WO2021117279A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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magnetic flux
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戸張　和明
卓也 杉本
雄作 小沼
滋久 青柳
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株式会社日立産機システム
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    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/01—Asynchronous machines

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that is involved in drive control of a power conversion device that drives an induction motor, reduces an output current, and operates with high efficiency.
  • Patent Document 1 As a high-efficiency control method for an induction motor, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-220331 (Patent Document 1), the first and second excitation current commands are used depending on whether the excitation current command is below or above the saturation current limit threshold. There is a technology to change the magnetic flux command of.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device capable of reducing the output current even with a general-purpose inverter and realizing highly efficient output current characteristics.
  • a power conversion device that drives and controls an induction motor, and is a voltage command correction calculation unit that calculates a voltage command correction value that corrects a voltage command on the torque shaft based on the current detection value of the torque shaft and the current detection value of the magnetic flux shaft.
  • the voltage command correction calculation unit is provided with a deviation between the corrected torque current obtained by multiplying the absolute value of the current detection value of the torque shaft by the magnetic flux saturation coefficient that changes according to the exciting current, and the current detection value of the magnetic flux shaft.
  • the voltage command correction value is calculated based on the above.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a modified example of the voltage command correction calculation unit according to the first embodiment. The block diagram for confirming the manifestation of Example 1.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a modified example of the voltage command correction calculation unit according to the first embodiment. The block diagram for confirming the manifestation of Example 1.
  • FIG. The block diagram of the power conversion apparatus which concerns on Example 2.
  • FIG. The block diagram of the voltage command correction calculation unit which concerns on Example 2.
  • FIG. FIG. 6 is a configuration diagram of an exciting current command correction calculation unit according to a third embodiment.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a modified example of the voltage command correction calculation unit according to the first embodiment.
  • FIG. The block diagram of the power conversion apparatus which concerns on Example 2.
  • FIG. The block diagram of the voltage command correction calculation unit which concerns on Example 2.
  • FIG. The block diagram of the
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of the power conversion device according to the first embodiment. This embodiment is applied to a power conversion device with V / f control.
  • the induction motor 1 generates magnetic flux by the current (exciting current) of the magnetic flux axis (d-axis) component, and generates torque by the current (torque current) of the torque axis (q-axis) component orthogonal to the magnetic flux axis.
  • the power converter 2 is composed of, for example, an inverter, outputs a voltage value proportional to the three-phase AC voltage commands V u * , V v * , and V w * , and outputs the output voltage value and the output frequency value of the induction motor 1. Variable.
  • the DC power supply 3 supplies a DC voltage E DC to the power converter 2.
  • the current detector 4 outputs i uc , i vc , i wc , which are the detected values of the three-phase alternating currents i u , i v , i w of the induction motor 1.
  • Coordinate conversion unit 5 the AC current i u of three-phase, i v, the detection value i uc of i w, i vc, from i wc and phase calculation value theta dc, the current detection value of the d-axis (exciting current detection value) i dc and q-axis current detection value (torque current detection value) i qc is output.
  • the V / f control calculation unit 6 Based on the frequency command ⁇ r * , the V / f control calculation unit 6 has a d-axis voltage command V dc * which is “0” (zero) and a q-axis voltage command V proportional to the frequency command ⁇ r *. Outputs qc * .
  • the voltage command correction calculation unit 7 outputs the q-axis voltage command correction value ⁇ V qc * calculated based on the q-axis current detection value i qc and the d-axis current detection value i dc .
  • the phase calculation unit 8 integrates the frequency command ⁇ r * and outputs the phase calculation value ⁇ dc.
  • the addition unit 9 adds the q-axis voltage command V qc * and the q-axis voltage command correction value ⁇ V qc * , and outputs the q-axis correction voltage command V qc **.
  • the coordinate conversion unit 10 has a d-axis voltage command V dc * , a q-axis modified voltage command V qc **, and a three-phase AC voltage command V u * , V v * , V w * from the phase calculation value ⁇ dc. Is output.
  • the V / f control calculation unit 6 uses the d-axis voltage command V dc * , which is “0” according to (Equation 1), the frequency command ⁇ r *, and the DC voltage E DC, and uses the q-axis voltage command V qc. * Output.
  • ⁇ r_max is the base angular frequency.
  • the phase calculation unit 8 calculates the phase ⁇ dc of the magnetic flux axis of the induction motor 1 from the frequency command ⁇ r * according to (Equation 2).
  • FIG. 2 shows a block configuration of the voltage command correction calculation unit 7, which is a feature of this embodiment.
  • a current detection value of the q-axis (torque current detection value) i qc is input, the absolute value of i qc
  • the relationship between the exciting current and the mutual inductance value M ⁇ of the induction motor is stored in the table 72, the d-axis current detection value (excitation current detection value) idc is input, and the corresponding mutual inductance value M ⁇ Is output.
  • the mutual inductance value M ⁇ is input, and M ⁇ , which is the first-order lag signal, is output.
  • the setting unit 74 outputs the mutual inductance value M 0 of the induction motor, which is a reference when measured at the base frequency.
  • the mutual inductance value M ⁇ and the reference mutual inductance value M 0 are input, and the magnetic flux saturation coefficient G is output by the calculation shown in (Equation 3).
  • the table 72 is prepared in advance by changing the exciting current and measuring the mutual inductance of the induction motor. Further, the table 72 of FIG. 2 shows the relationship between the exciting current and the mutual inductance M ⁇ . By calculating the magnetic flux saturation coefficient G from the mutual inductance by (Equation 3), the exciting current and the magnetic flux saturation coefficient G can be obtained. It may be a table showing the relationship between. Further, instead of referring to the table, the magnetic flux saturation coefficient G may be calculated by an approximate mathematical expression according to the exciting current.
  • the multiplier unit 76 the absolute value of the current detection value i qc of the q-axis
  • the current deviation ⁇ i is input to the proportional calculation unit 78 having a constant of the proportional gain K p1 and the integral calculation unit 79 having the constant of the integral gain K i1 , and their output signals are output to the addition unit 791.
  • the voltage command correction value ⁇ V qc * of the q-axis voltage command V qc * is calculated from the calculation shown in (Equation 5).
  • FIG. 3 shows a current vector diagram of the induction motor.
  • D-axis direction of the magnetic flux generated by the exciting current i d which than [pi / 2 in a direction advances the q-axis is a torque axis and, when the output current i 1 and the phase angle theta i of the excitation current i d ,
  • the exciting current id and the torque current i q are given by the number (6).
