JP6237370B2 - 時間電圧変換器 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル信号のパルス幅時間又は周期を、その長さに比例した電圧値に変換する時間電圧変換器に関する。

従来、時間電圧変換器を用いてデジタル信号のパルス幅や周期を測定する技術が知られている。例えば、特許文献１に開示された時間電圧変換器では、被測定信号の立ち上がりに同期して定電流源によるコンデンサの充電を開始し、立下りに同期して充電を終了する。

コンデンサを充放電するスイッチをオフする際（充電を開始する際）に発生する非リニア領域の部分をマスクするために、遅延回路が挿入されている。このように、非リニア領域を排してリニア領域の期間のみでコンデンサを充電することにより、良好な時間電圧変換特性が得られる。

また、同様の技術として、特許文献２は、微小時間を拡大して測定する微小時間拡大装置を開示する。微小時間拡大装置は、入力信号の立ち上がりと立ち下りの各々に同期した２つの演算増幅器を用いた積分回路を備え、２つの積分回路の出力電圧の変化率に差をつけて、それら２つの信号を入力とする比較器の出力を反転させている。これにより、パルス幅は拡大率αで拡大され、この拡大率αは２つの積分器の開始電圧、抵抗値及び容量値から求めることができる。

特開２００４−１７９９５１号公報 特開昭６２−２４９０９４号公報

ところで、高速で変化するデジタル信号や半導体素子のスイッチング時間など、数１０ｎｓから数１００ｎｓのオーダーの微小時間の測定は、時間分解能の関係で測定不可能又は十分な測定精度が得られない。仮にスイッチング波形をサンプリングしようとする場合、精度良く測定するためにはその１０倍程度、つまり１ＧＨｚ以上でスイッチング波形をサンプリングしなければならず、汎用装置では困難である。

特許文献１では、被測定信号を遅延回路に通した後、その立ち上がり又は立ち上がりにそれぞれ同期して、定電流回路とコンデンサにより充電を開始又は終了させ、そのコンデンサの電圧差を読み取っている。
しかし、測定時間が非常に短い場合には、その電圧差は非常に小さくなるため、精度よく測定することが困難である。また、特許文献１では、デジタル信号のパルス幅時間及び周期の測定に専ら使用される。

また、特許文献２では、２つの演算増幅器を用いた積分器を用いて微小時間を拡大率αで拡大し、積分器の回路定数により微小時間を測定している。この技術では、２つの積分器の出力電圧が一致した点を基準として時間を計算しており、電圧差は用いられない。従って、出力電圧を一致（交差）させる必要があるので、測定精度の向上のために電圧差を大きくすることは測定時間がかかるという問題がある。

本発明の課題は、測定時間が非常に短くても微小なパルス幅時間又は周期を有する被測定信号を高精度で測定することができる時間電圧変換器を提供することにある。

本発明は、集積回路内の素子のマッチングの良好さを利用し、全ての回路を集積回路内に作り込むことにより良好な時間電圧変換器を作製する。即ち、本発明の時間電圧変換器は、被測定信号が第１電圧から第２電圧まで変化する時間を電圧に変換して出力する時間電圧変換器であって、被測定信号が第１電圧に達したときに、第１定電流により第１コンデンサを充電する第１充電回路と、被測定信号が第２電圧に達したときに、第２定電流により第２コンデンサを充電する第２充電回路と、被測定信号が第２電圧に達してから所定時間が経過した後に第１コンデンサの電圧と第２コンデンサの電圧との差電圧を検出し、被測定信号が第１電圧から第２電圧に至るまでの時間に対応する電圧として出力する差電圧検出部を備える。

本発明によれば、測定時間が非常に短くても微小なパルス幅時間又は周期を有する被測定信号を高精度で測定することができる。

本発明の実施例１の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１の時間電圧変換器の動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の実施例２の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３の時間電圧変換器の動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の実施例３の変形例の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３の変形例の時間電圧変換器の動作を説明するタイミングチャートである。

以下、本発明の実施の形態の時間電圧変換器を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。この時間電圧変換器は、第１充電回路１１、第２充電回路１２及びオペアンプＯＰを備える。オペアンプＯＰは、本発明の差電圧検出部に対応する。

第１充電回路１１は、第１基準電源Ｅ１、第１コンパレータＣＭＰ１、第１カウンタ２１、第１電流源Ｉ１、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第１コンデンサＣ１を備える。第１コンパレータＣＭＰ１は、本発明の第１電圧比較器に対応する。

