JP2017011667A

JP2017011667A - センサ装置及びセンシング方法

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Publication number: JP2017011667A
Application number: JP2015183623A
Authority: JP
Inventors: ジマンパク，; Ji Man Park
Original assignee: Elssen
Current assignee: Elssen
Priority date: 2015-06-22
Filing date: 2015-09-17
Publication date: 2017-01-12
Anticipated expiration: 2035-09-17
Also published as: JP6393669B2; US9684022B2; CN106257839A; KR101650012B1; US20160370410A1; CN106257839B

Abstract

【課題】本発明は、センサ装置及びセンシング方法に関する。【解決手段】本発明に係るセンサ装置及びセンシング方法は、外部環境に応じて異なる電圧値を出力する測定電圧発生部と、入力された電圧に比例する周期のパルスを発生させるパルス発生部と、前記パルス発生部の出力を分周する分周部と、前記分周部の出力パルスの長さをクロック単位で測定するカウンター部と、を含むことを特徴とする。結果、パルス幅変換技術を利用するＡＤＣを含むセンサ装置は、小型の装置でありながらも高い分解能を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、センサ装置及びセンシング方法に関し、より詳細には、小型、高分解能のＡＤＣを含むセンサ装置及びセンシング方法に関する。

様々な技術分野において様々なセンサ装置が使用されているが、センサ測定値をデジタル信号に変換するためにはＡＤＣ（analog‐digital converter：Ａ／Ｄコンバータ）が必要となる。

従来のＡＤＣ技術の一つであるパルス幅変換技術（パルス幅変換器を利用した方法）は、様々な利点があるが、チップに具現する際にパルス幅を大きくすることができず、分解能を高めることが困難である。すなわち、小型のチップに具現するためにはキャパシタの値が小さくなるが、パルス幅を大きくするために電流の充電される電流の大きさを過剰に小さくするとノイズに敏感になるため、電流の値を所定の値以下に小さくすることもできない。したがって、パルス幅を所定の値以上に増加させることができず、分解能も高めることが困難である。

韓国公開特許公報２００１‐０１０１４６４号明細書

本発明は、上述の問題点を解決するために導き出されたものであり、本発明の目的は、パルス幅変換技術を利用するＡＤＣを含むセンサ装置及びセンシング方法において、小型の装置でも高い分解能を有するようにすることにある。

本発明のセンサ装置は、外部環境に応じて異なる電圧値を出力する測定電圧発生部１０と、入力された電圧値に比例する周期のパルスを発生させるパルス発生部３０と、前記パルス発生部３０の出力を分周する分周部４０と、前記分周部４０の出力パルスの長さをクロック単位で測定するカウンター部５０と、を含むことを特徴とする。

前記センサ装置は、前記測定電圧発生部１０の出力電圧値をサンプリングし、保持するＳ／Ｈ部２０をさらに含むことを特徴とする。

前記センサ装置は、２個以上のＳ／Ｈ部２０と、パルス発生部３０と、分周部４０と、カウンター部５０と、を含み、前記測定電圧発生部１０は２個以上のＳ／Ｈ部２０に連結され、それぞれのＳ／Ｈ部２０の出力電圧は互いに異なるパルス発生部３０、分周部４０、カウンター部５０に連結され、電圧測定の並列処理を可能にすることができる。

前記パルス発生部３０は、キャパシタと、電流源と、スイッチと、比較器と、を含むことができる。

前記センサ装置は、分周部４０の出力パルスからパルス発生部３０の出力のパルス幅以外の成分を除去する回路をさらに含むことができる。

前記分周部４０は、２ⁿ分周部（divider）であることができる。

本発明のセンシング方法は、測定電圧発生部１０と、パルス発生部３０と、分周部４０と、カウンター部５０と、を含むセンサ装置を利用するセンシング方法であって、外部環境に応じて測定電圧発生部１０が異なる電圧値を出力する第１段階と、パルス発生部３０が、入力された電圧値に比例する周期のパルスを発生させる第３段階と、分周部４０が、パルス発生部３０の出力を分周する第４段階と、カウンター部５０が、分周部４０の出力パルスの長さをクロック単位で測定する第５段階と、を含むことを特徴とする。

