JP2013524626A - クラス特性可変増幅器 - Google Patents

Abstract

電力増幅器（ＰＡ）は二つの動作クラスの間で調整的に動作可能である。上記動作範囲は、従来的かつ、線形かつ、共役整合のクラスＡＢの特性の増幅器と、より高効率スイッチングのクラスＥの特性の増幅器との間の動作範囲にある。回路接続形態（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）は、クラスＥの動作特性を可能とするプッシュプル構成（Ｑ１、Ｑ２）を有する。

Description

発明の詳細な説明

［関連出願への相互参照］
本出願は、２０１０年４月２日に出願された米国の仮出願番号６１／３２０，５４１号の利益を主張する、２０１０年４月２０日に出願された米国の出願番号１２／７６３，６４０号に対して、優先権を主張する。上記出願の開示全体は、本明細書に参照として組み入れられる。

［分野］
本開示は、電力増幅器、および一つ以上の増幅器のクラス特性を有する電力増幅器に関する。

［背景］
ここでは、必ずしも従来技術とは一致しない本開示に関する背景情報について述べる。

様々な産業において、高周波（ＲＦ）を用いてプラズマチャンバを駆動し、集積回路、ソーラーパネル、コンパクトディスク（ＣＤ）、デジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）といった、様々な製品が製造されている。各製造工程は、製造される製品によって変わる。上記様々な工程では、様々な周波数、電力レベル、効率における、高周波エネルギーの伝送が求められることが多い。

現行の高周波電力伝送システムは、特定のプラズマ加工工程の要求に応じて調整される傾向にある。このため、高周波電力増幅器および高周波電力発生器は、一般的に互換性がなく、様々な用途に適合するよう調整するのも容易ではない。さらに、各用途には固有の必要条件があることが一般的であり、上記高周波電力増幅器および／または上記高周波電力発生器の取り換えが必要となることが通常である。

例えば、あるプラズマ加工工程では、クラスＡＢの電力増幅器特性モードで動作する電力増幅器が必要とされる。クラスＢの動作特性モードでは、入力波形周期の約半分は第一スイッチで増幅され、入力波形周期の残り半分は第二スイッチ動作で補完的に増幅される。クラスＡＢの動作は、各デバイスが一般的にオフとなる周期の部分において、各デバイスがわずかに導通することで、実現される。これにより、デッドゾーン、すなわち両方のデバイスが同時に実質的にオフとなる期間が低減され、クロスオーバーを最小化または排除する。クラスＡＢの増幅器は、線形性と大出力を優先しており、効率を引き換えにしている。従来の電力増幅器では、クラスＡＢの効率は約７０％に制限される。

別の加工工程では、クラスＥの電力増幅器特性モードで動作する電力増幅器が必要とされる。クラスＥの動作は、スイッチング電力変換器を用いて実現されることが通常である。クラスＥの増幅器は、シングルエンド構成であることが知られている。これは、クラスＡＢの増幅器が、プッシュプル方式であることと対象的である。例えば、スイッチングデバイスの出力が、負荷および大きなインダクタンスを介した電圧源と接続された、直列にインダクタとキャパシタを有する回路（直列ＬＣ回路）に接続されている。クラスＥの増幅器は、スイッチ素子を流れる電流が大きいときに、上記スイッチにおける電圧が零または零付近であれば、オン状態となる。また、クラスＥの増幅器は、上記スイッチに流れる電流が零または零付近である際に、上記スイッチにおける電圧が高ければ、オフ状態となる。すなわち、上記スイッチは、高周波サイクルのオン部分において低抵抗な閉スイッチとして機能する一方、高周波サイクルのオフ部分において開スイッチとして機能する。クラスＥの増幅器は、効率と他の利点を優先しており、出力を引き換えにしていることが通常である。クラスＥの効率は、通常、最低で８５％であり、最高で９５％である。一般的なクラスＥの増幅器は、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の高い負荷の不整合のもとで安定性が低下する。

高周波プラズマ加工工程では、所定の用途のプラズマ工程に高周波電力を供給するため、クラスＡＢの特性の電力増幅器が必要とされる場合がある。また、他の用途においては、別のプラズマ工程に高周波電力を供給するため、クラスＥの特性の電力増幅器が必要とされる場合がある。自由度を増加しコストを最小化するために、単独のデバイスで、クラスＡＢまたはクラスＣの特性の動作を実現することが好ましい。この要求はいまだ満たされていない。

従来の電力増幅器は、負荷（ｌｏａｄ）との接続に先立ち、キャパシタとインダクタを有する回路を出力部に備えている。このような回路は、追加のキャパシタを含んでもよく、ＣＬＣ回路と呼んでもよい。負荷への供給に先立ち、出力信号を形成または調整するために、ＣＬＣ回路は電力増幅器の設計において一般的に用いられている。上記ＣＬＣ回路は、上記負荷から反射された過渡的かつ帯域外のエネルギーを遮断することもできる。しかし、上記ＣＬＣ回路の用途は上記のものに限定されており、上記ＣＬＣ回路の他の用途はいまだ考察されていない。

［発明の概要］
ここでは、本開示の全般的な概要について述べるが、本開示の全範囲または全特徴を包括的に示すものではない。

電力増幅器は、入力信号を受信し、上記入力信号に応じてスイッチモジュール信号を生成ずるスイッチモジュールを備える。出力モジュールは、上記スイッチモジュール信号を受信し、出力信号を生成する。上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作し、上記出力モジュールの構成は、入力信号に応じて上記モード間で動作を実行するために、変更される。

電力増幅器は、入力信号を受信し、上記入力信号に応じてスイッチモジュール信号を生成するスイッチモジュールを備える。出力モジュールは、上記スイッチモジュール信号を受信し、出力信号を生成する。上記出力モジュールは、少なくとも一つのキャパシタおよびインダクタを含む。上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作する。上記キャパシタの値は、入力信号に応じて上記モード間で動作を実行するために、変更される。

電力増幅器は、入力信号に応答し、上記入力信号に応じて第一スイッチモジュール信号を生成する第一スイッチモジュールを備える。第二スイッチモジュールは、上記第一スイッチモジュールとのプッシュプル方式で配置されている。上記第二スイッチモジュールは、上記入力信号に応答し、上記入力信号に応じて第二スイッチモジュール信号を生成する。上記第一スイッチモジュール信号と上記第二スイッチモジュール信号とにより、合成スイッチモジュール信号が生成される。出力モジュールは、上記合成スイッチモジュール信号を受信し、出力信号を生成する。上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作し、上記出力モジュールの構成は、入力信号に応じて上記モード間で動作を実行するために、変更される。

電力増幅器は第一スイッチモジュールを備え、上記第一スイッチモジュールは入力信号に応答し、上記入力信号に応じて第一スイッチモジュール信号を生成する。第二スイッチモジュールは、上記第一スイッチモジュールとのプッシュプル方式で配置されている。上記第二スイッチモジュールは、上記入力信号に応答し、上記入力信号に応じて第二スイッチモジュール信号を生成する。上記第一スイッチモジュール信号と上記第二スイッチモジュール信号とにより、合成スイッチモジュール信号が生成される。出力モジュールは、上記合成スイッチモジュール信号を受信し、出力信号を生成する。上記出力モジュールは、第一容量性素子および誘導性素子を備える。上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作し、上記容量性素子の値は、上記モード間で動作を実行するために、変更される。