第１基準電源Ｅ１は、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１を発生し、第１コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子に出力する。第１基準電圧Ｖｒｅｆ１は、例えば、外部から入力される被測定信号ＶＩＮの高レベル時の電圧の１０％の電圧とする。

第１コンパレータＣＭＰ１は、外部から反転入力端子に入力される被測定信号ＶＩＮと第１基準電源Ｅ１から非反転入力端子に入力される第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、被測定信号ＶＩＮの電圧が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きくなったときに出力端子からＬレベルを出力する。

第１カウンタ２１は、例えばｋ分周器（ｋは正の整数）からなる。第１カウンタ２１は、必要に応じて付加され、被測定信号ＶＩＮの電圧が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１より大きくなり第１コンパレータＣＭＰ１からＬレベルが出力されたときに計数を開始する。
第１カウンタ２１は、所定数を計数したときに、その旨の信号を第１スイッチング素子ＳＷ１に出力し、第１スイッチング素子ＳＷ１をオンさせる。第１カウンタ２１の計数値を調整することにより、第１コンデンサＣ１に充電される電圧を調整することができる。

第１電流源Ｉ１は、直流電流を第１スイッチング素子ＳＷ１の一端に供給する。第１コンデンサＣ１は、第１電流源Ｉ１から第１スイッチング素子ＳＷ１を介して供給される直流電流により充電される。

第１スイッチング素子ＳＷ１は、例えばＭＯＳＦＥＴからなる。第１スイッチング素子ＳＷ１の一端は第１電流源Ｉ１に接続され、他端は第１コンデンサＣ１の一端に接続され、制御端子は第１カウンタ２１の出力端子に接続される。第１スイッチング素子ＳＷ１は、制御端子に供給される信号に応じてオン／オフする。

第１コンデンサＣ１は、第１電流源Ｉ１から第１スイッチング素子ＳＷ１を介して供給される直流電流により充電される。第１コンデンサＣ１の電圧は、オペアンプＯＰの反転入力端子に供給される。

第２充電回路１２は、第２基準電源Ｅ２、第２コンパレータＣＭＰ２、第２カウンタ２２、第２電流源Ｉ２、第２スイッチング素子ＳＷ２及び第２コンデンサＣ２を備える。第２コンパレータＣＭＰ２は、本発明の第２電圧比較器に対応する。

第２基準電源Ｅ２は、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を発生し、第２コンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子に供給する。第２基準電圧Ｖｒｅｆ２は、例えば、外部から入力される被測定信号ＶＩＮの高レベル時の電圧の９０％の電圧とする。

第２コンパレータＣＭＰ２は、外部から反転入力端子に供給される被測定信号ＶＩＮと、第２基準電源Ｅ２から非反転に端子に供給される第２基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、被測定信号ＶＩＮの電圧が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２より大きくなったときに、出力端子からＬレベルを出力する。

第２カウンタ２２は、例えばｋ分周器からなる。第２カウンタ２２は、必要に応じて付加され、被測定信号ＶＩＮの電圧が第２基準電圧Ｖｒｅｆ２より大きくなり第２コンパレータＣＭＰ２からＬレベルが出力されたときに計数を開始する。第２カウンタ２２は、所定数を計数したときに、その旨の信号を第２スイッチング素子ＳＷ２に出力し、第２スイッチング素子ＳＷ２をオンさせる。第２カウンタ２２の計数値を調整することにより、第２コンデンサＣ２に充電される電圧を調整することができる。

第２電流源Ｉ２は、直流電流を第２スイッチング素子ＳＷ２の一端に供給する。第２コンデンサＣ２は、第２電流源Ｉ２から第２スイッチング素子ＳＷ２を介して供給される直流電流により充電される。

第２スイッチング素子ＳＷ２は、例えばＭＯＳＦＥＴからなる。第２スイッチング素子ＳＷ２の一端は第２電流源Ｉ２に接続され、他端は第２コンデンサＣ２の一端に接続され、制御端子は第２カウンタ２２の出力端子に接続される。第２スイッチング素子ＳＷ２は、制御端子に供給される信号に応じてオン／オフする。

第２コンデンサＣ２は、第２電流源Ｉ２から第２スイッチング素子ＳＷ２を介して供給される直流電流により充電される。第２コンデンサＣ２の電圧は、オペアンプＯＰの非反転入力端子に供給される。

