JP2000196376A - デュアルモ―ドｄ級増幅器 - Google Patents
デュアルモ―ドｄ級増幅器Info
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- H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
- H04B15/02—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus
- H04B15/04—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus the interference being caused by substantially sinusoidal oscillations, e.g. in a receiver or in a tape-recorder
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
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- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 ＡＭラジオの高調波妨害を防止できるＤ級増
幅器を提供する。 【解決手段】 デュアルモード増巾器のＡＭモードで
は、２つのＭＯＳＦＥＴがＡＢ級増巾器として制御さ
れ、他のモードでは増巾器がＤ級増巾器として動作す
る。ＡＭ／ＦＭスイッチ１０は、動作モードを設定す
る。ＡＭモード検出ブロック１は、スイッチ１０に応じ
て論理信号を発生する。ＡＭコンパチブルモードに設定
されると、増巾器はＡＢ級増巾器として動作しＡＭ妨害
を制御・防止する。
幅器を提供する。 【解決手段】 デュアルモード増巾器のＡＭモードで
は、２つのＭＯＳＦＥＴがＡＢ級増巾器として制御さ
れ、他のモードでは増巾器がＤ級増巾器として動作す
る。ＡＭ／ＦＭスイッチ１０は、動作モードを設定す
る。ＡＭモード検出ブロック１は、スイッチ１０に応じ
て論理信号を発生する。ＡＭコンパチブルモードに設定
されると、増巾器はＡＢ級増巾器として動作しＡＭ妨害
を制御・防止する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｄ級増幅器に関す
るものであり、特に、動作中にＡＭラジオ高調波振動数
を防止するために１またはそれ以上の動作モードを有す
るＤ級増幅器に関する。
るものであり、特に、動作中にＡＭラジオ高調波振動数
を防止するために１またはそれ以上の動作モードを有す
るＤ級増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】Ｄ級電力増幅器は、典型的にはパルス幅
変調増幅器であり、この増幅器は音響周波数帯の一番上
の周波数以上の周波数、時には１００Ｈｚ以上の周波数
でスイッチングする。Ｄ級増幅器がこのような高い周波
数でスイッチングする場合は、スイッチング周波数また
はその高調波が、そのＤ級増幅器の近くにおかれている
ＡＭラジオ受信機を妨害することがある。このような妨
害の問題があるため、Ｄ級増幅器は、例えば同じ本体内
にＡＭチューナとパワー増幅器を有するステレオ受信機
などの、消費者側の電気製品に集積することが容易では
ない。５０ｋＨｚから２ＭＨｚのレンジでスイッチング
するＤ級変調器は、ＡＭラジオの受信を妨害する高調波
を発生する。このことがＡＭラジオを具える製品にＤ級
増幅器が広まることを妨げている。
変調増幅器であり、この増幅器は音響周波数帯の一番上
の周波数以上の周波数、時には１００Ｈｚ以上の周波数
でスイッチングする。Ｄ級増幅器がこのような高い周波
数でスイッチングする場合は、スイッチング周波数また
はその高調波が、そのＤ級増幅器の近くにおかれている
ＡＭラジオ受信機を妨害することがある。このような妨
害の問題があるため、Ｄ級増幅器は、例えば同じ本体内
にＡＭチューナとパワー増幅器を有するステレオ受信機
などの、消費者側の電気製品に集積することが容易では
ない。５０ｋＨｚから２ＭＨｚのレンジでスイッチング
するＤ級変調器は、ＡＭラジオの受信を妨害する高調波
を発生する。このことがＡＭラジオを具える製品にＤ級
増幅器が広まることを妨げている。
【０００３】ＡＭラジオ放送の周波数帯は、米国では５
４０から１７００ｋＨｚに及び、世界では３０ＭＨｚま
でになる。２０ｋＨｚの音響信号をサンプリングするた
めには、Ｄ級変調器は２００ｋＨｚ以上の周波数で動作
しなくてはならない。これらの変調器の出力はパルス幅
変調された方形波であるので、これらの変調器は偶数高
調波と奇数の高調波の両方を発生する。スピーカのリー
ド線から搬送波を除去するローパスフィルタもこれらの
高調波を減衰させる。しかしながら、高調波を好適に減
衰させるようにフィルタを設計するのは実用的でなく、
また、２０ｋＨｚの音響信号は敏感なＡＭ受信機の通過
帯域と妨害することなく通過してしまう。更に、集積回
路ボードが、パルス幅変調された方形波の放射をトレー
スする。この放射はアンテナで直接的にピックアップで
きる。
４０から１７００ｋＨｚに及び、世界では３０ＭＨｚま
でになる。２０ｋＨｚの音響信号をサンプリングするた
めには、Ｄ級変調器は２００ｋＨｚ以上の周波数で動作
しなくてはならない。これらの変調器の出力はパルス幅
変調された方形波であるので、これらの変調器は偶数高
調波と奇数の高調波の両方を発生する。スピーカのリー
ド線から搬送波を除去するローパスフィルタもこれらの
高調波を減衰させる。しかしながら、高調波を好適に減
衰させるようにフィルタを設計するのは実用的でなく、
また、２０ｋＨｚの音響信号は敏感なＡＭ受信機の通過
帯域と妨害することなく通過してしまう。更に、集積回
路ボードが、パルス幅変調された方形波の放射をトレー
スする。この放射はアンテナで直接的にピックアップで
きる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】理論的には、上記問題
は、Ｄ級変調器のクロック周波数を確実にＡＭ放送周波
数帯より高くすることによって解決できる。しかし、こ
の方法は以下に述べる様々な理由で現実に実行すること
ができない。（１）２ＭＨｚの搬送周波数では、ＦＥＴ
ｓは高電流ゲートドライバでスイッチされなければなら
ない。デューティサイクルが大きいときには高性能のゲ
ートドライブをもっていても、大変短いオン−オフ時間
は、実現不可能である。従って、理論的に電力が限定さ
れることになる。（２）高速のスイッチング時間では３
０ＭＨｚ以上のＥＭＣコンプリアンスを実行することが
ほとんど不可能である。（３）ステレオと５つのチャン
ネルのアプリケーションにおいて全てのクロックが同期
されない限り、ＡＭ周波数帯と干渉するＩＤＭ製品が製
造されることになる。（４）リカバリ時間が長いＭＯＳ
ＦＥＴのボディダイオードは、このような高い周波数に
は使用できない。従って、ショットキー整流ダイオード
が必要となる。４８ＶＤＣ以上のバス電圧では、ショッ
トキーダイオードのフォワードドロップはボディダイオ
ードのそれよりも高く、ボディダイオードはドレインダ
イオードとともにブロックされてしまう。（５）ヨーロ
ッパではＡＭ周波数帯が３０ＭＨｚまである。
は、Ｄ級変調器のクロック周波数を確実にＡＭ放送周波
数帯より高くすることによって解決できる。しかし、こ
の方法は以下に述べる様々な理由で現実に実行すること
ができない。（１）２ＭＨｚの搬送周波数では、ＦＥＴ
ｓは高電流ゲートドライバでスイッチされなければなら
ない。デューティサイクルが大きいときには高性能のゲ
ートドライブをもっていても、大変短いオン−オフ時間
は、実現不可能である。従って、理論的に電力が限定さ
れることになる。（２）高速のスイッチング時間では３
０ＭＨｚ以上のＥＭＣコンプリアンスを実行することが
ほとんど不可能である。（３）ステレオと５つのチャン
ネルのアプリケーションにおいて全てのクロックが同期
されない限り、ＡＭ周波数帯と干渉するＩＤＭ製品が製