電力増幅器は、入力信号に応答し、第一スイッチングデバイス信号を生成する第一スイッチングデバイスを備える。第二スイッチングデバイスは、上記第一スイッチングデバイスとのプッシュプル方式で配置されている。上記第二スイッチングデバイスは、上記入力信号に応答し、第二スイッチングデバイス信号を生成する。上記第一スイッチングデバイス信号と上記第二スイッチングデバイス信号とにより、合成スイッチングデバイス信号が生成される。出力モジュールは、上記合成スイッチングデバイス信号を受信し、出力信号を生成する。上記出力モジュールは、第一キャパシタおよびインダクタを備える。上記電力増幅器は、電力増幅器のクラスＡＢまたはクラスＥのうちの一つのモード特性で動作する。上記キャパシタの値は、上記モード間で動作を実行するために、変更される。

さらなる範囲の用途が、ここの説明で明らかにされる。ここでの説明および具体的な例は、例証のみを目的としており、本開示の範囲を限定する目的はない。

［図面］
次に記載される図面は、選択された実施形態のみを例証することを目的としており、全ての可能な実施形態を例証することを目的とはしておらず、本開示の範囲を限定する目的はない。

図１は、本開示の原則に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器のブロック図である。

図２は、本開示の原則に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器の回路図である。

図３Ａから図３Ｃは、本開示の原則に基づいてプッシュプル方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。

図４は、本開示の原則に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器における、スイッチ素子の出力端子電圧および主要な出力の波形の例を示す図である。

図５は、本開示の原則に基づいて構成された、クラスＡＢ特性で動作するクラス特性可変増幅器における、ドレイン電圧の波形の例を示す図である。

図６は、クラス特性可変増幅器のクラス特性を変化させるためのＣＬＣ回路の可変性を示す際に使用されるスミスチャートの例を示す図である。

図７は、同調配列のためのＣＬＣ回路の可変性を示す際に使用されるスミスチャートの例を示す図である。

図８は、本開示の原則の様々な実施形態に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器のブロック図である。

図９は、本開示の様々な実施形態に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器の回路図である。

図１０Ａから図１０Ｃは、本開示の原則に基づいてシングルエンド方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。

上記図面の全体に亘って、同じ参照番号は同じ部材を示す。

［詳細な説明］
上記添付図面を参照し、実施形態の例がさらに十分に説明される。

実施形態の例は、この開示が十分なものであり、当業者に対して適用範囲を十分に伝えることができるように、提供される。本開示の実施形態を十分に理解できるよう、特定の素子、デバイス、方法の例といった、数々の特定の詳細が示されている。特定の詳細が使用される必要はなく、実施形態の例は多くの異なる形態で実現されてよく、特定の詳細または実施形態はいずれも、本開示の範囲を制限するものではないと解釈されることは、当業者にとっては明白である。いくつかの実施形態の例においては、周知の工程、周知のデバイス構造、周知の技術については、詳細は説明されない。

ここで使われている用語は、特定の実施形態の例のみを説明するためのものであり、限定を行うためのものではない。ここで用いられているように、単数形“ある（ａ）”、“ある（ａｎ）”、“その／上記の（ｔｈｅ）”は、複数形も同様に含んでよい。但し、文脈でそうではないと明示されている場合を除く。用語“備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）”、“含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）”、“有する（ｈａｖｉｎｇ）”は包含的なものであり、それゆえ定められた特徴、整数、ステップ、動作、素子、および／または構成要素の存在を明示するが、一つ以上の他の特徴、整数、ステップ、動作、素子、および／またはその集合の存在または追加を除外するものではない。ここで述べられている方法のステップ、工程、動作は、行動の順序として特定されていなければ、記載または図示された特定の順序において、その行動を必ずしも要求するものではないと解釈される。追加または代替のステップが使用されてもよいことも、理解される。

ある部材または層が、別の部材または層と、“接触している（ｏｎ）”、“係合している（ｅｎｇａｇｅｄ ｔｏ）”、“連結している（ｃｏｕｐｌｅｄ ｔｏ）”と言われているとき、その部材または層は、上記別の部材または層と直接に、接触、係合、連結されていてよい。または、介在部材または介在層が存在していてもよい。一方、ある部材が、別の部材または層と、“直接接触している（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｏｎ）”、“直接係合している（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｅｎｇａｇｅｄ ｔｏ）”、“直接連結している（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｃｏｕｐｌｅｄ ｔｏ）”と言われているとき、介在部材または介在層は存在しなくてよい。部材間の関係を記述するために用いられる他の用語も、同様に解釈される（例えば、“間にある（ｂｅｔｗｅｅｎ）”と“直接間にある（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ｂｅｔｗｅｅｎ）”、“近接している（ａｄｊａｃｅｎｔ）”と“直接近接している（ｄｉｒｅｃｔｌｙ ａｄｊａｃｅｎｔ）”など）。ここで用いられているように、用語“および／または（“ａｎｄ ｏｒ）”は、関連する記載された項目の一つ以上のありとあらゆる組み合わせを含む。

用語“第一（ｆｉｒｓｔ）”、“第二（ｓｅｃｏｎｄ）”、“第三（ｔｈｉｒｄ）”などは、ここで数々の部材、構成要素、領域、層、および／または部分を記述するために用いられてよいが、これらの部材、構成要素、領域、層、および／または部分は、これらの用語によって限定されるべきでない。これらの用語は、ある部材、構成要素、領域、層、部分を、別の領域、層、部分と区別するためにのみ用いられてよい。“第一（ｆｉｒｓｔ）”、“第二（ｓｅｃｏｎｄ）”のような用語や、他の数字を表す用語は、ここで用いられるとき、文脈で明示されている場合を除いては、順序や順番を意味するものではない。このため、以下で記述される第一部材、第一構成要素、第一領域、第一層、第一部分は、上記実施形態の例の説明から開始しなければ、第二部材、第二構成要素、第二領域、第二層、第二部分と命名されてもよい。

“内部の（ｉｎｎｅｒ）”、“外部の（ｏｕｔｅｒ）”、“下に（ｂｅｎｅａｔｈ）”、“下に（ｂｅｌｏｗ）”、“下の（ｌｏｗｅｒ）”、“上に（ａｂｏｖｅ）”、“上の（ｕｐｐｅｒ）”などの空間に関する用語は、図示の、ある部材または特徴と、別の部材または特徴との関係を記述するのを容易にするために、ここで用いられてよい。空間に関する用語は、図示の方向に加えて、使用中または動作中におけるデバイスの異なる方向を含んでもよい。例えば、図中のデバイスが反転された場合、他の部材または特徴の「下」として記載されていた部材は、上記他の部材または特徴の「上」として方向づけられる。このように、上記の例の用語「下」は、上と下の両方の方向を含んでもよい。上記デバイスは別の方向（９０度回転または他の方向）に位置付けられてよく、ここで用いられている上記空間に関する記述も、同様に解釈されてよい。