オペアンプＯＰは、第１コンデンサＣ１の電圧と第２コンデンサＣ２の電圧との差電圧ΔＶを算出し、差電圧ΔＶを、被測定信号ＶＩＮが第１基準電圧Ｖｒｅｆ１から第２基準電圧Ｖｒｅｆ２まで変化する時間に対応する電圧として、出力端子ＯＵＴから出力する。このとき、オペアンプＯＰは、差電圧ΔＶを増幅して出力する。これにより、電圧（差電圧ΔＶ）を時間に変換する際の精度のノイズマージンを向上させることができる。

このような構成において、第１電流源Ｉ１からの電流値及び第１コンデンサＣ１の容量値を変化させることにより、第１コンデンサＣ１の充電特性、より詳しくは充電時の電圧の変化を示す直線の傾きを変化させることができる。同様に、第２電流源Ｉ２からの電流値及び第１コンデンサＣ１の容量値を変化させることにより、第２コンデンサＣ２の充電特性、より詳しくは充電時の電圧の変化を示す直線の傾きを変化させることができる。
従って、例えば、第１コンデンサＣ１の充電特性を示す直線の傾きより第２コンデンサＣ２の充電特性を示す直線の傾きを小さくすれば、大きな差電圧ΔＶを得ることができる。この構成により、耐ノイズ性を向上させ、また、感度を向上させることができる。

また、第１充電回路１１及び第２充電回路１２は、１つの集積回路の中に作成することができる。この場合、両者の特性が非常に近くなるのでペアの特性が良好になり、特性の相違に起因する種々の誤差を除去することができる。

例えば、第１充電回路１１及び第２充電回路１２を１つの集積回路の中に作成することにより、第１コンパレータＣＭＰ１及び第２コンパレータＣＭＰ２の各々の入力に対する出力の誤差分が略同じになり、この状態で差電圧ΔＶが算出されるので、差電圧ΔＶから誤差分が除去される。従って、２つのコンパレータを使用したことにより、正確に動作する時間電圧変換器を実現できる。

次に、このように構成される実施例１の時間電圧変換器の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。実施例１では、外部からスイッチング波形として入力される被測定信号ＶＩＮを、２つのコンパレータに決められた２つの閾値（例えば１０％、９０％）を用いてそれぞれ検出し、検出された時間差（Δｔ）を電圧差（ΔＶ）に変換し、電圧差（ΔＶ）を参照することにより間接的にスイッチング時間を測定する。

時間差（Δｔ）から電圧差（ΔＶ）への変換は次のようにして行われる。図２に示すように被測定信号ＶＩＮの電圧が上昇し第１基準電圧Ｖｒｅｆ１（１０％）より大きくなると、第１コンパレータＣＭＰ１の出力が第１カウンタ２１を介して第１スイッチング素子ＳＷ１の制御端子に出力される。これにより、第１電流源Ｉ１から第１スイッチング素子ＳＷ１を経由して第１コンデンサＣ１に電流が供給され、図２のＣ１に示すように充電が開始されて電圧が上昇する。
第１コンデンサＣ１の充電は、時間ｔａ’が経過した後、例えば、１０μｓが経過した後に停止される。なお、図２において、時間ｔｄ及びｔｄ’は、被測定信号ＶＩＮの立ち上がり及び立ち下がり時に第１コンパレータＣＭＰ１及び第２コンパレータＣＭＰ２の出力にそれぞれ発生するディレイタイムである。

これと同様に、被測定信号ＶＩＮの電圧がさらに上昇して第２基準電圧Ｖｒｅｆ２（９０％）より大きくなると、第２コンパレータＣＭＰ２の出力が第２カウンタ２２を介して第２スイッチング素子ＳＷ２の制御端子に供給される。これにより、第２電流源Ｉ２から第２スイッチング素子ＳＷ２を経由して第２コンデンサＣ２に電流が供給され、図２のＣ２に示すように充電が開始されて電圧が上昇する。
第２コンデンサＣ２の充電は、時間ｔｂ’が経過した後に停止される。第２コンデンサＣ２の充電の停止は、例えば第１コンデンサＣ１の充電の停止と同じタイミングになるように構成してもよい。