前記センシング方法は、第１段階と第３段階との間に、Ｓ／Ｈ部２０が、測定電圧発生部１０の出力電圧の特定の瞬間の電圧値を格納した後、出力する第２段階をさらに含むことができる。

前記第４段階は、パルス発生部３０の出力を２倍ずつ分周する過程をｎ回（ｎは、整数）繰り返すことを特徴とすることができる。

本発明によれば、パルス幅変換技術を利用するＡＤＣを含むセンサ装置は、小型の装置でありながらも高い分解能を有することにより、非常に小さい値の変化も測定することができる。

本発明に係るセンサ装置の概念図である。Ｓ／Ｈ部の構成図である。パルス発生部の実施例の構成図である。分周部の実施例の構成図である。図３と図４の回路における電圧グラフである。図３と図４の変形実施例である。図６の回路における電圧グラフである。測定電圧発生部の出力電圧の例である。並列高速変換回路の例である。

本発明は、様々な変更を加えることができ、様々な実施例を有することができるところ、特定の実施例を図面に例示し、詳細な説明に詳細に説明する。しかし、これは、本発明を特定の実施形態に対して限定するためではなく、本発明の思想及び技術範囲に含まれるすべての変換、均等物乃至代替物を含むものと理解すべきである。本発明を説明するにあたり、関連の公知技術に関する具体的な説明が本発明の要旨を不明にしうると判断した場合には、その詳細な説明を省略する。

本出願で使用している用語は、単に特定の実施例を説明するために使用されたものであって、本発明を限定するためのものではない。単数の表現は、文脈上、明らかに異なっていない限り、複数の表現を含む。

図１は本発明に係るセンサ装置の構成図である。

本発明に係るセンサ装置は、測定電圧発生部１０と、Ｓ／Ｈ部２０と、パルス発生部３０と、分周部４０と、カウンター部５０と、を含む。

測定電圧発生部１０は、外部環境に応じて異なる電圧値を出力する。

Ｓ／Ｈ部２０は、測定電圧発生部の出力電圧値をサンプリングし、保持する役割をする。

パルス発生部３０は、Ｓ／Ｈ部２０の出力電圧値に比例する周期のパルスを発生させる。

分周部４０は、パルス発生部３０の出力を分周する役割をする。

カウンター部５０は、分周部４０の出力パルスの長さをクロック単位で測定する。

この際、分周部４０の分周比を増加させるほど分解能が向上する。

測定電圧発生部１０は、様々な形態に具現されることができる。従来のセンサにおいて多く用いられる方式は、外部環境（温度、湿度など）に応じて抵抗が変化する素子やキャパシタンスが変化する素子を利用するものである。抵抗が変化する素子に所定の電流を流すと、外部環境に応じて電圧が変化する。外部環境に応じてキャパシタンスが変化する素子に所定の電流を流すと、外部環境に応じて電圧の増加速度が変化する。外部環境に応じてキャパシタンスが変化する素子に所定の電圧を加えると、外部環境に応じて電流の量が変化し、抵抗を介してこの電流を流すと、抵抗にかかる電圧の大きさが変化する。

外部環境に応じて出力電圧が変化するようにする技術は、従来、公知となっており、詳細な説明は省略する。

外部環境に応じて出力電圧を変化するように、素子の出力は非常に弱いことが一般的であるため、増幅器を使用してもよい。増幅器は、設計上の必要に応じて様々な種類の増幅器（例えば、電圧‐電圧増幅器、電流‐電圧増幅器、電圧‐電流増幅器など）から選択して使用することができる。当該増幅器は、外部環境による信号が小さいために使用するものであって、増幅器を使用しなくても相当大きい値を有する場合には増幅器を必要としない。

