JPWO2010044164A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

電力変換装置（１００）は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ（４）と、交流電源（１）からの交流電力を直流電力に変換してインバータ（４）に供給するコンバータ（３）と、交流電源（１）による電力供給が異常である場合において、蓄電池（８）に貯蔵された電力の電圧値を変換して、インバータ（４）に蓄電池（８）からの直流電力を供給する直流電圧変換器（７）と、リアクトルおよびコンデンサを含み、インバータ（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）とを備える。インバータ（４）は、アーム（４ＵＡ）およびＡＣスイッチ（４ＵＢ）からなる３レベル回路を含む。

Description

本発明は、無停電電源装置、太陽光発電システム、燃料電池発電システム、あるいは二次電池エネルギー蓄積システム等の、直流電力から交流電力を出力する電力変換装置に関する。
コンピュータシステム等の重要負荷に交流電力を安定的に供給するための電源装置として、無停電電源装置が広く用いられている。たとえば特開２００６−１０９６０３号公報（特許文献１）に開示されるように、無停電電源装置は一般に、交流電力を直流電力に変換するコンバータ、直流電力を交流電力に変換するインバータ、およびインバータの動作により発生した高調波を除去するためのフィルタを備える。常時にはコンバータは商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換し、蓄電池等の電力貯蔵装置を充電しながらインバータに直流電力を供給する。インバータは直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。商用交流電源が停電した場合には、蓄電池等の電力貯蔵装置からの電力がインバータに供給され、インバータは負荷への交流電力の供給を継続する。
特開２００６−１０９６０３号公報
上記フィルタは、リアクトルおよびコンデンサを含む。高調波が大きい場合には、たとえば大きなインダクタンスを有するリアクトルを用いる必要がある。リアクトルのインダクタンスを大きくするため、たとえばコイルの巻き数を増やすことが考えられるが、リアクタンスの体積および重量が大きくなる。このためリアクトルのインダクタンスを大きくすれば無停電電源装置の体積および重量が大きくなるという問題が発生する。しかしながら特開２００６−１０９６０３号公報には、上記した無停電電源装置の大型化の問題に対する具体的な解決方法は示されていない。
本発明の目的は、小型化および軽量化に適した構成を有する電力変換装置を提供することである。
本発明は要約すれば、電力変換装置であって、変換器と、フィルタと、直流電源と、直流正母線および直流負母線と、第１および第２のコンデンサとを備える。変換器は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成されたマルチレベル回路を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。フィルタは、リアクトルおよびコンデンサを含み、変換器により発生する高調波を除去する。直流電源は、直流電力を発生する。直流正母線および直流負母線は、直流電力を変換器に伝達する。第１および第２のコンデンサは、直流正母線と直流負母線との間に直列に接続される。また、マルチレベル回路は、第１および第２の半導体スイッチング素子と、第１および第２の還流ダイオードと、交流スイッチ回路とを含む。第１および第２の半導体スイッチング素子は、直流正母線と直流負母線との間に直列に接続される。第１および第２のダイオードは、第１および第２の半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される。交流スイッチは、第１および第２のコンデンサの中性点と第１および第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続される。
本発明によれば、電力変換装置の小型化および軽量化を実現できる。
本発明の一実施の形態による無停電電源装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示したコンバータ３、インバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。 図１に示した直流電圧変換器７の構成を詳細に説明する図である。 ２レベル回路により構成された単相インバータを示す図である。 図４に示したインバータ４１の等価回路である。 インバータ４１の線間電圧を示した図である。 図２に示したインバータ４のＵ相アームおよびＵ相ＡＣスイッチ（４Ｕ）とＶ相アームおよびＶ相ＡＣスイッチ（４Ｖ）の等価回路図である。 図７に示した単相３レベルインバータの線間電圧を示した図である。 ２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを１０％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ３レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ２レベルインバータにより生じる高調波電流（図９）の周波数スペクトルを示す図である。 ３レベルインバータにより生じる高調波電流（図１１）の周波数スペクトルを示す図である。 ２レベルインバータの対地電位変動および３レベルインバータの対地電位変動のシミュレーション結果を示す図である。 ２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失のシミュレーション結果を示した図である。 ２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失の内訳を説明する図である。 従来の直流電圧変換器に含まれる半導体スイッチの構成を示す図である。 図３のＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとリアクトル２２に印加される電圧とを示す図である。 本発明の電力変換装置を三相４線式に適用した形態を示す図である。 図２に示したＡＣスイッチの変更例を示す図である。
