JP2017017822A - 半導体装置および故障検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パワーサイクル試験に基づく寿命予測によって予測される故障時期に対して保つべきマージンよりもマージンを減らし、交換等の保守のサイクルを伸ばす。【解決手段】金属ベース上に実装されたパワーデバイスと、それを駆動するためのドライブ回路とを備える半導体装置の故障検出方法であって、金属ベースとパワーデバイスとの間の熱抵抗の上昇に基づいて、当該半導体装置の故障を事前に検出する。パワーデバイスに対するドライブ回路による駆動の直前と直後において、パワーデバイスの状態を測定する。その測定結果から駆動の前後におけるパワーデバイスの温度の差（温度差）を算出する。前記温度差と、前記駆動の期間内においてパワーデバイスに入力された電力量とに基づいて、金属ベースとパワーデバイスとの間の熱抵抗の上昇を検出し、その上昇の程度に基づいて、当該半導体装置の故障を事前に検出する。【選択図】図１

Description

本発明は、半導体装置および故障検出方法に関し、特に電力用半導体装置の故障を事前に検出する故障検出に好適に利用できるものである。

モータ駆動用パワーモジュールなどの、電力用半導体デバイス（パワーデバイス）を搭載したモジュールでは、パワーデバイスなどの部品が動作中に故障すると、その影響が重大であることが多いため、寿命予測により実際に故障が発生するよりも前に部品を交換するなどの措置が採られる。

特許文献１には、パワーデバイスとして絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）が搭載される、ＩＧＢＴモジュールにおける、パワーサイクル寿命予測方法が開示されている。予め行ったパワーサイクル試験から得られたパワーサイクル寿命カーブと、ＩＧＢＴモジュールに実装される温度センサを使った実測値とを比較して、モジュールの寿命を計算する。パワーサイクル試験では、比較的短時間でＩＧＢＴの接合温度を上昇・下降させる熱ストレスを発生させ、破壊に至るまでの特性の変化を観測してパワーサイクル寿命カーブを得る。特許文献１では、パワーサイクル寿命カーブが温度範囲によって傾きが異なる複数の直線で構成され、変曲点を持つことに着目し、この変曲点を基準として寿命予測を行うことにより、予測の精度を向上することができるとされる。

特開２０１１−１９６７０３号公報

特許文献１について本発明者が検討した結果、以下のような新たな課題があることがわかった。

特許文献１に開示される発明では、パワーサイクル寿命カーブの変曲点に着目することによって寿命予測の精度を向上することができる。しかしながら、寿命そのものはパワーサイクルの回数で予測するため、この発明が適用されるＩＧＢＴモジュールでは、実際の動作における熱ストレスとパワーサイクル試験での熱ストレスの相違を考慮して、十分なマージンを持ってモジュール交換などの保守を行うこととなる。その結果、実際に故障が発生するよりもずっと早い段階でモジュールの交換などが行われることとなる。即ち、パワーサイクル試験と同程度の熱ストレスがかかるＩＧＢＴモジュールにとっては、上記のマージンは適切であっても、それよりも負荷が軽いためにかかる熱ストレスが軽いＩＧＢＴモジュールにとっては、過剰なマージンとなっていることになる。

このような課題を解決するための手段を以下に説明するが、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、下記の通りである。

すなわち、放熱用の金属ベース上に実装されたパワーデバイスと、それを駆動するためのドライブ回路とを備える半導体装置の故障検出方法であって、金属ベースとパワーデバイスとの間の熱抵抗の上昇に基づいて、当該半導体装置の故障を事前に検出する。パワーデバイスに対するドライブ回路による駆動の直前と直後において、パワーデバイスの状態を測定する。その測定結果から駆動の前後におけるパワーデバイスの温度の差（温度差）を算出する。前記温度差と、前記駆動の期間内においてパワーデバイスに入力された電力量とに基づいて、金属ベースとパワーデバイスとの間の熱抵抗の上昇を検出し、その上昇の程度に基づいて、当該半導体装置の故障を事前に検出する。

前記一実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、パワーデバイスの正常な実装状態が損なわれて故障する直前の状態を直接的に検知することができるので、半導体装置の寿命を実質的に伸ばすことができる。パワーサイクル試験等に基づく寿命予測によって予測される故障時期に対して保つべきマージンよりも、少ないマージンで済み、交換等の保守のサイクルを伸ばすことができる。

図１は、実施形態１に係る半導体装置（パワーモジュール）の故障検出方法を示すフローチャートである。 図２は、故障検出の対象である半導体装置（パワーモジュール）の構成を示す模式的ブロック図である。 図３は、実施形態２に係る半導体装置（パワーモジュール）の構成例を示すブロック図である。 図４は、本実施形態２に係る半導体装置（パワーモジュール２）の実装例を示す模式的な断面図である。 図５は、制御回路４の構成例を示すためのブロック図である。 図６は、温度センサと測定回路とＡＤＣの構成と接続を模式的に例示する回路図である。 図７は、電流センサと測定回路とＡＤＣの構成と接続を模式的に例示する回路図である。 図８は、ＩＧＢＴのオフ電圧を測定するための測定回路とＡＤＣの構成と接続を模式的に例示する回路図である。 図９は、ＩＧＢＴのオン電圧を測定するための測定回路とＡＤＣの構成と接続を模式的に例示する回路図である。 図１０は、実施形態３に係る入力電力Ｐｚの測定動作を示すタイミングチャートである。 図１１は、各種測定パラメータのキャプチャタイミングを示す説明図である。 図１２は、ＩＧＢＴの電気的特性から温度差を求める動作例を示すタイミングチャートである。 図１３は、異常を検出した後のパワーモジュールの動作例を示す、フローチャートである。 図１４は、実施形態１に係る半導体装置（パワーモジュール）の故障検出方法の効果の一例を示す説明図である。

実施の形態について詳述する。なお、発明を実施するための形態を説明するための全図において、同一の機能を有する要素には同一の符号を付して、その繰り返しの説明を省略する。

〔実施形態１〕
代表的な実施の形態は、熱抵抗の上昇によるパワーモジュールの故障検出方法である。

図１は実施形態１に係る半導体装置（パワーモジュール）の故障検出方法を示すフローチャートであり、図２は故障検出の対象であるパワーモジュールの構成を示す模式的ブロック図である。

パワーモジュール２は、放熱用の金属ベース３１上に実装されたパワーデバイスＱと、パワーデバイスＱを駆動するためのドライブ回路３とを備える。パワーデバイスＱは、ドライブ回路３から入力される駆動信号に基づき、電源（不図示）から供給される電力を使って、負荷（不図示）を大電力で駆動する。パワーモジュール２では、採用される駆動方式に応じて、１個または複数個のパワーデバイスＱを使って、負荷を駆動する回路が構成されている。パワーデバイスＱは、例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、バイポーラトランジスタ、その他、駆動信号に基づいて負荷を大電力で駆動することができる素子である。パワーデバイスＱは、負荷を駆動する際の電力損が熱に変わることによって発熱する。パワーデバイスＱは、放熱の為に金属ベース３１に密着して実装されており、電力損によって発生した熱は、金属ベース３１へ伝導されて放出される。

ここで、電力損とは、電源（不図示）からパワーデバイスＱに入力される電力のうち、負荷に供給されずにパワーデバイスＱ内で熱に変わる電力である。例えば、極めて単純なモデルでは、電力損Plossは、電源から入力された入力電力Pinと負荷効率ηから、Ploss=Pin×(１−η）と算出される。負荷効率ηは、電源からの入力電力Pinのうち負荷に供給される電力の比率として定義されるので、上の式は自明である。即ち、負荷効率ηの変動が十分に小さいときには、電力損Plossはパワーデバイスに入力された電力Pinに比例する。