造されることになる。（４）リカバリ時間が長いＭＯＳ
ＦＥＴのボディダイオードは、このような高い周波数に
は使用できない。従って、ショットキー整流ダイオード
が必要となる。４８ＶＤＣ以上のバス電圧では、ショッ
トキーダイオードのフォワードドロップはボディダイオ
ードのそれよりも高く、ボディダイオードはドレインダ
イオードとともにブロックされてしまう。（５）ヨーロ
ッパではＡＭ周波数帯が３０ＭＨｚまである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のＤ級増幅器は、
音響入力と、音響フィードバック入力と、デジタルフィ
ードバック入力とを含む複数の入力端子を有するインテ
グレータと、前記インテグレータの出力を受けて一連の
パルスを生成するコンパレータであって、各々が前記コ
ンパレータの二つの状態のうちの一つに対応して、前記
インテグレータの出力の傾きに比例する幅を有するパル
スを生成するコンパレータと、前記コンパレータのパル
ス出力を受けて、期間において前記パルス幅に比例する
ゲートドライブ信号を生成するドライバ回路と、２また
はそれ以上のＭＯＳＦＥＴであって、各ＭＯＳＦＥＴが
前記ゲートドライブ信号の一つに接続されているゲート
を有するＭＯＳＦＥＴを具えるブリッジ回路と、前記ブ
リッジ回路の出力に接続され、前記ブリッジ回路の出力
を前記音響入力信号を表すパワー信号に変換するローバ
スフィルタと、前記コンパレータに接続され、前記出力
から入力ＡＭ信号の高調波を除去する手段とを具えるこ
とを特徴とする。
音響入力と、音響フィードバック入力と、デジタルフィ
ードバック入力とを含む複数の入力端子を有するインテ
グレータと、前記インテグレータの出力を受けて一連の
パルスを生成するコンパレータであって、各々が前記コ
ンパレータの二つの状態のうちの一つに対応して、前記
インテグレータの出力の傾きに比例する幅を有するパル
スを生成するコンパレータと、前記コンパレータのパル
ス出力を受けて、期間において前記パルス幅に比例する
ゲートドライブ信号を生成するドライバ回路と、２また
はそれ以上のＭＯＳＦＥＴであって、各ＭＯＳＦＥＴが
前記ゲートドライブ信号の一つに接続されているゲート
を有するＭＯＳＦＥＴを具えるブリッジ回路と、前記ブ
リッジ回路の出力に接続され、前記ブリッジ回路の出力
を前記音響入力信号を表すパワー信号に変換するローバ
スフィルタと、前記コンパレータに接続され、前記出力
から入力ＡＭ信号の高調波を除去する手段とを具えるこ
とを特徴とする。
【０００６】本発明は、また、Ｄ級アンプ内においてＡ
Ｍラジオの妨害を防ぐ方法に関し、この方法は、ＡＭ信
号を、当該ＡＭ信号の周波数に比例する大きさをもった
直流（ＤＣ）信号に変換するステップと、前記ＤＣ信号
を１又はそれ以上の基準信号と比較して、前記ＤＣ信号
が前記基準信号より大きいか、小さいかを表す比較信号
を生成するステップと、前記日各信号の結果を組み合わ
せて周波数除数を生成するステップと、前記ＡＭ信号の
周波数を前記周波数除数信号で分割して、前記Ｄ級増幅
器用の発振信号を生成するステップを具え、好ましくは
このＡＭ信号が局部発信信号であることを特徴とする。
Ｍラジオの妨害を防ぐ方法に関し、この方法は、ＡＭ信
号を、当該ＡＭ信号の周波数に比例する大きさをもった
直流（ＤＣ）信号に変換するステップと、前記ＤＣ信号
を１又はそれ以上の基準信号と比較して、前記ＤＣ信号
が前記基準信号より大きいか、小さいかを表す比較信号
を生成するステップと、前記日各信号の結果を組み合わ
せて周波数除数を生成するステップと、前記ＡＭ信号の
周波数を前記周波数除数信号で分割して、前記Ｄ級増幅
器用の発振信号を生成するステップを具え、好ましくは
このＡＭ信号が局部発信信号であることを特徴とする。
【０００７】本発明は、Ｄ級増幅器のＡＭラジオ周波数
帯との妨害の問題を解決する回路と方法を提供するもの
である。そのより広い特徴は、本発明が１又はそれ以上
の基準となる周波数標準を提供することである。ＡＭラ
ジオの局部発振器信号、またはスイッチング増幅器信
号、あるいはこれらの双方が、この基準と比較される。
好適な回路は、スイッチング増幅器信号を変形して、ス
イッチング増幅器信号を同調ＡＭラジオステーションと
局部発振器から十分遠くに保持し、これによって妨害の
問題を防ぐようにしている。本発明は、局部発振器とス
イッチング信号をモニタして、前記局部発振の高調波で
もなく前記同調したＡＭラジオステーションの高調波で
もない周波数を有するスイッチング発振器信号を選択す
る手段を具える。本発明は、前記局部発振からのスイッ
チング信号を発生するか、または前記局部発振の高調波
あるいは前記同調ＡＭラジオステーションの高調波でな
い周波数を有する他の発振器を選択するかする。
帯との妨害の問題を解決する回路と方法を提供するもの
である。そのより広い特徴は、本発明が１又はそれ以上
の基準となる周波数標準を提供することである。ＡＭラ
ジオの局部発振器信号、またはスイッチング増幅器信
号、あるいはこれらの双方が、この基準と比較される。
好適な回路は、スイッチング増幅器信号を変形して、ス
イッチング増幅器信号を同調ＡＭラジオステーションと
局部発振器から十分遠くに保持し、これによって妨害の
問題を防ぐようにしている。本発明は、局部発振器とス
イッチング信号をモニタして、前記局部発振の高調波で
もなく前記同調したＡＭラジオステーションの高調波で
もない周波数を有するスイッチング発振器信号を選択す
る手段を具える。本発明は、前記局部発振からのスイッ
チング信号を発生するか、または前記局部発振の高調波
あるいは前記同調ＡＭラジオステーションの高調波でな
い周波数を有する他の発振器を選択するかする。
【０００８】各実施形態における分周局部発振器信号に
よって制御されるＤ級増幅器は、前記増幅器の出力から
のフィードバックを有するインテグレータおよび当該イ
ンテグレータの出力に接続されたコンパレータを有する
自己発振パルス幅変調器を含むものであれば、どのよう
な増幅器であっても良い。変調器の出力は、ＭＯＳＦＥ
Ｔブリッジ回路への電力を制御するブリッジゲートドラ
イバに接続されている。このブリッジ回路は高電圧電源
バスおよび低電圧電源バス間に接続されており、互いに
直列に接続された少なくとも２つのＭＯＳＦＥＴｓを具
える。本明細書において言う、Ｄ級増幅器は、そのスイ
ッチング周波数を外部で制御する設備がなくてはならな
い。
よって制御されるＤ級増幅器は、前記増幅器の出力から
のフィードバックを有するインテグレータおよび当該イ
ンテグレータの出力に接続されたコンパレータを有する
自己発振パルス幅変調器を含むものであれば、どのよう
な増幅器であっても良い。変調器の出力は、ＭＯＳＦＥ
Ｔブリッジ回路への電力を制御するブリッジゲートドラ
イバに接続されている。このブリッジ回路は高電圧電源
バスおよび低電圧電源バス間に接続されており、互いに
直列に接続された少なくとも２つのＭＯＳＦＥＴｓを具
える。本明細書において言う、Ｄ級増幅器は、そのスイ
ッチング周波数を外部で制御する設備がなくてはならな
い。
【０００９】局部発振信号は、全てのＡＭラジオに存在
し、米国の放送周波数帯を受信するように設計されたラ
ジオにおける、同調ラジオステーション以上の４５０〜
４５５ｋＨｚの周波数である。この局部発振器は、他国
では、同調ステーションからの様々なオフセットにおい
て見出されることもある。しかし、このオフセットが分
れば回路は設計することができる。局部発振器は、チュ
ーナの設計によって、どのような周期形態を取ることも
できる。しばしば、局部発振は位相ロックループ回路で
生成されるサイン波である。
し、米国の放送周波数帯を受信するように設計されたラ
ジオにおける、同調ラジオステーション以上の４５０〜
４５５ｋＨｚの周波数である。この局部発振器は、他国
では、同調ステーションからの様々なオフセットにおい
て見出されることもある。しかし、このオフセットが分
れば回路は設計することができる。局部発振器は、チュ
ーナの設計によって、どのような周期形態を取ることも
できる。しばしば、局部発振は位相ロックループ回路で
生成されるサイン波である。
