JP2011040985A

JP2011040985A - Ａｄ変換器

Info

Publication number: JP2011040985A
Application number: JP2009186392A
Authority: JP
Inventors: Tadayoshi Yamamoto; 侃良山本
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2009-08-11
Filing date: 2009-08-11
Publication date: 2011-02-24

Abstract

【課題】簡単な構成で特殊な電子部品を必要とせず、精度・安定性の高いＡ／Ｄ変換器を提供する。
【解決手段】入力信号源を切り替えるためのアナログマルチプレクサ２と、このアナログマルチプレクサ出力をサンプリングするスイッチ５と、サンプリングされた電圧信号を保持するコンデンサ６と、このコンデンサ６に充電された電荷を一定速度で放電させるための定電流回路７と、一定速度で放電する電荷を時間間隔信号に変換するコンパレータ回路８と、その時間間隔信号を計数しデジタル値を得るカウンタ９と、スイッチ５を制御するデジタルコントローラ１０とを設け、入力信号値とその計測値とから演算により未知電圧のデジタル値を得られるようにする。
【選択図】図１

Description

この発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器、特に構成が単純で、特殊な半導体などのデバイスを必要とせず、かつ多品種少量生産に適するＡＤ変換器に関する。

ＡＤ変換器は、高精度・高分解能（１６ビット以上）を必要とする分野（温度測定制御や、ロードセル応用・圧力および引っ張り力測定装置）では、逐次比較型ＡＤ変換器またはデルタ・シグマ（Δ・Σ）型ＡＤ変換器が多用されている。この種のＡＤ変換器は高い精度の２進数的比較動作を必要とし、製造工程上、素子のトリミングには、高度な設備と技術が必要であるため、量産と大量販売により、製造単価を下げる仕組みが必要となる。市販形態は、半導体集積回路である。

またユーザーサイドの問題として、それら半導体集積回路を製品に組み込む際の初期費用（プリント基板設計・製作費用など）を必要とする。最近の半導体集積技術は微少化に向かっているので、市販製品のサイズは、端子間隔で0.5mmが当たり前になりつつあり、手作業による組み込み（取り付け）を困難としている。それら半導体製品の試用と評価作業も容易ではない。

一方、この種の従来例として、例えば非特許文献１に示すような二重積分方式ＡＤ変換器がある。その概要構成を図３に示し、図４にその動作波形を示す。
測定時にスイッチＳを図３の上側に倒して、測定すべき未知電圧VXの積分を開始すると、制御回路が動作してカウンタがクロックパルスの計数を開始する。このとき、積分器の出力は図４のように低下し始める。

クロックパルスの計数値が予め設定した値N1に達すると、制御回路がスイッチＳを図３の下側に切り替えるので、基準電圧VSが積分器に入力される。積分器の出力が上昇して０に達すると、制御回路は積分器の動作を停止させる。この積分器の出力が０に戻るまでの時間N2は、測定すべき未知電圧VXに比例する。また、基準電圧VSはN1に比例するので、未知電圧VX＝N2・VS/ N1なる演算により求めることができる。

「二重積分型Ａ／Ｄ変換器」平成２１年６月２４日検索、インターネット<ＵＲＬ：ｈｔｔｐ／／ｗｗｗ．ｍｌａｂ．ｉｃｅ．ｕｅｃ．ａｃ．ｊｐ／ｍｉｔ／ｔｅｘｔ／ｓｉｎｇｏｕ／Ｓｉｒｙｏ／Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔ−１／ｎｏｄｅ６．ｈｔｍｌ>

しかしながら、上記二重積分方式ＡＤ変換器は、充電放電の両方で積分動作を行なうため、ＡＤ変換時間が長くなるという問題がある。

従って、この発明の課題は、二重積分方式ＡＤ変換器よりもＡＤ変換動作を高速化するとともに、精度安定度を高めることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明は、入力信号源を順次切り替えるためのアナログマルチプレクサと、前記入力信号にバイアスを与えるバイアス回路と、このバイアス回路出力をサンプリングするスイッチと、サンプリングされた電圧信号を保持するコンデンサと、このコンデンサに充電された電荷を一定速度で放電させるための定電流回路と、一定速度で放電する電荷を時間間隔信号に変換するコンパレータ回路と、その時間間隔信号を計数しデジタル値を得るカウンタと、前記スイッチを制御するデジタルコントローラとを備えたことを特徴とする。

請求項１の発明においては、前記入力信号源のサンプリングに対し影響を与えないようにするために、バッファアンプを設けることができ（請求項２の発明）、また、請求項１または２の発明においては、前記デジタルコントローラは、前記デジタル値を表示器を含む外部機器に出力するインターフェース回路を有することができ（請求項３の発明）、さらに、請求項１〜３のいずれかの発明においては、入力信号を第１の基準電圧，第２の基準電圧および未知電圧とし、この第１,第２の基準電圧とこれらの各時間間隔信号値とを用いて所定の演算を行ない、前記未知電圧のデジタル値を求めることができる（請求項４の発明）。

すなわち、この発明の特徴は、特に高速というわけではないが単純な構成であること、特殊な半導体デバイスなどを用いることなく、多品種少量生産装置への対応に適していることなどである。回路の核となる部分には分離部品を用い、時間間隔信号の長さを選択することが容易（コンデンサ容量Ｃおよび定電流値Ｉを変えることで可能）であるので、一つの回路中の定数変更のみで動作時間と分解能の選択が可能となる。そのため、比較的低いコストで高度な性能（１６〜２４ビット）からありふれた性能（１６ビット以下）まで、幅広く対応可能である。また、パッケージ化された半導体式ＡＤ変換器に比べ、比較的低いコストで高度な性能からありふれた性能までを提供することができる。