第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の充電が停止された時点において、オペアンプＯＰは、第１コンデンサＣ１の電圧と第２コンデンサＣ２の電圧との差電圧を演算し、被測定信号ＶＩＮが第１基準電圧Ｖｒｅｆ１から第２基準電圧Ｖｒｅｆ２まで変化する時間に対応する電圧として、出力端子ＯＵＴから出力する。

なお、第１コンデンサＣ１の電圧と第２コンデンサＣ２の電圧との差電圧は、オペアンプＯＰにおいて増幅される。また、差電圧を大きくとるために、第１電流源Ｉ１からの第１定電流の値と第２電流源Ｉ２からの第２定電流の値との比を１：１／Ｍ（Ｍは１以上の整数）に設定することができる。また、第１コンデンサＣ１の容量と第２コンデンサＣ２の容量との比を１：Ｍに設定しても良い。
このように、第１定電流及び第２定電流の値、又は、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の容量を設定することにより、第１コンデンサＣ１の充電特性を示す直線の傾きより第２コンデンサＣ２の充電特性を示す直線の傾きが小さくなるので、大きな差電圧ΔＶを得ることができる。その結果、耐ノイズ性を向上させ、また、感度を向上させることができる。

今、第１電流源Ｉ１からの電流値をｉ１、第２電流源Ｉ２からの電流値をｉ２、第１コンデンサＣ１の容量値をｃ１、及び、第２コンデンサＣ２の容量値をｃ２とする。

第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の充電が開始されると、任意の時刻ｔにおける第１コンデンサＣ１の電圧Ｖ１’及び第２コンデンサＣ２の電圧Ｖ２’はそれぞれ以下の（１）式及び（２）式で表される。

ここで、第１コンパレータＣＭＰ１が反転して第１電流源Ｉ１からの第１定電流ｉ１により第１コンデンサＣ１への充電が開始し、時間Δｔ後に、第２コンパレータＣＭＰ２が反転して第２電流源Ｉ２からの第２定電流ｉ２により第２コンデンサＣ２への充電が開始し、第１コンパレータＣＭＰ１が反転してから時間Ｔが経過した後の第１コンデンサＣ１の電圧と第２コンデンサＣ２の電圧との差を読み取る場合を考える。

時間Ｔが経過した後の第１コンデンサＣ１の電圧Ｖ１’及び第２コンデンサＣ２の電圧Ｖ２’は、それぞれ以下の（３）式及び（４）式で表される。

ここで、ｉ１＝Ｉ、ｉ２＝Ｉ／ｍ、ｃ１＝Ｃ、ｃ２＝ｎＣとすると、電圧Ｖ１’と電圧Ｖ２’との電圧差ΔＶは下記（５）式のようになる。なお、比率ｍ及びｎは任意の正数である。

この（５）式から分かるように、時間Ｔや比率ｍ、ｎを大きくとることにより、電圧差ΔＶを大きくすることができる。ここで、ｍ＝ｎ＝１とすれば、下記（６）式が得られる。

なお、特許文献１に示すように遅延回路を設けて非リニア領域を避け、リニア領域で測定を行うように構成すれば、さらに測定精度を向上させることが可能となる。

また、時間Ｔを長くとるために、第１カウンタ２１及び第２カウンタとして高次の分周回路を用いることもできる。上述した時間電圧変換器は、アナログ、ミックスドシグナル及びデジタルＩＣの全てにおいて有効である。

本発明の実施例２は、実施例１をさらに具体化したものである。図３は、本発明の実施例２の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。なお、実施例１と同一部分には、同一符号を付し説明を省略する。

実施例２の時間電圧変換器では、実施例１の時間電圧変換器と異なり、被測定信号ＶＩＮ１と被測定信号ＶＩＮ２との２個の被測定信号が外部から入力される。

第１充電回路１１の第１カウンタ２１は、抵抗、コンデンサ及びシュミットトリガ特性を有するインバータから構成されたフィルタと、このフィルタの出力をクロックＣＬＫに同期して分周する分周回路とから構成されている。フィルタは、第１コンパレータＣＭＰ１からの信号に含まれるノイズを除去し、分周回路に供給する。分周回路は、フィルタからの信号を分周して第１スイッチング素子ＳＷ１の制御端子に供給する。第１カウンタ２１による信号の遅延時間は、第１コンパレータＣＭＰ１の応答遅れ時間ｔｄ及びｔｄ’に含まれる。