  • M is the mutual inductance
  • L 2 is the secondary inductance
  • ⁇ 2d is the d-axis magnetic flux
  • ⁇ 2q is the q-axis magnetic flux.
  • Equation 9 the ideal condition of the magnetic flux in the motor control is (Equation 9).
  • the mutual inductance M has a saturation characteristic that changes according to the current value.
  • flux phi 2d of d-axis may not be increased by saturation phenomenon, in a state where too electric current (exciting current) i d of d-axis is considered the minimum point deviation of the output current i 1.
  • the present invention introduces a magnetic flux saturation coefficient G as mentioned before, has devised current in the d-axis more than necessary as (exciting current) i d does not flow.
  • the modified current i qc'of the q axis and the modified current i qc'of the d axis obtained by multiplying the absolute value
  • the characteristics of the d-axis current detection value idc and the magnetic flux saturation coefficient G according to this embodiment are shown in FIG.
  • the figure shows the calculation result of the number (3), which is an example of measurement at 16 points in this embodiment.
  • the magnetic flux saturation coefficient G is a constant value in the range where the d-axis current detection value idc is small, and when it exceeds a certain value, it gradually decreases according to the d-axis current detection value idc. There is. It can be seen that the characteristics cannot be approximated by two points.
  • FIG. 5 shows the actual measurement results using the present invention.
  • the horizontal axis shows the magnetic flux saturation coefficient G, and the vertical axis shows the magnitude of the output current of the induction motor.
  • This is the result of measuring the output current when (Equation 4) is calculated with (E) G 1.0.
  • F is a case where (Equation 3) of the present invention is calculated. In (F), the output current is minimized, and the effect of the present invention is clear.
  • the gains (K p1 , Ki 1 ) of the proportional calculation and the integral calculation are fixed values, but as shown in the modified example of FIG. 6, the frequency command ⁇ It may be changed according to r *.
  • the voltage command correction calculation unit 7a in FIG. 6 corresponds to the voltage command correction calculation unit 7 in FIG.
  • reference numerals 7a1, 7a2, 7a3, 7a4, 7a5, 7a6, 7a7, 7a91 in FIG. 6 are the same as reference numerals 71, 72, 73, 74, 75, 76, 77, 791 in FIG.
  • a current detector 21 is attached to the power conversion device 20 that drives the induction motor 1, and an encoder 22 is attached to the shaft of the induction motor 1.
  • the vector current component calculation unit 23 inputs the three-phase alternating current current detection values (i uc , i vc , i wc ) which are the outputs of the current detector 21 and the position ⁇ which is the output of the encoder (Equation 12).
  • the vector current components i dc and i qc are calculated according to the above.
  • the calculation unit 24 of the magnetic flux saturation coefficient calculates the estimated value G ⁇ of the magnetic flux saturation coefficient G according to (Equation 13). If the estimated value G ⁇ is the same as the magnetic flux saturation coefficient G measured by the inverter using the present invention, it is clear that the present invention is adopted.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of the power conversion device according to the second embodiment. This embodiment is also applied to a V / f controlled power conversion device.
  • the first embodiment calculates a modified current of the q-axis (modified torque current) i qc ', has been a method to follow the exciting current i d
  • the present embodiment the absolute value of the effective power
  • reference numerals 1 to 6 and 8 to 10 are the same as those in FIG.
  • FIG. 9 shows the configuration of the voltage command correction calculation unit 7b.
  • Reference numerals 7b2, 7b3, 7b4, 7b5, 7b6, 7b7, 7b8, 7b9, 7b91 are the same as reference numerals 72, 73, 74, 75, 76, 77, 78, 79, 791 in FIG.
  • the multiplication unit 7b92 the q-axis voltage command V qc ** and the q-axis current detection value i qc are input, and the active power calculation value P c which is the multiplication value thereof is output.
  • the multiplication unit 7b94 the q-axis voltage command V qc ** and the d-axis current detection value i dc are input, and the reactive power calculation value Q c , which is the multiplication value of these, is output.
  • the absolute value calculation unit 7b95 the invalid power calculation value Q c is input, and the absolute value
  • the subtraction unit 7B7 the absolute value of the correction active power P c 'and the reactive power calculated value Q c
  • the power deviation ⁇ p is input to the proportional calculation unit 7b8 having a constant of the proportional gain K p2 and the integral calculation unit 7b9 having the constant of the integral gain K i2 , and their output signals are output to the addition unit 7b91. From the calculation shown in the result ( Equation 14), the voltage command correction value ⁇ V qc *** of the q-axis voltage command V qc ** is calculated.
  • is By modifying the q-axis voltage command V qc * so as to follow it, it is possible to realize highly efficient current characteristics with a smaller current value.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the power conversion device according to the third embodiment. This embodiment is applied to a vector-controlled power converter.
  • the induction motor 1 is V / f controlled, but in the present embodiment, the speed control, the current control, and the vector control are calculated.
  • reference numerals 1 to 5, 8 and 10 are the same as those in FIG.
  • feedback control of speed control, current control, and vector control is calculated.
  • the modified exciting current command id ** becomes a variable value, and a variable d-axis magnetic flux ⁇ 2d is generated inside the induction motor 1.
  • the q-axis current command i q * which is a torque current command, is calculated according to (Equation 21) by proportional control and integral control so that the estimated frequency ⁇ r ⁇ follows the frequency command ⁇ r *.
  • K sp proportional gain of speed control
  • K si integrated gain of speed control
  • Vector control includes d-axis and q-axis current commands i d ** , i q * , electric circuit constants of induction motor 1 (R 1 , L ⁇ , M, L 2 ), d-axis magnetic flux command ⁇ 2 d *, and d-axis magnetic flux command ⁇ 2 d *.
  • the voltage commands V dc * and V qc * are calculated according to (Equation 22).
  • T acr time constant corresponding to current control delay
  • R 1 primary resistance value
  • L ⁇ leakage inductance value
  • M mutual inductance value
  • L 2 secondary side inductance value.
  • K pd proportional gain of the current control of the d-axis
  • K id integral gain of the current control in the d-axis
  • K pq proportional gain of the current control q-axis
  • K iq integral gain of the current control of the q-axis .
  • FIG. 11 shows the block configuration of the exciting current command correction calculation unit 12, which is a feature of this embodiment.
  • the exciting current command correction calculation unit 12 multiplies the absolute value
  • reference numerals 121, 122, 123, 124, 125, 126, 127, 128, 129, 1291 are the same as the reference numerals 71, 72, 73, 74, 75, 76, 77, 78, 79, 791 in FIG. Is.