パワーデバイスＱと金属ベース３１の間には熱抵抗が存在する。パワーデバイスＱでは、一般に、半導体素子がパッケージ基板上に実装されて構成されている。熱抵抗を規定する要因には、パワーデバイスＱにおける半導体素子とパッケージ基板との接着状態が含まれている。特に、半導体素子が縦型である場合には、半導体基板の裏面に設けられた電極と、パッケージ基板上の配線金属との間が、はんだ付けなど方法により、電気的な導電性と熱的な伝導性とをともに良好に保つように接着されている。さらにパワーデバイスＱのパッケージとパワーモジュール２の基板との間も、はんだ付けなど方法により接着されて、熱抵抗を規定する要因に含まれる場合もある。パワーモジュール２の寿命による故障には、これらのはんだ付けがパワーサイクルによって劣化し最終的には剥がれて故障に至る故障モードがあることが知られている。上述の特許文献１等に開示されている従来技術は、パワーサイクルに基づいてこの故障モードによる寿命を予測するものである。本願の発明者は、これに代えて、パワーデバイスＱと金属ベース３１との間の熱抵抗の上昇を検知し、これに基づいてパワーモジュール２の故障を事前に検出する方法を考案した。

そのパワーモジュール２の故障検出方法は、例えば、図１に示すフローチャートによって実現することができる。

駆動期間のドライブ回路３によるパワーデバイスＱの駆動（Ｓ２）の直前と直後において、パワーデバイスＱの状態を測定し（Ｓ１，Ｓ３）、その測定の結果からパワーデバイスＱの前記駆動の前後における温度差ΔＴを算出する（Ｓ４）。温度差ΔＴと、前記駆動期間にパワーデバイスＱに入力された電力（入力電力）Ｐｘ，Ｐｚとに基づいて、金属ベース３１とパワーデバイスＱとの間の熱抵抗の上昇を検出する（Ｓ５）。検出された、金属ベース３１とパワーデバイスＱとの間の熱抵抗の上昇に基づいて、パワーモジュール２の故障を事前に検出する（Ｓ６）。

ここで、パワーデバイスＱの状態とは、パワーデバイスＱの温度に依存するパラメータであれば任意である。温度そのものであってもよく、パワーデバイスＱの電気的特性パラメータであってもよい。例えば、パワーデバイスＱがＩＧＢＴであるときは、オン電圧や内蔵ダイオード電圧、閾値電圧とすることができる。ＭＯＳＦＥＴであるときのオン電圧や閾値電圧、バイポーラトランジスタであるときのオン電圧やベースエミッタ間の順方向電圧、電流増幅率などであってもよい。

パワーデバイスＱに対するドライブ回路３による駆動（Ｓ２）は、その駆動期間のパワーデバイスＱにおける電力損が実測または推定することができるような駆動であれば任意である。例えば、所定の期間（駆動期間）内に所定の振幅、周波数、デューティ比を持つ駆動信号によってパワーデバイスＱを駆動することにより、パワーデバイスＱへの入力電力Ｐｘを求めることができる。上記駆動期間を比較的短い時間とすれば、その期間における負荷の変動、及び負荷効率の変動は十分に小さいことが期待されるので、パワーデバイスＱの電力損は入力電力Ｐｘに比例するからである。図１のフローチャートでは、パワーデバイスの駆動（Ｓ２）に入力電力Ｐｘが入力される方向の矢印で、この実施形態が表現されている。一方、パワーデバイスＱに対するドライブ回路３による駆動（Ｓ２）を任意の期間として、その期間にパワーデバイスＱに入力された電力を実測することによって、入力電力Ｐｚを求めることもできる。入力された電力は、パワーデバイスＱに印加されている電圧と流れる電流との積によって算出することができる。その期間が十分に短い期間であれば、その期間における負荷の変動、及び負荷効率の変動は十分に小さいことが期待されるので、パワーデバイスＱの電力損は入力電力Ｐｚに比例する。図１のフローチャートでは、パワーデバイスの駆動（Ｓ２）から入力電力Ｐｚが出力される方向の矢印で、この実施形態が表現されている。

熱抵抗の算出（Ｓ４）は、パワーデバイスＱと金属ベース３１との間の熱抵抗を定量的に算出することを要件とするものではなく、後段の判定ステップ（Ｓ５）と合せて、熱抵抗が規定値を超えたことを検知することができれば足りる。パワーデバイスＱと金属ベース３１との間の熱抵抗θは、パワーデバイスＱと金属ベース３１の温度差ΔＴをパワーデバイスＱの電力損Plossで割って算出される。

θ＝ΔＴ／Ploss

駆動前と駆動後のパワーデバイスＱの温度をＴ１とＴ２とする。金属ベース３１は十分に大きな熱容量を持っており、駆動前と駆動後で温度が変わらないものとすると、その温度は駆動前のパワーデバイスＱの温度をＴ１と等しい。そのため、駆動前後のパワーデバイスＱの温度差Ｔ２−Ｔ１を使って、熱抵抗θを求めることができる。ここで、温度差ΔＴは、パワーデバイスＱに温度センサを内蔵または隣接して設置して、温度Ｔ１，Ｔ２を直接測定することによって求めることができる。一方、温度差ΔＴは、パワーデバイスＱの温度Ｔ１，Ｔ２を実測する以外に、パワーデバイスＱの電気的特性から算出することもできる。半導体素子の多くの電気的特性は温度依存性を有するので、駆動前と駆動後のパワーデバイスＱの電気的特性を測定することによって、温度差ΔＴを推定または算出することができる。このとき、温度差ΔＴを定量的に算出する必要はなく、例えば温度差ΔＴに比例する数値で代替してもよい。あくまでも、熱抵抗θが規定値を超えたことを検知することができれば足りるからである。半導体素子の電気的特性の多くは、exp(-kT/q)（但しexpは自然対数の指数、kはボルツマン定数、qは電子の電荷量、Tは絶対温度）の項を持つので、温度差ΔＴ＝Ｔ２−Ｔ１は、電気的特性の比（exp(-kT2/q)/exp(-kT1/q)=exp(-k(T2-T1)/q)）から算出される何らかの値で代替してもよい。

図１に示すように、熱抵抗を算出し（Ｓ４）、その値を規定値と比較する（Ｓ５）ことによって、熱抵抗が上昇したことを検知し、異常検知、即ち故障の事前検出（Ｓ６）とすることができる。そのときの規定値は、実験的または理論的、或いは両方を併用して規定することができる。これに対して上述のように、温度差に代えて温度差を示すことができる何らか指標を用い、電力損に代えて入力電力を用いて、熱抵抗そのものではなく熱抵抗を示す別の数値を算出するようにした場合には、その数値に応じた規定値を、実験的または理論的、或いは両方を併用して規定する。これにより、熱抵抗θを定量的に算出することなく、熱抵抗θが規定値を超えたことを検知することができる。