【００１０】当業者には、アナログコンパレータの実施
例において述べられている制御コンセプトが、限定され
るものではないが、複合プルグラマブル論理デバイス
（Complex Programmable Logic Devices; CPLDs）、フ
ィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGAs）,マイク
ロコントローラ、セミカスタムまたはカスタムアプリケ
ーションスペシフィック集積回路（ASICs）、および７
４ｘｘｘｘシリーズ集積回路論理ゲートを含む、大多数
の物理的な製品のいずれを使用しても実行されるうるこ
とは理解される。抵抗、コンデンサ、インダクタ、トラ
ンジスタおよび電解効果トランジスタ（ＦＥＴｓ）を含
むさまざまなアナログデバイスを様々な方法で組み合わ
せて、ここに示されているアルゴリズムのアナログ部分
を実行することができる。更に、技術的進歩が、このア
ルゴリズムを実効させうる他の物理的なデバイスを生み
出すこともある。このアルゴリズムを実行するのに使用
される製品に関係なく、このアルゴリズムのいかなる実
行も本発明においてカバーされる。
例において述べられている制御コンセプトが、限定され
るものではないが、複合プルグラマブル論理デバイス
（Complex Programmable Logic Devices; CPLDs）、フ
ィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGAs）,マイク
ロコントローラ、セミカスタムまたはカスタムアプリケ
ーションスペシフィック集積回路（ASICs）、および７
４ｘｘｘｘシリーズ集積回路論理ゲートを含む、大多数
の物理的な製品のいずれを使用しても実行されるうるこ
とは理解される。抵抗、コンデンサ、インダクタ、トラ
ンジスタおよび電解効果トランジスタ（ＦＥＴｓ）を含
むさまざまなアナログデバイスを様々な方法で組み合わ
せて、ここに示されているアルゴリズムのアナログ部分
を実行することができる。更に、技術的進歩が、このア
ルゴリズムを実効させうる他の物理的なデバイスを生み
出すこともある。このアルゴリズムを実行するのに使用
される製品に関係なく、このアルゴリズムのいかなる実
行も本発明においてカバーされる。
【００１１】本発明の一実施例では、アナログコンパレ
ータとデジタルカウンタを使用している。この実施例は
ＡＭチューナから局部発振信号を取り入れて、それをＤ
級増幅起用の固定作動周波数を決定するためにうまく使
用している。局部発振は、米国のＡＭ放送周波数帯と、
この周波数帯用にシステムを考案した特別なＤ級増幅器
用に、整数Ｎ、ただし２＜Ｎ＜７、で除される。整数Ｎ
は、ＡＭチューナで使用される局部発信周波数の範囲全
体にわたって３〜６の間で（３、６を含む）変化する。
いずれの特別な局部発信周波数についてのＮも、局部発
振周波数をＮで除した結果として得られる周波数とその
高調波が、局部発振器の周波数に対応する同調ラジオス
テーションから可能な限り遠くなるように選択される。
ータとデジタルカウンタを使用している。この実施例は
ＡＭチューナから局部発振信号を取り入れて、それをＤ
級増幅起用の固定作動周波数を決定するためにうまく使
用している。局部発振は、米国のＡＭ放送周波数帯と、
この周波数帯用にシステムを考案した特別なＤ級増幅器
用に、整数Ｎ、ただし２＜Ｎ＜７、で除される。整数Ｎ
は、ＡＭチューナで使用される局部発信周波数の範囲全
体にわたって３〜６の間で（３、６を含む）変化する。
いずれの特別な局部発信周波数についてのＮも、局部発
振周波数をＮで除した結果として得られる周波数とその
高調波が、局部発振器の周波数に対応する同調ラジオス
テーションから可能な限り遠くなるように選択される。
【００１２】アナログコンパレータの実施例は、予め決
められたアルゴリズムに基づいて好適なＮの値を決定す
る方法を提供する。この方法は、デジタルＮ分周回路を
制御する１セットのアナログ電圧コンパレータを含む。
デジタルＮ分周回路はＡＭ局部発振パルストレインの周
波数を好適なＮの値で除する。
められたアルゴリズムに基づいて好適なＮの値を決定す
る方法を提供する。この方法は、デジタルＮ分周回路を
制御する１セットのアナログ電圧コンパレータを含む。
デジタルＮ分周回路はＡＭ局部発振パルストレインの周
波数を好適なＮの値で除する。
【００１３】本発明の他の実施例は、方形波入力発振信
号と、この方形波を非妨害周波数に分割するためのデジ
タル回路を使用している。この実施例は、ＡＭチューナ
から局部発振信号を取り込んで、それをＤ級増幅器用の
固定作動周波数を決定するのにうまく使用している。こ
の局部発振器は、ここに示す制御方法の特別なアプリケ
ーションにおいて米国ＡＭ放送周波数帯用に、整数Ｎ
（ただし２＜Ｎ＜７＞で分割される。Ｎは、ＡＭチュー
ナに使用されている局部発振周波数のレンジ全体にわた
って３から６の間で変化する。Ｎは、局部発信周波数を
Ｎで分周した結果として得られる周波数とその高調波
が、局部発振器の周波数に対応する同調ラジオステーシ
ョンから可能な限り遠くなるように決定される。このス
イッチング高調波と基本波を同調ラジオステーションの
周波数と局部周波数とから遠くに離しておくことが、電
磁妨害を防ぐ。
号と、この方形波を非妨害周波数に分割するためのデジ
タル回路を使用している。この実施例は、ＡＭチューナ
から局部発振信号を取り込んで、それをＤ級増幅器用の
固定作動周波数を決定するのにうまく使用している。こ
の局部発振器は、ここに示す制御方法の特別なアプリケ
ーションにおいて米国ＡＭ放送周波数帯用に、整数Ｎ
（ただし２＜Ｎ＜７＞で分割される。Ｎは、ＡＭチュー
ナに使用されている局部発振周波数のレンジ全体にわた
って３から６の間で変化する。Ｎは、局部発信周波数を
Ｎで分周した結果として得られる周波数とその高調波
が、局部発振器の周波数に対応する同調ラジオステーシ
ョンから可能な限り遠くなるように決定される。このス
イッチング高調波と基本波を同調ラジオステーションの
周波数と局部周波数とから遠くに離しておくことが、電
磁妨害を防ぐ。
【００１４】好適なＮの値を決定する方法を提供するデ
ジタルコンパレータの実施例が本明細書に述べられてい
る。この方法は、本質的には、カウンタと、３つのデジ
タルマグニチュードコンパレータへの入力として作用す
るラッチとを具えデジタルウインドコンパレータであ
る。マグニチュードコンパレータは、局部発振器を分周
するＮの正しい値においてＮ分周路回路を指定する。
ジタルコンパレータの実施例が本明細書に述べられてい
る。この方法は、本質的には、カウンタと、３つのデジ
タルマグニチュードコンパレータへの入力として作用す
るラッチとを具えデジタルウインドコンパレータであ
る。マグニチュードコンパレータは、局部発振器を分周
するＮの正しい値においてＮ分周路回路を指定する。
【００１５】本明細書で言うＤ級増幅器は、そのスイッ
チング周波数を外部で制御する設備がなされていなけれ
ばならない。このような外部入力を有する増幅器は、本
明細書で述べるアルゴリズムによって制御される。
チング周波数を外部で制御する設備がなされていなけれ
ばならない。このような外部入力を有する増幅器は、本
明細書で述べるアルゴリズムによって制御される。
【００１６】第３実施例は２ループデジタルコンパレー
タ回路である。ＡＭチューナから局部発振信号を取り入
れて、これをＤ級増幅器用の固定作動周波数を決定する
のにうまく使用している。局部発振は、米国ＡＭ放送周
波数帯用に、整数Ｎ、ただし使用されている特別の増幅
器において２＜Ｎ＜７で分割される。Ｎは、ＡＭチュー
ナで使用されている局部発振周波数レンジ全体にわたっ
て変化する。Ｎは局部発振周波数をＮで割った結果生じ
る周波数となる高調波が、局部発振器の周波数に対応す
る同調ラジオステーションから可能な限り遠くなるよう
に選択される。
タ回路である。ＡＭチューナから局部発振信号を取り入
れて、これをＤ級増幅器用の固定作動周波数を決定する
のにうまく使用している。局部発振は、米国ＡＭ放送周
波数帯用に、整数Ｎ、ただし使用されている特別の増幅
