JPS585522B2 - パルスハバヒヘンチヨウシンゴウゾウフクカイロ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス幅被変調信号増巾回路に関し、その構成
の簡易化及び応答速度の増大を図らんとするものである
。

先ず、第１図を参照して、パルス幅被変調信号を得るた
めの変調回路の一例を説明する。

１は矩形波信号発生回路、２はその出力が供給される鋸
歯状波信号発生回路である。

又、３は変調信号源であって、一般に音声信号源である
。

これら回路２及び３の出力がサンプリング回路４に供給
され、その出力端子５よりパルス幅被変調信号が得られ
るものである。

そして、このようにして得られたパルス幅被変調信号が
第２図に示す如きＤ級増巾器回路構成のパルス幅被変調
信号増巾回路に供給されて増巾された後、再び、元の変
調信号即ち、元の音声信号に戻されて負荷に供給される
ことにより、Ｄ級増巾回路の特徴であるトランジスタの
効率が高いこと、トランジスタの非直線性が全くないこ
と、トランジスタの静特性が揃っていなくともいいこと
等の特徴から広く用いられている。

次に、この第２図のパルス幅被変調増巾回路について説
明する。

第２図に於て、Ｑ１、Ｑ２は第１及び第２のバイボーラ
トランジスタであって、Ｑ１はＮＰＮ形、Ｑ２はＰＮＰ
形トランジスタとなっており、いわゆる、コンプリメン
タリである。

そして、トランジスタＱ１、Ｑ２の各ベースから入力端
子７が導出されて、これに上述の第１図の変調回路で得
られたパルス幅被変調信号が供給されるようになされて
いる。

そして、トランジスタＱ１、Ｑ２の各エミツタが互に接
続されてこれより出力端子８が導出され、この出力端子
８がキャリア除去Ｐ波器としてのチョークコイル９を通
じて負荷１０に供給される。

この負荷は例えばスピーカである。そしてこの負荷１０
の他端が接地される。

更に、トランジスタＱ１、Ｑ２の各コレクタが互いに極
性を異にする電源＋Ｂ１−Ｂ１に接続される。

又、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ・エミツタ間に
は夫夫逆電流用ダイオードＤ１１及びＤ２１が接続され
ている。

この場合、ダイオードＤ１１のアノードはトランジスタ
Ｑ，のエミツタに接続され、そのカードがトランジスタ
Ｑ１のコレククに接続される。

又、ダイオードＤ２１のアノードがトランジスタＱ２の
コレクタに接続され、そのカソードがトランジスタＱ２
のエミツタに接続される。

次に、この第２図のパルス幅被変調信号増巾回路の動作
を第３図Ａ乃至Ｇの波形図を参照して説明しよう。

無変調時の場合、入力端子７に第３図Ａに示す如き波形
のパルス幅被変調電圧（テユーテイ−５０％）■ｉが供
給される。

そして、出力端子８には第３図Ｂに示す如く、第３図Ａ
の入力電圧Ｖｉと略相似な波形の出力電圧Ｖｏが得られ
る。

トランジスタＱ１、ダイオードＤ１１、トランジスタＱ
２、ダイオードＤ２１には夫々第３図Ｃ乃至Ｆに示す如
き、電流■１、■２、■３及び■４が流れ、この結果、
キャリア除去回路９には第３図Ｇに示す如き波形の電流
■０が流れる。

このように従来のパルス幅被変調信号増巾回路に於で、
キャリア除去回路９のインダクタンス素子たるコイル９
に蓄積されたエネルギーに基いて、第３図１２及び■４
に示す如き電流を流す必要から逆電流用ダイオードＤ１
１、Ｄ２１を使用していた。

然し乍ら、このパルス幅被変調信号増巾回路に供給され
る被変調信号の周波数はかなり高いため、これらダイオ
ードＤ１１、Ｄ２１としては高速用ダイオードが必要で
あった。

然し乍ら、このようなダイオードは価格が高くなるとい
う欠点があった。

斯る点に鑑み、本発明はこのような逆電流用ダイオード
を必要とせず構成の簡単なこの種パルス幅被変調信号増
巾回路を提案せんとするものである。

本発明に於ては、第１及び第２の電界効果トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２の各ドレインが互いに接続されてこれより出
力端子８が導出される。

又、トランジスタＱ１、Ｑ２の各ソースは夫々互いに極
性を異にする第１及び第２の電源＋Ｂ１、−Ｂ１に接続
される。

又、トランジスタＱ１、Ｑ２の各ベースはパルス幅被変
調信号源ｅ及び抵抗器Ｒ１、Ｒ２の各直列回路を通じて
第３及び第４の互いに極性を異にする電源＋Ｂ２、−Ｂ
２に接続される。

又、トランジスタＱ１、Ｑ２の各ゲート・ソース間は夫
々各トランジスタのゲートをその各順方向電圧以上には
順方向にドライブしないためのストッパーダイオードＤ
１２、Ｄ２２が接続される。