パワーモジュール２は、図２に示すように、パワーデバイスＱと金属ベース３１とドライブ回路３の他に、パワーデバイスＱに内蔵または隣接して設置されたセンサＳと、測定回路５及び制御回路４を備えて構成されるとよい。センサＳは、実測が必要なパラメータに限って設けられても良いし、故障検出以外の目的のために設けられる別のセンサと共用されてもよい。パワーデバイスＱの温度を実測する場合には、温度センサＳは、パワーデバイスＱに内蔵され、または、パワーデバイスＱのパッケージに接触して設置される。内蔵される温度センサは、例えば、パワーデバイスＱと同一の半導体チップ上に形成される接合ダイオードである。同一半導体チップ上に形成されることによって、パワーデバイスＱの接合温度を正確に測定することができる。パワーデバイスＱに流れる電流を測定するときには、例えば、電流経路に沿って配置されるＧＭＲ（Giant Magneto-Resistance）センサなどの磁気センサを実装する。測定用の抵抗又はトランスを電流路に挿入しても良い。パワーデバイスＱに印加される電圧の測定には、特別なセンサは不要である。測定回路５は搭載されるセンサＳに応じて設計された回路で、センサにバイアス電圧、バイアス電流などの必要な電源を供給し、測定値の増幅、レベル変換などを行う。制御回路４は、通常動作では外部からの指示に応じてドライブ回路３を介してパワーデバイスＱを駆動する。例えば、パワーモジュール２の負荷がモータであるとき、その回転数を変えるための指示が外部から与えられると、それに応じて、ドライブ回路３を介してパワーデバイスＱを駆動する駆動信号の振幅、周波数、デューティ比などを調整する。制御回路４は、さらに、過電流や過電圧、過熱などの異常を検知する機能を備えていてもよい。本実施形態１における制御回路４には、これらの通常動作のための機能に加えて、図１のフローチャートに示される故障検出動作を実行するための機能が追加される。過電流や過電圧、過熱などの異常を検知するためのセンサ、測定回路は、本実施形態１に必要なセンサ、測定回路と兼用してもよい。

これにより、パワーデバイスＱの正常な実装状態が損なわれて故障する直前の状態を直接的に検知することができるので、半導体装置（パワーモジュール２）の寿命を実質的に伸ばすことができる。パワーサイクル試験を使った寿命予測に基づいて実際の故障時期に対して保つべきマージンよりも少ないマージンで済み、交換等の保守のサイクルを伸ばすことができる。

本実施形態１に係る半導体装置（パワーモジュール）の故障検出方法の効果について、さらに詳しく説明する。図１４は、その一例を示す説明図である。横軸は出荷直後から故障に至るまでのパワーサイクル数であり、縦軸はパワーデバイスＱと金属ベースの間の熱抵抗の逆数である。実線は実際のパワーモジュール２における熱抵抗の変化の履歴を示したものであり、破線はパワーサイクル試験に基づいた寿命予測カーブを示したものである。実際のパワーモジュール２における熱抵抗（実線）は、負荷が重い期間には急峻に劣化し、負荷が軽い期間には徐々に劣化する。実際に故障に至るパワーサイクル数をＮｅｒとして示す。一方、パワーサイクル試験に基づいた寿命予測カーブ（破線）は、非常に重い負荷を想定し、常時その負荷がかかっていることを前提としたものである。このときの故障に至るパワーサイクル数をＮｅｂとして示す。パワーサイクル試験に基づく寿命予測では、故障に至る予想されるパワーサイクル数Ｎｅｂに対して、所定のマージンを加えた基準のパワーサイクル数Ｎａｂを規定して、故障に至る前に警告を発する。例えば、予測されたパワーサイクル寿命Ｎｅｂに対して、警告レベルＮａｂ＝Ｎｅｂ×マージンによって求める。上述の特許文献１には、寿命予測カーブを１本の直線で近似するのではなく、変曲点を持つ複数の直線で近似するので、予測精度が向上されるが、あくまでもパワーサイクル数に基づいた予測であって、実際のパワーモジュール２の劣化のカーブ（実線）とは乖離があるものと考えられる。どの程度の負荷でどの程度の期間、動作していたのかが不明であるからである。

これに対して、本実施形態１に示したように、熱抵抗の上昇を検知することによって異常を検知して警告を発するようにすると、両矢印で図示されるように、パワーサイクル試験で求めた寿命予測カーブに基づく警告レベルＮａｂよりも警告を遅らせることができる。一般に、パワーサイクル試験では通常動作よりも重い負荷を想定するので、この試験で求めた寿命予測カーブ（破線）は、通常は実際の熱抵抗の劣化のカーブ（実線）よりも大きな角度で低下して故障に至ると考えられるからである。これにより、故障の直前までパワーモジュール２を稼働させることができ、交換等の保守のサイクルを伸ばすことができる。

また、何らかの原因で、実際の熱抵抗の劣化のカーブが、パワーサイクル試験で求めた寿命予測カーブよりも急峻に劣化し、パワーサイクル数がＮａｂに達する以前に故障に至る場合には、パワーサイクル試験に基づく寿命予測では、故障を事前に検出して警告することはできない。これに対して、本実施形態１の故障検出方法では、現実の故障よりも前に、警告を発することができる。熱抵抗の上昇が急であっても、規定値を超える判定（図１のＳ５）は現実の故障より前に必ず行われるからである。

〔実施形態２〕
より具体的な実施の形態として、パワーモジュール２を例えばモータなどの負荷（Ｌｏａｄ）１２を制御・駆動するインバータ回路とした例について説明する。

図３は、本実施形態２に係る半導体装置（パワーモジュール２）の構成例を示すブロック図である。なお、信号線は１本または複数本の信号配線によって形成されるが、ブロック図ではバス表記は省略されている。本願の他のブロック図や回路図についても同様である。パワーデバイスに付す符号は、個々のデバイスを区別して指すときには「Ｑ」に続く文字を添えて表し、１個または複数個のパワーデバイスを総体として指すときには、「Ｑ」を用いる。この他、ダイオードを指す「Ｄ」、センサを指す「Ｓ］についても同様である。なお、センサＳに関しては、さらに温度センサ「Ｓｔ」と電流センサ「Ｓｃ」と電圧センサ「Ｓｖ」についても同様に、個々のセンサを区別して指すときには「Ｓｔ」、「Ｓｃ」または「Ｓｖ」に続く文字を添えて表し、１個または複数個の温度センサ、電流センサまたは電圧センサを、それぞれ総体として指すときには、「Ｓｔ」、「Ｓｃ」または「Ｓｖ」を用いる。

パワーモジュール２は、３相交流電源１１、ダイオードＤ＿１〜Ｄ＿６による整流回路から供給される、整流された直流電源（正極がＰ、負極がＮ）に接続され、３相の信号Ｕ、Ｖ、Ｗによって負荷１２を駆動する。整流された電源には、ＩＧＢＴ（Ｑ１）とダイオードＤ＿７による保護回路が付加されている。パワーモジュール２には、制御ＭＣＵ（Micro-Controller Unit）８が搭載された制御基板９が接続され、ユーザからの指示に応じて負荷１２を駆動する。ここで、「ユーザからの指示」は、何らかの方法で与えられる指示であり、例えば、図示されないユーザインターフェースを介した人による指示、他の装置からの指示、または、予めプログラムされた指示などである。予めプログラムされた指示は、制御基板９が予め与えられたプログラムに従って自律的に制御するように構成することによって実現される。制御基板９には、制御ＭＣＵ８に接続されるネットワークインターフェース１３が搭載されてもよい。ネットワークインターフェース１３は、外部のネットワーク１４と接続されて通信を行う。ネットワーク１４は任意であって、例えば、ＣＡＮ（車載ネットワーク；Controller Area Network）、工場内のＬＡＮ（Local Area Network）、或いは、インターネットであってもよい。