また、測定電圧発生部１０は、フィルター回路をさらに含んでもよく、外部環境による信号にノイズがない場合にはフィルター回路を必要としない。

従来のセンサにおいて測定電圧発生部１０は、外部環境（温度、湿度など）に応じて抵抗が変化する素子やキャパシタンスが変化する素子を利用することが一般的であるが、そのような素子を利用することなく、外部環境の測定電圧値を発生させることもできる。例えば、心電図を測定する場合、心電図電圧が得られる点に電極さえ連結すれば測定電圧発生部１０として動作することができる。このような場合、その信号が非常に小さいことがあるため、増幅器を含むことが好ましい。

図２はＳ／Ｈ部の構成図である。

Ｓ／Ｈ部２０は、入力電圧をサンプリングし、保持するサンプルアンドホールド（Sample & Hold）回路である。

Ｓ／Ｈ部２０のスイッチＳＷ_SHが閉じたときにはキャパシタンスＣ_SHの電圧が入力電圧Ｖｉｎと一致するが、Ｓ／Ｈ部２０のスイッチＳＷ_SHが開くと、キャパシタンスＣ_SHの電圧は、スイッチＳＷ_SHが開く瞬間の値に保持される。

このときの出力電圧は、周辺環境を測定した電圧値であるため、測定電圧（sensing voltage）という意味でその名称をＶｓｅｎとすることができる。

測定電圧発生部１０の出力にはノイズがある可能性があるため、フィルター回路を設けることが好ましい。

測定電圧発生部１０とＳ／Ｈ部２０との間にノイズを除去するフィルター回路を設けてもよく、Ｓ／Ｈ部２０とパルス発生部３０との間にノイズを除去するフィルター回路を設けてもよい。

本発明のセンサ装置において、Ｓ／Ｈ部２０の入力電圧が所定時間以上変化しない場合、Ｓ／Ｈ部２０を除去してもよい。

図３はパルス発生部の実施例の構成図である。

図３のパルス発生部は、キャパシタＣ_S1と、電流源Ｉ_S1と、スイッチＳＷ₁と、比較器ｃｏｍｐ１と、ＮＡＮＤゲート（ＮＡＮＤｇａｔｅ）と、を含む。

比較器（comparator）ｃｏｍｐ１は、ＯＰアンプに具現することができる。

キャパシタＣ_S1の一端は接地されており、他端は電流源Ｉ_S1に連結されている。スイッチＳＷ₁は、キャパシタＣ_S1に並列に連結されている。比較器ｃｏｍｐ１の＋入力はＶｓｅｎ（Ｓ／Ｈ部の出力電圧）に連結され、比較器ｃｏｍｐ１の−入力はキャパシタＣ_S1と電流源Ｉ_S1の連結点に連結される。

比較器ｃｏｍｐ１の出力とＳｔａｒｔ信号がＮＡＮＤゲート（ＮＡＮＤｇａｔｅ）の入力となり、ＮＡＮＤゲートの出力がｈｉｇｈ状態になるときにスイッチＳＷ₁が閉じる。

Ｓｔａｒｔ値がｌｏｗ状態のときにはＮＡＮＤゲートの出力値がｈｉｇｈ状態となりスイッチＳＷ₁が閉じるため、図３のパルス発生部は作動しない。

Ｓｔａｒｔ値がｈｉｇｈ状態に変化すると、ＮＡＮＤゲートの出力値がｌｏｗ状態となりスイッチＳＷ₁が開く。

スイッチＳＷ₁が開いている状態では、電流源Ｉ_S1によりキャパシタＣ_S1に蓄電される電荷量が増加し、キャパシタＣ_S1に蓄電される電荷量が増加するにつれてキャパシタＣ_S1の電圧Ｖ_C1が増加する。

Ｖ_C1が増加してＶｓｅｎより大きくなると、比較器ｃｏｍｐ１の出力電圧Ｖ_P1はｈｉｇｈ状態からｌｏｗ状態に反転する。

Ｖ_P1はｈｉｇｈ状態がｌｏｗ状態になると、ＮＡＮＤゲート（ＮＡＮＤｇａｔｅ）の出力値がｈｉｇｈ状態となりスイッチＳＷ₁が閉じる。スイッチＳＷ₁が閉じると、キャパシタＣ_S1の電圧Ｖ_C1はまた０となり、Ｖ_P1はｌｏｗ状態からｈｉｇｈ状態に反転する。