この場合、ダイオードＤ１２のアノードがトランジスタ
Ｑ１のソースに接続され、そのカソードがトランジスタ
Ｑ１のゲートに接続される。

又、ダイオードＤ２２のアノードがトランジスタＱ２の
ゲートに接続され、そのカソードがトランジスタＱ２の
ソースに接続される。

次に、第５図の波形図を参照して、この第４図のパルス
幅被変調信号増巾回路の動作を説明するも、上述の第２
図の回路と基本的には同様の動作なので一部重複説明を
省略する。

第５図Ａにパルス幅被変調信号の電圧Ｖｉの波形を示し
、第５図Ｂに出力端子８の出力電圧Ｖｏの波形を示す。

そして、第５図Ｃ及びＤに第４図の如きトランジスタＱ
１及びＱ２の各ソース・ドレイン間に流れる電流■１、
Ｉ３の波形を示す。

これら波形■１、■３は夫々、上述の第２図のトランジ
スタＱ１、ダイオードＤ１１、トランジスタＱ２及びダ
イオードＤ２１に夫々流れる電流の合成されたものと略
等しくなる。

第５図Ｅにキャリア除去濾波器９に流れる電流Ｉｏの波
形を示す。

第６図に電界効果トランジスタＱ１、Ｑ２のドレイン・
ソース間電圧ＶＤＳ−ドレイン電流ＩＤの特性を示す。

これによれば、ＶＤＳの正負に於て、その直線の勾配が
僅かに異り、電界効果トランジスタを正トランジスタ及
び逆トランジスタとして夫々動作させる場合に応じて、
そのコンタクタンス及び耐圧が異るが、この場合、耐圧
の必要とする領域に於てはトランジスタＱ１、Ｑ２を正
トランジスタとして使用し、逆電流領域ではこのトラン
ジスタＱ１、Ｑ２を逆トランジスタとして、あたかもソ
ースフオロアの如く使用して正トランジスタの時と略等
しい出力抵抗で逆電流を流している。

又、スピードの早い領域ではトランジスタＱ１、Ｑ２の
ゲート・ソース間に接続されたストッパーダイオードＤ
１２、Ｄ２２が威力を発揮する。

次に、第７図を参照して、本発明の他の実施例を説明す
るも、上述の第２図及び第４図と対応する部分には同一
符号を付して重複説明を省略する。

この第７図に於ては、パルス幅被変調信号源ｅを夫夫コ
レクタフオロア形のバイボーラトランジスタＱ１ａ、Ｑ
２ａを介して第１及び第２の電界効果トランジスタＱ１
、Ｑ２に接続するようにした場合である。

この第７図の回路の場合には、トランジスタＱ１、Ｑ２
をフルドライブしている時に、そのゲート・ソース間電
圧を０Ｖまでとることができ、パルス幅被変調信号の周
波数が広い場合に使用して頗る好適である。

上述の実施例では、第１及び第２の電界効果トランジス
タとして、最近開発された直列抵抗と変換コンダクタン
スとの積が１より小であり、チャンネルの全長がパンチ
スルーしない状態で動作する３極管特性を有する電界効
果トランジスタとしての縦型接合型電界効果トランジス
タを使用することができるので、以下にこの縦型接合型
電界効果トランジスタについて説明する。

このトランジスタは従来広く知られている接合型電界効
果トランジスタが５極管特性を示すに対し、之は３極管
特性を示すもので低出力インピーダンス、大変換コンダ
クタンスを有し、頗る大電力で動作するという優れたト
ランジスタである。

このトランジスタは例えばオーディオ回路の出力増巾回
路の増巾素子として使用して頗る好適である。

まず、このトランジスタの一例を第８図を参照して説明
しよう。

第８図はこの縦型接合型電界効果トランジスタの一例を
示し、低不純物濃度で高抵抗の真性半導体領域１１の上
にリング状にＰ型半導体領域１２が形成され、この真性
半導体領域１１及びＰ型半導体領域１２上にまたがって
Ｎ型の高不純物濃度半導体領域１３が形成される。

そうして真性半導体領域１１の下面にドレイン電極Ｄが
形成され、Ｐ型半導体領域１２上にゲート電極Ｇが形成
され、Ｎ型高不純物濃度半導体領域１３上にソース電極
Ｓが形成されて構成されるものである。

そしてこの縦型接合型電界効果トランジスタとしては、
この第８図のトランジスタを多数合体形成してなる第９
図に示す如きトランジスタが実際的である。

即ち、この第９図に於いては第８図と対応する部分に同
一符号を付すが、Ｐ型半導体領域１２はメッシュ状に形
成されている。

又、ドレイン電極Ｄ下に於いてはＮ型の高不純物濃度半
導体領域１４が形成されている。

この縦型接合型電界効果トランジスタではソース電極Ｓ
からＰ型半導体領域１２の周辺に形成されるチャンネル
に至る距離が短かく、又チャンネル長自体も短い。

一般に接合型電界効果トランジスタの見掛けの変換コン
ダクタンスｇｍは の如く表わされていた。

但し、Ｇｍは真の変換コンダクタンス、Ｒｃは直列抵抗
である。

そして従来広く行なわれていた接合型電界効果トランジ
スタではソース電極からチャンネルに至までの抵抗が大
きく、又、チャンネル自体が細く長いのでその抵抗も高
く、又、チャンネルからドレインに至る抵抗が高く、こ
の結果直列抵抗Ｒｃが非常に大きいが為にこの見掛上の
変換コンダクタンスｇｍは直列抵抗Ｒｃの逆数に略等し
かった。