パワーモジュール２は、６個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）からなるＩＧＢＴモジュール１と、ドライブ回路３と制御回路４と測定回路５を備える。ＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）にはそれぞれ保護ダイオードＤｕｈ，Ｄｖｈ，Ｄｗｈ，Ｄｕｌ，Ｄｖｌ，Ｄｗｌが接続され、センサＳｕｈ，Ｓｖｈ，Ｓｗｈ，Ｓｕｌ，Ｓｖｌ，Ｓｗｌが配置されている。センサＳｕｈ，Ｓｖｈ，Ｓｗｈ，Ｓｕｌ，Ｓｖｌ，Ｓｗｌは、例えば温度センサであって、各ＩＧＢＴと同一チップ上に形成されたＰＮ接合ダイオードである。温度センサは必ずしもＩＧＢＴに内蔵されている必要はなく、各ＩＧＢＴに張り付けられるディスクリート部品であってもよい。センサＳｕｈ，Ｓｖｈ，Ｓｗｈ，Ｓｕｌ，Ｓｖｌ，Ｓｗｌは、例えば、各ＩＧＢＴのコレクタ電流を測定するためのＧＭＲセンサであってもよい。また、温度センサとＧＭＲセンサの両方が搭載されても良い。

６個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）は、正極Ｐに接続されるハイサイドの３個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ）と負極Ｎに接続されるロウサイドの３個のＩＧＢＴ（Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）とに分けられる。負荷１２を駆動するための３相の信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、それぞれ２個のＩＧＢＴで構成されるインバータで駆動される。信号Ｕは、ＱｕｈとＱｕｌの２個のＩＧＢＴで構成されるインバータで駆動され、信号Ｖは、ＱｖｈとＱｖｌの２個のＩＧＢＴで構成されるインバータで駆動され、信号Ｗは、ＱｗｈとＱｗｌの２個のＩＧＢＴで構成されるインバータで駆動される。各ＩＧＢＴのゲート電極はドライブ回路３によって、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号で駆動される。６個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）は、それぞれが複数のＩＧＢＴの並列接続で構成されて、全体が６の倍数の個数のＩＧＢＴを含んで構成されても良い。

センサＳｕｈ，Ｓｖｈ，Ｓｗｈ，Ｓｕｌ，Ｓｖｌ，Ｓｗｌには、適切な測定回路５が接続され、測定結果が制御回路４に入力される。ドライブ回路３と制御回路４にはそれぞれカプラー１０＿１と１０＿２が接続されており、制御基板９上の制御ＭＣＵ８と通信することができる。カプラー１０＿１と１０＿２は、例えばフォトカプラであって、パワーモジュール２と制御基板９とを電気的に分離することができる。一方、制御基板９上の制御ＭＣＵ８などをパワーモジュール２内に取り込んでもよい。このときはカプラー１０＿１と１０＿２は、不要とすることができる。

図４は、本実施形態２に係る半導体装置（パワーモジュール２）の実装例を示す模式的な断面図である。

パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑは、その裏面をはんだ３２により絶縁基板３３上に形成された金属パターン３４に電気的に接続されている。パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑは、図３に示される６個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）に対応するが、図４は電気的な接続関係を正確に反映するものではない。パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑの表面に形成された電極にはボンディングワイヤ３６で配線されている。絶縁基板３３の裏面の金属パターン３４は、金属ベース３１にはんだ付けされ、金属ベース３１にはヒートシンク３０が取り付けられている。筐体３７内には、電源線Ｐ，Ｎなどが配線されており、ボンディングワイヤ３６などによって、パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑへ電源供給がされている。ドライブ回路３と制御回路４はそれぞれ集積回路であり、回路基板３５上に実装される。回路基板３５とパワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑとの間には、駆動信号やセンサと測定回路５との間の配線がされているが、そのような他の配線は図示が省略されている。なお、金属ベース３１が十分な放熱性能を持つ場合には、ヒートシンク３０は省略される。または、ヒートシンク３０が金属ベース３１として機能するように構成されても良い。

パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑで発生した熱は、はんだ３２、絶縁基板３３及びその表裏面に形成された金属パターン３４、裏面の金属パターン３４と金属ベース３１との間のはんだ、金属ベース３１、及び、金属ベース３１とヒートシンク３０との間の接着層を介して、ヒートシンク３０に伝導する。パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑから金属ベース３１までの熱伝導径路に熱抵抗が存在する。パワーモジュール２の故障のうち、パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑの裏面のはんだ３２が剥がれることによる故障モードが、パワーサイクルに伴う寿命による故障として顕著である。このとき、はんだ３２が剥がれると、パワーデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑの電気的導通が損なわれ、パワーモジュール２の機能が失われる。パワーサイクルに伴う寿命による故障に至る過程では、はんだ３２が徐々にはがれ、熱抵抗は徐々に増加する。本実施形態２では、従来のパワーサイクルの回数に基づく寿命予測に代えて、熱抵抗の増加を監視して、主にはんだ剥がれによる故障を事前に検知する。

実施形態１で説明した故障検出方法は、主に、制御回路４の機能として実現される。

図５は、制御回路４の構成例を示すためのブロック図である。制御回路４は、ＣＰＵ２０、フラッシュＲＯＭ２１、ＲＡＭ２２、シリアルインターフェース２３、入出力ポート２４及びＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）６＿１〜６＿３が、バス２６を介して互いに接続されている。シリアルインターフェース２３は、上位ＭＣＵである制御ＭＣＵ８と接続されてシリアル通信を行うための通信インターフェースである。制御ＭＣＵ８は、ドライブ回路が出力する駆動信号を生成するための、パルス幅変調信号を供給する。制御回路４内に、例えばバス２６に接続されるパルス幅変調回路モジュールを内蔵して、ドライブ回路３に接続可能とする構成に変更しても良い。Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）６＿１〜６＿３は、測定回路５＿１〜５＿３を介してそれぞれ温度センサＳｔ、電流センサＳｃ、電圧センサＳｖに接続され、測定値をディジタル値に変換する。図５には、センサと測定回路とＡＤＣがそれぞれ３個ずつ図示されているが、これは模式的な表現であって、実際に実装される個数は任意である。例えば、温度センサＳｔは、図３に例示される６個のＩＧＢＴそれぞれに対応して１個ずつ設け、合計６個実装されてもよい。このとき、測定回路とＡＤＣは各温度センサに対応してそれぞれ６個設けてもよいし、１個のＡＤＣを設けマルチプレクサを追加するなどして時分割で動作させてもよい。電流センサＳｃ及びそれに対応する測定回路５＿２及びＡＤＣ６＿２の個数についても同様である。電圧センサＳｖは、必ずしも部品としてのセンサを意味するものではないのは、上述と同様であるが、測定回路５＿３とＡＤＣ６＿３の個数については、温度センサＳｔについての説明と同様に任意である。即ち、図３に例示される６個のＩＧＢＴそれぞれに対応して１個ずつ設け、合計６個実装されてもよいし、１個のＡＤＣを設けマルチプレクサを追加するなどして時分割で動作させてもよい。