  • current command q-axis i q * is inputted, i q * of the absolute value
  • the relationship between the exciting current and the mutual inductance value M ⁇ of the induction motor is stored in the table 122, the correction current command id ** of the d-axis is input, and the corresponding mutual inductance value M ⁇ is output.
  • the mutual inductance value M ⁇ is input, and M ⁇ , which is the first-order lag signal thereof, is output.
  • the setting unit 124 outputs the mutual inductance value M 0 of the induction motor, which is a reference when measured at the base frequency.
  • the mutual inductance values M ⁇ and M 0 are input, and the magnetic flux saturation coefficient G is output by the calculation shown in (Equation 3) described above.
  • the table 122 is created in advance by changing the exciting current and measuring the mutual inductance of the induction motor. Further, the table 122 of FIG. 11 shows the relationship between the exciting current and the mutual inductance M ⁇ .
  • the exciting current and the magnetic flux saturation coefficient G can be obtained. It may be a table showing the relationship between. Further, instead of referring to the table, the magnetic flux saturation coefficient G may be calculated by an approximate mathematical expression according to the exciting current.
  • the multiplication unit 126 the absolute value
  • the q-axis correction current command i q *' and the d-axis correction current command id ** are input, and the current deviation ⁇ i * is output.
  • the current deviation ⁇ i * is input to the proportional calculation unit 128 having a constant of the proportional gain K p3 and the integral calculation unit 129 having the constant of the integral gain K i3 , and their output signals are output to the addition unit 1291.
  • a current command correction value .DELTA.i d * according equation (26).
  • the addition unit 1292 the current command of the d-axis i d * and the current command correction value [Delta] I d * is added, and outputs the modified current command I d ** of the d-axis in accordance with equation (27).
  • the frequency estimation calculation unit 13 of FIG. 10 outputs the estimated frequency ⁇ r ⁇ and the output frequency ⁇ 1 * of the induction motor 1 according to (Equation 28).
  • R * the added value of the primary resistance value and the secondary resistance converted to the primary side
  • Tobs the observer time constant
  • T 2 the secondary time constant value
  • the d-axis correction current command I d ** follows the q-axis correction current command i q *'.
  • the estimated frequency ⁇ r ⁇ is calculated, but an encoder may be attached to the induction motor 1 to detect the speed.
  • the q-axis modified current commands i q *' and d are obtained by multiplying the absolute value
  • K pd1 proportional gain of d-axis current control
  • Kid1 integrated gain of d-axis current control
  • K pq1 proportional gain of q-axis current control
  • K iq1 integrated gain of q-axis current control.
  • T d d-axis electric time constant (L ⁇ / R)
  • T q q-axis electric time constant (L ⁇ / R).
  • K pd2 proportional gain of the current control in the d-axis
  • K id2 integral gain of the current control in the d-axis
  • K PQ2 proportional gain of the current control of the q-axis
  • K iq2 integral gain of the current control of the q-axis ..
  • i qctd is a signal obtained by passing i qc through a first-order lag filter.
  • the frequency estimation calculation unit 13 calculates the speed estimation value ⁇ r ⁇ according to (Equation 28), but it is also possible to use a method in which current control and speed estimation are used together in the q-axis current control. good. As shown in (Equation 35), the speed estimation value ⁇ r ⁇ is calculated.
  • K pq3 is the proportional gain of the current control
  • Kiq3 is the integrated gain of the current control