符号の説明
１ 商用交流電源、２ 入力フィルタ、３ コンバータ、３ＲＡ Ｒ相アーム、３ＲＢ Ｒ相ＡＣスイッチ、３ＳＡ Ｓ相アーム、３ＳＢ Ｓ相ＡＣスイッチ、３ＴＡ Ｔ相アーム、３ＴＢ Ｔ相ＡＣスイッチ、４，４１ インバータ、４ＵＡ，４１Ｕ Ｕ相アーム、４ＵＢ Ｕ相ＡＣスイッチ、４ＶＡ，４１Ｖ Ｖ相アーム、４ＶＢ Ｖ相ＡＣスイッチ、４ＷＡ Ｗ相アーム、４ＷＢ Ｗ相ＡＣスイッチ、５ 出力フィルタ、６ 負荷、７ 直流電圧変換器、８ 蓄電池、１０ 制御装置、１１，１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，１５，１６，１９，１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ コンデンサ、１２，１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１８，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ リアクトル、１３，４２ 直流正母線、１４，４３ 直流負母線、１７ 直流中性点母線、２１，Ｏ 中性点、２２，２２Ｎ，２２Ｐ，４５ リアクトル、２３，４４ 半導体スイッチ、３１，３６ 電圧センサ、３２，３７ 電流センサ、３３ 停電検出回路、１００ 無停電電源装置、ＣＡ，ＣＢ，ＣＣ，ＣＤ コンデンサ、Ｄ１Ｄ〜Ｄ４Ｄ，Ｄ１Ｒ〜Ｄ４Ｒ，Ｄ１Ｓ〜Ｄ４Ｓ，Ｄ１Ｔ〜Ｄ４Ｔ，Ｄ１Ｕ〜Ｄ４Ｕ，Ｄ１Ｖ〜Ｄ４Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ４Ｗ，Ｄ３ｘ，Ｄ４ｘ，ＤＡ，ＤＢ，ＤＣ，ＤＤ ダイオード、Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄ，Ｑ１Ｒ〜Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ〜Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ〜Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗ，Ｑ３ｘ〜Ｑ５ｘ，ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤ ＩＧＢＴ素子、ＲＬ Ｒ相ライン、ＳＬ Ｓ相ライン、ＴＬ Ｔ相ライン、ＵＬ Ｕ相ライン、ＶＬ Ｖ相ライン、ＷＬ Ｗ相ライン。
以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
図１は、本発明の一実施の形態による無停電電源装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。図１を参照して、無停電電源装置１００は、入力フィルタ２と、コンバータ３と、インバータ４と、出力フィルタ５と、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）７と、制御装置１０と、直流正母線１３と、直流負母線１４と、コンデンサ１５，１６と、直流中性点母線１７と、電圧センサ３１，３６と、電流センサ３２，３７と、停電検出回路３３と、Ｒ相ラインＲＬと、Ｓ相ラインＳＬと、Ｔ相ラインＴＬとを備える。
入力フィルタ２は、商用交流電源１への高調波の流出を防止する。商用交流電源１は三相交流電源である。入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
コンバータ３は、商用交流電源１から入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換して、直流正母線１３および直流負母線１４を介してインバータ４にその直流電力を供給する。インバータ４はコンバータ３からの直流電力を三相交流電力に変換する。後述するように、コンバータ３およびインバータ４は３レベル回路により構成される。コンバータ３およびインバータ４は、直流正母線１３、直流負母線１４、および直流中性点母線１７を介して接続される。
コンデンサ１５，１６は直流正母線１３と直流負母線１４との間に直列に接続されて、直流正母線１３と直流負母線１４との間の電圧を平滑化する。コンデンサ１５，１６の接続点である中性点２１には直流中性点母線１７が接続される。
インバータ４からの交流電力は出力フィルタ５を介して負荷６に供給される。出力フィルタ５はインバータ４の動作により生じた高調波を除去する。出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
直流電圧変換器７は、直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧と蓄電池８の電圧とを相互に変換する。なお、直流電圧変換器７には充放電可能な電力貯蔵装置が接続されていればよく、たとえば電気二重層キャパシタが直流電圧変換器７に接続されていてもよい。さらに本実施の形態では、蓄電池８は無停電電源装置１００の外部に設置されているが、蓄電池８は無停電電源装置１００に内蔵されていてもよい。
