JP2018207780A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】サージ電圧の抑制、および、電力変化装置入力部より流出するノイズの低減を図ることができる電力変換装置。【解決手段】正極導体部材５６４ｐおよび負極導体部材５６４ｎを有する導体は、パワー側端子５６２ｐ，５６２ｎ側に設けられて第１コンデンサが接続される第１接続部５６３ｐ’，５６３ｎ’と、電源側端子５６１ｎ，５６１ｐ側に設けられて前記第２コンデンサが接続される第２接続部５６０ｐ，５６０ｎとを有する。第１接続部５６３ｐ’，５６３ｎ’と第２接続部５６０ｐ，５６０ｎとの導体の配線距離が第１接続部５６３ｐ’，５６３ｎ’とパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎとの導体の配線距離よりも大きくなるように、第１接続部５６３ｐ’，５６３ｎ’は第１コンデンサ５１４の電極面の中央部を基準にして第２接続部５６０ｐ，５６０ｎよりもパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎに近い第１コンデンサ５１４の電極面に接続される。【選択図】 図６

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換しあるいは交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
一般に、電力変換装置は、直流電力を平滑化するコンデンサモジュールと、直流電力と交流電力との間の変換を行うインバータ回路と、インバータ回路を制御するための制御回路とを備えている。近年は、電力変換装置の小型化が求められている。特にハイブリッド自動車や電気自動車の分野においては、車室外のとりわけエンジンルームのできるだけ小さなスペースに搭載されることが望まれており、車両への搭載性を向上させるため、更なる小型化が要求されている。
また、駆動源として用いるモータの運転時間や運転条件（高出力トルク条件）が拡大する傾向にあり、電力変換の大電流化・高電圧化も同時に求められている。これに伴い、インバータ回路を構成するパワー半導体素子がスイッチング動作を行う際に発生する、瞬時の電圧の跳ね上がり（サージ電圧）が顕在化している。
このサージ電圧の大きさは、コンデンサモジュールとパワー半導体素子との間の寄生インダクタンス値と、スイッチング時の電流変化との積に依存している。そのため、特許文献１に記載の技術では、バスバーの低インダクタンス化を図ることによりサージ電圧を抑制するようにしている。また、ノイズ除去用のコンデンサを入力側電源端子に接続することで、電力変換装置に流入するノイズ低減を実現させるようにしている。
特開２０１２−１５２１０４号公報
ところで、上述した車体から電力変換装置に流入するノイズ電流とは別に、サージ電圧の発生に起因する電圧変化がコンデンサモジュールの電源端子に生じ、電力変換装置の入力部より伝導ノイズ・放射ノイズとして流出することで、電源であるバッテリや周辺の電気回路へ悪影響を及ぼすことが懸念される。
本発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、直流電力と交流電力との間の電力変換を行う電力変換部と、直流電源からの直流電力を平滑化するための第１コンデンサと、ノイズを除去するための第２コンデンサと、正極導体部材および負極導体部材を有し、それらの一端が前記電力変換部に接続されると共に他端が前記直流電源に接続される導体と、を備え、前記導体は、前記一端側に設けられて前記第１コンデンサが接続される第１接続部、および、前記他端側に設けられて前記第２コンデンサが接続される第２接続部を有し、前記第１コンデンサは、正極又は負極が形成される電極面を有し、前記第１接続部と前記第２接続部との前記導体の配線距離が前記第１接続部と前記一端との前記導体の配線距離よりも大きくなるように、当該第１接続部は前記電極面の中央部を基準に前記第２接続部よりも前記一端に近い側の前記電極面に接続されることを特徴とする。
本発明によれば、サージ電圧の抑制、および、電力変換装置入力部より流出するノイズの低減を図ることができる。