  • the speed estimation values ⁇ r ⁇ and ⁇ r ⁇ were calculated according to (Equation 28) or (Equation 35), but an encoder was attached to the induction motor 1. , A method of calculating the speed detection value from the encoder signal may also be used.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • This embodiment is an application of this embodiment to an induction motor drive system.
  • reference numerals 1, 5 to 10 of the components are the same as those in FIG.
  • the induction motor 1 is driven by the power conversion device 20.
  • the components of reference numerals 5 to 10 in FIG. 1 are implemented as software 20a, and the components of reference numerals 2, 3 and 4 in FIG. 1 are implemented as hardware.
  • a predetermined proportional gain K p125 and a predetermined integrated gain K i1 26 of the software 20a can be set / changed by a higher-level device such as a digital operator 20b, a personal computer 28, a tablet 29, or a smartphone 30.
  • the predetermined proportional gain K p125 and the predetermined integrated gain K i126 may be set on the fieldbus of the programmable logic controller, the local area network connected to the computer, or the control device.
  • first embodiment is used for disclosure in this embodiment
  • second or third embodiment may be used.
  • the switching element constituting the power converter 2 includes a Si (silicon) semiconductor element such as SiC (silicon carbide) or GaN (galium nitride). It may be a wide bandgap semiconductor device of.

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Abstract

出力電流を低減し、高効率な出力電流特性を実現できる電力変換装置を提供する。誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、前記電圧指令修正演算部は、トルク軸の電流検出値の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流と、前記磁束軸の電流検出値との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算するものである。

Description

電力変換装置
　本発明は、誘導モータを駆動する電力変換装置のドライブ制御に係わり、出力電流を低減し、高効率に運転する電力変換装置に関するものである。
　誘導モータの高効率制御方法として、特開２０１０－２２０３３１号公報（特許文献１）記載のように、励磁電流指令が飽和電流制限閾値以下である場合と、超える場合とで、第１と第２の磁束指令を変更する技術がある。
特開２０１０－２２０３３１号公報
　特許文献１に記載の方法は、磁束飽和点を設け、励磁電流指令が飽和電流制限閾値以下である場合と超える場合とで、第１と第２の磁束指令の傾きを２点で近似している。このため、他機種の誘導モータにおいて出力電流が最小とならない可能性がある。
　本発明の目的は、汎用インバータでも出力電流を低減し、高効率な出力電流特性を実現できる電力変換装置を提供することにある。
　上記課題を解決するための、本発明の「電力変換装置」の一例を挙げるならば、
誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、前記電圧指令修正演算部は、トルク軸の電流検出値の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流と、前記磁束軸の電流検出値との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算するものである。
　本発明によれば、出力電流を低減し、高効率な出力電流特性を実現できる電力変換装置を提供することができる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例１に係る電力変換装置の構成図。 実施例１に係る電圧指令修正演算部の構成図。 実施例１に係る電流ベクトル図。 実施例１に係るｄ軸の電流検出値と磁束飽和係数の関係図。 本発明を用いた出力電流の実測結果を示す図。 実施例１に係る電圧指令修正演算部の変形例の構成図。 実施例１に係る顕現性を確認するための構成図。 実施例２に係る電力変換装置の構成図。 実施例２に係る電圧指令修正演算部の構成図。 実施例３に係る電力変換装置の構成図。 実施例３に係る励磁電流指令修正演算部の構成図。 実施例４に係る電力変換装置の構成図。
　以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。なお、実施例を説明するための各図における共通の構成については同一の名称、参照番号を付して、その繰り返しの説明を省略する。また、以下に説明する各実施例は、図示例に限定されるものではない。
　図１は、実施例１に係る電力変換装置の構成図を示す。本実施例は、Ｖ／ｆ制御の電力変換装置に適用したものである。
　誘導モータ１は、磁束軸（ｄ軸）成分の電流（励磁電流）により磁束を発生し、磁束軸に直行するトルク軸（ｑ軸）成分の電流（トルク電流）によりトルクを発生する。
電力変換器２は、例えばインバータで構成され、３相交流の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に比例した電圧値を出力し、誘導モータ１の出力電圧値と出力周波数値を可変する。
直流電源３は、電力変換器２に直流電圧ＥＤＣを供給する。
電流検出器４は、誘導モータ１の３相の交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出値であるｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを出力する。電流検出器４は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、ｕ相とｗ相の線電流を検出し、ｖ相の線電流は、交流条件（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）から、ｉｖ＝－（ｉｕ＋ｉｗ）として求めてもよい。
座標変換部５は、３相の交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの検出値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃと位相演算値θｄｃから、ｄ軸の電流検出値（励磁電流検出値）ｉｄｃおよびｑ軸の電流検出値（トルク電流検出値）ｉｑｃを出力する。
Ｖ／ｆ制御演算部６は、周波数指令ωｒ ＊に基づいて、「０」（零）であるｄ軸の電圧指令Ｖｄｃ ＊と、周波数指令ωｒ ＊に比例したｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊を出力する。
電圧指令修正演算部７は、ｑ軸の電流検出値ｉｑｃとｄ軸の電流検出値ｉｄｃに基づいて演算したｑ軸の電圧指令修正値ΔＶｑｃ ＊を出力する。
位相演算部８は、周波数指令ωｒ ＊を積分して位相演算値θｄｃを出力する。
加算部９は、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊とｑ軸の電圧指令修正値ΔＶｑｃ ＊を加算して、ｑ軸の修正電圧指令Ｖｑｃ ＊＊を出力する。
座標変換部１０は、ｄ軸の電圧指令Ｖｄｃ ＊とｑ軸の修正電圧指令Ｖｑｃ ＊＊と、位相演算値θｄｃから３相交流の電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊を出力する。
　最初に、本実施例の特徴である電圧指令修正演算部７を用いた場合のＶ／ｆ制御方式の基本動作について説明する。