第２充電回路１２の第２カウンタ２２は、抵抗、コンデンサ及びシュミットトリガ特性を有するインバータから構成されたフィルタと、このフィルタの出力をクロックＣＬＫに同期して分周する分周回路とから構成されている。フィルタは、第２コンパレータＣＭＰ２からの信号に含まれるノイズを除去し、分周回路に供給する。分周回路は、フィルタからの信号を分周して第２スイッチング素子ＳＷ２の制御端子に供給する。第２カウンタ２２による信号の遅延時間は、第２コンパレータＣＭＰ２の応答遅れ時間ｔｄ及びｔｄ’に含まれる。

差動増幅回路１３は、第１充電回路１１からの電圧と第２充電回路１２からの電圧との電圧差ΔＶを増幅する。差動増幅回路１３は、実施例１のオペアンプＯＰに４個の抵抗を付加して構成されており、本発明の差電圧検出部に対応する。即ち、差動増幅回路１３に有するオペアンプＯＰの反転入力端子は、抵抗Ｒ１を介して第１コンデンサＣ１の一端に接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介してオペアンプＯＰの出力端子に接続されている。オペアンプＯＰの非反転入力端子は、抵抗Ｒ２を介して第２コンデンサＣ２の一端に接続されるとともに、抵抗Ｒ４を介して接地されている。

ここで、Ｒ１＝Ｒ３、Ｒ２＝Ｒ４とし、差動増幅回路１３の増幅率をＲ２／Ｒ１とすると、差電圧ΔＶは下記（７）式で求めることができる。

実施例２の時間電圧変換器の動作は、被測定信号ＶＩＮ１と被測定信号ＶＩＮ２との２個の被測定信号が外部から入力される点を除けば、実施例１の時間電圧変換器の動作と同じであるので、ここでは、その説明は省略する。

このように構成される実施例２の時間電圧変換器は、実施例１の時間電圧変換器と同様に動作し同様の効果が得られる。また、複数の被測定信号を外部から入力することができるので、実施例１に比べて汎用性に優れるという利点を有する。

なお、実施例２の時間電圧変換器において、被測定信号ＶＩＮ１と被測定信号ＶＩＮ２の入力端子を接続し、実施例１のように１個の被測定信号を測定するように構成しても良い。

本発明の実施例３の時間電圧変換器は、実施例１及び実施例２では２個の充電回路を備えるのに対して、Ｎ個（Ｎは３以上の整数）の充電回路を備えて構成されている。

図４は、本発明の実施例３の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。この時間電圧変換器は、Ｎ個の第１充電回路１１〜第Ｎ充電回路１Ｎと差動増幅回路１３を備えている。Ｎ個の第１充電回路１１〜第Ｎ充電回路１Ｎの各々の構成は、実施例１又は実施例２の時間電圧変換器の第１充電回路１１又は第２充電回路１２の構成と同じである。第１充電回路１１〜第Ｎ充電回路１Ｎからそれぞれ出力される電圧Ｖ₁〜Ｖ_Nは、差動増幅回路１３に出力される。

なお、本発明においては、Ｎ個の第１充電回路１１〜第Ｎ充電回路１Ｎの中の１個を表現する場合、第ｊ充電回路１ｊ（ｊ＝１、２、・・・、Ｎ）と表す。この場合、被測定信号との比較に使用される基準電圧は第ｊ電圧、充電用の定電流は第ｊ定電流、充電の対象であるコンデンサは第ｊコンデンサとそれぞれ表示する。また、第ｊ充電回路１ｊの隣（サフィックスが増加する方向の隣）の充電回路は、第ｊ＋１充電回路と表し、基準電圧は第ｊ＋１電圧、定電流は第ｊ＋１定電流、コンデンサは第ｊ＋１コンデンサとそれぞれ表す。

差動増幅回路１３は、本発明の差電圧検出部に対応し、第１充電回路１１からの電圧Ｖ₁と第２充電回路１２からの電圧Ｖ₂との差電圧ΔＶ₁₂を検出し、出力端子ＯＵＴ１から出力する。同様に、第２充電回路１２からの電圧Ｖ₂と第３充電回路１３からの電圧Ｖ₃との差電圧ΔＶ₂₃を検出し、出力端子ＯＵＴ２から出力する。以下同様にして差電圧を検出し、最後に、第Ｎ−１充電回路１Ｎ−１からの電圧Ｖ_N-1と第Ｎ充電回路１Ｎからの電圧Ｖ_Nとの差電圧ΔＶ_N-1Nを検出し、出力端子ＯＵＴＮ−１から出力する。