図１は、本実施の形態の電力変換装置が搭載されるハイブリッド自動車の概略構成を示す図である。 図２は、電力変換装置２００の内、回転電機ＭＧ１の駆動制御に関係する部分の概略構成を示すブロック図である。 図３は、寄生インダクタンスＬ１，Ｌ２とサージ電圧およびノイズ流出との関係を説明する図である。 図４は、サージ電圧を説明する図である。 図５は、ノイズ流出低減を説明する図である。 図６は、第１の例におけるコンデンサモジュール５００の斜視図である。 図７は、導体５６４ｐおよび導体５６４ｎの平面図を個別に図示したものである。 図８は、積層構造におけるインダクタンスを説明する図である。 図９は、第２の例におけるコンデンサモジュール５００の斜視図である。 図１０は、図９に示すコンデンサモジュール５００の正面図である。 図１１は、図９に示すコンデンサモジュール５００を底面側から観た斜視図である。 図１２は、第３の例における導体５６４ｐ、５６４ｎを示す図である。
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。本発明に係る電力変換装置は、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両に搭載される。図１は、本実施の形態の電力変換装置が搭載されるハイブリッド自動車の概略構成を示す図である。
図１に示すハイブリッド自動車では、エンジンＥＧＮおよび回転電機ＭＧ１，ＭＧ２は車両の走行用トルクを発生する。回転電機ＭＧ１，ＭＧ２はモータジェネレータとして機能するものであり、外部から加えられる機械エネルギを電力に変換する。エンジンＥＧＮの出力側及び回転電機ＭＧ２の出力トルクは、動力分配機構ＴＳＭを介して回転電機ＭＧ１に伝達される。動力分配機構ＴＳＭからの回転トルクあるいは回転電機ＭＧ１が発生する回転トルクは、トランスミッションＴＭおよびディファレンシャルギアＤＩＦを介して車輪に伝達される。
回生制動時には、車輪から回転トルクが回転電機ＭＧ１に伝達され、供給される回転トルクに基づいて交流電力を発生する。交流電力は電力変換装置２００により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ１３６を充電し、充電された電力は再び走行エネルギとして使用される。また、高電圧用のバッテリ１３６の蓄電電力が少なくなった場合には、エンジンＥＧＮの回転エネルギが回転電機ＭＧ２により交流電力に変換され、その交流電力を電力変換装置２００により直流電力に変換してバッテリ１３６を充電する。エンジンＥＧＮから回転電機ＭＧ２への機械エネルギの伝達は動力分配機構ＴＳＭによって行われる。
電力変換装置２００は、インバータ回路１４０，１４２、制御回路１７２、ドライバ回路１７４、コンデンサモジュール５００および補機用モジュール３５０を備えている。インバータ回路１４０は、直流電力を回転電機ＭＧ１を駆動するための交流電力に変換するものであり、交流コネクタ１８８により回転電機ＭＧ１に接続されている。インバータ回路１４２は、直流電力を回転電機ＭＧ２を駆動するための交流電力に変換するものであり、交流コネクタ１５９により回転電機ＭＧ２に接続されている。インバータ回路１４０、１４２とバッテリ１３６との間の導体には、インバータ回路１４０、１４２に供給される直流電力を平滑化するためのコンデンサモジュール５００が接続されている。導体は直流コネクタ１３８によりバッテリ１３６と接続されている。
補機用モジュール３５０には、ドライバ回路３５０Ａおよびインバータ回路３５０Ｂが設けられている。ドライバ回路３５０Ａは、制御回路１７２が発生する制御パルスに基づいて、インバータ回路３５０Ｂを制御するための駆動パルスを発生する。インバータ回路３５０Ｂは、バッテリ１３６の直流電力を、補機用モータ１９５を駆動するための交流電力に変換する。その交流電力は、交流端子１２０を介して補機用モータ１９５に出力される。補機用モータ１９５は、例えば、エアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータや、冷却用の油圧ポンプを駆動するための補機用モータ等である。