　Ｖ／ｆ制御演算部６は、（数１）に従い「０」であるｄ軸の電圧指令Ｖｄｃ ＊、および、周波数指令ωｒ ＊と直流電圧ＥＤＣを用いてｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
ここに、ωｒ＿ｍａｘは基底角周波数である。
位相演算部８は、（数２）に従い周波数指令ωｒ ＊から誘導モータ１の磁束軸の位相θｄｃを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図２に、本実施例の特徴である電圧指令修正演算部７のブロック構成を示す。
絶対値演算部７１では、ｑ軸の電流検出値（トルク電流検出値）ｉｑｃが入力され、ｉｑｃの絶対値|ｉｑｃ|を出力する。
テーブル７２には、励磁電流と誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ＾との関係が記憶されており、ｄ軸の電流検出値（励磁電流検出値）ｉｄｃが入力され、対応する相互インダクタンス値Ｍ＾を出力する。ローパスフィルタ７３では、相互インダクタンス値Ｍ＾が入力され、その一次遅れ信号となるＭ＾＾を出力する。設定部７４では、基底周波数で測定したときの基準となる誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ０を出力する。除算部７５では、相互インダクタンス値Ｍ＾＾と基準となる相互インダクタンス値Ｍ０が入力され、（数３）に示す演算により磁束飽和係数Ｇを出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
なお、テーブル７２は、励磁電流を変化させて誘導モータの相互インダクタンスを測定することにより、予め作成しておく。また、図２のテーブル７２は励磁電流と相互インダクタンスＭ＾の関係を示すものであるが、相互インダクタンスから（数３）により磁束飽和係数Ｇを演算することにより、励磁電流と磁束飽和係数Ｇとの関係を示すテーブルとしてもよい。また、テーブルを参照するに代えて、励磁電流に応じて近似数式により磁束飽和係数Ｇを演算するようにしてもよい。
乗算部７６では、ｑ軸の電流検出値ｉｑｃの絶対値|ｉｑｃ|と磁束飽和係数Ｇが入力され、（数４）に示すｑ軸の修正電流（修正トルク電流）ｉｑｃ ’を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　減算部７７では、ｑ軸の修正電流ｉｑｃ ’とｄ軸の電流検出値ｉｄｃが入力され、電流偏差Δｉを出力する。電流偏差Δｉは比例ゲインＫｐ１の定数を持つ比例演算部７８と、積分ゲインＫｉ１の定数を持つ積分演算部７９に入力され、それらの出力信号は加算部７９１に出力される。その結果、（数５）に示す演算よりｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊の電圧指令修正値ΔＶｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　本発明が高効率となる原理について説明する。図３に、誘導モータの電流ベクトル図を示す。励磁電流ｉｄにより発生する磁束の方向をｄ軸、それよりπ/２進んだ方向をトルク軸であるｑ軸とよび、出力電流ｉ１と励磁電流ｉｄとの位相角をθｉとすると、励磁電流ｉｄおよびトルク電流ｉｑは数（６）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
（数６）において位相角θｉ＝π／４のとき、同一トルクにおいて出力電流ｉ１は（数７）の関係で最小となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
誘導モータのトルクは（数８）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
ここで、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は二次インダクタンス、φ２ｄはｄ軸の磁束、φ２ｑはｑ軸の磁束である。
ここで、モータ制御において磁束の理想条件は（数９）であり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
（数９）を（数８）に代入すると、（数１０）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
さらに、（数７）を（数１０）に代入すると、出力電流が最小におけるトルク式である（数１１）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
しかし、実際には相互インダクタンスＭは電流値に応じて変化する飽和特性を有する。ｄ軸の磁束φ２ｄは飽和現象により増加しない場合もあり、ｄ軸の電流（励磁電流）ｉｄを流し過ぎる状態では出力電流ｉ１の最小点ずれが考えられる。そこで本発明は、これまで述べたように磁束飽和係数Ｇを導入し、必要以上にｄ軸の電流（励磁電流）ｉｄが流れないように工夫をしている。
　本発明では、力行／回生運転の両方に対応するため、ｑ軸の電流検出値ｉｑｃの絶対値|ｉｑｃ|に磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流ｉｑｃ’とｄ軸の電流検出値ｉｄｃが追従するように、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊を修正している。
　本実施例に係るｄ軸の電流検出値ｉｄｃと磁束飽和係数Ｇの特性を、図４に示す。同図は数（３）の演算結果であり、本実施例では１６点で測定した例である。図に示されるように、磁束飽和係数Ｇは、ｄ軸の電流検出値ｉｄｃが小さい範囲では一定値であり、ある値を越えるとｄ軸の電流検出値ｉｄｃに応じて次第に小さくなっている。２点で近似できる特性ではないことがわかる。
　図５に、本発明を用いた実測結果を示す。横軸に磁束飽和係数Ｇを、縦軸では誘導モータの出力電流の大きさを示している。（A）Ｇ＝０．０が本発明を適用しないとき（数３）を演算せずに、（B）Ｇ＝０．３、（C）Ｇ＝０．６、（D）Ｇ＝０．８、（E）Ｇ＝１．０として（数４）を演算した場合の出力電流を測定した結果である。Ｇ＝０．０のときの出力電流を１．０として規格化してある。Ｇ＝１．０は磁束飽和を考慮しない場合であり（C）Ｇ＝０．６と（D）Ｇ＝０．８のときより出力電流は大きいことがわかる。（F）は、本発明の（数３）を演算した場合である。（F）において出力電流は最小となり、本発明の効果は明白である。
　本実施例によれば、ｑ軸の電流検出値ｉｑｃの絶対値|ｉｑｃ|に励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流ｉｑｃ ‘とｄ軸の電流検出値ｉｄｃが追従するようにｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊を修正することで、（A）Ｇ＝０．０のＶ／ｆ制御に比べ、電流値がより少なく高効率な電流特性を実現することができる。
　また、上記の本実施例では、電圧指令修正演算部７において、比例演算と積分演算のゲイン（Ｋｐ１、Ｋｉ１）は固定値としているが、図６の変形例に示すように周波数指令ωｒ ＊に応じて変化させてもよい。
  図６における電圧指令修正演算部７ａは、図２における電圧指令修正演算部７に相当するものである。また、図６における符号７ａ１、７ａ２、７ａ３、７ａ４、７ａ５、７ａ６、７ａ７、７ａ９１は、図２の符号７１、７２、７３、７４、７５、７６、７７、７９１と同一物である。
　図６において、ｑ軸の修正電流ｉｑｃ ‘とｄ軸の電流検出値ｉｄｃの偏差であるΔｉは、周波数指令ωｒ ＊の大きさに応じて変化する比例ゲインＫｐ１を持つ比例演算部７ａ８と積分ゲインＫｉ１を持つ積分演算部７ａ９に入力され、それらの出力値は加算部７ａ９１で加算され、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊の電圧指令修正値ΔＶｑｃ ＊＊として出力される。同図において、周波数指令ωｒ ＊の大きさに略比例してＫｐ１、Ｋｉ１を変化させることで、ｑ軸の修正電流ｉｑｃ ‘にｄ軸の電流検出値ｉｄｃが追従する作用は周波数に応じて変化する。つまり、低速域から高速域において高効率制御に係わるフィードバック・ループの安定性を高応答化することで、より短時間で出力電流の最小化を実現することができる。
　ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０に電流検出器２１を取り付け、誘導モータ１のシャフトにエンコーダ２２を取り付ける。
ベクトル電流成分の計算部２３は、電流検出器２１の出力である三相交流の電流検出値（ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃ）とエンコーダの出力である位置θが入力され、（数１２）に従いベクトル電流成分のｉｄｃ，ｉｑｃを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　磁束飽和係数の演算部２４は、磁束飽和係数Ｇの推定値Ｇ＾を（数１３）に従い演算する。推定値Ｇ＾が本発明を用いたインバータで測定した磁束飽和係数Ｇと同一であれば、本発明を採用していることが明白となる。
　図８は、実施例２に係る電力変換装置の構成図である。本実施例も、Ｖ／ｆ制御の電力変換装置に適用したものである。第１の実施例では、ｑ軸の修正電流（修正トルク電流）ｉｑｃ ‘を演算し、励磁電流ｉｄを追従させる方式としたが、本実施例は有効電力の絶対値|Ｐｃ|に無効電力の絶対値|Ｑｃ|を追従させる方式である。