上記図面を参照し、数々の実施形態によって、上記クラス特性可変増幅器はここで説明される。図１は、クラス特性可変増幅器１０のブロック図を示す。入力信号は、入力モジュール１２に送信される。上記入力信号は、高周波帯において動作する信号を含んだ振動信号のうちのいかなるものでもあってよい。入力モジュール１２は、上記入力信号を受信し、上記入力信号をスイッチモジュールのペア１４ａおよび１４ｂに送信する。入力モジュール１２は、入力モジュールへの入力と、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂとの間で、インピーダンス変換を行う。

スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂは、入力モジュール１２から出力された上記信号を受信し、合成モジュール１６に送信される増幅信号を生成する。合成モジュール１６は、各スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂから出力された増幅信号を合成し、出力モジュール１８への信号を生成する。他の様々な実施形態によれば、合成モジュール１６も、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂと、出力モジュール１８との間で、インピーダンス変換を行う。

出力モジュール１８は、合成モジュール１６からの上記信号を受信し、様々な実施形態によれば、出力モジュール１８からの出力信号を生成するために、フィルタリングおよび／または調整を行うことができる。上記出力信号は、負荷２０に送信され、負荷２０を駆動する。様々な実施形態において、負荷２０は、限定されない例として、プラズマチャンバを含んだ、高周波信号によって駆動される素子またはデバイスのうちのいかなるものでもあってよい。

図２は、図１の上記モジュールの一部を様々な素子により形成する回路を示す。上記入力信号は、入力モジュール１２に送信される。入力モジュール１２は、インダクタＬ１、キャパシタＣ１、変圧器Ｔ１を含む。インダクタＬ１とキャパシタＣ１とにより、５０Ωのような所定の入力インピーダンスを整合するためのインピーダンス変換を行うＬＣ回路が提供される。変圧器Ｔ１は、上記入力信号を一次巻線で受信し、鉄心を介して、上記入力信号をＴ１の二次巻線に対して変換する。様々な実施形態において、変圧器Ｔ１は、浮遊センタータップでバランス変圧器と接続するシングルエンドのものである。Ｔ１の二次巻線は、各スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂと接続する。スイッチモジュール１４ａは、ブロッキングキャパシタＣａおよびスイッチング素子Ｑ１を含む。同様に、スイッチモジュール１４ｂは、ブロッキングキャパシタＣｂおよびスイッチ素子Ｑ２を含む。様々な実施形態において、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２は、ＭＯＳＦＥＴデバイスを含んだ様々なトランジスタスイッチ素子のうちのいかなるものとして実装されてよい。スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の上記出力端子またはドレインは、キャパシタＣ２に接続される。様々な実施形態において、キャパシタＣ２は、各スイッチ素子Ｑ１およびＱ２のドレイン−ソース出力キャパシタンスによって、Ｑ１およびＱ２に亘って提供されてよい。他の様々な実施形態において、Ｃ２は外付けのキャパシタとして実装されてよい。

各スイッチ素子Ｑ１およびＱ２からの上記出力は、反対側の出力変圧器Ｔ２の一次巻線の端子と接続する。合成モジュール１６は、インダクタＬ３およびＬ４、電圧源Ｖｄｄ、キャパシタＣ３、インダクタＬ２、抵抗Ｒ１、変圧器Ｔ２を含む。Ｖｄｄは、抵抗Ｒ１とインダクタＬ２の並列接続と直列に、変圧器Ｔ２の一次巻線のセンタータップと接続する。このため、電力供給フィード高周波チョーク（ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｆｅｅｄ ＲＦ ｃｈｏｋｅ）は、出力変圧器Ｔ２の一次巻線のセンターピンによって大部分が提供され、各スイッチ素子Ｑ１およびＱ２に電力供給高周波チョーク（ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ＲＦ ｃｈｏｋｅ）を提供する。キャパシタＣ３は上記入力電圧Ｖｄｄのフィルタリングを行う。インダクタＬ３およびＬ４は、様々な実施形態によれば、外付けインダクタとして実装されてもよいし、変圧器Ｔ２の漏れインダクタンスによって提供されてもよい。抵抗Ｒ１は、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の高い過渡的または帯域外のエネルギーの損失を補償することができる。

上述の通り、インダクタＬ３およびＬ４は、出力変圧器Ｔ２の上記漏れインダクタンスによって提供されてもよい。出力変圧器Ｔ２は、必要なインピーダンス変換および漏れインダクタンスを提供するための巻数比を有するバランス出力変圧器であってよい。様々な実施形態において、変圧器Ｔ２の二次側が５０Ωの負荷に接続されている状態で、変圧器Ｔ２は、上記５０Ωのインピーダンスを、一次側において選択されたインピーダンスに変換する。この選択されたインピーダンスは、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の出力端子間から見た上記負荷のインピーダンスである。例えば、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の上記出力端子から、上記一次巻線の各入力までの、プリント基板の経路は、上記経路の長さおよび幅に応じて、さらなるインダクタンスを付加する。

スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂは、合成モジュール１６に亘るプッシュプル方式で構成されている。さらに具体的には、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の上記出力端子は、インダクタンスＬ３およびＬ４を介して、変圧器Ｔ２の上記一次巻線の端子と接続している。この構成は、変圧器Ｔ２の上記一次巻線の上記センターピンによって提供された、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の各出力端子のための電圧源Ｖｄｄを有する変圧器Ｔ２に亘るプッシュプル方式を提供する。このため、電圧源Ｖｄｄは、供給フィード高周波チョーク（ｓｕｐｐｌｙ ｆｅｅｄ ＲＦ ｃｈｏｋｅ）Ｌ２を介して、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の出力端子に電圧を供給する。

変圧器Ｔ２の上記二次巻線は、接地する第一端子、および出力モジュール１８と接続する第二端子を有している。出力モジュール１８は、ＣＬＣ回路に配置されたキャパシタＣ５およびＣ７、およびインダクタＬ６を含む。出力モジュール１８は、負荷２０に対する出力信号を生成する。この負荷２０は、図２においてプラズマチャンバとして示されている。しかし、当業者であれば、負荷２０はプラズマチャンバ以外であってよく、高周波信号入力のような、振動電力信号入力に応答するいかなる負荷であってよいことは、認識できるであろう。出力モジュール１８の上記ＣＬＣ回路は、変圧器Ｔ２の上記二次巻線と上記プラズマチャンバとの間に接続された直列出力キャパシタンスを含んだ等価回路として実装されてもよい。

様々な実施形態において、直列出力キャパシタンスは、上記出力ＣＬＣ回路の上記直列容量性リアクタンスから、変圧器Ｔ２の上記一次巻線へと変換される。直流デカップリングが不要となり、上記二次側においてピーク電力が少なくなるので、上記一次側の上記直列出力キャパシタンスを省略することは有益である。同様に、抵抗は、出力モジュール１８の上記出力ＣＬＣ回路の実部によって提供される。この抵抗もまた、変成比によって変換される。様々な実施形態において、上記出力回路のＱ＝２は低く、さらに広い帯域幅とより高い安定性を提供する。