制御回路１７２は、コネクタ２１を介して上位制御装置（不図示）から入力された指令に基づいて、回転電機ＭＧ１，ＭＧ２、補機用モータ１９５の制御量を演算し、さらにモータとして運転するか発電機として運転するかを演算し、その演算結果に基づいて制御パルスを発生する。各制御パルスは、ドライバ回路１７４および上述した補機用モジュール３５０のドライバ回路３５０Ａに入力される。ドライバ回路１７４は、制御回路１７２の発生する制御パルスに基づいて、インバータ回路１４０，１４２を制御するための駆動パルスをそれぞれ発生する。
図２は、電力変換装置２００の内、回転電機ＭＧ１の駆動制御に関係する部分の概略構成を示すブロック図である。インバータ回路１４０は、スイッチング用パワー半導体素子を複数備えている。本実施の形態では、スイッチング用パワー半導体素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを使用しており、以下略してＩＧＢＴと記す。なお、インバータ回路１４０とインバータ回路１４２は同様の構成となっており、以下ではインバータ回路１４０を例に説明する。
インバータ回路１４０は、出力しようとする交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相に対応して、３つのパワーモジュール３００を備えている。各パワーモジュール３００は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６と、からなる上下アームの直列回路を構成している。各パワーモジュール３００は、各直列回路の中点部分が交流コネクタ１８８を介して回転電機ＭＧ１に接続されている。なお、スイッチング用パワー半導体素子としては金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ（以下略してＭＯＳＦＥＴと記す）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。
制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンへの入力情報としては、回転電機ＭＧ１に対して要求される目標トルク値、各パワーモジュール３００から回転電機ＭＧ１に供給される電流値、及び回転電機ＭＧ１の回転子の磁極位置がある。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。
電流値は、電流センサ１８０による検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、回転電機ＭＧ１に設けられたレゾルバなどの回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では、電流センサ１８０は３相の電流値を検出する場合を例に挙げているが、２相分の電流値を検出するようにし、演算により３相分の電流を求めても良い。
上述のように、制御回路１７２は上位の制御装置からコネクタ２１（図１参照）を介して制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路１４０を構成する各相のパワーモジュール３００の上アームあるいは下アームを構成するＩＧＢＴ３２８やＩＧＢＴ３３０を制御するための制御信号である制御パルスを発生し、ドライバ回路１７４に供給する。
ドライバ回路１７４は、上記制御パルスに基づき、各相のパワーモジュール３００の上アームあるいは下アームを構成するＩＧＢＴ３２８，３３０を制御するための駆動パルスを各相のＩＧＢＴ３２８，３３０に供給する。ＩＧＢＴ３２８，３３０は、ドライバ回路１７４からの駆動パルスに基づき、導通あるいは遮断動作を行い、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、この変換された電力は回転電機ＭＧ１に供給される。
バッテリ１３６とインバータ回路１４０とは２つの導体５６４ｐ，５６４ｎにより接続されている。導体５６４ｐはバッテリ１３６の正極側とインバータ回路１４０の正極側とを接続し、導体５６４ｎはバッテリ１３６の負極側とインバータ回路１４０の負極側とを接続する。バッテリ１３６は、導体５６４ｐ，５６４ｎの電源側端子５６１ｐ、５６１ｎに接続される。インバータ回路１４０は、導体５６４ｐ，５６４ｎのパワー側端子５６２ｐ、５６２ｎに接続される。