　図において、符号１～６、８～１０は図１のものと同一物である。
  電圧指令修正演算部７ｂは、有効電力演算値の絶対値|Ｐｃ|に磁束飽和係数Ｇを乗算した修正有効電力Ｐｃ ‘と無効電力演算値の絶対値|Ｑｃ|に基づいて、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊を修正する電圧指令修正値ΔＶｑｃ ＊＊＊を出力する。
　図９に、電圧指令修正演算部７ｂの構成を示す。符号７ｂ２、７ｂ３、７ｂ４、７ｂ５、７ｂ６、７ｂ７、７ｂ８、７ｂ９、７ｂ９１は、図２の符号７２、７３、７４、７５、７６、７７、７８、７９、７９１と同一物である。
乗算部７ｂ９２では、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊＊とｑ軸の電流検出値ｉｑｃが入力され、それらの乗算値である有効電力演算値Ｐｃを出力する。絶対値演算部７ｂ９３では、乗算部７ｂ９２の出力である有効電力演算値Ｐｃが入力され、Ｐｃの絶対値|Ｐｃ|を出力する。
乗算部７ｂ６では、有効電力演算値Ｐｃの絶対値|Ｐｃ|と磁束飽和係数Ｇが入力され修正有効電力Ｐｃ ’を出力する。
　乗算部７ｂ９４では、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊＊とｄ軸の電流検出値ｉｄｃが入力され、それらの乗算値である無効電力演算値Ｑｃを出力する。絶対値演算部７ｂ９５では、無効電力演算値Ｑｃが入力され、絶対値|Ｑｃ|を出力する。
減算部７ｂ７では、修正有効電力Ｐｃ ’と無効電力演算値Ｑｃの絶対値|Ｑｃ|が入力され、電力偏差Δｐを出力する。
　電力偏差Δｐは比例ゲインＫｐ２の定数を持つ比例演算部７ｂ８と、積分ゲインＫｉ２の定数を持つ積分演算部７ｂ９に入力され、それらの出力信号は加算部７ｂ９１に出力する。その結果（数１４）に示す演算より、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊＊の電圧指令修正値ΔＶｑｃ ＊＊＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、本実施例が高効率となる原理について説明する。ｄ軸の電圧指令Ｖｄｃ ＊＝０のとき、制御軸上で演算される有効電力Ｐｃは（数１５）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
有効電力Ｐｃの絶対値は（数１６）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
有効電力Ｐｃの絶対値に磁束飽和係数Ｇを乗じると、（数１７）が与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
また、制御軸上で演算される無効電力Ｑｃは、（数１８）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
無効電力Ｑｃの絶対値は、（数１９）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Ｐｃ’と|Ｑｃ|を用いてｑ軸の電圧指令値Ｖｑｃ ＊を修正する。（数１７）＝（数１９）となるように制御すると、（数２０）が与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
その結果、第１の実施例と同様な高効率な運転を実現することができる。
　本実施例によれば、有効電力Ｐｃの絶対値|Ｐｃ|に励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数Ｇを乗算した修正有効電力Ｐｃ ‘と無効電力の絶対値|Ｑｃ|が追従するようにｑ軸の電圧指令Ｖｑｃ ＊を修正することで、電流値がより少なく高効率な電流特性を実現することができる。
　図１０は、実施例３に係る電力変換装置の構成図である。本実施例は、ベクトル制御の電力変換装置に適用したものである。第１と第２の実施例では、誘導モータ１をＶ／ｆ制御する方式であったが、本実施例は、速度制御と電流制御およびベクトル制御の演算をする方式である。
　図において符号１～５、８、１０は、図１のものと同一物である。
フィードバック制御演算部１１では、修正励磁電流指令ｉｄ ＊＊、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値ｉｄｃ，ｉｑｃ、周波数指令ωｒ ＊、推定周波数ωｒ＾および出力周波数ω１ ＊を入力する。フィードバック制御演算部１１の内部では、速度制御と電流制御およびベクトル制御のフィードバック制御を演算する。
修正励磁電流指令であるｉｄ ＊＊は可変値となり、誘導モータ１内部に可変するｄ軸の磁束φ２ｄを発生させる。
　速度制御は、周波数指令ωｒ ＊に推定周波数ωｒ＾が追従するように、比例制御と積分制御により（数２１）に従いトルク電流指令であるｑ軸の電流指令ｉｑ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
ここに、Ｋｓｐ：速度制御の比例ゲイン、Ｋｓｉ：速度制御の積分ゲイン。
　ベクトル制御は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令ｉｄ ＊＊、ｉｑ ＊、誘導モータ１の電気回路定数（Ｒ１、Ｌσ、Ｍ、Ｌ２）、ｄ軸の磁束指令φ２ｄ ＊および出力周波数ω１ ＊を用いて、（数２２）に従い電圧指令Ｖｄｃ ＊、Ｖｑｃ ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
ここに、Ｔａｃｒ：電流制御遅れ相当の時定数、Ｒ１：一次抵抗値、Ｌσ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、Ｌ２：二次側インダクタンス値。
　電流制御は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令ｉｄ ＊＊、ｉｑ ＊に各成分の電流検出値ｉｄｃ、ｉｑｃが追従するよう、比例制御と積分制御により（数２３）に従い、ｄ軸およびｑ軸の電圧補正値ΔＶｄｃ、ΔＶｑｃを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
ここに、Ｋｐｄ：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｄ：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋｐｑ：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｑ：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン。
  さらに、（数２４）に従い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄｃ ＊＊、Ｖｑｃ ＊＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　図１１に、本実施例の特徴である励磁電流指令修正演算部１２のブロック構成を示す。
　励磁電流指令修正演算部１２は、ｑ軸の電流指令ｉｑ ＊の絶対値|ｉｑ ＊|に磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流指令ｉｑ ＊‘とｄ軸の電流指令ｉｄ ＊に基づいてｄ軸の修正電圧指令ｉｄ ＊＊を出力する。
　図において符号１２１、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１２７、１２８、１２９、１２９１は、図２の符号７１、７２、７３、７４、７５、７６、７７、７８、７９、７９１と同一物である。
絶対値演算部１２１では、ｑ軸の電流指令ｉｑ ＊が入力され、ｉｑ ＊の絶対値|ｉｑ ＊|を出力する。テーブル１２２には、励磁電流と誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ＾との関係が記憶されており、ｄ軸の修正電流指令ｉｄ ＊＊が入力され、対応する相互インダクタンス値Ｍ＾を出力する。ローパスフィルタ１２３では、相互インダクタンス値Ｍ＾が入力され、その一次遅れ信号となるＭ＾＾を出力する。設定部１２４は、基底周波数で測定したときの基準となる誘導モータの相互インダクタンス値Ｍ０を出力する。除算部１２５では、相互インダクタンス値Ｍ＾＾とＭ０が入力され、前述の（数３）に示す演算により磁束飽和係数Ｇを出力する。
なお、テーブル１２２は、励磁電流を変化させて誘導モータの相互インダクタンスを測定することにより、予め作成しておく。また、図１１のテーブル１２２は励磁電流と相互インダクタンスＭ＾の関係を示すものであるが、相互インダクタンスから（数３）により磁束飽和係数Ｇを演算することにより、励磁電流と磁束飽和係数Ｇとの関係を示すテーブルとしてもよい。また、テーブルを参照するに代えて、励磁電流に応じて近似数式により磁束飽和係数Ｇを演算するようにしてもよい。