次に、本発明の実施例３の時間電圧変換器の動作を説明する。図５は、実施例３の時間電圧変換器の動作を説明するためのタイミングチャートである。図５では、５個の充電回路を有する場合の時間電圧変換器の動作の例を示している。被測定信号ＶＩＮが図５に示すように変化すると、第１コンパレータＣＭＰ１〜第５コンパレータＣＭＰ５は、時刻ｔ₁〜ｔ₅においてそれぞれトリップし、電圧Ｖ₁〜Ｖ₅を差動増幅回路１３に供給する。
これにより、差動増幅回路１３の出力端子ＯＵＴ１には、電圧Ｖ₁と電圧Ｖ₂との差電圧ΔＶ₁₂が出力される。同様に、差動増幅回路１３の出力端子ＯＵＴ２には、電圧Ｖ₂と電圧Ｖ₃との差電圧ΔＶ₂₃sが出力され、出力端子ＯＵＴ３には、電圧Ｖ₃と電圧Ｖ₄との差電圧ΔＶ₃₄が出力され、出力端子ＯＵＴ４には、電圧Ｖ₄と電圧Ｖ₅との差電圧ΔＶ₄₅が出力される。

このように実施例３の時間電圧変換器によれば、連続的に変化する被測定信号の隣り合った２つの時刻における差電圧を連続的に検出できるので、被測定信号の複数の区間の時間を同時に測定できる。
また、差動増幅器１３は、任意の充電回路間の差電圧を検出する組み合わせを行うことも可能であり、必要に応じて差動増幅器を増設してもよい。即ち、差動増幅回路１３は、被測定信号が第ｊ電圧から第ｊ＋ｘ電圧（ｘ＝２、３、・・・、Ｎ）に達してから所定時間が経過した後に第ｊコンデンサの電圧と第ｊ＋ｘコンデンサの電圧との差電圧を検出し、被測定信号の第ｊから第ｊ＋ｘ区間の時間に対応する電圧として出力するように構成してもよい。

また、被測定信号は、２以上の複数の被測定信号ｊからなってもよい。この場合、複数の被測定信号ｊの各々が第ｊ電圧（ｊ＝１、２、・・・、Ｎ）に達したときに、第ｊ定電流により第ｊコンデンサを充電する第ｊ充電回路を備える。差動増幅回路１３は、複数の被測定信号ｊが第ｊ電圧から第ｊ＋ｘ電圧（ｘ＝２、３、・・・、Ｎ）に達してから所定時間が経過した後に、第ｊコンデンサの電圧と第ｊ＋ｘコンデンサの電圧との差電圧を検出し、被測定信号の第ｊから第ｊ＋ｘ区間の時間に対応する電圧として出力するように構成してもよい。

（実施例３の変形例）
次に、実施例３の変形例について説明する。図６は、本発明の実施例３の変形例の時間電圧変換器の構成を示す回路図である。実施例３と同一部分には、同一符号を付し説明を省略する。

なお、実施例３の変形例では、４個の充電回路を備えた例を示しているが、充電回路の数は４個に限定されず任意である。変形例の時間電圧変換器は、実施例３の構成にさらに制御回路１４及び基準電圧源１５が追加されて構成されている。

制御回路１４は、被測定信号ＶＩＮが漸増する範囲では、第１コンパレータＣＭＰ１〜第４コンパレータＣＭＰ４に与える基準電圧を電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ４に設定し、被測定信号ＶＩＮが漸減する範囲では、第１コンパレータＣＭＰ１〜第４コンパレータＣＭＰ４に与える基準電圧を電圧Ｖｒｅｆ５〜Ｖｒｅｆ８に設定するような閾値切り換え信号を生成し、基準電圧源１５に出力する。

基準電圧源１５は、制御回路１４からの閾値切り換え信号に応じて、第１コンパレータＣＭＰ１〜第４コンパレータＣＭＰ４の各々の非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ４又は基準電圧Ｖｒｅｆ５〜Ｖｒｅｆ８を供給する。