平滑用のコンデンサ５１４は、導体５６４ｐ、５６４ｎのコンデンサ端子５６３ｐ、５６３ｎに接続されている。また、電源側端子５６１ｐ、５６１ｎとコンデンサ端子５６３ｐ、５６３ｎとの間のコンデンサ端子５６０ｐ、５６０ｎには、ノイズ除去用のコンデンサ５１５が接続されている。コンデンサ５１５はＹコンデンサとも呼ばれ、コモンモードノイズをグランド５６９に逃がす働きをする。
次いで、本実施の形態におけるサージ電圧を抑制する構成、および、電力変換装置の入力部から流出するノイズを低減する構成について説明する。図３は図２に示したものと同様のブロック図であるが、図３では、サージ電圧およびノイズ流出に関係する導体５６４ｐ，５６４ｎにおける寄生インダクタンスを符号Ｌ１，Ｌ２で示した。
（サージ電圧の抑制）
サージ電圧の発生によってパワー半導体素子が破壊したり、サージ電圧に起因する電力変換装置の寄生容量両端の電圧変化からノイズ電流が発生し、車体へ流出するといった悪影響を及ぼすことが懸念される。また、後述の電力変換装置入力部より流出するノイズにも影響する。図４はサージ電圧を説明する図である。図４において、ＩＧＢＴ３２８のＶceはコレクタ・エミッタ間電圧であり、Ｉcはコレクタ電流である。パワーモジュール３００の上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ端子−エミッタ端子間に発生するサージ電圧△Ｖceは、次式（１）で表される。
△Ｖce＝（Ｌ２＋Ｌｐ）×（ｄｉ／ｄｔ） …（１）
なお、式（１）において、Ｌ２はコンデンサ端子５６３ｐ（５６３ｎ）とパワー側端子５６２ｐ（５６２ｎ）との間の寄生インダクタンス、Ｌｐはパワーモジュール３００の寄生インダクタンス、（ｄｉ／ｄｔ）は上アームＩＧＢＴ３２８のスイッチング時の電流変化である。
本実施の形態では、後述するような構造の導体５６４ｐ、５６４ｎを採用することにより、式（１）における寄生インダクタンスＬ２を低減し、サージ電圧△Ｖceを抑制するようにした。
（電力変換装置入力部から流出するノイズの低減）
次に、図３，５を参照して、電力変換装置入力部より流出するノイズ低減方法について説明する。上述したサージ電圧の発生に伴い、導体５６４ｐ、５６４ｎの電源側端子５６１ｐ、５６１ｎの電圧Ｖbatに電圧変化が生じる。この電圧変化が、電力変換装置入力部より伝導ノイズ・放射ノイズとして流出することで、電源であるバッテリ１３６や周辺の電気回路へ悪影響を及ぼすことが懸念される。
本実施の形態では、この電圧変化を抑制するために、導体５６４ｐ、５６４ｎにおける寄生インダクタンスＬ１、すなわち、ノイズ除去用のコンデンサ５１５のコンデンサ端子５６０ｐ（５６０ｎ）からコンデンサ５１４のコンデンサ端子５６３ｐ（５６３ｎ）までの寄生インダクタンスを増加させるようにした。寄生インダクタンスＬ１によるインピーダンスＺ（＝ｊωＬ１、ｊ：複素数、ω：角速度）は、図５（ａ）のように周波数が高いほど大きくなる。その結果、寄生インダクタンスＬ１は低周波帯域通過フィルタ（ＬＰＦ）として機能することになり、高周波の電圧変化であるサージ電圧に伴う電源側端子５６１ｐ（５６１ｎ）の電圧Ｖbatの変化を遮断する。
以上のように、本実施の形態においては、導体５６４ｐ、５６４ｎにおいて、パワー側端子５６２ｐ（５６２ｎ）からコンデンサ端子５６３ｐ（５６３ｎ）までの寄生インダクタンスＬ２を小さくすると共に、コンデンサ端子５６３ｐ（５６３ｎ）からコンデンサ端子５６０ｐ（５６０ｎ）までの寄生インダクタンスＬ１を大きくすることで、サージ電圧の発生を抑制し、かつ、サージ電圧の発生に伴う電力変換装置入力部からのノイズ流出を低減するようにした。すなわち、Ｌ２＜Ｌ１とのなるように導体５６４ｐ、５６４ｎを構成するようにした。
以下では、上述の条件を満たす導体５６４ｐ、５６４ｎの構造に関して、具体的に説明する。
（第１の例）
図６，７は、導体５６４ｐ、５６４ｎの第１の例を示す図である。図６は、コンデンサモジュール５００の斜視図である。一方、図７は、導体５６４ｐおよび導体５６４ｎの平面図を個別に図示したものである。導体５６４ｐ，５６４ｎは板状の導体であって、ここでは厚さ方向に配置された幅広の表裏両面を主面と呼ぶことにする。