電圧センサ３１は、Ｒ相ラインの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインの電圧ＶＳおよびＴ相ラインの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出回路３３に出力する。電流センサ３２は、Ｒ相ラインの電流ＩＲ、Ｓ相ラインの電流ＩＳおよびＴ相ラインの電流ＩＴを検出し、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
停電検出回路３３は、電圧センサ３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源１の停電を検出する。停電検出回路３３は、商用交流電源１の停電を示す停電信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３６は蓄電池８の正負極間の電圧ＶＢを検出して、電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流センサ３７は蓄電池８に対して入出力される電流ＩＢを検出して、電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。
制御装置１０は、コンバータ３、インバータ４、直流電圧変換器７の動作を制御する。後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器７は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、本実施の形態では半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。制御装置１０は電圧センサ３１からの三相電圧信号、電流センサ３２からの三相電流信号、停電検出回路３３からの停電信号、電圧センサ３６が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流センサ３７が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。
次に本実施の形態による無停電電源装置１００の動作について説明する。商用交流電源１が正常に交流電力を供給可能である場合、コンバータ３は商用交流電源１からの交流電力を直流電力に変換し、インバータ４はその直流電力を交流電力に変換して負荷６に供給する。直流電圧変換器７はコンバータ３からの直流電圧を蓄電池８の充電に好適な電圧に変換して蓄電池８を充電する。一方、商用交流電源が停電した場合には、制御装置１０は停電検出回路３３からの停電信号に基づいてコンバータ３を停止させる。さらに制御装置１０は蓄電池８からインバータ４に直流電力が供給されるよう直流電圧変換器７を動作させてインバータ４による交流電力の供給を継続させる。この場合、直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧をインバータ４の入力電圧として好適な電圧に変換する。これにより交流負荷に安定して交流電力を供給することができる。
図２は、図１に示したコンバータ３およびインバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。図２を参照して、コンバータ３は、Ｒ相アーム３ＲＡ、Ｒ相ＡＣスイッチ３ＲＢ、Ｓ相アーム３ＳＡ、Ｓ相ＡＣスイッチ３ＳＢ、Ｔ相アーム３ＴＡ、およびＴ相ＡＣスイッチ３ＴＢを含む。インバータ４は、Ｕ相アーム４ＵＡ、Ｕ相ＡＣスイッチ４ＵＢ、Ｖ相アーム４ＶＡ、Ｖ相ＡＣスイッチ４ＶＢ、Ｗ相アーム４ＷＡ、およびＷ相ＡＣスイッチ４ＷＢを含む。
コンバータ３の各相のアーム（３ＲＡ，３ＳＡ，３ＴＡ）およびＡＣスイッチ（３ＲＢ，３ＳＢ，３ＴＢ）は、３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と４つのダイオードとを含む。インバータ４の各相のアーム（３ＵＡ，３ＶＡ，３ＷＡ）およびＡＣスイッチ（３ＵＢ，３ＶＢ，３ＷＢ）は、３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と４つのダイオードとを含む。
詳細には、Ｒ相アーム３ＲＡは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ，Ｑ２ＲとダイオードＤ１Ｒ，Ｄ２Ｒとを含む。Ｒ相ＡＣスイッチ３ＲＢは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｒ，Ｑ４ＲとダイオードＤ３Ｒ，Ｄ４Ｒとを含む。Ｓ相アーム３ＳＡは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ，Ｑ２ＳとダイオードＤ１Ｓ，Ｄ２Ｓとを含む。Ｓ相ＡＣスイッチ３ＲＢは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｓ，Ｑ４ＳとダイオードＤ３Ｓ，Ｄ４Ｓとを含む。Ｔ相アーム３ＴＡは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ，Ｑ２ＴとダイオードＤ１Ｔ，Ｄ２Ｔとを含む。Ｔ相ＡＣスイッチ３ＴＢは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｔ，Ｑ４ＴとダイオードＤ３Ｔ，Ｄ４Ｔとを含む。