器において２＜Ｎ＜７で分割される。Ｎは、ＡＭチュー
ナで使用されている局部発振周波数レンジ全体にわたっ
て変化する。Ｎは局部発振周波数をＮで割った結果生じ
る周波数となる高調波が、局部発振器の周波数に対応す
る同調ラジオステーションから可能な限り遠くなるよう
に選択される。
【００１７】本明細書にはＮの好適な値を決定するため
のアルゴリズムが記載されている。このアルゴリズムは
本質的には、局部発振周波数を最大周波数および直前に
検出された周波数の双方と比較する一対の周波数コンパ
レータである。周波数コンパレータは、局部発振器を除
する正しいＮの値においてＮ分周回路を指定する。
のアルゴリズムが記載されている。このアルゴリズムは
本質的には、局部発振周波数を最大周波数および直前に
検出された周波数の双方と比較する一対の周波数コンパ
レータである。周波数コンパレータは、局部発振器を除
する正しいＮの値においてＮ分周回路を指定する。
【００１８】第４実施例は、局部発振器とＤ級増幅器の
スイッチング周波数の比較に基づいて複数のクロックま
たは発振の一方を選択するものである。本実施例は、Ｄ
級増幅器と同じシャーシに配設されたＡＭラジオの妨害
をＤ級増幅器から防ぐ回路および方法を提供する。この
方法は、ＡＭ／ＦＭステレオ受信機、ポータブル“ブー
ムボックス”、あるいはソニーのウオークマン（登録商
標）などのパーソナルステレオなどの、消費者側の様々
な電気音響製品に使用されうる。シャーシ内のＡＭラジ
オとの妨害からスイッチング基本波と高調波を守るため
に、Ｄ級増幅器のスイッチング周波数を制御する電子コ
ントローラが開発されている。
スイッチング周波数の比較に基づいて複数のクロックま
たは発振の一方を選択するものである。本実施例は、Ｄ
級増幅器と同じシャーシに配設されたＡＭラジオの妨害
をＤ級増幅器から防ぐ回路および方法を提供する。この
方法は、ＡＭ／ＦＭステレオ受信機、ポータブル“ブー
ムボックス”、あるいはソニーのウオークマン（登録商
標）などのパーソナルステレオなどの、消費者側の様々
な電気音響製品に使用されうる。シャーシ内のＡＭラジ
オとの妨害からスイッチング基本波と高調波を守るため
に、Ｄ級増幅器のスイッチング周波数を制御する電子コ
ントローラが開発されている。
【００１９】
【発明の実施の形態】集積回路の発達とともにＭＯＳＦ
ＥＴ技術の発達により、Ｄ級増幅器を音響アプリケーシ
ョンに適用できるようになった。Ｄ級増幅器はＡＢ級増
幅器より有意に有益である。従来、Ｄ級増幅器の欠点は
部品数が多く、コストが高く、電磁妨害が大きく、性能
が悪い点であった。集積化が進み、複雑に制御された集
積回路が導入され、これらの欠点は著しいものではなく
なってきた。近い将来、Ｄ級増幅器はＡＢ級増幅器に取
って代わって、様々なアプリケーションに利用されるこ
とになるだろう。Ｄ級増幅器はすでにハイパワーアプリ
ケーションのおいて明らかに利点がある。これらの増幅
器のコストおよび部品数が下がれば、Ｄ級増幅器は低、
中パワーアプリケーションにおけるＡＢ級増幅器を満た
しうるであろう。
ＥＴ技術の発達により、Ｄ級増幅器を音響アプリケーシ
ョンに適用できるようになった。Ｄ級増幅器はＡＢ級増
幅器より有意に有益である。従来、Ｄ級増幅器の欠点は
部品数が多く、コストが高く、電磁妨害が大きく、性能
が悪い点であった。集積化が進み、複雑に制御された集
積回路が導入され、これらの欠点は著しいものではなく
なってきた。近い将来、Ｄ級増幅器はＡＢ級増幅器に取
って代わって、様々なアプリケーションに利用されるこ
とになるだろう。Ｄ級増幅器はすでにハイパワーアプリ
ケーションのおいて明らかに利点がある。これらの増幅
器のコストおよび部品数が下がれば、Ｄ級増幅器は低、
中パワーアプリケーションにおけるＡＢ級増幅器を満た
しうるであろう。
【００２０】Ｄ級増幅器の性能の悪さを克服するため
に、図１に示すような自己発振可変周波数変調器などが
提供されている。インテグレータ１０は入力抵抗ＲＩＮ
を介して音響入力を有する。この変調器は、抵抗Ｒ
ＤＦＢを介してデジタルフィードバック入力Ａと、抵抗
ＲＡＦＢを介してアナログフィードバック入力Ｂを具え
ている。各アナログおよびデジタルフィードバック信号
Ａ、Ｂはブリッジ回路２０の出力と、インダクタＬとコ
ンデンサＣＬＰを具えるローバスフィルタから取られて
いる。理解を容易にするために、デジタル出力Ａに焦点
を当てて、音響入力はないものと仮定する。この場合、
ポイントＡにおける出力はデューティサイクル５０％の
方形波である。この方形波がハイのときに、電流がＲ
ＤＦＢを介してインテグレータ１０の加算ジャンクショ
ンに流れる。その出力は、電流がコンパレータ１２の負
のスレッシュホールドになるまでたち下がる。抵抗Ｒ１
およびＲ２は、コンパレータ１２にヒステリシスを与え
るためのものである。これらの抵抗は、コンパレータの
正及び負のスレッシュホールドを調整するためにも使用
できる。コンパレータ１２の出力が下がると、上側ＦＥ
Ｔ２２はオフになり、少し遅れて下側ＦＥＴ２４がオン
になる。方形波がローになり、電流が抵抗ＲＤＦＢを介
してインテグレータ１０の加算ジャンクションから流れ
出る。インテグレータ１０の出力が反転して、この出力
はコンパレータ１２の正のスレッシュホールドに達する
まで立ち上がる。これは下側ＦＥＴ２４をオフにする信
号となり、少し遅れて上側ＦＥＴ２２がオンになる。方
形波はハイになって、このサイクルが繰り返される。音
響信号がないので、Ａにおける出力は５０％の方形波で
あり、インテグレータ１０の出力は三角波である。
に、図１に示すような自己発振可変周波数変調器などが
提供されている。インテグレータ１０は入力抵抗ＲＩＮ
を介して音響入力を有する。この変調器は、抵抗Ｒ
ＤＦＢを介してデジタルフィードバック入力Ａと、抵抗
ＲＡＦＢを介してアナログフィードバック入力Ｂを具え
ている。各アナログおよびデジタルフィードバック信号
Ａ、Ｂはブリッジ回路２０の出力と、インダクタＬとコ
ンデンサＣＬＰを具えるローバスフィルタから取られて
いる。理解を容易にするために、デジタル出力Ａに焦点
を当てて、音響入力はないものと仮定する。この場合、
ポイントＡにおける出力はデューティサイクル５０％の
方形波である。この方形波がハイのときに、電流がＲ
ＤＦＢを介してインテグレータ１０の加算ジャンクショ
ンに流れる。その出力は、電流がコンパレータ１２の負
のスレッシュホールドになるまでたち下がる。抵抗Ｒ１
およびＲ２は、コンパレータ１２にヒステリシスを与え
るためのものである。これらの抵抗は、コンパレータの
正及び負のスレッシュホールドを調整するためにも使用
できる。コンパレータ１２の出力が下がると、上側ＦＥ
Ｔ２２はオフになり、少し遅れて下側ＦＥＴ２４がオン
になる。方形波がローになり、電流が抵抗ＲＤＦＢを介
してインテグレータ１０の加算ジャンクションから流れ
出る。インテグレータ１０の出力が反転して、この出力
はコンパレータ１２の正のスレッシュホールドに達する
まで立ち上がる。これは下側ＦＥＴ２４をオフにする信
号となり、少し遅れて上側ＦＥＴ２２がオンになる。方
形波はハイになって、このサイクルが繰り返される。音
響信号がないので、Ａにおける出力は５０％の方形波で
あり、インテグレータ１０の出力は三角波である。
【００２１】ここで、音響信号が与えられた場合を考え
る。音響信号が正であると仮定すると、電流はＲＩＮを
介してインテグレータの加算ジャンクションへ流れる。
電流は又、ＲＡＦＢを介して加算ジャンクションから流
れ出す（負帰還）。音響信号のインテグレータ加算ジャ
ンクションのネットの寄与は、ＩＲＩＮ−ＩＲＡＦＢで
ある。上側ＦＥＴ２２がオンになると、電流ＩＤＦＢお
よび（ＩＲＩＮ−ＩＲ ＡＦＢ）は両方とも加算ジャンク
ションに流れる。このことは、インテグレータ１０の出
力におけるランプ速度を上げる。下側ＦＥＴ２４がオン
になると、ＩＤ ＦＢを流れる電流が反転して、二つの電
流が反対方向に流れる。このことは、立ち下がりを遅く
する。入力信号が負の場合でも、同じ解析が適用され
る。
る。音響信号が正であると仮定すると、電流はＲＩＮを
介してインテグレータの加算ジャンクションへ流れる。