Ｖ_P1はｈｉｇｈ状態になると、ＮＡＮＤゲート（ＮＡＮＤｇａｔｅ）の出力値がｌｏｗ状態となりスイッチＳＷ₁が開く。

すなわち、Ｖ_P1はｌｏｗ状態とｈｉｇｈ状態を繰り返すことになるが、パルスの幅と周期はＶｓｅｎの大きさに比例する。

図３におけるＮＡＮＤゲートをＡＮＤゲート（ＡＮＤｇａｔｅ）に変更し、ＡＮＤゲート出力値がｈｉｇｈ状態のときにスイッチＳＷ₁が開くように構成しても同様に動作する。

ＮＡＮＤゲートの出力にはバッファーをさらに設けて、所定以上の遅延時間を有するようにすることが好ましい。

図３では、比較器の＋入力にＶｓｅｎ値が入力されるが、比較器の−入力にＶｓｅｎ値が入力されるように回路を変形してもよい。

この際、Ｖ_C1の値はランプ（ramp）状に増加するため、図３の回路（比較器を含む回路）は、電流モードランプ積分器（Current mode ramp integrator）と言える。

Ｖ_P1のパルス幅がＶｓｅｎの大きさに比例するため、パルスの幅を測定すると、Ｖｓｅｎの大きさを知ることができる。

万が一、パルスの幅がいくつのクロック周期と一致するかを判断する方法によりＶｓｅｎの大きさを判断するとしたときに、Ｖｓｅｎの分解能を高めるためには、クロック周期に比べてパルスの幅が非常に大きいことが好ましい。

しかし、クロック周期を減少させること、すなわちクロック周波数を増加させることには限界がある。クロック周波数を過剰に高めると、電力消費が増加し、誤動作の恐れが増加する問題点があるためである。

また、Ｖ_P1のパルス幅を増加させるためには、キャパシタＣ_S1のキャパシタンスを増加させるか、電流源Ｉ_S1の電流値を減少させなければならないが、キャパシタンスを増加させるためにはキャパシタＣ_S1の大きさが増加して装置の小型化を図ることができず、電流源Ｉ_S1の電流値を減少させるとノイズに弱くなる問題がある。

このような問題を解決するために、本発明では、パルス発生部３０の出力を分周部４０に通過させてパルスの幅を増加させる。

図４は分周部の実施例の構成図である。

分周部４０（divider）は、様々な方式で具現されることができ、図４の分周部では、多数個のＤフリップフロップが直列に連結されており、それぞれのＤフリップフロップは、出力Ｑｂが入力Ｄに連結されており、入力ＣＫの状態が２回変化する間に出力Ｑの状態が１回変化する。

図４のＤフリップフロップが直列にｎ個が連結されていると、入力の状態変化回数を２ⁿ倍だけ小さくなるように変更することから、２ⁿ分周部（divider）と称することができる。

本発明の分周部４０（divider）は、入力の状態変化回数を所定の割合で減少させる回路であり、図４の形態以外にも設計上の必要に応じて様々な形態に変更されることができる。

図４の分周部４０は、２倍ずつ分周する回路を複数個直列に連結しているが、２倍ではなく整数倍（例えば、３倍や１０倍など）に分周することも理論上可能である。しかし、２倍ずつ分周する場合、回路が単純で最も効率的であるため、図４のように２倍ずつ分周する回路を複数個直列に連結することが好ましい。