様々な実施形態によれば、図１および図２のシステムは、第一構成においてクラスＡＢのモード特性で、そして第二構成においてクラスＥのモード特性で、そしてクラスＡＢとクラスＥの特性の中間のモードで、操作されてよい。所定の入力信号に対して、上記回路は、第一構成におけるクラスＡＢのモード特性と第二構成におけるクラスＥのモード特性との間で調整されてよい。限定されない例として、キャパシタＣ５およびＣ７の値を変化させることにより、クラスＡＢの特性とクラスＥの特性との間での動作が、所定の入力信号に対して実現される。上記様々な実施形態において、出力ＣＬＣ回路におけるＣ７とＣ５を調整することにより、クラス特性可変電力増幅器１０の動作を、クラスＡＢの動作特性とクラスの動作特性との間の連続的な範囲で変更することができる。様々な実施形態において、キャパシタＣ７の値を上げることにより、動作はクラスＡＢの特性からクラスＥの特性へと調整される。同様に、Ｃ７のキャパシタンスを下げることにより、クラス可変増幅器１０の動作は、クラスＥの特性の動作からクラスＡＢの特性の動作へと変更される。キャパシタ５Ｃの値もまた、クラスＥの特性とクラスＡＢの特性との間での動作を可能とするために変更される。こうして、上記様々な実施形態は、プッシュプル方式においてクラスＥの動作特性を有する電力増幅器を提供する。上記様々な実施形態もまた、クラスＡＢの動作特性とクラスＥの動作特性との間で調整可能な増幅器を開示している。

クラスＥの動作特性およびクラスＡＢの動作特性からの調整に関して、様々な実施形態では以下の手段を用いることができる。Ｃ７の値を約１５％増加させる。これにより、上記変圧器の一次側（および二次側）におけるインピーダンスの実部が１５％増加し、上記等価回路の直列ＬＣ共振のＱが低下する。Ｃ７を変更することにより、上記直列ＬＣ共振の中心周波数が低減し、共振周波数が再設定（ｒｅ−ｃｅｎｔｅｒ）される。このとき、Ｃ５の値は約６％低減される。クラスＡＢの動作特性からクラスＥの動作特性への調整は、上記の逆の方法による。他の様々な実施形態において、クラスＡＢの特性からクラスＥの動作特性へ移行するために、図７からわかるように、上記出力インピーダンスの実部は約３３％低減され、上記出力インピーダンスの虚部は約５０％低減される。

様々な実施形態において、上記トランジスタの導通角は実質的に変化しないが、ドレイン電圧が０Ｖまたは０Ｖ付近において費やす総時間は変化する。クラスＡＢの動作特性において、上記ドレイン電圧が０Ｖにおける全出力電力で費やす時間はわずかである。クラスＥの動作特性において、上記ドレイン電圧は、０Ｖ付近のダウンサイクルの広範囲にわたる部分を費やす。上記トランジスタが低いドレイン電圧で導通しているとき、上記トランジスタの損失は低く、このため上記電力増幅器の効率は高くなる。また、クラスＡＢの動作特性において、上記スイッチ素子Ｑ１およびＱ２は、示されているように、上記通常の関連する導通角を有する直流（ＤＣ）によってバイアスされることが多い。これにより、クラス特性可変増幅器１０は、クラスＥの動作特性やクラスＡＢの動作特性といった、様々な増幅器のクラスのモード特性の間での調整が可能となる。

図３Ａから図３Ｃは、様々な実施形態に応じて構成された６０ＭＨｚのクラス特性可変電力増幅器の実施形態の例に関する、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂの上記出力端子（Ｑ１およびＱ２のドレイン）の電圧波形および電流波形を示すプロットの例である。図３Ａから図３Ｃは、クラスＥの特性の動作モード、中間の特性の動作モード、クラスＡＢの特性の動作モードのそれぞれに対する、出力端子電圧と出力端子電流との間の関係の例を示す。波形２４ｖ Ｅおよび波形２４ｉ Ｅは、クラスＥの動作特性に対する上記プッシュプル方式の第一トランジスタのドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。波形２６ｖ Ｅおよび波形２６ｉ Ｅは、クラスＥの動作特性に対する上記プッシュプル方式の第二トランジスタのドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。同様に、波形２４ｖ Ｉおよび波形２４ｉ Ｉは、クラスＥの動作特性とクラスＡＢの動作特性の中間の動作に対する上記プッシュプル方式の第一トランジスタのドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。波形２６ｖ Ｉおよび波形２６ｉ Ｉは、クラスＥの動作特性とクラスＡＢの動作特性の中間の動作に対する上記プッシュプル方式の第二トランジスタのドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。同様に、波形２４ｖ ＡＢおよび波形２４ｉ ＡＢは、クラスＡＢの動作特性に対する上記プッシュプル方式の第一トランジスタのドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。波形２６ｖ ＡＢおよび波形２６ｉ ＡＢは、クラスＡＢの動作特性に対する上記プッシュプル方式の第二トランジスタのドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。

図３Ａと図３Ｃを比較すればわかるように、波形２４ｖ Ｅおよび波形２６ｖ Ｅは、波形２４ｖ ＡＢおよび波形２６ｖ ＡＢに比べて高いピークを有する。同様にわかるように、波形２４ｉ Ｅおよび波形２６ｉ Ｅは、波形２４ｉ ＡＢおよび波形２６ｉ ＡＢに比べて長い期間零電流のままである。クラスＥに関する図３Ａの上記波形は、クラスＡＢに関する図３Ｃの上記波形に対して、約１０％の効率の増加を示す。

様々な実施形態において、出力モジュール１８の上記出力ＣＬＣ回路は、電力増幅器の過渡的または帯域外のエネルギーを除去するという付加的な利点をも提供する。例えば、様々な実施形態において、選択された過渡的または帯域外のエネルギーは、２８ｄＢから５５ｄＢまで低減され、他の過渡的または帯域外のエネルギーは、３３ｄＢから５８ｄＢまで低減される。出力モジュール１８の上記ＣＬＣ回路は、損失を加え、非線形の負荷によって生成された、過渡的または帯域外の帰還エネルギーを減衰させることにより、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂが、負荷と不整合となることを防ぐ。上記過渡的または帯域外のエネルギーは、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が高い範囲において、急速に増加する。このように、抵抗Ｒ１は、上記反射される出力の一部を消費することができる。

図４は、様々な実施形態に基づいて構成されたクラス特性可変増幅器における、第一スイッチ素子Ｑ１の出力端子（ドレイン）の電圧波形の例、および第二スイッチ素子Ｑ２の出力端子（ドレイン）の電圧波形の例を示す。図４の上記波形は、出力約６００Ｗかつ高周波ゲイン１６ｄＢに対する効率約７８％を示す、クラスＥの特性のモードにおける動作に該当する。図４からわかるように、零Ｖ付近における上記波形の形状は、出力変圧器Ｔ２が、上記各スイッチ素子の上記ドレインの間で、有限のアイソレーションを有することを示す。この有限のアイソレーションは、上記他のスイッチング素子がそのピークに近付く際の近傍で、上記信号ブレイクスルーが見られる時に現れる。図４は、５０Ωの負荷に印可されている、上記出力変圧器Ｔ２の電圧を表す波形３４をも示す。

図５は、クラス特性可変波形の動作がクラスＡＢの特性へと移行された際の、スイッチ素子Ｑ１またはＱ２の出力端子（ドレイン）電圧を表す波形３８の例を示す。波形３８は、クラスＡＢの範囲が４５０Ｗの出力電力付近で終結することを示す。こうして、クラスＡＢの特性は、約０Ｗから約４５０Ｗまでの範囲にわたり、約４５０Ｗにおいて最大効率に達する。クラス特性可変増幅器１０がクラスＥの動作特性に入ったとき、上記効率はより高出力の点において高くなり、高効率を維持する。上記最高効率が実現するのは、上記電圧源に依存する、増幅器のＰ３ｄＢ圧縮点において、上記増幅器が飽和するときである。