また、図面の煩雑化を避けるために、第１充電回路１１〜第４充電回路１４の各々の範囲を図示していないが、各充電回路は、以下のように構成される。

即ち、第１充電回路１１は、基準電圧源１５の一部、第１コンパレータＣＭＰ１、第１カウンタ２１、制御回路１４の一部、第１電流源Ｉ１、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第１コンデンサＣ１から構成されている。第２充電回路１２は、基準電圧源１５の一部、第２コンパレータＣＭＰ２、第２カウンタ２２、制御回路１４の一部、第２電流源Ｉ２、第２スイッチング素子ＳＷ２及び第２コンデンサＣ２から構成されている。

同様に、第３充電回路１３は、基準電圧源１５の一部、第３コンパレータＣＭＰ３、第３カウンタ２３、制御回路１４の一部、第３電流源Ｉ３、第３スイッチング素子ＳＷ３及び第３コンデンサＣ３から構成されている。第４充電回路１４は、基準電圧源１５の一部、第４コンパレータＣＭＰ４、第４カウンタ２４、制御回路１４の一部、第４電流源Ｉ４、第４スイッチング素子ＳＷ４及び第４コンデンサＣ４から構成されている。

次に、本発明の実施例３の変形例の時間電圧変換器の動作を説明する。図７は、実施例３の変形例の時間電圧変換器の動作を説明するためのタイミングチャートである。
被測定信号ＶＩＮが図７に示すように変化すると、被測定信号ＶＩＮが漸増する範囲では、第１コンパレータＣＭＰ１〜第４コンパレータＣＭＰ４が時刻ｔ₁〜ｔ₄においてそれぞれトリップし、電圧Ｖ₁〜Ｖ₄を差動増幅回路１３に供給する。
これにより、差動増幅回路１３の出力端子ＯＵＴ１には、電圧Ｖ₁と電圧Ｖ₂との差電圧ΔＶ₁₂が出力される。同様に、差動増幅回路１３の出力端子ＯＵＴ２には、電圧Ｖ₂と電圧Ｖ₃との差電圧ΔＶ₂₃が出力され、出力端子ＯＵＴ３には、電圧Ｖ₃と電圧Ｖ₄との差電圧ΔＶ₃₄が出力される。

一方、被測定信号ＶＩＮが漸減する範囲では、第１コンパレータＣＭＰ１〜第４コンパレータＣＭＰ４が時刻ｔ₅〜ｔ₈においてそれぞれトリップし、電圧Ｖ₅〜Ｖ₈を差動増幅回路１３に供給する。
これにより、差動増幅回路１３の出力端子ＯＵＴ１には、電圧Ｖ₅と電圧Ｖ₆との差電圧ΔＶ₅₆が出力される。同様に、差動増幅回路１３の出力端子ＯＵＴ２には、電圧Ｖ₆と電圧Ｖ₇との差電圧ΔＶ₆₇が出力され、出力端子ＯＵＴ３には、電圧Ｖ₇と電圧Ｖ₈との差電圧ΔＶ₇₈が出力される。

このように実施例３の変形例によれば、実施例３と同様に動作し同様の効果が得られる。また、４個の充電回路で８個分の充電回路の機能を実現できるので、コストパフォーマンスを向上させることができる。

また、実施例３と同様に、任意の充電回路出力間電圧を測定することも可能である。

１１ 第１充電回路
１２ 第２充電回路
１Ｎ 第Ｎ充電回路
１３ 差動増幅回路
１４ 制御回路
１５ 基準電圧源
ＯＰ オペアンプ
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ４ 第１〜第４コンパレータ
Ｅ１〜ＥＮ 第１〜第Ｎ基準電源
２１〜２ｎ 第１〜第Ｎカウンタ
Ｉ１〜ＩＮ 第１〜第Ｎ電流源
ＳＷ１〜ＳＷＮ 第１〜第Ｎスイッチング素子
Ｃ１〜ＣＮ 第１〜第Ｎコンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗

Claims (9)