Ｕ相アーム４ＵＡは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ，Ｑ２ＵとダイオードＤ１Ｕ，Ｄ２Ｕとを含む。Ｕ相ＡＣスイッチ４ＵＢは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｕ，Ｑ４ＵとダイオードＤ３Ｕ，Ｄ４Ｕとを含む。Ｖ相アーム４ＶＡは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ，Ｑ２ＶとダイオードＤ１Ｖ，Ｄ２Ｖとを含む。Ｖ相ＡＣスイッチ４ＶＢは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｖ，Ｑ４ＶとダイオードＤ３Ｖ，Ｄ４Ｖとを含む。Ｗ相アーム４ＷＡは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ，Ｑ２ＷとダイオードＤ１Ｗ，Ｄ２Ｗとを含む。Ｗ相ＡＣスイッチ４ＷＢは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｗ，Ｑ４ＷとダイオードＤ３Ｗ，Ｄ４Ｗとを含む。
以下では、コンバータ３の各相のアームおよびＡＣスイッチと、インバータ４の各相のアームおよびＡＣスイッチとを総括的に説明するため符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘは直流正母線１３と直流負母線１４の間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点に接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのエミッタはＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのエミッタに接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのコレクタは中性点２１に接続される。ダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ１ｘ，Ｄ２ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘはクランプダイオードとして機能する。
コンバータ３の各相のアーム（３ＲＡ，３ＳＡ，３ＴＡ）およびＡＣスイッチ（３ＲＢ，３ＳＢ，３ＴＢ）においてはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点が交流入力端子に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのコレクタが直流出力端子に対応する。一方、インバータ４の各相のアーム（４ＵＡ，４ＶＡ，４ＴＡ）およびＡＣスイッチ（３ＵＢ，３ＶＢ，３ＷＢ）においてはＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘのコレクタが直流入力端子に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点が交流出力端子に対応する。コンバータ３の各相の交流入力端子は対応する線（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続され、インバータ４の各相の交流出力端子は対応する線（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。コンバータ３の各相の直流出力端子およびインバータ４の各相の直流入力端子は中性点２１に接続される。
図３は、図１に示した直流電圧変換器７の構成を詳細に説明する図である。図３を参照して、直流電圧変換器７は、リアクトル２２と、半導体スイッチ２３とを含む。半導体スイッチ２３は、直流正母線１３と直流負母線１４の間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤ１Ｄ〜Ｄ４Ｄとを含む。
半導体スイッチ２３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄの接続点にリアクトル２２Ｐの一端が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｄ，Ｑ４Ｄの接続点にリアクトル２２Ｎの一端が接続される。リアクトル２２Ｐの他端は蓄電池８の正極に接続され、リアクトル２２Ｎの他端は蓄電池８の負極に接続される。
以上説明したように、本実施の形態による無停電電源装置１００では、コンバータ３、インバータ４が３レベル回路により構成される。従来の電力変換装置では、半導体スイッチング素子の数を少なくする等の目的により、一般にインバータは２レベル回路により構成される。インバータを３レベル回路により構成することで従来の電力変換装置よりも高調波を抑制することができる。
図４は、２レベル回路により構成された単相インバータを示す図である。図４を参照して、インバータ４１は、Ｕ相アーム４１ＵとＶ相アーム４１Ｖとを含む。Ｕ相アーム４１ＵとＶ相アーム４１Ｖとは直流正母線４２と直流負母線４３との間に並列に接続され、かつ互いに同一の構成を有する。Ｕ相アーム４１Ｕは、直流正母線４２と直流負母線４３との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢと、ＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤＡ，ＤＢとを含む。ＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢの接続点にはＵ相ラインＵＬが接続される。Ｖ相アーム４１Ｖは、上記Ｕ相アーム４１Ｕの構成においてＵ相ラインＵＬをＶ相ラインＶＬに置き換えた構成を有している。
直流正母線４２と直流負母線４３との間には、コンデンサＣＡ，ＣＢが直列に接続される。中性点ＯはコンデンサＣＡ，ＣＢの接続点である。コンデンサＣＡの両端の電圧およびコンデンサＣＢの両端の電圧はいずれもＥ／２（Ｅは所定値）である。