様々な実施形態において、出力変圧器Ｔ２（これはバラン変圧器として実装されてもよい）は、出力モジュール１８の上記ＣＬＣ出力回路のインピーダンスを、実部と虚部がより低いインピーダンスへと変換する。このように、上記ＣＬＣ回路は、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の上記出力において、上記実部および上記虚部を調整する機能を提供する。限定されない例として、出力モジュール１８の構成要素の上記様々な値は、クラスＡＢの動作特性とクラスＥの動作特性との間の、中間での調整を可能とする。様々な実施形態において、出力モジュール１８の上記ＣＬＣ回路は、５０Ωを、出力変圧器Ｔ２の二次側における直列接続の、４９Ω−ｊ６８Ω（３９ｐＦ）に変換する。これは、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２の上記プッシュプル接続端子の間におけるインピーダンス、５．２Ω＋ｊ３．１Ω（７．９ｎＨ）として変換される。これは、上記変圧器漏れインダクタンスを含む。様々な実施形態における上記測定されたゲインは、出力６００Ｗかつ効率７８％において、約１６．１ｄＢである。

図６を参照すると、図６は、様々な実施形態において出力モジュール１８の上記調整の影響を表すスミスチャートを示す。特に、出力モジュール１８のキャパシタＣ５およびＣ７、およびインダクタＬ６は、クラスＡＢの動作特性とクラスＥの動作特性との間で、クラス特性可変増幅器１０の動作に影響を与えるために、変更されてもよい。図６からわかるように、出力モジュール１８のキャパシタの値は、点４２で終結する円弧４０を定義する。範囲を超えてキャパシタＣ７の値を変化させることにより、Ｃ７の個々の値に該当する円弧４０に沿った点４６のセットが定義される。同様に、出力モジュール１８のインダクタＬ６の値を選択することにより、点４２から開始し点４８で終結する円弧５０に沿った点４８が定義される。点５２のセットは、インダクタＬ６の所定の値に対する、キャパシタＣ７の様々な値に該当する。出力モジュール１８のキャパシタＣ５の値を選択することにより、端点４８から出発する円弧５６に沿った端点５４が導かれる。点５４は、上記出力負荷と合成された上記出力ＣＬＣ回路のインピーダンスを決定する。図６は、キャパシタンスＣ５およびＣ７の変化が、実軸および虚軸の両方における二自由度を提供することを示すために有益である。さらに、図６は、様々な実施形態において、クラスＡＢの特性とクラスＥの特性との間で電力増幅器１０の動作を変更するために、Ｃ７が第一に調整され、キャパシタンスＣ５の調整がより少ないことを示す。

図７は、クラス特性可変増幅器１０の個別の調整構成のためのスミスチャートを示す。データ点６０は、様々な実施形態に応じたクラスＥの動作特性の個別調整のための上記ＣＬＣのインピーダンスを示す。データ点６２は、様々な実施形態に応じたクラスＡＢの動作特性の個別調整のための上記ＣＬＣのインピーダンスを示す。データ点６４は、様々な実施形態に応じたクラスＥとクラスＡＢの中間の動作の個別調整のための上記ＣＬＣのインピーダンスを示す。

図８は、様々な実施形態に応じたクラス特性可変増幅器７０を示す。クラス可変増幅器は、ここではシングルエンド増幅器として記述される。クラス可変増幅器７０は、入力モジュール７２に送信される入力信号を、様々な実施形態に応じて受信する。入力モジュール７２は、入力モジュール７２への入力と、スイッチモジュール７４との間で、インピーダンス変換を行う。入力モジュール７２からの出力は、スイッチモジュール７４に送信される。スイッチモジュール７４は、上記入力信号に応答し、スイッチ信号を出力モジュール７６へ送信する。次に、出力モジュール７６は、負荷７８へ送信される出力信号を生成する。

図９は、図８の少なくとも一部に該当する回路を示す。入力モジュール７２は、入力信号を受信する。入力モジュール７２は、キャパシタＣ１０、Ｃ１１、およびインダクタＬ１４を有するＣＬＣ回路を含む。入力モジュール７２の一部を形成するＣＬＣ回路からの上記出力は、直流ブロッキングキャパシタＣ１２を介して、スイッチ素子Ｑ１０のゲートに供給される。スイッチ素子Ｑ１０は、図９においてＭＯＳＦＥＴとして示されているが、当業者であれば、ＭＯＳＦＥＴ以外の他のスイッチ素子が使用可能であることは、認識できるであろう。スイッチ素子Ｑ１０の上記ゲートは、Ｖｇａｔｅおよび抵抗Ｒ１０から成る電圧源によりバイアスされる。

クラス特性可変増幅器７０は、シングルエンド増幅器として構成される。従って、スイッチ素子Ｑ１０の上記ドレインは、インダクタＬ１２と直列接続のインダクタＬ１１を介して、電圧源Ｖｄｄと接続されている。スイッチング素子Ｑ１０からの上記出力は、キャパシタＣ１３、インダクタＬ１２，キャパシタＣ１４を有するＣＬＣ出力回路を含む出力モジュール７６への入力である。出力モジュール７６からの上記出力は、図９において抵抗ＲＬで表される負荷７８へ供給される。

動作において、図８および図９の上記クラス特性可変の原則は、図１および図２のそれに似ている。しかし、クラス特性可変増幅器７０は、プッシュプル方式で構成されたスイッチング素子のペアではなく、シングルエンド増幅器として構成されている。出力モジュール７６のキャパシタＣ１４および抵抗ＲＬの値を変化させることにより、クラス特性可変増幅器７０の動作は、クラスＡＢの動作特性とクラスＥの動作特性との間で変更されることができる。さらに、動作において、様々な実施形態に応じて、クラスＡＢの特性からクラスＥの特性へ移行するために、キャパシタＣ１４の値は増加され、ＲＬは低減される。これにより、所定の入力信号に対して、増幅器７０の上記クラス特性を変更することが可能となる。

図１０Ａから図１０Ｃは、様々な実施形態に応じて構成された、６０ＭＨｚのシングルエンドのクラス特性可変電力増幅器の実施形態の例における、上記出力端子（Ｑ１０の上記ドレイン）における電圧波形および電流波形を示すプロットの例である。図１０Ａから図１０Ｃは、クラスＥの動作モードの特性、中間の動作モードの特性、クラスＡＢの動作モードの特性のそれぞれに対して、出力端子ドレイン電圧８０ｖと出力端子ドレイン電流８０ｉとの関係の例を示す。波形８０ｖ Ｅおよび８０ｉ Ｅは、クラスＥの動作特性に対するシングルエンド構成でのトランジスタの上記ドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。同様に、波形８０ｖ Ｉおよび波形８０ｉ Ｉは、クラスＥの動作特性とクラスＡＢの動作特性の中間の動作に対するシングルエンド構成でのトランジスタの上記ドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。同様に、波形８０ｖ ＡＢおよび波形８０ｉ ＡＢは、クラスＥの動作特性に対するシングルエンド構成でのトランジスタの上記ドレインにおける電圧波形および電流波形をそれぞれ示す。