導体５６４ｐは、一端にパワー側端子５６２ｐが、他端に電源側端子５６１ｐが形成されている。また、導体５６４ｐには、コンデンサ５１４の正極側に接続される接続部としてのコンデンサ端子５６３ｐと、コンデンサ５１５の正極側に接続される接続部としてのコンデンサ端子５６０ｐとが形成されている。導体５６４ｐにおいて、領域Ａは、導体５６４ｎの領域Ａの部分と主面同士が対向するように積層される積層領域である。一方、導体５６４ｐの領域Ｂは、導体５６４ｎと積層されない非積層領域である（図６参照）。すなわち、非積層領域Ｂでは、導体５６４ｐ，５６４ｎの主面同士が対向していない。非積層領域Ｂの幅Ｗ２は、積層領域Ａの幅Ｗ１の１／２よりも小さく設定されている。なお、積層領域においては、導体５６４ｐと導体５６４ｎとの電気的絶縁を図るために、絶縁部材（例えば、絶縁紙）５６５が挟持されている。
導体５６４ｎは、一端にパワー側端子５６２ｎが、他端に電源側端子５６１ｎが形成されている。また、導体５６４ｎには、コンデンサ５１４の負極側に接続される接続部としてのコンデンサ端子５６３ｎと、コンデンサ５１５の負極側に接続される接続部としてのコンデンサ端子５６０ｎとが形成されている。導体５６４ｎにおいて、領域Ａは、導体５６４ｐの領域Ａの部分と主面同士が対向するように積層される積層領域であり、領域Ｂは導体５６４ｐと積層されない非積層領域である（図６参照）。
なお、図６では図示を省略したが、コンデンサモジュール５００はコンデンサケースに収納され、そのコンデンサケースには充填材が充填される。
図６に示すように、導体５６４ｐ，５６４ｎは、コンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎとパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎとの間は積層領域Ａとされ、コンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎとコンデンサ端子５６０ｐ，５６０ｎとの間は非積層領域Ｂとされている。図８に示すように、寄生インダクタンスがＬｐ，Ｌｎの導体５６４ｐ，５６４ｎを互いに積層すると、導体５６４ｐ，５６４ｎを流れる電流の向きが逆向きであるため、トータルのインダクタンスＬtotalは、相互インダクタンスＭｐnのために（−２Ｍｐｎ）だけ小さくなる。そのため、図６の積層領域Ａの寄生インダクタンスＬ２は小さくなり、サージ電圧を抑制することができる。
一方、図６の非積層領域Ｂのように導体５６４ｐ，５６４ｎを配置すると、相互インダクタンスＭｐnが非常に小さくなり、トータルのインダクタンスＬtotalは近似的にＬtotal＝Ｌｐ＋Ｌｎのように表される。その結果、積層構造とした場合に比べて寄生インダクタンスＬ１を大きくすることができ、電力変換装置入力部から流出するノイズの低減を図ることができる。
なお、コンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎからパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎまでの長さは、寄生インダクタンスＬ２を小さくする意味からも可能な限り短い方が良い。例えば、符号５６３ｐ’、５６３ｎ’で示すようにコンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎの位置をパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎを近づけるような構成とすることで、寄生インダクタンスＬ２をより小さくすることができ、かつ、寄生インダクタンスＬ１をより大きくすることができる。この場合、コンデンサ端子５６３ｐ’、５６３ｎ’とコンデンサ端子５６０ｐ，５６０ｎとの間においては、導体５６４ｐ，５６４ｎの少なくとも一部が非積層領域Ｂとされることになる。
（第２の例）
図９〜１１は、導体５６４ｐ、５６４ｎの第２の例を示す図である。図９はコンデンサモジュール５００の斜視図であり、図１０は正面図である。また、図１１は、コンデンサモジュール５００を底面側から観た斜視図である。図６の場合と同様に、コンデンサモジュール５００に設けられたコンデンサ５１４は、６つの側面を有する略直方体形状に構成されている。
