化させて誘導モータの相互インダクタンスを測定することにより、予め作成しておく。また、図１１のテーブル１２２は励磁電流と相互インダクタンスＭ＾の関係を示すものであるが、相互インダクタンスから（数３）により磁束飽和係数Ｇを演算することにより、励磁電流と磁束飽和係数Ｇとの関係を示すテーブルとしてもよい。また、テーブルを参照するに代えて、励磁電流に応じて近似数式により磁束飽和係数Ｇを演算するようにしてもよい。
乗算部１２６では、ｑ軸の電流指令ｉ_ｑ ^＊の絶対値|ｉ_ｑ ^＊|と磁束飽和係数Ｇが入力され、（数２５）に従いｑ軸の修正電流指令ｉ_ｑ ^＊‘を出力する。

減算部１２７では、ｑ軸の修正電流指令ｉ_ｑ ^＊‘とｄ軸の修正電流指令ｉ_ｄ ^＊＊が入力され、電流偏差Δｉ^＊を出力する。電流偏差Δｉ^＊は比例ゲインＫ_ｐ３の定数を持つ比例演算部１２８と、積分ゲインＫ_ｉ３の定数を持つ積分演算部１２９に入力され、それらの出力信号は加算部１２９１に出力される。その結果（数２６）に従い電流指令修正値Δｉ_ｄ ^＊を出力する。

加算部１２９２では、（数２７）に従いｄ軸の電流指令ｉ_ｄ ^＊と電流指令修正値ΔＩ_ｄ ^＊が加算され、ｄ軸の修正電流指令Ｉ_ｄ ^＊＊を出力する。

図１０の周波数推定演算部１３では、（数２８）に従い誘導モータ１の推定周波数ω_ｒ＾および出力周波数ω_１ ^＊を出力する。

ここに、Ｒ^＊：一次抵抗値と二次抵抗の一次側換算の加算値、Ｔ_ｏｂｓ：オブザーバ時定数、Ｔ_２：二次時定数値。

Ｖ／ｆ制御の代わりに、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算するような本実施例でも、ｄ軸の修正電流指令Ｉ_ｄ ^＊＊をｑ軸の修正電流指令ｉ_ｑ ^*‘に追従するように制御することで、高効率な運転を実現することができる。
なお、本実施例では推定周波数ω_ｒ＾を演算しているが、誘導モータ１にエンコーダを取り付けて、速度を検出するようにしてもよい。

本実施例によれば、ｑ軸の電流指令ｉ_ｑ ^＊の絶対値|ｉ_ｑ ^＊|に励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流指令ｉ_ｑ ^＊‘とｄ軸の修正電流指令ｉ_ｄ ^＊＊が追従するように制御することで、電流値がより少なく高効率な電流特性を実現することができる。

第３の実施例においては、電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊と電流検出値ｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃから電圧修正値ΔＶ_ｄｃ，ΔＶ_ｑｃを作成し（数２３）、この電圧修正値とベクトル制御の電圧指令を加算する（数２４）に示す演算を行ったが、電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊および電流検出値ｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃからベクトル制御演算に使用する（数２９）に示す中間的な電流指令ｉ_ｄ ^＊＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊を作成し、出力周波数ω_１ ^＊および誘導モータ１の電気回路定数を用いて（数３０）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここに、Ｋ_ｐｄ１：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｄ１：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋ_ｐｑ１：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｑ１：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｔ_ｄ：ｄ軸の電気時定数（Ｌ_σ／Ｒ）、Ｔ_ｑ：ｑ軸の電気時定数（Ｌ_σ／Ｒ）。

あるいは、電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊および電流検出値ｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸の比例演算成分の電圧修正値ΔＶ_ｄ＿ｐ ^＊、ｄ軸の積分演算成分の電圧修正値ΔＶ_ｄ＿ｉ ^＊、ｑ軸の比例演算成分の電圧修正値ΔＶ_ｑ＿ｐ ^＊、ｑ軸の積分演算成分の電圧修正値ΔＶ_ｑ＿ｉ ^＊を（数３１）により演算し、出力周波数ω_１ ^＊および誘導モータ1の電気回路定数を用いて、（数３２）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここに、Ｋ_ｐｄ２：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｄ２：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋ_ｐｑ２：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｑ２：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン。