電流は又、ＲＡＦＢを介して加算ジャンクションから流
れ出す（負帰還）。音響信号のインテグレータ加算ジャ
ンクションのネットの寄与は、ＩＲＩＮ−ＩＲＡＦＢで
ある。上側ＦＥＴ２２がオンになると、電流ＩＤＦＢお
よび（ＩＲＩＮ−ＩＲ ＡＦＢ）は両方とも加算ジャンク
ションに流れる。このことは、インテグレータ１０の出
力におけるランプ速度を上げる。下側ＦＥＴ２４がオン
になると、ＩＤ ＦＢを流れる電流が反転して、二つの電
流が反対方向に流れる。このことは、立ち下がりを遅く
する。入力信号が負の場合でも、同じ解析が適用され
る。
【００２２】コンパレータ１２に設定されているヒステ
リシスが一定であるので、正および負のランプ傾斜は、
正及び負のパルス幅に、従って、デューティサイクルと
コンパレータの出力の周波数に直接に影響する。正の音
響入力電圧が高ければ高いほど、音響出力は負になり、
ハイ側のスイッチのオン時間が、ロー側のスイッチのオ
ン時間に比較して無視できるようになる。ロー側のパル
ス幅は出力電圧におおよそ比例しており、主にループ周
波数を設定する。
リシスが一定であるので、正および負のランプ傾斜は、
正及び負のパルス幅に、従って、デューティサイクルと
コンパレータの出力の周波数に直接に影響する。正の音
響入力電圧が高ければ高いほど、音響出力は負になり、
ハイ側のスイッチのオン時間が、ロー側のスイッチのオ
ン時間に比較して無視できるようになる。ロー側のパル
ス幅は出力電圧におおよそ比例しており、主にループ周
波数を設定する。
【００２３】オーディオ増幅器では、音響性能は大変に
重要である。オーディオＤ級増幅器は、ＴＨＤが低く、
ノイズが小さく、周波数応答がフラットでなくてはなら
ない。これらの性能スペックは、増幅器がＡＭラジオと
妨害してはならないという要求と相反する。これを解決
するのはデュアルモード動作である。ＡＭコンパチブル
モードにある時に、増幅器はＡＭラジオ受信と妨害して
はならない。ＡＭラジオは５ｋＨｚに制限されており、
バックグラウンドノイズが高いので、多くの場合若干の
性能低下は認容される。さもなければ、デザインゴール
は音を利用して最大忠実度を得るようにしようとする。
重要である。オーディオＤ級増幅器は、ＴＨＤが低く、
ノイズが小さく、周波数応答がフラットでなくてはなら
ない。これらの性能スペックは、増幅器がＡＭラジオと
妨害してはならないという要求と相反する。これを解決
するのはデュアルモード動作である。ＡＭコンパチブル
モードにある時に、増幅器はＡＭラジオ受信と妨害して
はならない。ＡＭラジオは５ｋＨｚに制限されており、
バックグラウンドノイズが高いので、多くの場合若干の
性能低下は認容される。さもなければ、デザインゴール
は音を利用して最大忠実度を得るようにしようとする。
【００２４】図２は、高調波防止増幅器を有する一解決
法を示す。ＡＭ受信機用の局部発振信号は４５０ｋＨｚ
であり、選択された受信周波数以上である。この信号は
高調波防止回路をさけるべき周波数を知るために必要な
情報を提供する。これは、また、選択された周波数にお
いて妨害を生じるここの増幅器クロックの内部変調を防
ぐために、複合増幅器に周波数の基準を提供する。
法を示す。ＡＭ受信機用の局部発振信号は４５０ｋＨｚ
であり、選択された受信周波数以上である。この信号は
高調波防止回路をさけるべき周波数を知るために必要な
情報を提供する。これは、また、選択された周波数にお
いて妨害を生じるここの増幅器クロックの内部変調を防
ぐために、複合増幅器に周波数の基準を提供する。
【００２５】この増幅器は、受信機で選択された周波数
とクロック高調波が共通に位置することを防ぐことによ
ってＡＭ妨害の問題を解決する。ＦＭ妨害は、適当なフ
ィルタリング、シールディング、ソフトスイッチング技
術で解決することができる。この技術は、ＡＭ、ＦＭ量
受信機に対して、ＡＭコンパチブルモードにある固定周
波数変調器と関連したＡＭ受信機における音響性能のほ
んの僅かな低下だけで、フルパワー動作を可能にする。
このデュアルモード動作のコンセプトは、この特別な例
に限るものではない。デュアルモード動作は、スイッチ
ング増幅器によって発生した高調波を制御する他の技
術、あるいはＡＭ信号を受信するときの他の増幅技術に
適応することができる。ＡＭ妨害は、主たる関心であ
る。さもなければ、音響忠実度が主たるデザインゴール
である。
とクロック高調波が共通に位置することを防ぐことによ
ってＡＭ妨害の問題を解決する。ＦＭ妨害は、適当なフ
ィルタリング、シールディング、ソフトスイッチング技
術で解決することができる。この技術は、ＡＭ、ＦＭ量
受信機に対して、ＡＭコンパチブルモードにある固定周
波数変調器と関連したＡＭ受信機における音響性能のほ
んの僅かな低下だけで、フルパワー動作を可能にする。
このデュアルモード動作のコンセプトは、この特別な例
に限るものではない。デュアルモード動作は、スイッチ
ング増幅器によって発生した高調波を制御する他の技
術、あるいはＡＭ信号を受信するときの他の増幅技術に
適応することができる。ＡＭ妨害は、主たる関心であ
る。さもなければ、音響忠実度が主たるデザインゴール
である。
【００２６】図３は、デュアルモード増幅器に関する１
つの解決法を示す。ＡＭモードでは、２つのＭＯＳＦＥ
ＴｓがＡＢ級増幅器として制御され、他のモードでは増
幅器がＤ級増幅器として動作する。ＡＭ／ＦＭスイッチ
１０は、動作モードを設定する。ＡＭモード検出ブロッ
ク１は、スイッチ１０に応じて論理信号を発生する。Ａ
Ｍコンパチブルモードに設定されると、増幅器はＡＢ級
増幅器として動作する。ＡＭ論理信号は二つのトランス
ミッションゲート４に与えられるので、ＡＢ級増幅器が
ＭＯＳＦＥＴｓのゲートに直接に接続され、反転ＡＭ信
号が両方のゲートドライバをトライステートにする。２
つの抵抗Ｒｅ１とＲｅ２の電圧降下が検出され、電流リ
ミット保護がなされる。ＡＭコンパチブルモードにない
場合は、増幅器はＤ級増幅器として動作する。２つのト
ランスミッションゲートは開放されてＡＢ級増幅器をゲ
ートから切り離している。反転ＡＭ信号は両ゲートドラ
イバを可能にする。
つの解決法を示す。ＡＭモードでは、２つのＭＯＳＦＥ
ＴｓがＡＢ級増幅器として制御され、他のモードでは増
幅器がＤ級増幅器として動作する。ＡＭ／ＦＭスイッチ
１０は、動作モードを設定する。ＡＭモード検出ブロッ
ク１は、スイッチ１０に応じて論理信号を発生する。Ａ
Ｍコンパチブルモードに設定されると、増幅器はＡＢ級
増幅器として動作する。ＡＭ論理信号は二つのトランス
ミッションゲート４に与えられるので、ＡＢ級増幅器が
ＭＯＳＦＥＴｓのゲートに直接に接続され、反転ＡＭ信
号が両方のゲートドライバをトライステートにする。２
つの抵抗Ｒｅ１とＲｅ２の電圧降下が検出され、電流リ
ミット保護がなされる。ＡＭコンパチブルモードにない
場合は、増幅器はＤ級増幅器として動作する。２つのト
ランスミッションゲートは開放されてＡＢ級増幅器をゲ
ートから切り離している。反転ＡＭ信号は両ゲートドラ
イバを可能にする。
【００２７】この増幅器は、ＡＭコンパチブルモードに
ある間、ＡＢ級増幅器として動作することによってＡＭ
妨害の問題を解決している。ＦＭ妨害は、適当なフィル
タリング、シールディング、ソフトスイッチング技術に
よって解決することができる、ピーク電力が両動作モー
ドで同じである一方、ＡＭモードは、ＡＢ級増幅器の効
力が貧弱であるため限定される。
ある間、ＡＢ級増幅器として動作することによってＡＭ
妨害の問題を解決している。ＦＭ妨害は、適当なフィル
タリング、シールディング、ソフトスイッチング技術に
よって解決することができる、ピーク電力が両動作モー
ドで同じである一方、ＡＭモードは、ＡＢ級増幅器の効
力が貧弱であるため限定される。
【００２８】デュアルモード動作のコンセプトは特に別
な実施例に限定されるものではない。理論的には、Ａ級
及びＢ級増幅器に展開することができる。更に、デュア
ルモード動作は、スイッチング増幅器自体が発生する高
調波を制御する他の技術を合わせることができる。この
ことは、増幅器が２つの高効率モード間でスイッチング