図５は、図４に示したインバータ４１の等価回路である。図５を参照して、Ｕ相アーム４１ＵはＵ相ラインＵＬの接続先を直流正母線４２と直流負母線４３との間で切替えるスイッチと等価である。中性点Ｏを接地して考えると、スイッチが動作するとＵ相ラインＵＬの電圧ＶｕはＥ／２と−Ｅ／２との間で切り替わる。Ｖ相ラインＶＬの電圧Ｖｖは電圧Ｖｕと同様に変化する。このように２レベル回路は直流電圧Ｅを２つの値（Ｅ／２，−Ｅ／２）を有する交流電圧に変換する。
図６は、インバータ４１の線間電圧を示した図である。図６を参照して、線間電圧（電圧Ｖｕと電圧Ｖｖとの差分）は、Ｅ，０，−Ｅの間で切り替わる。２レベル回路により構成されたインバータ（２レベルインバータ）では、線間電圧の最小変化幅は電圧Ｅに等しい。
図７は、図２に示したインバータ４のＵ相アームおよびＵ相ＡＣスイッチ（４Ｕ）とＶ相アームおよびＶ相ＡＣスイッチ（４Ｖ）の等価回路図である。図７を参照して、Ｕ相アームおよびＵ相ＡＣスイッチ（４Ｕ）は、直流正母線１３と中性点２１と直流負母線１４との間でＵ相ラインＵＬの接続先を切替えるスイッチと等価である。このスイッチが動作することにより、Ｕ相ラインＵＬの電圧ＶｕはＥ／２，０，−Ｅ／２の間で切り替わる。Ｖ相ラインＶＬの電圧Ｖｖも電圧Ｖｕと同様に変化する。このように３レベル回路は、直流電圧と３つの値を有する交流電圧とを相互に変換可能な回路である。
図８は、図７に示した単相３レベルインバータの線間電圧を示した図である。図７を参照して、線間電圧（電圧Ｖｕと電圧Ｖｖとの差分）は、Ｅ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅの間で切り替わる。３レベル回路により構成されたインバータ（３レベルインバータ）では、線間電圧の最小変化幅はＥ／２に等しい。
図６および図８から、３レベルインバータのほうが２レベルインバータよりも線間電圧の変化幅が小さくなることが分かる。線間電圧の変化幅が小さいほど、インバータの出力電圧の波形が細かく変化するので、その波形を正弦波に近づけることができる。電圧波形が正弦波に近づくほどインバータの動作により発生する高調波を小さくできる。したがって３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波を低減できる。
図９は、２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１０は、２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを１０％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図９および図１０のシミュレーションより、全高調波ひずみ（Total Harmonic Distortion；ＴＨＤ）を比較すると、リアクトルインダクタンスが５％である場合には、ＴＨＤは６．４％であるのに対し、リアクトルインダクタンスを１０％に増やすことによって、ＴＨＤは３．２％に低減した。
ＴＨＤとは高調波成分の実効値和と基本波の実効値との比を表したものである。ＴＨＤが小さいことは高調波成分が小さいことを意味する。図９および図１０は、リアクトルインダクタンスを大きくすることでＴＨＤが小さくなることを示す。しかし高調波成分を小さくするためにリアクトルインダクタンスを大きくしてしまうと、コイルの巻き数を増やす等の必要があり、リアクトルの体積および重量が増加するという問題が発生する。
図１１は、３レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１１および図９を参照して、フィルタリアクトルのインダクタンスが同じであれば、３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波成分を抑制することができることが分かる。図１１に示したシミュレーション結果ではＴＨＤは３．２％であった。
図１２は、２レベルインバータにより生じる高調波電流（図９）の周波数スペクトルを示す図である。図１３は、３レベルインバータにより生じる高調波電流（図１１）の周波数スペクトルを示す図である。図１２および図１３を参照して、周波数によらず３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波を抑制できることが分かる。なお、図１２および図１３の周波数スペクトルはシミュレーションにより得られたものである。シミュレーションでは、インバータに入力される直流電圧は５００Ｖ、負荷は１０ｋＷの３相抵抗負荷、出力電圧（線間電圧）は２０８Ｖｒｍｓとしている。
このように、本実施の形態によれば、インバータを３レベル回路によって構成することで、そのインバータにより生じる高調波を小さくすることができる。これにより、小さなインダクタンスを有するリアクトルをフィルタに用いることができるので、リアクトルの体積および重量を小さくすることができる。したがって本実施の形態によれば電力変換装置の小型化および軽量化を実現できる。
本実施の形態では、インバータを３レベル回路によって構成することにより、さらに以下の効果も得ることができる。電力変換装置では、インバータの入力側直流コンデンサに直流電源として容量の大きい蓄電池等が接続される。インバータが動作した際に対地電位変動が大きくなると、直流回路の大きな浮遊容量によってノイズ発生量が大きくなる。インバータ４を２レベルインバータにより構成すると出力電圧の変化幅が大きくなるので対地電位変動も大きくなる。しかしながら本実施の形態ではインバータ４を３レベルインバータにより構成することで、その出力電圧の変化幅を２レベルインバータの場合に比較して小さくできる。これにより対地電位変動を小さくできるのでノイズ発生量を低減できる。