また、ｄ軸の電流指令ｉ_ｄ ^＊＊およびｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃの一次遅れ信号ｉ_ｑｃｔｄおよび周波数指令ω_ｒ ^＊および誘導モータ１の電気回路定数を用いて、（数３３）に示す出力周波数指令ω_１ ^＊＊と（数３４）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。

ここで、ｉ_ｑｃｔｄはｉ_ｑｃを一次遅れフィルタに通した信号である。

ここまでの第３の実施例においては、周波数推定演算部１３では（数２８）に従い速度推定値ω_ｒ＾を演算していたが、ｑ軸電流制御で電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。（数３５）に示すように速度推定値ω_ｒ＾＾を演算する。

ここで、Ｋ_ｐｑ３は電流制御の比例ゲイン、Ｋ_ｉｑ３は電流制御の積分ゲインである。

さらに、第３の実施例におけるフィードバック制御演算部１１において、（数２８）あるいは（数３５）に従い速度推定値ω_ｒ＾，ω_ｒ＾＾を演算していたが、誘導モータ１にエンコーダを取りつけ、エンコーダ信号から速度検出値を演算する方式でも良い。

図１２は、実施例４に係る電力変換装置の構成図である。

本実施例は、誘導モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図において、構成要素の符号１、５〜１０は、図１のものと同一物である。

誘導モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。電力変換装置２０では、図１の符号５〜１０の構成要素はソフトウェア２０ａとして、図１の符号２、３、４の構成要素はハードウェアとして、実装されている。また、デジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの所定の比例ゲインＫ_ｐ１２５と所定の積分ゲインＫ_ｉ１２６を設定・変更することができる。

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、Ｖ／ｆ制御や速度センサレスベクトル制御において高効率な運転を実現することができる。また、所定の比例ゲインＫ_ｐ１２５、所定の積分ゲインＫ_ｉ１２６はプログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、制御装置のフィールドバス上で設定してもよい。

さらに、本実施例では第１の実施例を用いて開示してあるが、第２や第３の実施例であっても良い。

なお、第１から第４の実施例において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Ｓｉ（シリコン）半導体素子であっても、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…誘導モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…Ｖ／ｆ制御演算部、７，７ａ，７ｂ…電圧指令修正演算部、８…位相演算部、９…加算部、１０…座標変換部、１１…フェードバック制御演算部、１２…励磁電流指令修正演算部、１３…周波数推定演算部、２０…電力変換装置、２０ａ…電力変換装置のソフト部、２０ｂ…電力変換装置のデジタル・オペレータ、２１…電流検出器、２２…エンコーダ、２３…ベクトル電流成分の計算部、２４…磁束飽和係数の演算部、２５…所定の比例ゲイン、２６…所定の積分ゲイン、２８…パーソナル・コンピュータ、２９…タブレット、２０…スマートフォン、７２…テーブル、７３…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、７４…設定部、７５…除算部、７６…乗算部、７７…減算部、７８…比例演算部、７９…積分演算部、
Ｇ…磁束飽和係数、ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｄ ^＊＊…ｄ軸の電流指令、ｉ_ｑ ^＊…ｑ軸の電流指令、ω_ｒ ^＊…周波数指令、ω_１ ^＊…出力周波数、ω_ｒ…誘導モータの速度、ω_ｒ＾…速度推定値、ω_ｓ ^＊…すべり周波数指令、Ｖ_ｄｃ ^＊，Ｖ_ｄｃ ^＊＊，Ｖ_ｄｃ ^＊＊＊，Ｖ_ｄｃ ^＊＊＊＊…ｄ軸の電圧指令、Ｖ_ｑｃ ^＊，Ｖ_ｑｃ ^＊＊，Ｖ_ｑｃ ^＊＊＊，Ｖ_ｑｃ ^＊＊＊＊…ｑ軸の電圧指令、ΔＶ_ｑｃ ^＊…ｑ軸の電圧指令修正値、Δｉ_ｄ ^＊…ｄ軸の電流指令修正値。

