JP2021052363A5 - - Google Patents
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Description
図16に示すように、積分型A/D変換器によりA/D変換を行う場合、先ず、比較器111の入出力間のスイッチSを閉じる。このとき、入力電圧Vinには基準の電圧Vin_0を印加する。通常は、画素101a内のソースフォロワのゲートに画素側の基準電圧を加え、ソースの電圧をVin_0とすることが多い。その際、参照電圧Vrefには、D/A変換器の基準出力電圧を与える。このような状態でスイッチSを開き、入力電圧Vinに明るさを反映した画素101aからの信号を入力する。
即ち、本発明に係るイメージセンサは、自然界に存在する物理量を検出して電気信号に変換するセンサ素子を備える複数の画素が行方向及び列方向に2次元配置された画素部と、CMOSインバータの出力端に抵抗が接続された複数の単位回路が並列接続され、ランプ波を生成する抵抗型デジタル-アナログ変換器と、複数の積分型アナログ-デジタル変換器を備え、前記画素からの信号を前記ランプ波と比較してデジタル信号に変換するアナログ-デジタル変換部とを有する。
前記抵抗型デジタル-アナログ変換器は、抵抗の一端がCMOSインバータの出力端に接続され、抵抗の他端が出力端に接続された単位回路が、上位ビットの数分並列接続された上位ビット変換部と、抵抗の一端がCMOSインバータの出力端に接続され、抵抗の他端が端子間の抵抗に接続された単位回路が下位ビットの数分並列接続された下位ビット変換部を備えていてもよい。
前記単位回路のCMOSインバータのトランジスタは、チャネル長を90nm以下とすることができる。
前記抵抗型デジタル-アナログ変換器は、前記アナログ-デジタル変換部にランプ波を供給する信号線の両端に設けてもよい。
前記抵抗型デジタル-アナログ変換器は、抵抗の一端がCMOSインバータの出力端に接続され、抵抗の他端が出力端に接続された単位回路が、上位ビットの数分並列接続された上位ビット変換部と、抵抗の一端がCMOSインバータの出力端に接続され、抵抗の他端が端子間の抵抗に接続された単位回路が下位ビットの数分並列接続された下位ビット変換部を備えていてもよい。
前記単位回路のCMOSインバータのトランジスタは、チャネル長を90nm以下とすることができる。
前記抵抗型デジタル-アナログ変換器は、前記アナログ-デジタル変換部にランプ波を供給する信号線の両端に設けてもよい。
[A/D変換部5]
A/D変換部5は、抵抗型D/A変換器8からのランプ波と比較することで、画素部1の各画素1aからの画素信号をデジタル信号に変換するものであり、複数の積分型A/D変換器5aで構成されている。
A/D変換部5は、抵抗型D/A変換器8からのランプ波と比較することで、画素部1の各画素1aからの画素信号をデジタル信号に変換するものであり、複数の積分型A/D変換器5aで構成されている。
一方、下位ビットの変換を行う下位ビット変換部は、R-2R抵抗ラダーを用いたバイナリ型D/A変換器で構成することができる。バイナリ型D/A変換器は、抵抗の一端がCMOSインバータの出力端に接続され、抵抗の他端が端子間に設けられた抵抗に接続された単位回路が、下位ビット数分並列接続されている。この場合、抵抗値を図2Aに示す比率とすることで、正確な出力電圧が得られる。上位ビットと下位ビットのビット配分は、用途や仕様に応じて適宜設定することができるが、精度と面積の観点から、両者をほぼ等しいビット数とすることが好ましい。
インバータ81としては、例えば図2Bに示すNMOSとPMOSを備えるCMOSインバータを用いることができる。従来の電流型D/A変換器に用いられるトランジスタは、内部ロジックに用いられる微細なゲートを用いたコアトランジスタではなく、最低1.8Vの耐圧が必要なため、3.3V程度の耐圧のI/Oトランジスタが用いられている。このため、電流型D/A変換器は、面積が大きいだけでなく、容量も大きいため高速動作が困難で消費電力も大きい。
その結果、抵抗型D/A変換器8に流れる電流はx=0.5で最大となり、その最大電流は上記数式1に示した電流型D/A変換器の1/4となる。イメージセンサに用いるD/A変換器は、0から参照電圧VREF間のランプ波を発生させるので、平均電流IAVEは、下記数式7により求められる。
CMOSイメージセンサにおいては、暗いシーンの撮像を高品質にするために、図20に示すように0~50mV程度の信号のみを変換し、場合によってはノイズの低減のために複数回のランプ波の掃引を行い、多数回変換してその平均値を取ることが行われることもある。この場合、その振幅をフルスケールのβ倍とすると,抵抗型D/A変換器の消費電流は、下記数式9で表される。