図５は図３と図４の回路における電圧グラフである。

すなわち、図３の回路と図４の回路を連結したときに回路の様々な点の電圧値を比較したグラフである。

Ｔ_P1は、Ｖ_P1がｈｉｇｈ状態である間の時間であり、Ｔ_SWは、Ｖ_P1がｌｏｗ状態である間の時間である。

Ｓｔａｒｔ値がｈｉｇｈ状態に変化すると、Ｖ_P1はＴ_P1のパルス幅とＴ_P1＋Ｔ_SWの周期をもって規則的に変化する。

Ｖ_P1はＶ_ref値になるまで増加するが、図３においてＶ_ref値はＶｓｅｎ値と一致する。

一般的に図４のＤフリップフロップを通過する度にパルス幅と周期が２倍ずつ増加するため、Ｖ_P1がＤフリップフロップを１個通過した後の値は、それぞれ、Ｖ_P2、Ｖ_P4、…、Ｖ_P1024のように称することができる。

Ｖ_P1024のパルス幅５１２（Ｔ_P1＋Ｔ_SW）は、パルス幅が広くて分解能が高く、Ｖｓｅｎ値に比例して増加する値であるため、Ｖ_P1024のパルス幅がいくつのクロックに該当するかを判断すると、Ｖｓｅｎ値が高い分解能に測定されることができる。

カウンター部５０は、分周部４０の出力パルスの幅がいくつのクロックに該当するかを判断する回路であり、様々な方法で具現されることができる。

最も簡単な具現方法は、カウンティング回路（クロック入力が入力される度にＮビットの出力値が１ずつ増加する回路）で分周部４０の出力値をカウンティング回路のイネーブル入力として受け入れる方法である。このように回路を具現すると、分周部４０の出力値がｈｉｇｈ状態のときにのみカウンティング回路が動作することから、分周部４０の出力値のパルス幅がいくつのクロックに該当するかを測定することができる。このような方法を適用すると、測定しようとするパルスがｈｉｇｈ状態に変化するときにカウンティング回路の値を０に初期化する過程が必要である。

カウンター部５０の具体的な回路は、設計上の必要に応じて多様に変更されることができる。

また、図３と図４に図示された実施例は、不要な時間要素（スイッチング時間、クロック遅延時間）を計算し、分周部のパルス幅からその不要な時間要素を除去する形態に変更されて実施されることができる。

図６は図３と図４の変形実施例である。すなわち、図３の回路、図４の回路、カウンター部５０が連結された回路を変形した例である。

図７は図６の回路における電圧グラフである。

図６の回路の利点は、出力電圧Ｖ_P#OUTからＴ_SWが除去された５１２Ｔ_P1のパルス幅を有することである。すなわち、最終パルス幅に含まれた不要な時間要素（スイッチング時間、クロック遅延時間）を除去する回路を挿入して、パルス発生部３０で発生したパルスの幅を整数倍だけ正確に増幅して正確度を向上させることができる。

したがって、図６の回路は、分周部４０の出力パルスから「パルス発生部３０の出力のパルス幅以外の成分」を除去する回路をさらに含むものと言える。この際、図６の回路のパルス発生部３０は、Ｓ／Ｈ部２０の出力電圧値に比例するパルス幅を有するパルスを周期的に発生させなければならない。

カウンター部５０でクロック単位で測定されたデジタル値は、メモリ素子（例えば、レジスター）に格納される。

本発明のセンサ装置は、分解能を高める利点があるが、測定時間が増加する欠点がある。結果、時間の変化に伴う電圧の変化を正確に表現することができない欠点がある。

図８は測定電圧発生部の出力電圧の例である。

測定電圧発生部１０の出力電圧Ｖｉｎは時間の変化に伴い変化する。時間の変化に伴う電圧の変化を正確に測定するためには、短い時間の間隔で電圧を測定することが好ましいが、一つの時刻（例えば、ｔ＝ｔ１）での電圧の測定が完了する前には、他の時刻（ｔ＝ｔ２）での電圧の測定を開始できないという問題点がある。

万が一、サンプリングした電圧値を並列に処理すると、このような問題点を解決することができる。

図９は並列高速変換回路の例である。

図９の回路では、Ｓ／Ｈ部２０、パルス発生部３０、分周部４０、カウンター部５０がｎ個ずつ設けられていることから、１個ずつある場合よりｎ倍緻密な時間の間隔で電圧を測定することができる。したがって、時間の変化に伴う電圧の変化を正確に表現することができる。