図６は、図５の温度センサＳｔと測定回路５＿１とＡＤＣ６＿１の構成と接続を模式的に例示する回路図である。図３に示したパワーモジュール２において、各ＩＧＢＴに温度センサを１個ずつ実装することを想定した回路で、Ｕ／Ｖ／Ｗの３相のうちの１相のための回路が代表して示されている。ＩＧＢＴモジュール１は、ハイサイドのＩＧＢＴ（Ｑｈ）とロウサイドのＩＧＢＴ（Ｑｌ）で構成される１個のインバータが示され、他のインバータは省略されている。２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）にはそれぞれ保護ダイオードＤｈとＤｌが並列接続されており、ドライブ回路３からの駆動信号が入力され、出力が負荷１２に接続されている。温度センサＳｔｈとＳｔｌは、ハイサイドとロウサイドの２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）にそれぞれ内蔵または接して設けられる。測定回路５ｔｈと５ｔｌは、温度測定用の測定回路で、電流源７とアンプ１５とを備え、ハイサイドとロウサイドの２個の温度センサＳｔｈとＳｔｌにそれぞれに接続される。制御回路４は、例えば図５に例示したように構成され、ハイサイドとロウサイドのハイサイドとロウサイドの２個の温度センサＳｔｈとＳｔｌにそれぞれに対応して、２個のＡＤＣ６＿１ｈと６＿１ｌとを有する。まずロウサイドに着目して説明する。温度センサＳｔｌは、例えばＰＮ接合ダイオードであって、測定回路５ｔｌの電流源７から、順方向に流れる定電流が供給され、アンプ１５はそのときの順方向電圧を増幅してＡＤＣ６＿１ｌに出力する。ハイサイドの測定回路５ｈｌも同様に構成され、測定結果をＡＤＣ６＿１ｈに出力する。温度センサＳｔｈとＳｔｌが、ＩＧＢＴモジュール１内の高電圧から十分に高い耐圧で絶縁分離されている場合には、測定回路５ｔｈとｔ５ｔｌは、制御回路４の電源電圧であるＶｄｄとＧＮＤで動作する回路とすることができる。温度センサＳｔｈとＳｔｌが、ＩＧＢＴモジュール１内の高電圧から絶縁分離されていない場合には、例えばハイサイドの測定回路５ｔｈにレベルシフタを設けて電位差を吸収する。

図７は、図５の電流センサＳｃと測定回路５＿２とＡＤＣ６＿２の構成と接続を模式的に例示する回路図である。図３に示したパワーモジュール２において、各ＩＧＢＴに電流センサを１個ずつ実装することを想定した回路で、図６と同様に、Ｕ／Ｖ／Ｗの３相のうちの１相のための回路が代表して示されている。ＩＧＢＴモジュール１は、ハイサイドのＩＧＢＴ（Ｑｈ）とロウサイドのＩＧＢＴ（Ｑｌ）で構成される１個のインバータが示され、他のインバータは省略されている。２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）にはそれぞれ保護ダイオードＤｈとＤｌが並列接続されており、ドライブ回路３からの駆動信号が入力され、出力が負荷１２に接続されている。電流センサＳｃｈとＳｃｌは、例えばＧＭＲセンサなどの磁気センサであり、ハイサイドとロウサイドの２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）のコレクタへの配線に沿って設けられる。測定回路５ｃｈと５ｃｌは、磁気センサ用の測定回路である。制御回路４は、例えば図５に例示したように構成され、ハイサイドとロウサイドのハイサイドとロウサイドの２個の電流センサＳｃｈとＳｃｌにそれぞれに対応して、２個のＡＤＣ６＿２ｈと６＿２ｌとを有する。電流センサＳｃｈとＳｃｌは、エミッタ側に設けても良い。ＧＭＲセンサなどの磁気センサに代えて、コレクタ−エミッタ電流の経路上に直列に挿入した抵抗としてもよい。この場合には、測定回路５ｃｈと５ｃｌは、挿入された抵抗の両端に発生する電圧降下を測定する電圧測定回路として構成する。前記電圧降下は、コレクタ−エミッタ電流に比例するので、その電圧値を増幅してＡＤＣ６＿２ｈと６＿２ｌでそれぞれディジタル値に変換し、ＩＧＢＴのコレクタ電流とすることができる。

図８は、ＩＧＢＴのオフ電圧を測定するための測定回路とＡＤＣの構成と接続を模式的に例示する回路図である。図５の電圧センサＳｖと測定回路５＿３とＡＤＣ６＿３に対応する。図３に示したパワーモジュール２において、各ＩＧＢＴに電流センサを１個ずつ実装することを想定した回路で、図６と同様に、Ｕ／Ｖ／Ｗの３相のうちの１相のための回路が代表して示されている。ＩＧＢＴモジュール１は、ハイサイドのＩＧＢＴ（Ｑｈ）とロウサイドのＩＧＢＴ（Ｑｌ）で構成される１個のインバータが示され、他のインバータは省略されている。２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）にはそれぞれ保護ダイオードＤｈとＤｌが並列接続されており、ドライブ回路３からの駆動信号が入力され、出力が負荷１２に接続されている。測定回路５ｖｈと５ｖｌは、２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）それぞれのオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ＿ＯＦＦ（オフ電圧）を測定するための回路である。制御回路４は、例えば図５に例示したように構成され、ハイサイドとロウサイドの２個のＡＤＣ６＿３ｈと６＿３ｌとを有する。まずロウサイドに着目して説明する。ロウサイドにおいて、測定回路５ｖｌは、ＩＧＢＴ（Ｑｌ）のコレクタにアノードが接続されるダイオードＤ８と、ダイオードＤ８のカソードとＩＧＢＴ（Ｑｌ）のエミッタとの間に並列に接続されるコンデンサＣｌと直列抵抗Ｒ１とＲ２で構成される。ＩＧＢＴ（Ｑｌ）のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ＿ＯＦＦをダイオードＤ８で整流、コンデンサＣｌで平滑し、直列抵抗Ｒ１とＲ２で分圧して、ＡＤＣ６＿３ｌに出力する。ハイサイドにおいても同様に、測定回路５ｖｈは、ＩＧＢＴ（Ｑｈ）のコレクタにアノードが接続されるダイオードＤ９と、ダイオードＤ９のカソードとＩＧＢＴ（Ｑｈ）のエミッタとの間に並列に接続されるコンデンサＣｈと直列抵抗Ｒ３とＲ４で構成される。ハイサイドでは測定回路５ｖｈは、更にレベルシフタ１６を備える。ＩＧＢＴ（Ｑｈ）のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ＿ＯＦＦをダイオードＤ８で整流、コンデンサＣｈで平滑し、直列抵抗Ｒ３とＲ４で分圧して、レベルシフタ１６によってレベル変換をして、ＡＤＣ６＿３ｈに出力する。ＩＧＢＴ（Ｑｈ）のエミッタの電位は、Ｕ／Ｖ／Ｗの３相の信号と同電位であって、ＩＧＢＴの電源の正極Ｐと負極Ｎの間で振幅するので、一般に負極Ｎとの間で大きな電位差がある。図８ではロウサイドの測定回路５ｖｌが制御回路の接地電位ＧＮＤとＩＧＢＴモジュール１の電源の負極Ｎとを互いに接続し、基準電位としているので、ハイサイドの測定回路５ｖｈではレベルシフタ１６によってＧＮＤレベルを基準電位とする電位にレベル変換して出力している。