上記数式9において、例えばβを0.05とすると、β/2は0.025となり、平均電流は上記数式7に示したフルスケールを掃引したときの電流に比べて0.15倍となり、きわめて小さな消費電流になる。
図15に示すように、CMOSイメージセンサにおいては、D/A変換器の出力は空間的に分布した多数の比較器に供給されている。図6はランプ波を発生させるD/A変換器と負荷となる分布RC回路を示す回路図である。負荷回路は、正確には図6に示すように抵抗と容量が分布しているRC分布定数回路になる。このため、D/A変換器の駆動端と開放端では信号が遅延し、振幅の減少が発生する。ここで、単位長さあたりの抵抗をRu、容量をCu、長さをLとすると、RC分布定数回路の基準時定数τは、下記数式10で表される。
以上詳述したように、本実施形態のイメージセンサは、CMOSインバータの出力端に抵抗を接続した単位回路を並列に接続してランプ波を発生させる抵抗型D/A変換器と、画素からの信号とランプ波を比較してデジタル値に変換する複数のA/D変換器で構成されるA/D変換部を備えているため、従来のCMOSイメージセンサに比べて、消費電力を大幅に低減できる。
図10は図9に示す抵抗型D/A変換器28において、ランプ波の電圧の時間変化率が変化するときに一定量のオフセット値を与えた時の出力電圧VDACと容量を有する負荷回路の電圧Voutを示す波形図である。図10に示すように、電圧の時間変化率が変化するときにオフセット電圧Voffに相当する補正値を加えることで、正確なランプ波を発生できることが分かる。
従って、本実施形態のイメージセンサでは、上記数式15により算出されたオフセット電圧Voffを補正値として加えればよい。具体的には、図13に示すように、抵抗型D/A変換器28の出力を基準電圧V1,V2と比較し、そのときの時間情報を出力する比較器21とカウンタ22で構成されるタイムドメインの補正用A/D変換器23を用いてカウンタ値から時刻T1,T2を求める。そして、上記数式15から補正値を算出し、補正論理回路24から必要なオフセット電圧(オフセット値)を出力する。
なお、抵抗型D/A変換器28の入力値を出力する加減算器20に、補正論理回路24で求めた補正値を供給し、再度抵抗型D/A変換器28の出力を基準電圧V1,V2と比較して、補正用A/D変換器23を用いてカウンタ値から時刻T1,T2を求めることにより、漸近的に理想値に近づけた方がより正確であることは言うまでもない。また2つの電圧と2つの時刻を用いずに、1つの電圧と1つの時刻から補正値を算出することも可能であるが、この場合は、比較器のオフセット電圧や遅延による誤差が生じやすい。このため、2つの電圧と2つの時刻を用いる方法の方が正確である。
このように、本実施形態のイメージセンサにおける抵抗型D/A変換器は、ランプ波の電圧の時間変化率が変化するときに一定量のオフセット値を与えることにより、ランプ波の波形歪を低減して、高精度でかつ高速なA/D変換を実現することができる。なお、本実施形態のイメージセンサにおける上記以外の構成及び効果は、前述した第1の実施形態と同様である。
また、前述した第1及び第2の実施形態においては、CMOSイメージセンサを例に説明したが、本発明はこれに限定されるものでなく、他の用途の二次元イメージセンサに対しても適用可能である。更に、本発明のイメージセンサは、赤外線センサ、テラヘルツセンサ、磁気センサ及び圧力センサなどを含む。
1、101 画素部
1a、101a 画素
2、102 垂直制御回路
3、103 ロウアクセス線
4、104 画素信号線
5、105 A/D変換部
5a 積分型A/D変換器
6、106 水平制御回路
7 全体制御回路
8、28 抵抗型D/A変換器
9 クロック回路
10、100 CMOSイメージセンサ
20 減加算器
21、111 比較器
22、112 カウンタ
23 補正用A/D変換器
24 補正論理回路
81 インバータ
82 デコーダ回路
121 デコーダ
122 電流源
123 スイッチ
124 負荷抵抗
125 電源
1a、101a 画素
2、102 垂直制御回路
3、103 ロウアクセス線
4、104 画素信号線
5、105 A/D変換部
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81 インバータ
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