乗算部１２６では、ｑ軸の電流指令ｉｑ ＊の絶対値|ｉｑ ＊|と磁束飽和係数Ｇが入力され、（数２５）に従いｑ軸の修正電流指令ｉｑ ＊‘を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　減算部１２７では、ｑ軸の修正電流指令ｉｑ ＊‘とｄ軸の修正電流指令ｉｄ ＊＊が入力され、電流偏差Δｉ＊を出力する。電流偏差Δｉ＊は比例ゲインＫｐ３の定数を持つ比例演算部１２８と、積分ゲインＫｉ３の定数を持つ積分演算部１２９に入力され、それらの出力信号は加算部１２９１に出力される。その結果（数２６）に従い電流指令修正値Δｉｄ ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
加算部１２９２では、（数２７）に従いｄ軸の電流指令ｉｄ ＊と電流指令修正値ΔＩｄ ＊が加算され、ｄ軸の修正電流指令Ｉｄ ＊＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　図１０の周波数推定演算部１３では、（数２８）に従い誘導モータ１の推定周波数ωｒ＾および出力周波数ω１ ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
ここに、Ｒ＊：一次抵抗値と二次抵抗の一次側換算の加算値、Ｔｏｂｓ：オブザーバ時定数、Ｔ２：二次時定数値。
　Ｖ／ｆ制御の代わりに、速度制御と電流制御およびベクトル制御を演算するような本実施例でも、ｄ軸の修正電流指令Ｉｄ ＊＊をｑ軸の修正電流指令ｉｑ *‘に追従するように制御することで、高効率な運転を実現することができる。
なお、本実施例では推定周波数ωｒ＾を演算しているが、誘導モータ１にエンコーダを取り付けて、速度を検出するようにしてもよい。
　本実施例によれば、ｑ軸の電流指令ｉｑ ＊の絶対値|ｉｑ ＊|に励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数Ｇを乗算したｑ軸の修正電流指令ｉｑ ＊‘とｄ軸の修正電流指令ｉｄ ＊＊が追従するように制御することで、電流値がより少なく高効率な電流特性を実現することができる。
　第３の実施例においては、電流指令ｉｄ ＊＊，ｉｑ ＊と電流検出値ｉｄｃ，ｉｑｃから電圧修正値ΔＶｄｃ，ΔＶｑｃを作成し（数２３）、この電圧修正値とベクトル制御の電圧指令を加算する（数２４）に示す演算を行ったが、電流指令ｉｄ ＊＊，ｉｑ ＊および電流検出値ｉｄｃ，ｉｑｃからベクトル制御演算に使用する（数２９）に示す中間的な電流指令ｉｄ ＊＊＊，ｉｑ ＊＊を作成し、出力周波数ω１ ＊および誘導モータ１の電気回路定数を用いて（数３０）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
ここに、Ｋｐｄ１：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｄ１：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋｐｑ１：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｑ１：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｔｄ：ｄ軸の電気時定数（Ｌσ／Ｒ）、Ｔｑ：ｑ軸の電気時定数（Ｌσ／Ｒ）。
　あるいは、電流指令ｉｄ ＊＊，ｉｑ ＊および電流検出値ｉｄｃ，ｉｑｃから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸の比例演算成分の電圧修正値ΔＶｄ＿ｐ ＊、ｄ軸の積分演算成分の電圧修正値ΔＶｄ＿ｉ ＊、ｑ軸の比例演算成分の電圧修正値ΔＶｑ＿ｐ ＊、ｑ軸の積分演算成分の電圧修正値ΔＶｑ＿ｉ ＊を（数３１）により演算し、出力周波数ω１ ＊および誘導モータ1の電気回路定数を用いて、（数３２）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
ここに、Ｋｐｄ２：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｄ２：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋｐｑ２：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｑ２：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　また、ｄ軸の電流指令ｉｄ ＊＊およびｑ軸の電流検出値ｉｑｃの一次遅れ信号ｉｑｃｔｄおよび周波数指令ωｒ ＊および誘導モータ１の電気回路定数を用いて、（数３３）に示す出力周波数指令ω１ ＊＊と（数３４）に示すベクトル制御演算を行ってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
ここで、ｉｑｃｔｄはｉｑｃを一次遅れフィルタに通した信号である。
　ここまでの第３の実施例においては、周波数推定演算部１３では（数２８）に従い速度推定値ωｒ＾を演算していたが、ｑ軸電流制御で電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。（数３５）に示すように速度推定値ωｒ＾＾を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
ここで、Ｋｐｑ３は電流制御の比例ゲイン、Ｋｉｑ３は電流制御の積分ゲインである。
　さらに、第３の実施例におけるフィードバック制御演算部１１において、（数２８）あるいは（数３５）に従い速度推定値ωｒ＾，ωｒ＾＾を演算していたが、誘導モータ１にエンコーダを取りつけ、エンコーダ信号から速度検出値を演算する方式でも良い。
　図１２は、実施例４に係る電力変換装置の構成図である。
　本実施例は、誘導モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図において、構成要素の符号１、５～１０は、図１のものと同一物である。
　誘導モータ１は、電力変換装置２０により駆動される。電力変換装置２０では、図１の符号５～１０の構成要素はソフトウェア２０ａとして、図１の符号２、３、４の構成要素はハードウェアとして、実装されている。また、デジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの所定の比例ゲインＫｐ１２５と所定の積分ゲインＫｉ１２６を設定・変更することができる。
　本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、Ｖ／ｆ制御や速度センサレスベクトル制御において高効率な運転を実現することができる。また、所定の比例ゲインＫｐ１２５、所定の積分ゲインＫｉ１２６はプログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、制御装置のフィールドバス上で設定してもよい。
　さらに、本実施例では第１の実施例を用いて開示してあるが、第２や第３の実施例であっても良い。
　なお、第１から第４の実施例において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Ｓｉ（シリコン）半導体素子であっても、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
１…誘導モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…Ｖ／ｆ制御演算部、７，７ａ，７ｂ…電圧指令修正演算部、８…位相演算部、９…加算部、１０…座標変換部、１１…フェードバック制御演算部、１２…励磁電流指令修正演算部、１３…周波数推定演算部、２０…電力変換装置、２０ａ…電力変換装置のソフト部、２０ｂ…電力変換装置のデジタル・オペレータ、２１…電流検出器、２２…エンコーダ、２３…ベクトル電流成分の計算部、２４…磁束飽和係数の演算部、２５…所定の比例ゲイン、２６…所定の積分ゲイン、２８…パーソナル・コンピュータ、２９…タブレット、２０…スマートフォン、７２…テーブル、７３…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、７４…設定部、７５…除算部、７６…乗算部、７７…減算部、７８…比例演算部、７９…積分演算部、
Ｇ…磁束飽和係数、ｉｄ ＊，ｉｄ ＊＊…ｄ軸の電流指令、ｉｑ ＊…ｑ軸の電流指令、ωｒ ＊…周波数指令、ω１ ＊…出力周波数、ωｒ…誘導モータの速度、ωｒ＾…速度推定値、ωｓ ＊…すべり周波数指令、Ｖｄｃ ＊，Ｖｄｃ ＊＊，Ｖｄｃ ＊＊＊，Ｖｄｃ ＊＊＊＊…ｄ軸の電圧指令、Ｖｑｃ ＊，Ｖｑｃ ＊＊，Ｖｑｃ ＊＊＊，Ｖｑｃ ＊＊＊＊…ｑ軸の電圧指令、ΔＶｑｃ ＊…ｑ軸の電圧指令修正値、Δｉｄ ＊…ｄ軸の電流指令修正値。

Claims (15)

  1. 　誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、
    　トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、
    　前記電圧指令修正演算部は、トルク軸の電流検出値の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流と、前記磁束軸の電流検出値との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　誘導モータを駆動制御する電力変換装置であって、