図１０Ａと図１０Ｃを比較すればわかるように、波形８０ｖ Ｅは、波形８０ｖ ＡＢよりも高いピークを有する。同様にわかるように、波形８０ｉ Ｅは、波形８０ｉ ＡＢおよび波形２６ｉ ＡＢに比べて長い期間零電流のままである。クラスＥに対応する図１０Ａの上記波形は、クラスＡＢに対応する図１０Ｃの上記波形に対して、約１０％の効率の増加を示す。

ここで記述されている上記クラス特性可変増幅器の様々な実施形態は、過渡的かつ帯域外のエネルギーを、電力供給フィード抵抗（ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｆｅｅｄ ｒｅｓｉｓｔｏｒ）Ｒ１へと放出する。この抵抗Ｒ１は、高出力電力および電圧定在波比の高い負荷の調整期間中における、トランジスタの信頼性および回路の安定性の向上に寄与する。様々な実施形態において、全ての相で電圧定在波比が無限の負荷に対する安定した回路の動作は、入力変圧器Ｔ１（これはバラン変圧器であってよい）の上記センタータップを接地しないことで向上される。上記接続を浮遊のままとすることで、調整共振はスイッチモジュール１４ａおよび１４ｂの上記入力側から除去される。高い高周波電力が不整合の負荷から上記トランジスタのドレインへ反射されたとき、この調整共振は、除去されていなければ、回路動作に干渉する。様々な実施形態において、上記反射された高周波は、Ｃｇｄキャパシタンス、および電力増幅器全体のＳパラメータであるＳ１２の特性によって、上記トランジスタのゲートに達する。

様々な実施形態において、出力電力が高い間かつ電圧定在波比が高い負荷が存在するとき、上記過渡的かつ帯域外のエネルギーは、出力変圧器Ｔ２の上記センタータップにおいて発生することがある。他方、上記基本波は、出力変圧器Ｔ２の上記センタータップにおいて発生しない。様々な実施形態において、限定されない例として、５Ωから１０Ωの間のＲ１の抵抗値は、上記電圧定在波比が高い負荷からの上記反射電力の一部を効果的に減衰させる。このことは、上記プッシュプルのトランジスタを、過大な電圧および電流から絶縁し保護するのに有益である。このことは、回路の安定性を向上させ、スプリアス出力を防ぐのに有益である。

様々な実施形態において、出力モジュール１８および７６の構成要素は調整され、有益な効率およびロードプル安定性面を有する上記所望のクラスの特性の動作を引き起こす。一般的に、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂおよび７４の上記導通角が大きくなり、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂおよび７４の上記出力が整合インピーダンスのもとでオン状態にある時間が長くなるに伴って、安定性の余裕は大きくなり、従って、電圧定在波比が高い負荷期間におけるスプリアス出力の生じる確率が低くなる。

様々な実施形態は、より高い効率を提供し、より低いランニングコスト、およびより優れた安定性をもたらす。さらに、クラスＡＢ特性とクラスＥ特性との間での柔軟な調整は、より応答性に優れた電力制御を提供する。クラスＥの特性のモードでの動作時、上記様々な実施形態は、上記システム出力電力制御の上記応答性を低減させる上記動的電力レンジの頂点において、より緩やかな制限を有する。このことは、いくつかの出願において好ましくない。さらに、様々な実施形態は、より少ない部品点数を用いた最小化設計による、より低コストの設計を提供する。より複雑度の低いクラス特性可変電力増幅器１０および７０は、低減されたサイズを提供し、この低減されたサイズは、電力密度の向上をもたらすことができる。様々な実施形態は、低減されたスイッチモジュール１４ａおよび１４ｂおよび７４のトランジスタストレス、およびより少ない部品点数により、より優れた信頼性をも提供する。

様々な実施形態は、きわめて低いスプリアス出力レベルのみを生成する、開放ケーブル負荷（ＶＳＷＲ無限大）に対する安定性をも向上させる。例として、これは、１０Ωの抵抗および浮遊入力変圧器に吸収される過渡的かつ帯域外のエネルギーによって提供される。様々な実施形態は、出力モジュール１８および７６の調整の低域通過特性により、こうした過渡的かつ帯域外のエネルギーをも実質的に制限する。アイソレータと同様の方法で、反射された高い電力は、抵抗性負荷で消費される。上記基本周波数は、変圧器Ｔ２のセンタータップで減衰されるので、通常動作における効率への影響は、わずかである。

様々な実施形態において、クラスＡＢの特性の動作に調整されたとき、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂの上記出力の間に存在する負荷線は、最大電力輸送およびゲインに対して最適化される。上記生じる波形は、クラスＡＢの特性の動作のもとで予期される電圧源電圧Ｖｄｄの約２倍である。様々な実施形態において、クラスＥの特性の動作に調整されたとき、上記抵抗性負荷線は、より低いインピーダンスに調整され、従って上記直列共振器の上記Ｑは、より高くなる。より高いＱを有するこの不整合の負荷線は、より高いピークトゥピークの出力電圧をもたらす。この出力電圧は、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２およびＱ１０は、上記出力電圧が０Ｖ付近にある間、導通していることを示す。このことは効率の向上をもたらすが、若干のゲインおよび出力電力の低下を代償とする。

様々な実施形態において、出力変圧器Ｔ２は、限定されない例として、その二次出力において４９Ωおよび３９ｐＦ（出力モジュール１８の上記ＣＬＣおよび５０Ωの負荷２０により形成される）の直列の抵抗およびキャパシタンスを、上記二つのトランジスタのドレインの間のその一次入力において、５．２Ωおよび７．９ｎＨ（変圧器漏れインダクタンスを含む）の直列インピーダンスへ変換する効果を有する。この直列インピーダンスを調整することにより、クラスＡＢの共役整合とクラスＥの出力共振器との間での調整が可能となる。

様々な実施形態において、飽和前の上記ダイナミックレンジの最終端部までの間、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂの上記出力波形は、クラスＡＢ増幅器と形の上で似ている。このダイナミックレンジの最終端部において、そのダイナミックレンジは、クラスＥの増幅器の特性の領域に入る。上記要求に応じて、クラスＥの動作領域の特性を調整する出力モジュール１８および７６は、最大出力電力およびロードプル安定性を目的としたクラスＡＢの動作特性へと、またはピーク効率を目的としたクラスＥへと、よりさらに調整されてよい。

様々な実施形態は、プッシュプル電力増幅接続形態（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）の回路デザインおよび出力回路調整を提供する。これにより、同一のブリント基盤デザインを用いて、クラス特性可変電力増幅器１０および７０は、クラスＡＢの動作特性とクラスＥの動作特性との間の連続的な範囲を超えて調整されることが可能となる。様々な実施形態において、このことにより、クラス特性可変電力増幅器１０および７０は、全ての相において無限大の電圧定在波比に対する安定的な動作をも満足する、最大効率に調整されることが可能となる。様々な実施形態において、直列インダクタンスは変圧器Ｔ２の漏れによって提供され、上記直列キャパシタンスは上記変圧器の二次側へと移行され、ＣＬＣインピーダンス変換回路により提供される。上記様々な実施形態は、いかなる高周波電力増幅器または高周波発生器の上記出力段において使用されてよい。等価出力回路デザインは、低ＭＨｚからＧＨｚに至るいかなる周波数帯に対して、合成されてよい。