することを可能にする。ＡＭモードにおいては、ＡＭ妨
害が主な問題である。さもなければ、音響忠実度が主な
デザインゴールである。
な実施例に限定されるものではない。理論的には、Ａ級
及びＢ級増幅器に展開することができる。更に、デュア
ルモード動作は、スイッチング増幅器自体が発生する高
調波を制御する他の技術を合わせることができる。この
ことは、増幅器が２つの高効率モード間でスイッチング
することを可能にする。ＡＭモードにおいては、ＡＭ妨
害が主な問題である。さもなければ、音響忠実度が主な
デザインゴールである。
【００２９】Ｄ級増幅器用のクロックソースとしてＡＭ
局部発振（ＬＯ）を用いた方法が図４に開示されてい
る。局部発振信号１００がフィルタ１１０を介して供給
される。フィルタ１００は、アクティブまたはパッシブ
回路のいずれでもよい。フィルタの時定数が十分に長い
限り、入力局部発振周波数の変化はほぼ直流（ＤＣ）と
なり、フィルタからの出力電圧を大変ゆっくり変化させ
る。出力電圧の大きさは、入力ＡＭ局部発振電圧の周波
数に応じて変わる。入力周波数が高ければ高いほど、出
力電圧が高くなり、低ければ低いほど低くなる。出力電
圧はアナログヒステリシス電圧コンパレータ回路１６
０、１６１、１６２に供給される。ヒステリシス特性が
コンパレータの状態を急激に変えないようにし、従って
コンパレータの出力は安定している。各コンパレータは
比較ポイントとして異なる基準電圧１２０、１３０、１
３５を有する。この基準電圧は、所定のアルゴリズムを
用いて見いだされ、このアルゴリズムがあるＮの値から
他の値にスイッチするＡＭ周波数帯内で結果として生じ
るスイッチング周波数が最良のポイントを決定する。こ
れらの最良のポイントは、同調ラジオステーション、所
望の最大スイッチング周波数（効率の考慮に基づく）、
所望の最小スイッチング周波数（音響周波数フィルタリ
ングの考慮に基づく）、及び局部発振器の周波数（４５
０または４５５ｋＨｚ）へ、近接することに基づく。当
業者には、コンパレータとこのアルゴリズムによってカ
バーされる周波数レンジが、入力ＡＭ周波数のレンジ
と、局部発振器の周波数によって変化することが理解さ
れる。
局部発振（ＬＯ）を用いた方法が図４に開示されてい
る。局部発振信号１００がフィルタ１１０を介して供給
される。フィルタ１００は、アクティブまたはパッシブ
回路のいずれでもよい。フィルタの時定数が十分に長い
限り、入力局部発振周波数の変化はほぼ直流（ＤＣ）と
なり、フィルタからの出力電圧を大変ゆっくり変化させ
る。出力電圧の大きさは、入力ＡＭ局部発振電圧の周波
数に応じて変わる。入力周波数が高ければ高いほど、出
力電圧が高くなり、低ければ低いほど低くなる。出力電
圧はアナログヒステリシス電圧コンパレータ回路１６
０、１６１、１６２に供給される。ヒステリシス特性が
コンパレータの状態を急激に変えないようにし、従って
コンパレータの出力は安定している。各コンパレータは
比較ポイントとして異なる基準電圧１２０、１３０、１
３５を有する。この基準電圧は、所定のアルゴリズムを
用いて見いだされ、このアルゴリズムがあるＮの値から
他の値にスイッチするＡＭ周波数帯内で結果として生じ
るスイッチング周波数が最良のポイントを決定する。こ
れらの最良のポイントは、同調ラジオステーション、所
望の最大スイッチング周波数（効率の考慮に基づく）、
所望の最小スイッチング周波数（音響周波数フィルタリ
ングの考慮に基づく）、及び局部発振器の周波数（４５
０または４５５ｋＨｚ）へ、近接することに基づく。当
業者には、コンパレータとこのアルゴリズムによってカ
バーされる周波数レンジが、入力ＡＭ周波数のレンジ
と、局部発振器の周波数によって変化することが理解さ
れる。
【００３０】組み合わせ論理ブロック１８０は、３つの
アナログコンパレータの状態を考慮して、Ｎ１９０に対
して３ビットの値を生成する。ＮはデジタルＮ−分周回
路に対する３ビットのバイナリ入力である。当業者であ
れば、組み合わせ論理ブロック１８０は、ＡＮＤ、ＮＡ
ＮＤ，ＯＲ，ＮＯＲゲートを含む様々な論理デバイスで
設計できることがわかる。Ｎ−分周回路２００は、局部
発振ＬＯの入力１００の周波数をＮ１９０で分割する。
この分周されたＬＯ２１０が結果として得られる出力で
ある。Ｎ−分周回路を、集積回路Ｎ−分周論理デバイ
ス、他の市販のフロジック製品、ゲートレベルのデザイ
ン等を用いて様々な方法で作ることができることは当業
者には自明である。分周されたＬＯ２１０は、ＬＯ１０
０の周波数によって決まる固定周波数方形波である。分
周されたＬＯ２１０は、取り付けられたＤ級増幅器の周
波数の制御に用いられる。
アナログコンパレータの状態を考慮して、Ｎ１９０に対
して３ビットの値を生成する。ＮはデジタルＮ−分周回
路に対する３ビットのバイナリ入力である。当業者であ
れば、組み合わせ論理ブロック１８０は、ＡＮＤ、ＮＡ
ＮＤ，ＯＲ，ＮＯＲゲートを含む様々な論理デバイスで
設計できることがわかる。Ｎ−分周回路２００は、局部
発振ＬＯの入力１００の周波数をＮ１９０で分割する。
この分周されたＬＯ２１０が結果として得られる出力で
ある。Ｎ−分周回路を、集積回路Ｎ−分周論理デバイ
ス、他の市販のフロジック製品、ゲートレベルのデザイ
ン等を用いて様々な方法で作ることができることは当業
者には自明である。分周されたＬＯ２１０は、ＬＯ１０
０の周波数によって決まる固定周波数方形波である。分
周されたＬＯ２１０は、取り付けられたＤ級増幅器の周
波数の制御に用いられる。
【００３１】ＡＭ入力信号を妨害しないＤ級発振信号を
提供するために回路及び方法がどのように作用するかの
例をここに示す。ＡＭ発振が１２００ｋＨｚの周波数で
あると仮定する。フィルタ１１０はコンデンサと抵抗で
できたパッシブ回路である。これは１２００ｋＨｚの信
号を４ボルトの直流信号に変換する。基準電圧信号は、
基準Ａについて６ボルト、基準Ｂについては３ボルト、
基準Ｃについては１ボルトである。コンパレータ１６
０、１６１、１６２はヒステリシスコンパレータであ
る。これらのコンパレータは、入力信号が基準信号より
高いときに“１”を出力し、入力信号が基準信号より低
いときに“０”の２進信号を出力する。ここでは、出力
がそれぞれ０、１、１である。論理回路１８０は入力周
波数分周用の１０進出力信号を２進数に変換する。可能
な２進出力信号の心理値表は以下の通りになる。
提供するために回路及び方法がどのように作用するかの
例をここに示す。ＡＭ発振が１２００ｋＨｚの周波数で
あると仮定する。フィルタ１１０はコンデンサと抵抗で
できたパッシブ回路である。これは１２００ｋＨｚの信
号を４ボルトの直流信号に変換する。基準電圧信号は、
基準Ａについて６ボルト、基準Ｂについては３ボルト、
基準Ｃについては１ボルトである。コンパレータ１６
０、１６１、１６２はヒステリシスコンパレータであ
る。これらのコンパレータは、入力信号が基準信号より
高いときに“１”を出力し、入力信号が基準信号より低
いときに“０”の２進信号を出力する。ここでは、出力
がそれぞれ０、１、１である。論理回路１８０は入力周
波数分周用の１０進出力信号を２進数に変換する。可能
な２進出力信号の心理値表は以下の通りになる。
【００３２】
【表１】
【００３３】上述したとおり、組み合わせロジックはコ
ンパレータの信号の結果を１０進数に変換する。好適な
ロジックは、１より大きく８より小さい出力整数除数信
号を提供する。入力周波数はこの除数で除算され、ＡＭ
信号を妨害しないＤ級発振信号を生成する。ここで、０
１１は除数３となり、入力周波数は１２００ｋＨｚから
４００ｋＨｚへ分周される。
ンパレータの信号の結果を１０進数に変換する。好適な
ロジックは、１より大きく８より小さい出力整数除数信
号を提供する。入力周波数はこの除数で除算され、ＡＭ
信号を妨害しないＤ級発振信号を生成する。ここで、０
１１は除数３となり、入力周波数は１２００ｋＨｚから
４００ｋＨｚへ分周される。
【００３４】当業者には、組み合わせ論理回路が入力周
波数レンジによって異なる除数を提供するように構成で
きることは自明である。コンパレータの出力はＡＮＤ、
ＯＲ、ＮＯＲ、またはＸＮＯＲ論理ゲートと組み合わせ