図１４は、２レベルインバータの対地電位変動および３レベルインバータの対地電位変動のシミュレーション結果を示す図である。シミュレーションでは、インバータに入力される直流電圧を３６０Ｖに設定した。図１４を参照して、２レベルインバータでの対地電位変動は１［ｐ．ｕ］とすると、３レベルインバータでの対地電位変動は０．５［ｐ．ｕ］である。図１４に示されるように、３レベルインバータは対地電位変動を小さくできる。
さらに、本実施の形態によればインバータ４の損失を低減できる。インバータ４の損失とは、具体的には導通損失（ＩＧＢＴ素子およびダイオードの各々の通電時の損失）およびＩＧＢＴ素子のスイッチング損失である。
図１５は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失のシミュレーション結果を示した図である。図１６は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失の内訳を説明する図である。このシミュレーションにおいては、直流入力電圧は６００Ｖ、スイッチング周波数は１０ｋＨｚ、交流出力電圧（線間電圧）は３８０Ｖｒｍｓ、負荷の大きさは２７５ｋＷとしている。なお、２レベルインバータに含まれるＩＧＢＴ素子は１２００Ｖ−６００Ａ品であり、３レベルインバータに含まれるＩＧＢＴ素子は６００Ｖ−６００Ａ品であった。
図１５および図１６を参照して、３レベルインバータの全体の損失は２レベルインバータの全体の損失の６８％となる。この理由はスイッチング損失が低減されるためである。図１５に示すように、スイッチング損失は３レベルインバータのほうが２レベルインバータより小さい（４３％）。この理由は３レベルインバータのほうが２レベルインバータよりも１つの半導体スイッチング素子に印加される電圧を小さくできるためである。
図１６に示すように、２レベルインバータにおいては、スイッチング損失が全体の損失の多くの割合（６３％）を占めている。３レベルインバータはこのスイッチング損失を大幅に低減することができる。したがって、３レベルインバータでは２レベルインバータよりも導通損失が増えるものの全体の損失を２レベルインバータより小さくすることができる。インバータの損失を低減することによって電力変換装置の動作効率を高めることができる。
本実施の形態ではコンバータ３も３レベル回路により構成されているので、インバータ４と同様の効果をコンバータ３によっても得ることができる。具体的には入力フィルタに含まれるリアクトルを小型化することができる。これにより電力変換装置の小型化および軽量化をより一層図ることができる。また、対地電位変動を抑制できるのでコンバータ３によるノイズ発生量も低減できる。また、コンバータ３の損失を低減できるので電力変換装置の動作効率を高めることができる。これらの効果に加え、コンバータ３とインバータ４とで構成部品を共通化できるので、電力変換装置のコストダウンを図ることができる。
さらに、直流電圧変換器７は、従来は、図１７の半導体スイッチ４４に示されるように２個のＩＧＢＴ素子ＱＣ，ＱＤを直列に接続した構成を有していた。図３に示すように、本実施の形態では４個のＩＧＢＴ素子を直列に接続することにより半導体スイッチを構成することでリアクトル２２に流れる電流のリプル成分を低減している。図１７の構成の場合、ＩＧＢＴ素子ＱＣがオン、ＩＧＢＴ素子ＱＤがオフの場合において、リアクトル４５に（Ｅ−ＶＢ）の電圧を印加し、ＩＧＢＴ素子ＱＣがオフ、ＩＧＢＴ素子ＱＤがオンの場合においてリアクトル４５に（−ＶＢ）の電圧を印加する。したがって、スイッチングによるリアクトル電圧差はＥとなる。これに対し、図３の構成では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ３Ｄのみをオンした場合、リアクトル２２に（−ＶＢ）の電圧が印加され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ４Ｄのみをオンした場合、リアクトル２２に（Ｅ−ＶＢ）の電圧が印加されるが、これ以外に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのみオン、あるいはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのみオンするケースがあり、このときリアクトル２２にはＥ／２−ＶＢの電圧が印加される。
図１８にＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ〜Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとリアクトル２２に印加される電圧とを示す。図１８より、直流電圧変換器７がリアクトル２２に印加できる電圧も３レベルを有していることが分かる。図３の構成により、スイッチングによるリアクトル電圧差をＥ／２とすることができ、リアクトル２２に流れる電流のリプル成分を小さくできる。これによりリアクトル２２のインダクタンスを低減してリアクトル２２を小型化できるので、電力変換装置の小型化および軽量化をより一層図ることができる。
本実施の形態では３レベル回路を示したが、インバータ、コンバータ、直流電圧変換器を構成する回路は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値を有する交流電圧または直流電圧とを相互に変換する回路（マルチレベル回路）であればよい。したがって、直流電圧と少なくとも５つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換する５レベル回路をインバータ等に適用することができる。