図９は、ＩＧＢＴのオン電圧を測定するための測定回路とＡＤＣの構成と接続を模式的に例示する回路図である。図８と同様に、図５の電圧センサＳｖと測定回路５＿３とＡＤＣ６＿３に対応する。図３に示したパワーモジュール２において、各ＩＧＢＴに電流センサを１個ずつ実装することを想定した回路で、図８と同様に、Ｕ／Ｖ／Ｗの３相のうちの１相のための回路が代表して示されている。ＩＧＢＴモジュール１は、ハイサイドのＩＧＢＴ（Ｑｈ）とロウサイドのＩＧＢＴ（Ｑｌ）で構成される１個のインバータが示され、他のインバータは省略されている。２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）にはそれぞれ保護ダイオードＤｈとＤｌが並列接続されており、ドライブ回路３からの駆動信号が入力され、出力が負荷１２に接続されている。測定回路５ｖｈと５ｖｌは、２個のＩＧＢＴ（ＱｈとＱｌ）それぞれのオン時のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ＿ＯＮ（オン電圧）を測定するための回路である。制御回路４は、例えば図５に例示したように構成され、ハイサイドとロウサイドの２個のＡＤＣ６＿３ｈと６＿３ｌとを有する。まずロウサイドに着目して説明する。ロウサイドにおいて、測定回路５ｖｌは、２個のＭＯＳＦＥＴ１７＿１と１７＿２と保護ダイオードＤ１１とＤ１２、抵抗Ｒ５及びＡＤＣを保護するためのツェナーダイオードＤ１０で構成される。ＭＯＳＦＥＴ１７＿１は、ＩＧＢＴ（Ｑｌ）のコレクタとＡＤＣ６＿３ｌとの間に接続され、スイッチとして機能する。ＭＯＳＦＥＴ１７＿２は、ＭＯＳＦＥＴ１７＿１のゲート電極と接地電位ＧＮＤとの間に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１７＿１のゲート電極は抵抗Ｒ５によって電源Ｖｄｄにプルアップされている。ＭＯＳＦＥＴ１７＿２のゲートは制御回路４のＰＯＲＴ２４のうち出力ポートの１つに接続されている。制御回路４は出力ポートからハイレベルを出力して、ＭＯＳＦＥＴ１７＿２をオンさせ、ＭＯＳＦＥＴ１７＿１のゲートをロウレベルにしてＭＯＳＦＥＴ１７＿１をオフにしておく。制御回路４は、ＩＧＢＴ（Ｑｌ）がオンする期間に同期して、出力ポートからロウレベルを出力することによって、ＭＯＳＦＥＴ１７＿２をオフし、抵抗Ｒ５によって、ＭＯＳＦＥＴ１７＿１のゲートにハイレベルを印加してＭＯＳＦＥＴ１７＿１をオンさせ、ＩＧＢＴ（Ｑｌ）のコレクタ電位をＡＤＣ６＿３ｌに入力する。ツェナーダイオードＤ１０はこのときにＡＤＣ６＿３ｌに想定する以上の高電圧が入力されることを防止する保護素子である。ＭＯＳＦＥＴ１７＿１は、ＩＧＢＴ（Ｑｌ）がオンする期間に同期して、ＩＧＢＴ（Ｑｌ）のコレクタ電位をＡＤＣ６＿３ｌに入力するので、ＡＤＣ６＿３ｌはＩＧＢＴ（Ｑｌ）のオン電圧ＶＣＥ＿ＯＮを測定することができる。ハイサイドの測定回路５ｖｈも同様に構成されるが、レベルシフタ１６をさらに備え、測定されるＩＧＢＴ（Ｑｌ）のオン電圧ＶＣＥ＿ＯＮを、ＧＮＤレベルを基準電位とする電位にレベル変換して、ＡＤＣ６＿３ｈに出力する。また、ＭＯＳＦＥＴ１７＿２に対応するスイッチＭＯＳを制御する信号にも、別のレベルシフタが接続される。

図５に示した制御回路４の動作についてさらに詳しく説明する。ＣＰＵ２０はフラッシュＲＯＭ２１に格納されているプログラムを実行することによって、図１に例示される故障検出方法を実行する。駆動直前のパワーデバイスであるＩＧＢＴの状態の測定は、例えば温度センサＳｔによる温度測定であり、測定結果をＡＤＣ６＿１でディジタル値に変換して取得する。図６に示す測定回路を採用すれば、６個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）の温度をそれぞれ実測することができる。取得した駆動直前測定結果は、ＲＡＭ２２に書き込んで記憶する。次に、所定の駆動期間、制御ＭＣＵ８からドライブ回路３を介してＩＧＢＴを駆動する駆動信号を出力する。この駆動は所謂テストシーケンスであって、ＩＧＢＴへの入力電力Ｐｘが既知の値になるように設計される。ＩＧＢＴを駆動する駆動信号は、パルス幅変調された信号であって、ＩＧＢＴに印加される電源電圧と駆動信号の振幅と周波数とデューティ比を適宜調整することによって、ＩＧＢＴへの入力電力Ｐｘが所望の電力になるように調整することができる。

この駆動の直後にもう一度、駆動直後のパワーデバイスであるＩＧＢＴの状態の測定を行い、駆動直後測定結果を得る。駆動直前が６個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）の温度の測定であれば、駆動直後も同じく６個のＩＧＢＴの温度の測定を行う。熱抵抗θは、駆動直後測定結果と駆動直前測定結果の差から求められる温度差ΔＴを入力電力Ｐｘで割ることによって求められるが、毎回同じテストシーケンスを実行することが前提であれば、温度差ΔＴがある値を超えたことを検出することによって、熱抵抗θが規定値を超えたことを検出することができる。ここで、ある値とは、熱抵抗θに対する規定値に入力電力Ｐｘを乗じて得られる、温度差ΔＴについての規定値である。この規定値は設計値に基づいて与えることができる。パワーモジュール２の出荷時、または初めて動作した時点での温度差ΔＴを測定し、初期値としてフラッシュＲＯＭ２１に書き込んで記憶しておき、この初期値に基づいて、上記規定値を算出してもよい。６個のＩＧＢＴ（Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ）の温度をそれぞれ実測することにより、故障検出の精度を向上することができる。１個の温度センサを６個のＩＧＢＴのほぼ中間に配置して、平均的な温度を測定する場合には、１個のＩＧＢＴでの温度差が突出して大きくても、平均化されるために検出精度が低下する。さらに、このような複数のＩＧＢＴに共通の温度センサは、複数のＩＧＢＴの中間的な位置に配置されることとなるため、監視対象の熱抵抗においてＩＧＢＴよりも金属ベース３１に近い側の温度を測定することとなり、測定精度を向上することは期待できない。一方、ＩＧＢＴ毎に内蔵または貼り付けられた温度センサは、監視対象の熱抵抗において金属ベース３１よりもＩＧＢＴに近い側の温度を測定することとなり、熱抵抗の測定精度が向上される。

〔実施形態３〕
上記実施形態２では、ＩＧＢＴに所定の入力電力Ｐｘを与えるテストシーケンスを設ける実施の形態を示した。本実施形態３においては、テストシーケンスに代えて、パワーモジュール２が通常動作しているときに、任意の期間を駆動期間とし、その期間の直前と直後の温度を測定して温度差ΔＴとし、その駆動期間にＩＧＢＴに入力された入力電力Ｐｚを実測して、温度差ΔＴと入力電力Ｐｚから熱抵抗θが規定値を超えたか否かを判定する。