    　トルク軸の電流検出値と磁束軸の電流検出値に基づいて、トルク軸の電圧指令を修正する電圧指令修正値を演算する電圧指令修正演算部を備え、
    　前記電圧指令修正演算部は、前記トルク軸の電圧指令と前記トルク軸の電流検出値とを乗算した有効電力の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正有効電力と、前記トルク軸の電圧指令と前記磁束軸の電流検出値とを乗算した無効電力との偏差に基づいて、前記電圧指令修正値を演算することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　誘導モータの出力電圧と出力周波数の比率（Ｖ／ｆ比率）に出力周波数を乗じてトルク軸の電圧指令を演算し、磁束軸の電圧指令を零とするＶ／ｆ制御演算部を備え、
    　前記トルク軸の電圧指令を前記電圧指令修正値で修正することを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　誘導モータの出力電圧と出力周波数の比率（Ｖ／ｆ比率）に出力周波数を乗じてトルク軸の電圧指令を演算し、磁束軸の電圧指令を零とするＶ／ｆ制御演算部を備え、
    　前記トルク軸の電圧指令を前記電圧指令修正値で修正することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記磁束飽和係数は、励磁電流を変化させて測定した誘導モータの複数の相互インダクタンス値と、通常の励磁電流で測定した誘導モータの相互インダクタンス値との比率であることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項５に記載の電力変換装置において、
    　前記磁束飽和係数は、励磁電流に応じたテーブルを参照して、あるいは励磁電流に応じて近似数式での演算により求めることを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項３に記載の電力変換装置において、
    　前記トルク軸の電圧指令の演算は、前記修正トルク電流と前記磁束軸の電流検出値との偏差を零とするように、比例制御と積分制御により演算することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記トルク軸の電圧指令の演算は、前記修正有効電力の絶対値と前記無効電力の絶対値の偏差を零とするように、比例制御と積分制御により演算することを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項７または請求項８に記載の電力変換装置において、
    　前記誘導モータの出力周波数に基づいて、前記比例制御と前記積分制御の制御ゲインを自動修正することを特徴とする電力変換装置。
  10. 　誘導モータの励磁電流指令およびトルク電流指令と、磁束軸およびトルク軸の電流検出値と、速度検出値あるいは速度推定値を用いて、磁束軸およびトルク軸の電圧指令を演算するベクトル制御の電力変換装置であって、
    　前記励磁電流指令および前記トルク電流指令に基づいて、修正励磁電流指令を演算する励磁電流指令修正演算部を備え、
    　前記励磁電流指令修正演算部は、前記トルク電流指令の絶対値に、励磁電流に応じて変化する磁束飽和係数を乗じた修正トルク電流指令に、前記修正励磁電流指令が追従するように前記励磁電流指令を修正することを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１０に記載の電力変換装置において、
    　前記修正励磁電流指令の演算は、前記修正トルク電流指令と前記修正励磁電流指令の偏差を、零とするように比例制御と積分制御により演算することを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１１に記載の電力変換装置において、
    　前記誘導モータの出力周波数に基づいて、前記比例制御と前記積分制御の制御ゲインを自動修正することを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１０に記載の電力変換装置において、
    　前記磁束飽和係数は、励磁電流を変化させて測定した誘導モータの複数の相互インダクタンス値と、通常の励磁電流で測定した誘導モータの相互インダクタンス値との比率であることを特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項１３に記載の電力変換装置において、
    　前記磁束飽和係数は、励磁電流に応じたテーブルを参照して、あるいは励磁電流に応じて近似数式での演算により求めることを特徴とする電力変換装置。
  15. 　請求項７または請求項８または請求項１１に記載の電力変換装置において、
    　デジタル・オペレータ、パーソナル・コンピュータ、タブレット、スマートフォン機器などの上位装置に接続して、前記比例制御あるいは前記積分制御に設定する制御の応答周波数あるいは制御ゲインを設定・変更できることを特徴とする電力変換装置。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11197897A (ja) * 1998-01-13 1999-07-27 Fanuc Ltd プレス機械
JP2010220331A (ja) 2009-03-16 2010-09-30 Nippon Yusoki Co Ltd 誘導電動機の制御装置、制御方法および該制御装置を用いた車両
JP2018182989A (ja) * 2017-04-20 2018-11-15 株式会社日立産機システム 誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置
JP2019041562A (ja) * 2017-08-24 2019-03-14 サンデンホールディングス株式会社 電力変換装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0512155A (ja) * 1991-07-04 1993-01-22 Toshiba Corp 誘導電動機の制御装置
JPH0870598A (ja) * 1994-08-29 1996-03-12 Meidensha Corp 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置
JPH1141995A (ja) * 1997-07-18 1999-02-12 Shinko Electric Co Ltd エンジン駆動発電機の統合制御方法とその装置
JP4613475B2 (ja) * 2003-03-12 2011-01-19 株式会社安川電機 交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び制御装置
JP2010105763A (ja) * 2008-10-29 2010-05-13 Hitachi Ltd 電力変換装置およびそれを用いたエレベータ
JP4797074B2 (ja) * 2009-01-20 2011-10-19 株式会社日立産機システム 永久磁石モータのベクトル制御装置、永久磁石モータのベクトル制御システム、及びスクリュー圧縮器
JP5418961B2 (ja) * 2009-04-09 2014-02-19 富士電機株式会社 誘導電動機の制御装置
JP2010273400A (ja) * 2009-05-19 2010-12-02 Nippon Reliance Kk 誘導電動機制御装置
JP5904729B2 (ja) * 2011-08-18 2016-04-20 日立建機株式会社 モータ制御装置
JP6431788B2 (ja) * 2015-03-05 2018-11-28 株式会社日立産機システム 電力変換装置およびその制御法
JP6419669B2 (ja) * 2015-09-30 2018-11-07 株式会社日立産機システム 電力変換装置およびそのオートチューニング法
TWI654827B (zh) * 2016-09-05 2019-03-21 日商東芝股份有限公司 換流器控制裝置及馬達驅動系統

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11197897A (ja) * 1998-01-13 1999-07-27 Fanuc Ltd プレス機械
JP2010220331A (ja) 2009-03-16 2010-09-30 Nippon Yusoki Co Ltd 誘導電動機の制御装置、制御方法および該制御装置を用いた車両
JP2018182989A (ja) * 2017-04-20 2018-11-15 株式会社日立産機システム 誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置
JP2019041562A (ja) * 2017-08-24 2019-03-14 サンデンホールディングス株式会社 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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