また本実施の形態では、三相３線式の交流電源および負荷に適用可能な無停電電源装置を示したが、本発明は三相４線式の交流電源および負荷にも適用可能であり、三相４線の場合には、図１９に示すように、コンデンサ１１，１９の中点と、中性点２１とを接続すればよい。また、交流電源および交流負荷は３相のものと限定されず単相のものであってもよい。この場合にはコンバータおよびインバータの各々に２つのマルチレベル回路が含まれていればよい。
また、本実施形態では、蓄電池と直流母線間に直流電圧変換器を適用したが、蓄電池を直流母線の定格運転範囲内で選定できる場合には、直流電圧変換器を省略することがもちろん可能である。
また、本実施形態では、蓄電池を用いた無停電電源装置に本発明の電力変換装置を適用した例を説明したが、マルチレベル回路を用いたフィルタの小型・軽量化、対地電位変動抑制は、太陽光発電システム、燃料電池発電システム、あるいは二次電池エネルギー蓄電システム等の、直流電力から交流電力を出力する電力変換装置に適用可能である。
また、本実施の形態では、ＡＣスイッチ（３ＲＢ，３ＳＢ，３ＴＢ，４ＵＢ，４ＶＢ，４ＷＢ）として、エミッタ同士が接続された２つのＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘと、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘに逆並列接続された２つのダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘとを含むものを用いたが、図２０（ａ）〜（ｃ）に示すように、他の構成のＡＣスイッチを用いてもよい。
図２０（ａ）のＡＣスイッチは、エミッタがノードＮ１に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘと、コレクタがＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのコレクタに接続され、エミッタがノードＮ２に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘに逆並列接続された２つのダイオードＤ３ｘ，Ｄ４ｘとを含む。なお、ノードＮ１は対応する相のライン（ＲＬ，ＳＬ，ＴＬ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬ）に接続され、ノードＮ２は中性点２１に接続される。
図２０（ｂ）のＡＣスイッチは、アノードがノードＮ１に接続されたダイオードＤ３ｘと、コレクタがダイオードＤ３ｘのカソードに接続され、エミッタがノードＮ２に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ４ｘと、エミッタがノードＮ１に接続されたＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘと、カソードがＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのコレクタに接続され、アノードがノードＮ２に接続されたダイオードＤ４ｘとを含む。図２０（ｃ）のＡＣスイッチは、ノードＮ１，Ｎ２間に接続された逆素子ＩＧＢＴ素子Ｑ５ｘを含む。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims (10)

  1. 直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成されたマルチレベル回路（４ＵＡ，４ＵＢ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する変換器（４）と、
    リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    直流電力を発生する直流電源（８）と、
    前記直流電力を前記変換器（４）に伝達するための直流正母線および直流負母線（１３，１４）と、
    前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）とを備え、
    前記マルチレベル回路（４ＵＡ，４ＵＢ）は、
    前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）と、
    前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）にそれぞれ逆並列接続される第１および第２の還流ダイオード（Ｄ１Ｕ，Ｄ２Ｕ）と、
    前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）と前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点との間に接続される交流スイッチ回路（４ＵＢ）とを含む、電力変換装置。
  2. 直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路（４ＵＡ，４ＵＢ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    交流電源からの交流電力を直流電力に変換する第２の変換器（３）と、
    直流電力を発生する直流電源（８）と、
    前記第２の変換器（３）および前記直流電源（８）で生成された直流電力を前記第１の変換器（４）に伝達するための直流正母線および直流負母線（１３，１４）と、
    前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）とを備え、
    前記第１のマルチレベル回路（４ＵＡ，４ＵＢ）は、
    前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）と、