第２の例では、コンデンサ端子５６３ｐ、５６３ｎとコンデンサ端子５６０ｐ、５６０ｎとの間の導体の長さを長くすることによって、寄生インダクタンスＬ１を大きくしている。そのために、上述した図７においては、導体５６４ｐ、５６４ｎがコンデンサ５１４の１つの側面に沿って設けられていたが、第２の例では、、図１１に示すようにコンデンサ５１４の４つの側面に沿って導体５６４ｐ、５６４ｎを這い回し、導体５６４ｐ、５６４ｎが積層構造とされている部分（積層領域Ａ）の長さを、非積層構造とされている部分（非積層領域Ｂ）の長さよりも短く設定している。具体的には、図１０に示すように、側面Ｓ１に対向する部分は積層構造（積層領域Ａ）とし、側面Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に対向する部分は非積層構造（非積層領域Ｂ）とした。
このように、導体５６４ｐ、５６４ｎをコンデンサ５１４の複数の側面Ｓ１〜４に沿って這い回すことによって、コンデンサモジュール５００の大きさを図７の場合とほぼ同程度に抑えつつ、非積層領域Ｂの長さを長くすることで寄生インダクタンスＬ１をより大きくすることができる。なお、図９〜１１に示す例では、コンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎを積層領域Ａの途中に配置したが、図７の場合と同様に、積層領域Ａの非積層領域側端部に配置しても良い。
図７に示す構成と比較した場合、寄生インダクタンスＬ２は同程度であるが、寄生インダクタンスＬ１は約７．５倍となる。その結果、電源側端子５６１ｐ，５６１ｎにおける電圧の変動は、約１／２に低減した。
（第３の例）
図１２は、第３の例における導体５６４ｐ、５６４ｎを示す図である。第３の例では、寄生インダクタンスＬ１，Ｌ２の大きさをＬ１＞Ｌ２のように設定する方法として、導体断面積を異ならせるようにした。具体的には、コンデンサ端子５６３ｐ、５６３ｎとコンデンサ端子５６０ｐ、５６０ｎとの間の導体５６４ｐ、５６４ｎの断面積（Ｃ２−Ｃ２断面）を、コンデンサ端子５６３ｐ、５６３ｎとパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎとの間の導体５６４ｐ、５６４ｎの断面積（Ｃ１−Ｃ１断面）よりも小さく設定した。断面積の大きさは、幅Ｗ１，Ｗ２や導体厚さを変更することで調整する。
領域Ａ１および領域Ｂ２は導体の延在方向（電流が流れる方向）の長さがほぼ等しいので、各導体５６４ｐ、５６４ｎを単独で考えた場合の寄生インダクタンスＬ１，Ｌ２は、上記のように断面積を設定することによりＬ１＞Ｌ２となる。なお、図１２に示す例では、領域Ａ１においては導体５６４ｐ、５６４ｎは積層構造となっているので、寄生インダクタンスＬ２はさらに小さくなる。
以上説明したように、本実施の形態では、電力変換装置２００に設けられた導体５６４ｐ、５６４ｎは、一端に設けられたパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎがインバータ回路１４０に接続され、他端に設けられた電源側端子５６１ｐ，５６１ｎがバッテリ１３６に接続されるとともに、パワー側端子５６２ｐ，５６２ｎ側に設けられて平滑用のコンデンサ５１４が接続されるコンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎ、および、電源側端子５６１ｐ，５６１ｎ側に設けられてノイズ除去用のコンデンサ５１５が接続されるコンデンサ端子５６０ｐ，５６０ｎを有する。
そして、導体５６４ｐ，５６４ｎは、コンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎとコンデンサ端子５６０ｐ，５６０ｎとの間の寄生インダクタンスＬ１が、コンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎとパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎとの間の寄生インダクタンスＬ２よりも大きくなるように形成されている。
一般に、特許文献１に記載されているように、サージ電圧の発生を抑制するために、導体５６４ｐ，５６４ｎは、導体全体の寄生インダクタンスが小さくなるように構成されている。しかしながら、電力変化装置入力部より流出するノイズを考慮した構成となっていない。すなわち、導体５６４ｐ，５６４ｎの全体の寄生インダクタンスを小さくしただけでは、サージ電圧は低下するが、そのサージ電圧に起因するノイズ流出を抑える効果は期待できない。