て、実際の結果を得るようにしても良い。上述の例は単
に、単純な論理回路を示したものである。
波数レンジによって異なる除数を提供するように構成で
きることは自明である。コンパレータの出力はＡＮＤ、
ＯＲ、ＮＯＲ、またはＸＮＯＲ論理ゲートと組み合わせ
て、実際の結果を得るようにしても良い。上述の例は単
に、単純な論理回路を示したものである。
【００３５】Ｄ級増幅器用クロックソースとしてＡＭ局
部発振（ＬＯ）を使用する方法が図５に開示されてい
る。方形波ＬＯ１００が、低周波数の基準クロック周波
数１１０Ａと共に、１２ビットカウンタ及びラッチ回路
１２０への入力として作用する。（ＡＭチューナのＬＯ
が方形波でなければ、それを方形波に変換する単純なア
ナログ回路を構築できることは当業者には自明である）
１２ビットカウンタは、より遅い基準クロックの周期間
にＬＯからのパルスを蓄積する。基準クロックの周期が
終了するとき、カウンタの最大有意８ビットが、モジュ
ール１２０の出力にラッチされる。カウンタ値をフィル
タするのみに作用する場合は、カウンタの出力の最小有
意４ビットは切り捨てられる。
部発振（ＬＯ）を使用する方法が図５に開示されてい
る。方形波ＬＯ１００が、低周波数の基準クロック周波
数１１０Ａと共に、１２ビットカウンタ及びラッチ回路
１２０への入力として作用する。（ＡＭチューナのＬＯ
が方形波でなければ、それを方形波に変換する単純なア
ナログ回路を構築できることは当業者には自明である）
１２ビットカウンタは、より遅い基準クロックの周期間
にＬＯからのパルスを蓄積する。基準クロックの周期が
終了するとき、カウンタの最大有意８ビットが、モジュ
ール１２０の出力にラッチされる。カウンタ値をフィル
タするのみに作用する場合は、カウンタの出力の最小有
意４ビットは切り捨てられる。
【００３６】８ビットラッチカウンタの値１３０は、３
つのデジタルマグニチュードコンパレータ１４０−１４
２への入力になる。このマグニチュードコンパレータ
は、３つの異なる基準値１５０、１６０、１７０をラッ
チされたカウンタ値１３０と比較する。当業者には、こ
のマグニチュードコンパレータが様々な方法で作ること
ができることは自明である。可能な方法の１つとして
は、二つのタイプの７４８５デジタル４ビットコンパレ
ータをそれぞれ８ビットコンパレータにカスケード接続
することである。各コンパレータにヒステリシスを内蔵
させることは、臨界状態におけるノイズがコンパレータ
１４０−１４２の出力に不安定さを生じさせることを防
ぐために好ましい。
つのデジタルマグニチュードコンパレータ１４０−１４
２への入力になる。このマグニチュードコンパレータ
は、３つの異なる基準値１５０、１６０、１７０をラッ
チされたカウンタ値１３０と比較する。当業者には、こ
のマグニチュードコンパレータが様々な方法で作ること
ができることは自明である。可能な方法の１つとして
は、二つのタイプの７４８５デジタル４ビットコンパレ
ータをそれぞれ８ビットコンパレータにカスケード接続
することである。各コンパレータにヒステリシスを内蔵
させることは、臨界状態におけるノイズがコンパレータ
１４０−１４２の出力に不安定さを生じさせることを防
ぐために好ましい。
【００３７】基準値１５０、１６０、１７０はそこでＮ
の値が変化する周波数に対応する。この基準値は、特別
なアルゴリズムと基準クロック周波数１１０に対する局
部発振周波数１００との比に基づいて決定される。Ｎは
３から６の間で変化する（３、６を含む）整数である。
８ビットマグニチュードコンパレータは各々３つの出力
１８０を有する。この出力は、基準値１５０、１６０、
または１７０がラッチされたカウンタ値１３０より小さ
いか、同じであるか、あるいは大きいかを示す。３つの
コンパレータの３つの出力１８０のすべてが、フィルタ
回路１９０の入力となる。このフィルタ回路１９０は、
フィルタされたコンパレータの出力に基づいて３ビット
のＮの値２１０を設定する組み合わせ論理ブロック２０
０へ送られる。組み合わせ論理ブロック２００とフィル
タ回路１９０が、ＡＮＤ、ＮＡＮＤ、ＯＲおよびＮＯＲ
ゲートを含む様々な異なる論理デバイスで設計できるこ
とは当業者には自明である。
の値が変化する周波数に対応する。この基準値は、特別
なアルゴリズムと基準クロック周波数１１０に対する局
部発振周波数１００との比に基づいて決定される。Ｎは
３から６の間で変化する（３、６を含む）整数である。
８ビットマグニチュードコンパレータは各々３つの出力
１８０を有する。この出力は、基準値１５０、１６０、
または１７０がラッチされたカウンタ値１３０より小さ
いか、同じであるか、あるいは大きいかを示す。３つの
コンパレータの３つの出力１８０のすべてが、フィルタ
回路１９０の入力となる。このフィルタ回路１９０は、
フィルタされたコンパレータの出力に基づいて３ビット
のＮの値２１０を設定する組み合わせ論理ブロック２０
０へ送られる。組み合わせ論理ブロック２００とフィル
タ回路１９０が、ＡＮＤ、ＮＡＮＤ、ＯＲおよびＮＯＲ
ゲートを含む様々な異なる論理デバイスで設計できるこ
とは当業者には自明である。
【００３８】Ｎ−分周回路２２０は、Ｎ２１０の値と方
形波ＬＯの入力１００を取り入れて、ＬＯ入力１００を
Ｎ２１０で分周する。分周されたＬＯ２３０は、Ｎ−分
周回路２１０からの出力である。当業者には、Ｎ−分周
回路が、集積回路Ｎ−分周論理デバイス、他の市販の論
理製品、またはゲートレベルの設計など様々な方法でで
きることが理解される。分周されたＬＯ２３０は、ＬＯ
１００の周波数に依存する固定周波数の方形波である。
分周されたＬＯ２３０は取り付けられているＤ級増幅器
の周波数を制御するために用いられる。
形波ＬＯの入力１００を取り入れて、ＬＯ入力１００を
Ｎ２１０で分周する。分周されたＬＯ２３０は、Ｎ−分
周回路２１０からの出力である。当業者には、Ｎ−分周
回路が、集積回路Ｎ−分周論理デバイス、他の市販の論
理製品、またはゲートレベルの設計など様々な方法でで
きることが理解される。分周されたＬＯ２３０は、ＬＯ
１００の周波数に依存する固定周波数の方形波である。
分周されたＬＯ２３０は取り付けられているＤ級増幅器
の周波数を制御するために用いられる。
【００３９】この回路と方法が入力ＡＭ信号を妨害しな
いＤ級発振信号を提供すべくどのように動作するかにつ
いての一例を述べる。ＡＭ発振の周波数は１２００ｋＨ
ｚであると仮定する。１２ビットカウンタ１２０はＡＭ
局部発振１００からのパルスを固定された期間を超えて
カウントする。カウントタリイの最大有意８ビットは周
期的にカウンタ及びラッチ１２０の出力１３０にラッチ
される。カウンタ及びラッチ１２０の出力は“２００”
であると仮定する。この“２００”が最大有意８ビット
としてラッチされ、３つのコンパレータ１４０、１４
１、１４２に入力信号を提供する。各コンパレータは、
基準数Ａ、Ｂ、Ｃをそれぞれ保存するか受信する。この
基準数は、入力局部発振信号の９８０−２１６０ｋＨｚ
レンジにおける、ＡＭ信号の周波数ブレークポイントに
対応する。例えば、基準数Ａは“２２０”であり、Ｂが
“１５０”およびＣが“１００”である。コンパレータ
１４０−１４２は入力が基準数より大きいか、小さい
か、あるいは同じであるかを表す２ビットの２進信号を
出力する。例えば、入力信号が基準信号より大きい場合
は、コンパレータの２進出力は“０１０”に、入力信号
が基準信号より小さい場合は、“００１”に、入力信号
と基準信号が同じである場合は“１００”になる。
いＤ級発振信号を提供すべくどのように動作するかにつ
いての一例を述べる。ＡＭ発振の周波数は１２００ｋＨ
ｚであると仮定する。１２ビットカウンタ１２０はＡＭ
局部発振１００からのパルスを固定された期間を超えて
カウントする。カウントタリイの最大有意８ビットは周
期的にカウンタ及びラッチ１２０の出力１３０にラッチ
される。カウンタ及びラッチ１２０の出力は“２００”
であると仮定する。この“２００”が最大有意８ビット
としてラッチされ、３つのコンパレータ１４０、１４
１、１４２に入力信号を提供する。各コンパレータは、