    前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）にそれぞれ逆並列接続される第１および第２のダイオード（Ｄ１Ｕ，Ｄ２Ｕ）と、
    前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）と前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点との間に接続される交流スイッチ（４ＵＢ）とを含む、電力変換装置。
  3. 前記第２の変換器（３）は、前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有する第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含む、請求の範囲第２項に記載の電力変換装置。
  4. 直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路（４ＵＡ，４ＵＢ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    交流電源からの交流電力を直流電力に変換する第２の変換器（３）と、
    前記交流電源による電力供給が異常である場合において、電力貯蔵装置（８）に貯蔵された電力の電圧値を変換して直流電力を生成する第３の変換器（７）と、
    前記第２および第３の変換器（３，７）で生成された直流電力を前記第１の変換器（４）に伝達するための直流正母線および直流負母線（１３，１４）と、
    前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）とを備え、
    前記第１のマルチレベル回路（４ＵＡ，４ＵＢ）は、
    前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）と、
    前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）にそれぞれ逆並列接続される第１および第２のダイオード（Ｄ１Ｕ，Ｄ２Ｕ）と、
    前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）と前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点との間に接続される交流スイッチ（４ＵＢ）とを含む、電力変換装置。
  5. 前記第２の変換器（３）は、前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有する第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含む、請求の範囲第４項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第３の変換器（７）は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する直流電圧とを相互に変換可能に構成された第３のマルチレベル回路（２３）を含む、請求の範囲第４項に記載の電力変換装置。
  7. 前記交流スイッチは、
    コレクタが前記中性点（２１）に接続される第１のトランジスタ（Ｑ４Ｕ）と、
    エミッタが前記第１のトランジスタ（Ｑ４Ｕ）のエミッタに接続され、コレクタが前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点に接続される第２のトランジスタ（Ｑ３Ｕ）と、
    前記第１および第２のトランジスタ（Ｑ４Ｕ，Ｑ３Ｕ）にそれぞれ逆並列接続される第３および第４のダイオード（Ｄ４Ｕ，Ｄ３Ｕ）とを含む、請求の範囲第１項から第６項までのいずれかに記載の電力変換装置。
  8. 前記交流スイッチは、
    エミッタが前記中性点（２１）に接続される第１のトランジスタ（Ｑ４ｘ）と、
    コレクタが前記第１のトランジスタ（Ｑ４ｘ）のコレクタに接続され、エミッタが前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点に接続される第２のトランジスタ（Ｑ３ｘ）と、
    前記第１および第２のトランジスタ（Ｑ４ｘ，Ｑ３ｘ）にそれぞれ逆並列接続される第３および第４のダイオード（Ｄ４ｘ，Ｄ３ｘ）とを含む、請求の範囲第１項から第６項までのいずれかに記載の電力変換装置。
  9. 前記交流スイッチは、
    エミッタが前記中性点（２１）に接続される第１のトランジスタ（Ｑ４ｘ）と、
    カソードが前記第１のトランジスタ（Ｑ４ｘ）のコレクタに接続され、アノードが前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点に接続される第３のダイオード（Ｄ３ｘ）と、
    アノードが前記中性点（２１）に接続される第４のダイオード（Ｄ４ｘ）と、
    コレクタが前記第２のダイオード（Ｄ４ｘ）のカソードに接続され、エミッタが前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点に接続される第２のトランジスタ（Ｑ３ｘ）とを含む、請求の範囲第１項から第６項までのいずれかに記載の電力変換装置。
  10. 前記交流スイッチは、前記中性点（２１）と前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点との間に接続される逆素子ＩＧＢＴ素子（Ｑ５ｘ）を含む、請求の範囲第１項から第６項までのいずれかに記載の電力変換装置。
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