このため従来の接合型電界効果トランジスタでは５極管
特性を呈し、ドレイン電圧対ドレイン電流の特性は、ド
レイン電圧が増大するにつれてドレイン電流が飽和する
傾向があった。

然し乍ら、この縦型接合型電界効果トランジスタでは、
直列抵抗が頗る小さく、又変換コンダクタンスＧｍが大
きく、そして全体として直列抵抗Ｒｃと真の変換コンダ
クタンスＧｍとの積が１より小さいという特徴を有して
いるものである。

この縦型接合型電界効果トランジスタのドレイン電圧Ｖ
Ｄ−ドレイン電流ＩＤの特性の一例を第１０図に示す。

この場合、横軸はドレイン電圧ＶＤ（Ｖ）、縦軸はドレ
イン電流ＩＤ（ｍＡ）でパラメータとしてゲート電圧Ｖ
Ｇが０、−２、−４、−６、−８及び−１０（Ｖ）の場
合である。

この特性曲線は、いわゆる３極管の特性に近似している
。

そしてこの直列抵抗Ｒｃは電圧変動によっても殆んど変
動せずして一定であり又、見掛けの変換コンダクタンス
ｇｍは空乏層の巾の変動による真の変換コンダクタンス
Ｇｍに略近くなっている。

そして、変換コンダクタンスＧｍと直列抵抗Ｒｃとの積
が１より小であるので上述した如くそのドレイン電圧Ｖ
Ｄ−ドレイン電流ＩＤ特性曲線は３極管特性に近い特性
となり、歪みの少ない大出力を得ることのできる電界効
果トランジスタとなる。

この場合、直列抵抗Ｒｃはソース電極からチャンネルま
での抵抗、チャンネル自体の抵抗、ソース領域となる高
抵抗半導体領域１内の抵抗等の和となる。

上述せる本発明パルス幅被変調信号増巾回路によれば、
ゲート・ソース及びドレインを夫々有する第１及び第２
の電界効果トランジスタの各ゲートにパルス幅被変調信
号が供給され、夫々のドレインが互いに接続されて出力
端子が導出され、その出力端子がインダクタンス素子を
有するキャリア除去濾波器を通じて負荷に接続され、第
１及び第２の電界効果トランジスタの夫々のソースが互
いに極性を異にする第１及び第２の電源に接続されてな
り、インダクタンス素子から電界効果トランジスタのト
レイン・ソース間を流れる逆電流を夫々のトランジスタ
の逆電流領域において流すように構成したから、高価な
高速用逆電流用ダイオードを使用することがなく、しか
も電界効果トランジスタにはストアレンジタイムが殆ん
ど０に等しいので応答速度が早くなる。

本発明の場合、スイッチング周波数は２００ＫＨｚ程度
まで可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はパルス幅被変調信号を得るための変調回路の一
例を示す系統図、第２図は従来のパルス幅被変調信号の
増巾回路の一例を示す回路図、第３図はその説明に供す
る波形図、第４図は本発明の一実施例を示す回路図、第
５図はその説明に供する波形図、第６図は電界効果トラ
ンジスタの特性を示す曲線図、第７図は本発明の他の実
施例を示す回路図、第８図及び第９図は本発明の第１及
び第２の電界効果トランジスタとして使用して好適な３
極管特性を有する電界効果トランジスタの例を示す模型
的断面図、第１０図はその説明に供する特性曲線図であ
る。 Ｑ１、Ｑ２は第１及び第２の電界効果トランジスタ、７
は入力端子、８は出力端子、Ｄ１２び及Ｄ２２はストッ
パー用ダイオード、＋Ｂ１、−Ｂ１は第１及び第２の電
源、＋Ｂ２、−Ｂ２は第３及び第４の電源、９はキャリ
ア除去用Ｆ波器、１０は負荷、ｅはパルス幅被変調信号
源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ゲート・ソース及びドレインを夫々有する第１及び
   第２の電界効果トランジスタの上記各ゲートにパルス幅
   被変調信号が供給され、夫々のドレインが互いに接続さ
   れて出力端子が導出され、該出力端子がインダクタンス
   素子を有するキャリア除去Ｐ波器を通じて負荷に接続さ
   れ、上記第１及び第２の電界効果トランジスタの夫々の
   ソースが互いに極性を異にする第１及び第２の電源に接
   続されてなり、上記インダクタンス素子から上記電界効
   果トランジスタのドレイン・ソース間を流れる逆電流を
   上記夫々のトランジスタの逆電流領域において流すよう
   にしたことを特徴とするパルス幅被変調信号増巾回路。