図１０は、入力電力Ｐｚの測定動作を示すタイミングチャートである。横軸は時間（time）であり、縦軸方向には、上から駆動信号であるＩＧＢＴのゲート−エミッタ間電圧ＶＧＥ、ＩＧＢＴのコレクタ電流ＩＣ、入力電力Ｐｚ、温度Ｔが示される。ＶＧＥはドライブ回路３が出力する駆動信号である。通常動作であるので、振幅と周波数とデューティは、ユーザによる直接・間接の指定に応じて、制御ＭＣＵ８によって制御される。コレクタ電流ＩＣは、電源から供給され、駆動信号に応じてＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に流れる電流である。コレクタ電流ＩＣとＶＣＥの積により、ＩＧＢＴに入力される電力Ｐｚが算出される。実施形態２と同様に温度Ｔを実測し、温度差ΔＴを求める。図１０には時刻ｔ２から時刻ｔ９を駆動期間とした例が示される。通常動作中であるから駆動期間は任意であるが、温度差ΔＴが大きい程、検出精度を向上することができる。時刻ｔ２とｔ９に温度を測定して温度差ΔＴを求める。熱抵抗θは温度差ΔＴを電力Ｐｚで割って算出される。算出された熱抵抗θが所定の規定値を超えたか否かを判定し、超えた時には異常として検出する。規定値は、設計値から算出してもよいし、パワーモジュール２の出荷時、または初めて動作した時点での熱抵抗θを算出し、初期値としてフラッシュＲＯＭ２１に書き込んで記憶しておき、この初期値に基づいて、上記規定値を算出してもよい。

温度Ｔは、図６に例示した温度センサＳｔｈとＳｔｌ及び測定回路５ｔｈと５ｔｌを使って測定することができ、コレクタ電流ＩＣは、図７に例示した電流センサＳｃｈとＳｃｌ及び測定回路５ｃｈと５ｃｌを使って測定することができる。他のセンサ、他の測定回路を使ってもよい。

図１１は、各種測定パラメータのキャプチャタイミングを示す説明図である。横軸は時間であり、縦軸方向に駆動信号のスイッチングタイミングｆｓｗが示され、電流検出、電圧検出及び温度検出のそれぞれのキャプチャタイミングが順次示される。スイッチング周波数を１０ｋＨｚとすると、スイッチングタイミングｆｓｗの周期は１００μｓである。電流検出と電圧検出は、駆動信号のスイッチングタイミングｆｓｗに同期して、スイッチングから一定の安定化時間を経てキャプチャする。温度検出はスイッチングタイミングｆｓｗに同期する必要はなく、例えば１ｍｓ程度の間隔で定期的にキャプチャすることができる。

〔実施形態４〕
実施形態２及び３では、ＩＧＢＴモジュール１に温度センサＳｔを設置して、ＩＧＢＴの温度を実測し、温度差ΔＴを求める例を示した。本実施形態４においては、温度センサに代えてＩＧＢＴの電気的特性から温度を求める。ＩＧＢＴを始めとして半導体素子の電気的特性の多くは、温度依存性を持つ。

図１２は、ＩＧＢＴの電気的特性から温度差を求める動作例を示すタイミングチャートである。横軸は時間（time）であり、縦軸方向には上から順に、ドライバ回路３の動作、測定動作、ＩＧＢＴの温度が模式的に示される。時刻ｔ４〜ｔ５の期間は、図１におけるパワーデバイスを駆動するステップＳ２である。図１２には、実施形態２と同様にテストシーケンスにより入力電力Ｐｘを与える例が示されているが、実施形態３と同様に時刻ｔ４〜ｔ５の期間にＩＧＢＴに入力された入力電力Ｐｚを実測して、温度差ΔＴと入力電力Ｐｚから熱抵抗θが規定値を超えたか否かを判定するように構成しても良い。

本実施形態４では、駆動直前と直後のパワーデバイスの状態の測定（Ｓ１とＳ３）の一形態として、ＩＧＢＴのＶＣＥを測定し、駆動直前測定結果と駆動直後測定結果から、温度差ΔＴを算出する。時刻ｔ１からｔ３の期間と時刻ｔ６からｔ８の期間は、それぞれＶＣＥを測定するための条件を与える期間で、同じゲート電圧が印加され、同じコレクタ電圧、同じコレクタ電流がとなるように、ＩＧＢＴが同一条件Ｐａで駆動される。条件Ｐａでの駆動開始から安定化時間を経た時刻ｔ２からｔ３に駆動直前のＶＣＥを測定し、同一の条件Ｐａでの駆動開始から安定化時間を経た時刻ｔ７からｔ８に駆動直後のＶＣＥを測定し、それらか飽和コレクタ電圧ΔＶＣＥ（ｓａｔ）を求め、さらに温度差ΔＴを求める。

本実施形態４では、ＩＧＢＴのＶＣＥに着目して説明したが、温度依存性を持つ電気的特性であれば他のパラメータでも良い。また、ＩＧＢＴ以外のパワーデバイスにも同様に適用することができる。

これにより、温度センサを搭載することなく、ＩＧＢＴ等のパワーデバイスの温度及び温度差を求めることができる。温度センサ及びそれに伴う測定回路を省略することができるので、コストを削減する効果を奏するばかりでなく、パワーデバイスそのものの温度を直接測定することになるので、測定精度を高めることができるという効果も奏する。

〔実施形態５〕
図１３は、異常を検出した後のパワーモジュールの動作例を示す、フローチャートである。

例えば図１に示したフローチャートによってパワーモジュール２において、異常が検知されたとき（Ｓ６）には、故障が近いことが予想される。このとき、異常を検知したことを上位の制御ＭＣＵ８を介して管理者に警告し、修理交換などを促し、そのままの動作を継続することもできる。一方、パワーモジュール２をパワーセーブ動作に移行させる（Ｓ７）ことにより、実際に破壊（故障）に至るまでの時間を長くすることができる。具体的には、例えばパワーデバイスＱの駆動信号のオンデューティを絞る。負荷がモータの場合には、トルクが低下する。また、例えば駆動信号の周波数を低下させる。負荷がモータの場合には、回転数が低下する。また、例えば駆動信号の振幅を抑えることができる。これにより、パワーデバイスの短絡耐量を増加させることができる。以上の例はそれぞれ単独で行ってもよいし、組み合せて行ってもよい。

次に、正常動作に復帰したか否かを判定する（Ｓ８）。この判定は、例えば、図１に示したのと同様の熱抵抗の上昇を検知する方法によって行う。正常動作に戻っていれば、パワーセーブ動作を解除して通常動作に戻る（Ｓ９）。現実的には、劣化によって一度上昇した熱抵抗が復旧することは考えにくいが、熱抵抗の上昇が外的要因によるなど何らかの誤検出であった場合に、自律的に通常動作に復帰することができる点で有効である。一方、一定時間を経過（Ｓ１０）しても正常動作に復帰していない場合には、履歴情報を出力して（Ｓ１１）、パワーモジュール２の動作を停止する（Ｓ１２）。ここで、履歴情報とは、例えば、パワーデバイスＱの電流、電圧、温度、その他、パワーモジュール２の動作に関する情報であり、例えばフラッシュＲＯＭ２１に書き込んで出力し、或いは、上位の制御ＭＣＵ８を介して、ネットワーク１４に接続されるさらに上位の管理システムに出力してもよい。これにより、故障する直前の状態を事後的に調査することができ、実際に故障に至った場合の原因の解析が容易になる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、各実施の形態では、縦型ＩＧＢＴを使った３相のインバータがモータを負荷とする場合を中心として説明したが、横型ＩＧＢＴや他のパワーデバイスに変更したり、インバータ以外の回路、モータ以外の負荷に変更することは、熱抵抗の上昇を検知するという、要旨を変更しない範囲において可能であり許される。