電力増幅器１０および７０は、低い出力電力で動作するが、なお優れた効率を有する。様々な実施形態において、上記電力増幅器の上記出力調整は、個別に、またはモジュール１８と上記整合回路との合成までを通じて、実行されてよい。様々な実施形態において、上記回路デザインは、過渡的かつ帯域外のエネルギーを消散するための負荷を提供することによって、電圧定在波比が無限大の負荷が、スイッチモジュール１４ａおよび１４ｂの出力となることを制限する。これにより、低い高周波周波数において実用的でない高周波アイソレータに、部分的な代替を提供する。他の様々な実施形態は、クラスＥの特性の動作に対する直列容量性整合を有するインピーダンス変換を提供する。出力モジュール１８および７６の上記出力ＣＬＣインピーダンス変換回路は、アイソレーションなしの直接合成の二つのプッシュプル電力増幅器出力を提供する。

上記実施形態の先の記載は、例証および説明の目的で提供されている。これは、本発明を網羅する、または限定する目的ではない。個別の実施形態の個々の部材または特徴は、一般的にはその個別の実施形態に限定されず、適用可能な場合は、特に図示または記載されていなければ、選択された実施形態において互換性があり使用可能である。同様のものは、さまざまに変更されてもよい。こうした変化は、本発明から逸脱するものであるとは見なされず、こうした全ての変化は、本発明の範囲内に含まれることを意図されている。

本開示の原則に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器のブロック図である。 本開示の原則に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器の回路図である。 本開示の原則に基づいてプッシュプル方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。 本開示の原則に基づいてプッシュプル方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。 本開示の原則に基づいてプッシュプル方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。 本開示の原則に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器における、スイッチ素子の出力端子電圧および主要な出力の波形の例を示す図である。 本開示の原則に基づいて構成された、クラスＡＢ特性で動作するクラス特性可変増幅器における、ドレイン電圧の波形の例を示す図である。 クラス特性可変増幅器のクラス特性を変化させるためのＣＬＣ回路の可変性を示す際に使用されるスミスチャートの例を示す図である。 同調配列のためのＣＬＣ回路の可変性を示す際に使用されるスミスチャートの例を示す図である。 本開示の原則の様々な実施形態に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器のブロック図である。 本開示の様々な実施形態に基づいて構成された、クラス特性可変増幅器の回路図である。 本開示の原則に基づいてシングルエンド方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。 本開示の原則に基づいてシングルエンド方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。 本開示の原則に基づいてシングルエンド方式で構成された、クラス特性可変増幅器の様々な動作特性における、出力端子電圧および出力端子電流の波形の例を示す図である。

Claims (46)