1. 被測定信号が第１電圧から第２電圧まで変化する時間を電圧に変換して出力する時間電圧変換器であって、
   前記被測定信号が第１電圧に達したときに、第１定電流により第１コンデンサを充電する第１充電回路と、
   前記被測定信号が第２電圧に達したときに、第２定電流により第２コンデンサを充電する第２充電回路と、
   前記被測定信号が第２電圧に達してから所定時間が経過した後に前記第１コンデンサの電圧と前記第２コンデンサの電圧との差電圧を検出し、前記被測定信号が前記第１電圧から前記第２電圧に至るまでの時間に対応する電圧として出力する差電圧検出部と、
   を備えることを特徴とする時間電圧変換器。
2. 前記第１充電回路は、
   前記第１電圧を第１基準電圧として前記被測定信号と比較し、被測定信号が第１基準電圧に達したときに、前記第１定電流による前記第１コンデンサへの充電を開始させる第１電圧比較器を備え、
   前記第２充電回路は、
   前記第２電圧を第２基準電圧として前記被測定信号と比較し、被測定信号が第２基準電圧に達したときに、前記第２定電流による前記第２コンデンサへの充電を開始させる第２電圧比較器を備えることを特徴とする請求項１記載の時間電圧変換器。
3. 前記第１定電流の値と前記第２定電流の値との比は１：１／Ｎ（Ｎは１以上の整数）であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の時間電圧変換器。
4. 前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との比は１：Ｎ（Ｎは１以上の整数）であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の時間電圧変換器。
5. 前記第１充電回路は、前記被測定信号が第１電圧に達したときに計数を開始する第１カウンタを備え、該第１カウンタが所定数を計数したときに前記第１定電流により第１コンデンサを充電し、
   前記第２充電回路は、前記被測定信号が第２電圧に達したときに計数を開始する第２カウンタを備え、該第２カウンタが所定数を計数したときに前記第２定電流により第２コンデンサを充電することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の時間電圧変換器。
6. 第１電圧から第Ｎ電圧（Ｎは３以上の整数）まで変化する被測定信号を構成する複数の区間の時間を電圧に変換して出力する時間電圧変換器であって、
   前記被測定信号が第ｊ電圧（ｊ＝１、２、・・・、Ｎ）に達したときに、第ｊ定電流により第ｊコンデンサを充電する第ｊ充電回路と、
   前記被測定信号が第ｊ＋１電圧に達したときに、第ｊ＋１定電流により第ｊ＋１コンデンサを充電する第ｊ＋１充電回路と、
   前記被測定信号が第ｊ＋１電圧に至る毎に、第ｊ＋１電圧に達してから所定時間が経過した後に前記第ｊコンデンサの電圧と前記第ｊ＋１コンデンサの電圧との差電圧を検出し、前記第１電圧から前記第Ｎ電圧まで変化する前記被測定信号を構成する複数の区間の時間に対応する電圧として出力する差電圧検出部と、
   を備えることを特徴とする時間電圧変換器。
7. 前記差電圧検出部は、前記被測定信号が第ｊ電圧から第ｊ＋ｘ電圧（ｘ＝２、３、・・・、Ｎ）に達してから所定時間が経過した後に前記第ｊコンデンサの電圧と前記第ｊ＋ｘコンデンサの電圧との差電圧を検出し、前記被測定信号の前記第ｊから第ｊ＋ｘ区間の時間に対応する電圧として出力することを特徴とする請求項６記載の時間電圧変換器。
8. 第１の被測定信号が第１電圧に達してから、第２の被測定信号が第２電圧に達するまでの時間差を電圧に変換して出力する時間電圧変換器であって、
   前記第１の被測定信号が第１電圧に達したときに、第１定電流により第１コンデンサを充電する第１充電回路と、
   前記第２の被測定信号が第２電圧に達したときに、第２定電流により第２コンデンサを充電する第２充電回路と、
   前記第２の被測定信号が第２電圧に達してから所定時間が経過した後に前記第１コンデンサの電圧と前記第２コンデンサの電圧との差電圧を検出し、前記第１の被測定信号が前記第１電圧に達してから前記第２の被測定信号が前記第２電圧に至るまでの時間に対応する電圧として出力する差電圧検出部と、
   を備えることを特徴とする時間電圧変換器。
9. 前記被測定信号は、２以上の複数の被測定信号ｊからなり、
   前記複数の被測定信号ｊの各々が第ｊ電圧（ｊ＝１、２、・・・、Ｎ）に達したときに、第ｊ定電流により第ｊコンデンサを充電する第ｊ充電回路を備え、
   前記差電圧検出部は、前記複数の被測定信号が第ｊ電圧から第ｊ＋ｘ電圧（ｘ＝２、３、・・・、Ｎ）に達してから所定時間が経過した後に、前記第ｊコンデンサの電圧と前記第ｊ＋ｘコンデンサの電圧との差電圧を検出し、前記被測定信号の第ｊから第ｊ＋ｘ区間の時間に対応する電圧として出力することを特徴とする請求項６記載の時間電圧変換器。

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