そこで、本実施の形態では、まず、サージ電圧の発生原因となるコンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎとパワー側端子５６２ｐ，５６２ｎとの間の寄生インダクタンスＬ２を小さくして、サージ電圧を抑制する。さらに、コンデンサ端子５６３ｐ，５６３ｎとコンデンサ端子５６０ｐ，５６０ｎとの間の寄生インダクタンスＬ１を大きくすることによって、サージ電圧に起因する電力変換装置入力部からのノイズ流出を低減するようにした。
Ｌ１＞Ｌ２となるように設定する方法としては、図６に示すように、導体５６４ｐ，５６４ｎの積層領域Ａでは積層構造とすることで寄生インダクタンスＬ２を小さくし、非積層領域Ｂでは非積層構造とすることで寄生インダクタンスＬ１を大きくする方法がある。また、図１２で説明したように、領域Ｂ１における導体断面積を領域Ａ１における導体断面積より小さくすることで、Ｌ１＞Ｌ２としても良い。さらに、積層・非積層構造と、断面積関係との両方を適用するようにしても良い。
さらに、そのような積層・非積層構造または断面積関係を採用すると共に、図９〜１１に示すように、導体５６４ｐ，５６４ｎをコンデンサ５１４の複数の側面に沿って這い回すことで、領域Ｂ，Ｂ１（非積層部分または断面積の小さな部分）の長さを長くして、寄生インダクタンスＬ１を大きく設定するようにしても良い。
上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。
１３６…バッテリ、１４０…インバータ回路、１５６，１６６…ダイオード、２００…電力変換装置、３００…パワーモジュール、３２８，３３０…ＩＧＢＴ、５００…コンデンサモジュール、５１４，５１５…コンデンサ、５６０ｎ、５６０ｐ，５６３ｎ，５６３ｐ…コンデンサ端子、５６１ｎ、５６１ｐ…電源側端子、５６２ｎ，５６２ｐ…パワー側端子、５６４ｎ…負極導体、５６４ｐ…正極導体、５６５…絶縁部材、Ｌ１，Ｌ２…寄生インダクタンス、ＭＧ１，ＭＧ２…回転電機

Claims (4)

  1. 複数の半導体スイッチング素子を有し、直流電力と交流電力との間の電力変換を行う電力変換部と、
    直流電源からの直流電力を平滑化するための第１コンデンサと、
    ノイズを除去するための第２コンデンサと、
    正極導体部材および負極導体部材を有し、それらの一端が前記電力変換部に接続されると共に他端が前記直流電源に接続される導体と、を備え、
    前記導体は、前記一端側に設けられて前記第１コンデンサが接続される第１接続部、および、前記他端側に設けられて前記第２コンデンサが接続される第２接続部を有し、
    前記第１コンデンサは、正極又は負極が形成される電極面を有し、
    前記第１接続部と前記第２接続部との前記導体の配線距離が前記第１接続部と前記一端との前記導体の配線距離よりも大きくなるように、当該第１接続部は前記電極面の中央部を基準に前記第２接続部よりも前記一端に近い側の前記電極面に接続される電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記導体は、前記正極導体部材および前記負極導体部材が絶縁部材を介して積層される積層構造部と、前記第１接続部と前記第２接続部との間の少なくとも一部においては前記正極導体部材および前記負極導体部材が非積層構造部と、を有し、
    前記第１接続部は、前記積層構造部と接続される電力変換装置。
  3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記第１コンデンサは６つの側面を有する略直方体形状を成し、
    前記導体は、複数の前記側面に沿って這い回されており、
    前記導体の前記複数の側面に沿った長さの内、前記積層構造とされている部分の長さが前記非積層構造とされている部分の長さよりも短い、電力変換装置。
  4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
    前記正極導体部材および前記負極導体部材は、前記第１接続部と前記第２接続部との間における導体断面積が、前記一端と前記第１接続部との間における導体断面積よりも小さい、電力変換装置。
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