1. 電力増幅器であって、
   入力信号を受信し、上記入力信号に基づいてスイッチモジュール信号を生成するスイッチモジュールと、
   上記スイッチモジュール信号を受信し、出力信号を生成する出力モジュールとを備え、
   上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作し、
   上記出力モジュールの構成は、上記入力信号に対する上記モードの間での動作を実行するために変更されることを特徴とする電力増幅器。
2. 上記スイッチモジュールは、スイッチング素子を有し、
   上記スイッチング素子は、当該スイッチング素子において電圧および電流を生成するために上記入力信号に対して応答することを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器。
3. 上記出力モジュールは、少なくとも一つの容量性素子および誘導性素子を含み、
   上記容量性素子の値は、第一モードでの動作をもたらすために、増加または減少のいずれかがなされることを特徴とする、請求項２に記載の電力増幅器。
4. 上記容量性素子の上記値は、第二モードでの動作をもたらすために、増加または減少の他方がなされることを特徴とする、請求項３に記載の電力増幅器。
5. 上記複数のモードのうちの一つがクラスＡＢであり、上記複数のモードのうちの他方がクラスＥであることを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器。
6. 上記スイッチモジュールがトランジスタを備えることを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器。
7. 上記トランジスタがＭＯＳＦＥＴデバイスであることを特徴とする、請求項６に記載の電力増幅器。
8. 電力増幅器であって、
   入力信号を受信し、上記入力信号に基づいてスイッチモジュール信号を生成するスイッチモジュールと、
   上記スイッチモジュール信号を受信して出力信号を生成し、少なくとも一つのキャパシタおよびインダクタを含む出力モジュールとを備え、
   上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作し、
   上記キャパシタの値は、上記入力信号に対する上記モードの間での動作を実行するために変更されることを特徴とする電力増幅器。
9. 上記キャパシタの上記値は、第一モードでの動作をもたらすために、増加または減少のいずれかがなされることを特徴とする、請求項８に記載の電力増幅器。
10. 上記キャパシタの上記値は、第二モードでの動作をもたらすために、増加または減少の他方がなされることを特徴とする、請求項９に記載の電力増幅器。
11. 上記複数のモードのうちの一つがクラスＡＢであり、上記複数のモードのうちの他方がクラスＥであることを特徴とする、請求項８に記載の電力増幅器。
12. 上記スイッチモジュールがトランジスタを備えることを特徴とする、請求項１１に記載の電力増幅器。
13. 上記トランジスタがＭＯＳＦＥＴデバイスであることを特徴とする、請求項１２に記載の電力増幅器。
14. 電力増幅器であって、
    入力信号に応答し、上記入力信号に基づいて第一スイッチモジュール信号を生成する第一スイッチモジュールと、
    上記第一スイッチモジュールとプッシュプル方式に構成され、上記入力信号に応答し、上記入力信号に基づいて第二スイッチモジュール信号を生成する第二スイッチモジュールと、
    合成スイッチモジュール信号を受信し、出力信号を生成する出力モジュールとを備え、
    上記第一スイッチモジュール信号と上記第二スイッチモジュール信号とにより上記合成スイッチモジュール信号が生成され、
    上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作し、
    上記出力モジュールの構成は、上記入力信号に対する上記モードの間での動作を実行するために変更されることを特徴とする電力増幅器。
15. 上記出力モジュールは、少なくとも一つの誘導性素子および第一容量性素子を含むことを特徴とする、請求項１４に記載の電力増幅器。
16. さらに第二容量性素子を備えることを特徴とする、請求項１５に記載の電力増幅器。
17. 上記第一スイッチモジュールは第一スイッチ素子を備え、上記第二スイッチモジュールは第二スイッチ素子を備えることを特徴とする、請求項１４に記載の電力増幅器。
18. 上記第一スイッチ素子は第一トランジスタデバイスを備え、上記第二スイッチ素子は第二トランジスタデバイスを備え、上記第一トランジスタおよび上記第二トランジスタの出力端子は、上記プッシュプル方式を構成するよう接続されていることを特徴とする、請求項１７に記載の電力増幅器。
19. 上記出力モジュールは、一次巻線および二次巻線を有する変圧器を含み、
    上記第一トランジスタおよび上記第二トランジスタの上記出力端子は、上記一次巻線の第一端子および第二端子にそれぞれ接続されていることを特徴とする、請求項１８に記載の電力増幅器。
20. 上記一次巻線の少なくとも一部を介して、上記第一トランジスタおよび上記第二トランジスタの上記出力端子のうちの少なくとも一つと電気的に接続されている電圧源をさらに備えることを特徴とする、請求項１９に記載の電力増幅器。
21. 上記電圧源と上記一次巻線の上記少なくとも一部との間に配置されるインダクタンスをさらに備えることを特徴とする、請求項２０に記載の電力増幅器。
22. 上記出力モジュールは、インダクタおよび第一キャパシタを含む回路をさらに備えることを特徴とする、請求項１４に記載の電力増幅器。
23. 上記出力モジュールは第二キャパシタをさらに備え、
    上記第一キャパシタ、上記第二キャパシタ、および上記インダクタはＣＬＣ回路に構成されていることを特徴とする、請求項２２に記載の電力増幅器。
24. 電力増幅器であって、
    入力信号に応答し、上記入力信号に基づいて第一スイッチモジュール信号を生成する第一スイッチモジュールと、
    上記第一スイッチモジュールとプッシュプル方式で構成され、上記入力信号に応答し、上記入力信号に基づいて第二スイッチモジュール信号を生成する第二スイッチモジュールと、
    合成スイッチモジュール信号を受信して出力信号を生成し、第一容量性素子および誘導性素子を含む出力モジュールとを備え、
    上記第一スイッチモジュール信号と上記第二スイッチモジュール信号とにより上記合成スイッチモジュール信号が生成され、
    上記電力増幅器は、複数の電力増幅器のクラスの複数のモード特性で動作し、
    上記容量性素子の値は、上記モードの間での動作を実行するために変更されることを特徴とする電力増幅器。
25. 上記第一スイッチモジュールは第一スイッチ素子を備え、上記第二スイッチモジュールは第二スイッチ素子を備え、
    上記第一スイッチ素子および上記第二スイッチ素子は、上記スイッチ素子において電圧および電流を生成するために上記入力信号に応答することを特徴とする、請求項２４に記載の電力増幅器。
26. 上記容量性素子は、第一モードでの動作をもたらすために、増加または減少のいずれかがなされることを特徴とする、請求項２４に記載の電力増幅器。
27. 上記容量性素子は、第二モードでの動作をもたらすために、増加または減少の他方がなされることを特徴とする、請求項２６に記載の電力増幅器。
28. 第二容量性素子をさらに備え、
    上記第一容量性素子、上記第二容量性素子、および上記誘導性素子はＰＩ回路に構成されていることを特徴とする、請求項２６に記載の電力増幅器。
29. 上記複数のモードのうちの一つがクラスＡＢであり、上記複数のモードのうちの他方がクラスＥであることを特徴とする、請求項２４に記載の電力増幅器。
30. 上記第一スイッチモジュールは第一スイッチ素子を備え、上記第二スイッチモジュールは第二スイッチ素子を備えることを特徴とする、請求項２４に記載の電力増幅器。
31. 上記第一スイッチ素子および上記第二スイッチ素子がトランジスタを備えることを特徴とする、請求項３０に記載の電力増幅器。
32. 上記出力モジュールは、一次巻線および二次巻線を有する変圧器を含み、上記第一スイッチモジュールおよび上記第二スイッチモジュールは、第一出力端子および第二出力端子をそれぞれ含み、上記第一出力端子および上記第二出力端子は、上記一次巻線の第一端子および第二端子にそれぞれ接続されていることを特徴とする、請求項２４に記載の電力増幅器。
33. 上記一次巻線の少なくとも一部を介して、上記第一スイッチモジュールおよび上記第二スイッチモジュールの上記第一出力端子および上記第二出力端子のうちの少なくとも一つと電気的に接続されている電圧源をさらに備えることを特徴とする、請求項３２に記載の電力増幅器。
34. 上記電圧源と上記一次巻線の上記少なくとも一部との間に配置されるインダクタンスをさらに備えることを特徴とする、請求項３３に記載の電力増幅器。
35. 電力増幅器であって、
    入力信号に応答し、第一スイッチングデバイス信号を生成する第一スイッチングデバイスと、
    上記第一スイッチングデバイスとプッシュプル方式で構成され、上記入力信号に応答し、第二スイッチングデバイス信号を生成する第二スイッチングデバイスと、
    合成スイッチングデバイス信号を受信して出力信号を生成し、第一キャパシタおよびインダクタを含む出力モジュールとを備え、
    上記第一スイッチングデバイス信号と上記第二スイッチングデバイス信号とにより上記合成スイッチングデバイス信号が生成され、
    上記電力増幅器は、クラスＡＢまたはクラスＥの電力増幅器のクラスのうちの一つの複数のモード特性で動作し、
    上記第一キャパシタの値は、上記モードの間での動作を実行するために変更されることを特徴とする電力増幅器。
36. 上記第一スイッチングデバイスおよび上記第二スイッチングデバイスは、上記各スイッチング素子において電圧および電流を生成するために上記入力信号に応答することを特徴とする、請求項３５に記載の電力増幅器。
37. 上記第一キャパシタの上記値は、第一モードでの動作をもたらすために、増加または減少のいずれかがなされることを特徴とする、請求項３５に記載の電力増幅器。
38. 上記第一キャパシタの上記値は、第二モードでの動作をもたらすために、増加または減少の他方がなされることを特徴とする、請求項３７に記載の電力増幅器。
39. 上記第一キャパシタの上記値を増加させることによりクラスＥのモードでの動作が行われ、上記第一キャパシタの上記値を減少させることによりクラスＡＢのモードでの動作が行われることを特徴とする、請求項３５に記載の電力増幅器。
40. 第二キャパシタをさらに備え、
    上記第一キャパシタ、上記第二キャパシタ、および上記インダクタはＰＩ回路に構成され、
    上記第一キャパシタは、上記合成スイッチングデバイス信号を受信する上記端子の反対側に位置する上記インダクタの端子と電気的に接続されていることを特徴とする、請求項３５に記載の電力増幅器。
41. 上記第一スイッチングデバイスおよび上記第二スイッチングデバイスが、第一トランジスタおよび第二トランジスタをそれぞれ備えることを特徴とする、請求項３５に記載の電力増幅器。
42. 上記第一トランジスタデバイスおよび上記第二トランジスタデバイスが、ＭＯＳＦＥＴデバイスであることを特徴とする、請求項４１に記載の電力増幅器。
43. 上記出力モジュールは、一次巻線および二次巻線を有する変圧器を含み、上記第一スイッチングデバイスおよび上記第二スイッチングデバイスは、第一出力端子および第二出力端子をそれぞれ含み、上記第一出力端子および上記第二出力端子は、上記一次巻線の第一端子および第二端子にそれぞれ接続されていることを特徴とする、請求項３５に記載の電力増幅器。
44. 上記一次巻線の少なくとも一部を介して、上記第一スイッチングデバイスおよび上記第二スイッチングデバイスの上記第一出力端子および上記第二出力端子のうちの少なくとも一つと電気的に接続されている電圧源をさらに備えることを特徴とする、請求項４３に記載の電力増幅器。
45. 上記電圧源と上記一次巻線の上記少なくとも一部との間に配置される電圧供給インダクタをさらに備えることを特徴とする、請求項４３に記載の電力増幅器。
46. 上記電圧供給インダクタと並列の抵抗素子をさらに備えることを特徴とする、請求項４５に記載の電力増幅器。

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