この発明によれば、充電動作を急速に行なうことで、従来の二重積分型と比較して、変換動作時間をほぼ半減することができる。また、単純な構成であること、特殊な半導体などのデバイスを用いないので、少量生産装置への応用に適しているという利点もある。一方で、時間間隔信号を発生する部分にコンデンサを使っているため、環境、特に温度の影響を受け易く精度安定度が低い。そこで、基準データ入力量を基に、特性をリアルタイムで修正し、未知入力量を補正する構成とすることにより、精度安定度を向上させるようにしている。

この発明の実施の形態を示す構成図図１の動作を説明する説明図従来例を示す構成図図３の動作を説明する説明図

図１はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
同図において、１は入力信号源、２はマルチプレクサ、３はバイアス回路、４はバッファアンプ、５はサンプリングスイッチ（回路）、６はコンデンサ、７は定電流回路、８はコンパレータ、９はカウンタ、１０はデジタルコントローラで、VHは最大基準電圧、VLは最小基準電圧、VXは未知電圧、VBはバイアス電圧を示す。なお、図１には明示されていないが、コンパレータ８からの時間間隔信号は、デジタルコントローラ１０へ割り込み信号として与えるものとする。

ここに、バイアス回路３は入力信号に一定のバイアス電圧VBを与えて、入力信号のゼロ近辺を忠実にデジタル変換できるようにするとともに、内部的には片極性化することで外部的には正負極性（バイポーラ）動作を実現するために設けられる。また、バッファアンプ４は入力信号源１のサンプリングに対し、後段の回路に影響を与えないようにするために設けられる。なお、デジタルコントローラ１０には、変換出力値としてのデジタル値を、表示器を含む外部機器に出力するインターフェース回路を設けることができる。バッファアンプやインターフェース回路は必要に応じて設けることができる。

図１の動作について、図２を参照して説明する。
いま、入力アナログ信号ViにバイアスVBを加えた電圧で、容量C（ファラッド）のコンデンサを充電すると、電荷は（Vi+VB）*C（クーロン）となる。式中の星印「*」は積（掛算）を示す（以下同様）。

この電圧（Vi+VB）が、コンパレータ８の基準電圧Vcpになるまでに放電される電気量は、電圧変化分*静電容量=（Vi+VB-Vcp）*C（クーロン）である。
そしてこの電荷量は、電流Iと放電に要する時間Tとの積分として計算することができる。電流一定の積分なので、放電される電荷はT*I（クーロン）である。つまり、
（Vi+VB-Vcp）*C=T*I（クーロン）となる。

上の式を、基準電圧VH、VLおよび未知電圧VXにそれぞれ適用することにより、次の３式を得る。
(VH+VB-Vcp)*C=TH*I…(1)
(VL+VB-Vcp)*C=TL*I…(2)
(VX+VB-Vcp)*C=TX*I…(3)
ここにTH,TLおよびTXは、マルチプレクサ２が、それぞれVH、VLおよびVXを指している時、得られる時間間隔信号の長さである。

上記３式から、VXは次の式で与えられる。
VX=[VH*(TX-TL)+VL*(TH-TX)]/(TH-TL)
=[(VH-VL)*(TX-TL)]/(TH-TL)+VL…(4)
上記(4)式は、基準電圧VHとVLを既知として、測定値TH、TLおよびTXから、未知量VXを求められることを示している。

電子回路の要素である半導体増幅器のドリフトおよび感度変化、コンデンサ容量変化などは、長時間周期の現象であるのに対し、ここで問題とするVH,VLおよびVXを測定する短時間（１秒以下）では、一定と考えられる。従って (1),(2)および(3)式中のVB、Vcp、CおよびIは固定量と考えて良く、(1)〜（3）式はこれらを含む連立方程式と見なすことができる。

すなわち、装置を介して得られるデジタル値は、基準信号として入力する値も含め、実データは変動する。そこで、基準信号に対応するデジタル実データの変動原因は、本ＡＤ変換器の生の特性が変動しているからであると仮定し、この発明によるデジタルコントローラ１０は、基準データ入力量を基に特性をリアルタイムで修正し、未知入力量を補正して得るようにている（上記(4)式）。つまり、この基準信号は、測量作業における水準点（ベンチマーク）に相当すると言うことができる。

１…入力信号源、２…マルチプレクサ、３…バイアス回路、４…バッファアンプ、５…サンプリングスイッチ（回路）、６…コンデンサ、７…定電流回路、８…コンパレータ、９…カウンタ、１０…デジタルコントローラ、VH…最大基準電圧、VL…最小基準電圧、Vcp…基準電圧、VX…未知電圧、VB…バイアス電圧。

Claims

入力信号源を順次切り替えるためのアナログマルチプレクサと、前記入力信号にバイアスを与えるバイアス回路と、このバイアス回路出力をサンプリングするスイッチと、サンプリングされた電圧信号を保持するコンデンサと、このコンデンサに充電された電荷を一定速度で放電させるための定電流回路と、一定速度で放電する電荷を時間間隔信号に変換するコンパレータ回路と、その時間間隔信号を計数しデジタル値を得るカウンタと、前記スイッチを制御するデジタルコントローラとを備えたことを特徴とするＡＤ変換器。
前記入力信号源のサンプリングに対し影響を与えないようにするために、バッファアンプを設けることを特徴とする請求項１に記載のＡＤ変換器。
前記デジタルコントローラは、前記デジタル値を表示器を含む外部機器に出力するインターフェース回路を有することを特徴とする請求項１または２に記載のＡＤ変換器。
入力信号を第１の基準電圧，第２の基準電圧および未知電圧とし、この第１,第２の基準電圧とこれらの各時間間隔信号値とを用いて所定の演算を行ない、前記未知電圧のデジタル値を求めることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のＡＤ変換器。