換言すれば、本発明のセンサ装置では、２個以上のＳ／Ｈ部２０と、パルス発生部３０と、分周部４０と、カウンター部５０と、を含み、測定電圧発生部１０は、２個以上のＳ／Ｈ部２０に連結され、それぞれのＳ／Ｈ部２０の出力電圧は、互いに異なるパルス発生部３０、分周部４０、カウンター部５０に連結され、電圧測定の並列処理を可能にすることができる。

本発明に係るセンシング方法は、測定電圧発生部１０、Ｓ／Ｈ部２０と、パルス発生部３０と、分周部４０と、カウンター部５０と、を含むセンサ装置を利用するセンシング方法であって、以下の段階を含む。

第１段階：外部環境に応じて測定電圧発生部１０が異なる電圧値を出力する段階

第２段階：Ｓ／Ｈ部２０が、測定電圧発生部１０の出力電圧の特定の瞬間の電圧値を格納した後、出力する段階

第３段階：パルス発生部３０が、入力された電圧値に比例する周期のパルスを発生させる段階

第４段階：分周部４０が、パルス発生部３０の出力を分周する段階

第５段階：カウンター部５０が、分周部４０の出力パルスの長さをクロック単位で測定する段階

本発明のセンシング方法において、Ｓ／Ｈ部２０の入力電圧が所定の時間以上の間に変化しない場合、第２段階を除去してもよい。

前記第５段階においてクロック単位で測定された値はデジタル値であって、メモリ素子（例えば、レジスター）に格納されなければならないことから、本発明に係るセンシング方法は、以下の第６段階をさらに含んでもよい。

第６段階：レジスターがクロック単位で測定された値を格納する段階

Claims

外部環境に応じて異なる電圧値を出力する測定電圧発生部１０と、
入力された電圧値に比例する周期のパルスを発生させるパルス発生部３０と、
前記パルス発生部３０の出力を分周する分周部４０と、
前記分周部４０の出力パルスの長さをクロック単位で測定するカウンター部５０と、を含むことを特徴とする、センサ装置。
前記測定電圧発生部１０の出力電圧値をサンプリングし、保持するＳ／Ｈ部２０をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載のセンサ装置。
２個以上のＳ／Ｈ部２０と、パルス発生部３０と、分周部４０と、カウンター部５０と、を含み、
前記測定電圧発生部１０は２個以上のＳ／Ｈ部２０に連結され、それぞれのＳ／Ｈ部２０の出力電圧は互いに異なるパルス発生部３０、分周部４０、カウンター部５０に連結され、電圧測定の並列処理が可能であることを特徴とする、請求項２に記載のセンサ装置。
前記パルス発生部３０は、キャパシタと、電流源と、スイッチと、比較器と、を含むことを特徴とする、請求項１に記載のセンサ装置。
分周部４０の出力パルスからパルス発生部３０の出力のパルス幅以外の成分を除去する回路をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載のセンサ装置。
前記分周部４０は、２ⁿ分周部（divider）であることを特徴とする、請求項１に記載のセンサ装置。
測定電圧発生部１０と、パルス発生部３０と、分周部４０と、カウンター部５０と、を含むセンサ装置を利用するセンシング方法であって、
外部環境に応じて測定電圧発生部１０が異なる電圧値を出力する第１段階と、
パルス発生部３０が、入力された電圧値に比例する周期のパルスを発生させる第３段階と、
分周部４０が、パルス発生部３０の出力を分周する第４段階と、
カウンター部５０が、分周部４０の出力パルスの長さをクロック単位で測定する第５段階と、を含むことを特徴とする、センシング方法。
第１段階と第３段階との間に、Ｓ／Ｈ部２０が、測定電圧発生部１０の出力電圧の特定の瞬間の電圧値を格納した後、出力する第２段階をさらに含むことを特徴とする、請求項７に記載のセンシング方法。
前記第４段階は、パルス発生部３０の出力を２倍ずつ分周する過程をｎ回（ｎは、整数）繰り返すことを特徴とする、請求項７に記載のセンシング方法。