Claims (15)

1. 誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、
   トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、
   前記電圧指令修正演算部は、トルク軸の電流検出値の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流と、前記磁束軸の電流検出値との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算することを特徴とする電力変換装置。
2. 誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、
   トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、
   前記電圧指令修正演算部は、前記トルク軸の電圧指令と前記トルク軸の電流検出値とを乗算した有効電力の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正有効電力と、前記トルク軸の電圧指令と前記磁束軸の電流検出値とを乗算した無効電力との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   誘導モータの出力電圧と出力周波数の比率（Ｖ／ｆ比率）に出力周波数を乗じてトルク軸の電圧指令を演算し、磁束軸の電圧指令を零とするＶ／ｆ制御演算部を備え、
   前記トルク軸の電圧指令を前記電圧指令修正値で修正することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   誘導モータの出力電圧と出力周波数の比率（Ｖ／ｆ比率）に出力周波数を乗じてトルク軸の電圧指令を演算し、磁束軸の電圧指令を零とするＶ／ｆ制御演算部を備え、
   前記トルク軸の電圧指令を前記電圧指令修正値で修正することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記磁束飽和係数は、励磁電流を変化させて測定した誘導モータの複数の相互インダクタンス値と、通常の励磁電流で測定した誘導モータの相互インダクタンス値との比率であることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記磁束飽和係数は、励磁電流に応じたテーブルを参照して、あるいは励磁電流に応じて近似数式での演算により求めることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記トルク軸の電圧指令の演算は、前記修正トルク電流と前記磁束軸の電流検出値との偏差を零とするように、比例制御と積分制御により演算することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記トルク軸の電圧指令の演算は、前記修正有効電力の絶対値と前記無効電力の絶対値の偏差を零とするように、比例制御と積分制御により演算することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項７または請求項８に記載の電力変換装置において、
   前記誘導モータの出力周波数に基づいて、前記比例制御と前記積分制御の制御ゲインを自動修正することを特徴とする電力変換装置。
10. 誘導モータの励磁電流指令およびトルク電流指令と、磁束軸およびトルク軸の電流検出値と、速度検出値あるいは速度推定値を用いて、磁束軸およびトルク軸の電圧指令を演算するベクトル制御の電力変換装置であって、
    前記励磁電流指令および前記トルク電流指令に基づいて、修正励磁電流指令を演算する励磁電流指令修正演算部を備え、
    前記励磁電流指令修正演算部は、前記トルク電流指令の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流指令に、前記修正励磁電流指令が追従するように前記励磁電流指令を修正することを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記修正励磁電流指令の演算は、前記修正トルク電流指令と前記修正励磁電流指令の偏差を、零とするように比例制御と積分制御により演算することを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１１に記載の電力変換装置において、
    前記誘導モータの出力周波数に基づいて、前記比例制御と前記積分制御の制御ゲインを自動修正することを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記磁束飽和係数は、励磁電流を変化させて測定した誘導モータの複数の相互インダクタンス値と、通常の励磁電流で測定した誘導モータの相互インダクタンス値との比率であることを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項１３に記載の電力変換装置において、
    前記磁束飽和係数は、励磁電流に応じたテーブルを参照して、あるいは励磁電流に応じて近似数式での演算により求めることを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項７または請求項８または請求項１１に記載の電力変換装置において、
    デジタル・オペレータ、パーソナル・コンピュータ、タブレット、スマートフォン機器などの上位装置に接続して、前記比例制御あるいは前記積分制御に設定する制御の応答周波数あるいは制御ゲインを設定・変更できることを特徴とする電力変換装置。

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