Ｓ，Ｓｈ，Ｓｌ，Ｓｕｈ，Ｓｖｈ，Ｓｗｈ，Ｓｕｌ，Ｓｖｌ，Ｓｗｌ センサ
Ｓｔ，Ｓｔｈ，Ｓｔｌ 温度センサ
Ｓｃ，Ｓｃｈ，Ｓｃｌ 電流センサ
Ｓｖ，Ｓｖｈ，Ｓｖｌ 電圧センサ
Ｑ，Ｑｈ，Ｑｌ，Ｑｕｈ，Ｑｖｈ，Ｑｗｈ，Ｑｕｌ，Ｑｖｌ，Ｑｗｌ パワーデバイス（ＩＧＢＴ）
Ｄ，Ｄｈ，Ｄｌ，Ｄｕｈ，Ｄｖｈ，Ｄｗｈ，Ｄｕｌ，Ｄｖｌ，Ｄｗｌ ダイオード
１ パワーデバイスモジュール（ＩＧＢＴモジュール）
２ パワーモジュール
３ ドライブ回路
４ 制御回路
５ 測定回路
６ Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）
７ 電流源
８ 制御ＭＣＵ
９ 制御基板
１０ カプラー
１１ ３相交流電源
１２ 負荷（モータ）
１３ ネットワークインターフェース
１４ ネットワーク
１５ アンプ
１６ レベルシフタ
Ｒ 抵抗
Ｃ コンデンサ
１７ ＭＯＳトランジスタ
２０ ＣＰＵ
２１ フラッシュメモリ（flash ROM）
２２ メモリ（ＲＡＭ）
２３ シリアル通信インターフェース（Serial Communication Interface）
２４ ポート（ＰＯＲＴ）
２６ バス
３０ ヒートシンク
３１ 金属ベース
３２ はんだ
３３ 絶縁基板
３４ 金属パターン
３５ 回路基板
３６ ボンディングワイヤ
３７ 筐体

Claims (18)

1. 金属ベース上に実装されたパワーデバイスと、
   前記パワーデバイスを駆動するためのドライブ回路と、
   前記ドライブ回路が前記パワーデバイスの駆動を行う駆動期間の直前と直後において、前記パワーデバイスの状態を測定する、測定回路と、
   前記測定回路による前記測定の結果から前記パワーデバイスの前記駆動の前後における温度差と、前記駆動期間の前記パワーデバイスへの入力電力とに基づいて、前記金属ベースと前記パワーデバイスとの間の熱抵抗の上昇を検出する、制御回路とを備える、
   半導体装置。
2. 請求項１において、前記制御回路は、前記入力電力が所定値となる条件によって、前記ドライブ回路による前記駆動を実行させる、
   半導体装置。
3. 請求項２において、前記ドライブ回路は前記パワーデバイスをパルス幅変調された駆動信号で駆動するものであって、前記条件は、前記パルス幅変調のデューティ比を含むパラメータによって規定され、前記入力電力は、前記パワーデバイスに印加される電源電圧と前記駆動信号の振幅と周波数と前記デューティ比とに基づいて算出される、
   半導体装置。
4. 請求項１において、前記測定回路は、前記駆動期間に前記パワーデバイスに印加された電圧と前記パワーデバイスに流れた電流とを測定し、その測定結果を前記制御回路に供給し、前記制御回路は、前記測定結果から前記入力電力を算出する、
   半導体装置。
5. 請求項４において、前記電流は前記パワーデバイスがオンしているときのオン電流であり、前記電圧は、前記パワーデバイスのオン電圧とオフ電圧とを含む、
   半導体装置。
6. 請求項１において、前記測定回路は、前記パワーデバイスに内蔵されまたは隣接して配置される温度センサを含み、前記温度差は、前記温度センサによる測定値から算出される、
   半導体装置。
7. 請求項２において、前記所定値を第１所定値とし、
   前記駆動期間の直前と直後の、前記測定回路による前記パワーデバイスの状態の測定は、それぞれ前記入力電力が前記第１所定値よりも小さい第２所定値となる条件での前記ドライブ回路による前記パワーデバイスのさらなる駆動を伴い、
   前記制御回路は、前記駆動期間の直前と直後の、前記測定回路による前記パワーデバイスの状態の測定の結果に基づいて、前記温度差を算出する、
   半導体装置。
8. 請求項１において、前記パワーデバイスは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタである、
   半導体装置。
9. 請求項１において、前記制御回路は、前記熱抵抗の上昇が所定値以上に達したことを検出した後、前記ドライブ回路による前記パワーデバイスの駆動の能力を低下させる、
   半導体装置。
10. 請求項９において、前記パワーデバイスは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記ドライブ回路は前記パワーデバイスをパルス幅変調された駆動信号で前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲート電極を駆動するものであり、
    前記制御回路は、前記熱抵抗の上昇が所定値以上に達したことを検出した後、前記パルス幅変調のデューティ比と周波数と前記駆動信号の振幅のうち、少なくとも１つを低減することにより、前記ドライブ回路による前記パワーデバイスの駆動の能力を低下させる、
    半導体装置。
11. 金属ベース上に実装されたパワーデバイスと、前記パワーデバイスを駆動するためのドライブ回路とを備える半導体装置の故障検出方法であって、
    前記ドライブ回路が前記パワーデバイスの駆動を行う駆動期間の直前と直後において、前記パワーデバイスの状態を測定し、
    前記測定の結果から前記パワーデバイスの前記駆動の前後における温度差と、前記駆動期間の前記パワーデバイスへの入力電力とに基づいて、前記金属ベースと前記パワーデバイスとの間の熱抵抗の上昇を検出し、
    前記金属ベースと前記パワーデバイスとの間の熱抵抗の上昇に基づいて、前記半導体装置の故障を事前に検出する、
    故障検出方法。
12. 請求項１１において、前記駆動は前記入力電力が所定値となる条件で実行され、
    前記温度差と前記所定値とに基づいて、前記熱抵抗の上昇を検出する、
    故障検出方法。
13. 請求項１２において、前記ドライブ回路は前記パワーデバイスをパルス幅変調された駆動信号で駆動するものであって、前記条件は、前記パルス幅変調のデューティ比を含むパラメータによって規定され、前記電力量は、前記パワーデバイスに印加される電源電圧と前記駆動信号の振幅と周波数と前記デューティ比とに基づいて算出される、
    故障検出方法。
14. 請求項１１において、前記駆動期間に前記パワーデバイスに印加された電圧と前記パワーデバイスに流れた電流とを測定し、その測定結果から前記入力電力を算出する、
    故障検出方法。
15. 請求項１４において、前記電流は前記パワーデバイスがオンしているときのオン電流であり、前記電圧は、前記パワーデバイスのオン電圧とオフ電圧とを含む、
    故障検出方法。
16. 請求項１１において、前記半導体装置は、前記パワーデバイスに内蔵されまたは隣接して配置される温度センサを有し、前記温度差は、前記温度センサによる測定値から算出される、
    故障検出方法。
17. 請求項１２において、前記所定値を第１所定値とし、
    前記駆動期間の直前と直後の、前記パワーデバイスの状態の測定は、それぞれ前記入力電力が前記第１所定値よりも小さい第２所定値となる条件での前記ドライブ回路による前記パワーデバイスのさらなる駆動を伴い、
    前記駆動期間の直前と直後の、前記パワーデバイスの状態の前記測定の結果に基づいて、前記温度差を算出する、
    故障検出方法。
18. 請求項１１において、前記パワーデバイスは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタである、
    故障検出方法。

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