基準数Ａ、Ｂ、Ｃをそれぞれ保存するか受信する。この
基準数は、入力局部発振信号の９８０−２１６０ｋＨｚ
レンジにおける、ＡＭ信号の周波数ブレークポイントに
対応する。例えば、基準数Ａは“２２０”であり、Ｂが
“１５０”およびＣが“１００”である。コンパレータ
１４０−１４２は入力が基準数より大きいか、小さい
か、あるいは同じであるかを表す２ビットの２進信号を
出力する。例えば、入力信号が基準信号より大きい場合
は、コンパレータの２進出力は“０１０”に、入力信号
が基準信号より小さい場合は、“００１”に、入力信号
と基準信号が同じである場合は“１００”になる。
【００４０】論理回路２００はコンパレータの２進出力
信号を入力周波数を分周するための１０進数に変換す
る。基準数の違いは、所望の周波数レンジに対応して選
択される。例えば、Ａより大きい数は１８００ｋＨｚ以
上の周波数に対応し、ＡとＢとの間の数は１５００−１
８００ｋＨｚに対応し、ＢとＣとの間の番号は１２００
−１５００ｋＨｚに対応し、Ｃより小さい番号はすべて
１２００ｋＨｚ以下の周波数に対応する。このような選
択は、ＡＭ局部発振周波数を分割する数Ｎを選択するア
ルゴリズムをなす。例えば、１２００ｋＨｚ以下の周波
数レンジは、３で除算され、結果として生じるスイッチ
ング周波数を４５０ｋＨｚ、あるいはその高調波から遠
ざける。
信号を入力周波数を分周するための１０進数に変換す
る。基準数の違いは、所望の周波数レンジに対応して選
択される。例えば、Ａより大きい数は１８００ｋＨｚ以
上の周波数に対応し、ＡとＢとの間の数は１５００−１
８００ｋＨｚに対応し、ＢとＣとの間の番号は１２００
−１５００ｋＨｚに対応し、Ｃより小さい番号はすべて
１２００ｋＨｚ以下の周波数に対応する。このような選
択は、ＡＭ局部発振周波数を分割する数Ｎを選択するア
ルゴリズムをなす。例えば、１２００ｋＨｚ以下の周波
数レンジは、３で除算され、結果として生じるスイッチ
ング周波数を４５０ｋＨｚ、あるいはその高調波から遠
ざける。
【００４１】組み合わせ論理ロジックは、比較信号の結
果を１０進数に変換する。適当なロジックが、１より大
きく８より小さい出力整数分周信号を提供する。入力周
波数はこの除数によって分割され、ＡＭ信号を妨害しな
いＤ級発振信号を生成する。ここで、０１１は除数３と
なり、入力周波数は１２００ｋＨｚから４００ｋＨｚに
分割される。
果を１０進数に変換する。適当なロジックが、１より大
きく８より小さい出力整数分周信号を提供する。入力周
波数はこの除数によって分割され、ＡＭ信号を妨害しな
いＤ級発振信号を生成する。ここで、０１１は除数３と
なり、入力周波数は１２００ｋＨｚから４００ｋＨｚに
分割される。
【００４２】当業者には、組み合わせロジック回路が、
入力周波数レンジに応じて様々な除数を提供するように
構成されうることは自明である。コンパレータの出力
を、ＡＮＤ、ＯＲ、ＮＯＲまたはＸＮＯＲ論理ゲートと
組み合わせて、実際の結果を得るようにしても良い。上
述した例は、単純な論理回路を示しているだけである。
入力周波数レンジに応じて様々な除数を提供するように
構成されうることは自明である。コンパレータの出力
を、ＡＮＤ、ＯＲ、ＮＯＲまたはＸＮＯＲ論理ゲートと
組み合わせて、実際の結果を得るようにしても良い。上
述した例は、単純な論理回路を示しているだけである。
【００４３】図６は、このアルゴリズムに対する入力で
あるＡＭラジオ局部発振（ＬＯ）信号６００を示す。こ
の信号は、整数値Ｎ、ただしＮは３と６の間（３、６を
含む）である、によってＬＯの周波数を分割するＮ−分
周回路を通る。この分周された局部発振６２０は回路か
らの出力である。当業者には、Ｎ−分周回路が、集積回
路Ｎ−分周論理デバイス、他の市販の論理製品、または
ゲートレベルの設計など、様々な方法で作ることができ
ることは自明である。分周されたＬＯ６２０は、ＬＯ６
００の周波数に依存する周波数固定の方形波である。分
周されたＬＯ６２０は取り付けたＤ級増幅器の周波数の
制御に使用される。
あるＡＭラジオ局部発振（ＬＯ）信号６００を示す。こ
の信号は、整数値Ｎ、ただしＮは３と６の間（３、６を
含む）である、によってＬＯの周波数を分割するＮ−分
周回路を通る。この分周された局部発振６２０は回路か
らの出力である。当業者には、Ｎ−分周回路が、集積回
路Ｎ−分周論理デバイス、他の市販の論理製品、または
ゲートレベルの設計など、様々な方法で作ることができ
ることは自明である。分周されたＬＯ６２０は、ＬＯ６
００の周波数に依存する周波数固定の方形波である。分
周されたＬＯ６２０は取り付けたＤ級増幅器の周波数の
制御に使用される。
【００４４】Ｎの値は、フィードバックコントローラと
して作用する二つの周波数コンパレータ回路によって決
まる。一のコンパレータ６３０は、分周されたＬＯを最
大周波数“天井”と比較する。この“天井”は、所望の
最大動作周波数と、スイッチング高周波とこの“天井”
が提供する同調ラジオステーションの間の分離量によっ
て決定される。分周されたＬＯ周波数が“天井”以上で
あれば、Ｎの値が上がる。Ｎが上がることによって、分
周されたＬＯの周波数が下がる。“天井”コンパレータ
６３０は分周されたＬＯがその周波数“天井”になるか
それ以下になるまでＮの値を上げ続ける。分周されたＬ
Ｏが周波数“天井”以下に下がると、“天井”コンパレ
ータ６３０はもはやＮを上げなくなる。周波数“天井”
が正しく選択されている限り、Ｎは、局部発振が最大周
波数２２６０ｋＨｚの時、最大値６になる。ある特別な
Ｄ級増幅器の周波数“天井”は３６０ｋＨｚである。３
６０ｋＨｚは、少なくとも１つの特別なＤ級増幅器に好
適スイッチング周波数を維持する一方、同調ラジオステ
ーションから可能なスイッチング高調波の最良の分離を
おこなう。
して作用する二つの周波数コンパレータ回路によって決
まる。一のコンパレータ６３０は、分周されたＬＯを最
大周波数“天井”と比較する。この“天井”は、所望の
最大動作周波数と、スイッチング高周波とこの“天井”
が提供する同調ラジオステーションの間の分離量によっ
て決定される。分周されたＬＯ周波数が“天井”以上で
あれば、Ｎの値が上がる。Ｎが上がることによって、分
周されたＬＯの周波数が下がる。“天井”コンパレータ
６３０は分周されたＬＯがその周波数“天井”になるか
それ以下になるまでＮの値を上げ続ける。分周されたＬ
Ｏが周波数“天井”以下に下がると、“天井”コンパレ
ータ６３０はもはやＮを上げなくなる。周波数“天井”
が正しく選択されている限り、Ｎは、局部発振が最大周
波数２２６０ｋＨｚの時、最大値６になる。ある特別な
Ｄ級増幅器の周波数“天井”は３６０ｋＨｚである。３
６０ｋＨｚは、少なくとも１つの特別なＤ級増幅器に好
適スイッチング周波数を維持する一方、同調ラジオステ
ーションから可能なスイッチング高調波の最良の分離を
おこなう。
【００４５】上述したフィードバックループは、Ｎの値
を上げるだけである。ＡＭラジオのユーザがＡＭ周波数
帯をチューンダウンしており、Ｎの値を下げるメカニズ
ムがない場合は、この分周されたＬＯは、出力フィルタ
がスイッチング周波数およびその出力からくる高調波を
入力から好適に除去するには、取り付けたＤ級アンプが
あまりスイッチングが低速にすぎるほど低い周波数に下
がる。更に、Ｎは、ＡＭラジオの妨害を防止するための
正しい値にならない。従って、Ｎを最小値３に再度設定
するためのメカニズムが考案されている。Ｎを再設定す
るフィードバックループ６４０は、“天井”コンパレー
タ６３０のフィードバックループと並列に動作する。
を上げるだけである。ＡＭラジオのユーザがＡＭ周波数
帯をチューンダウンしており、Ｎの値を下げるメカニズ
ムがない場合は、この分周されたＬＯは、出力フィルタ
がスイッチング周波数およびその出力からくる高調波を
入力から好適に除去するには、取り付けたＤ級アンプが
あまりスイッチングが低速にすぎるほど低い周波数に下
がる。更に、Ｎは、ＡＭラジオの妨害を防止するための
正しい値にならない。従って、Ｎを最小値３に再度設定
するためのメカニズムが考案されている。Ｎを再設定す
るフィードバックループ６４０は、“天井”コンパレー
タ６３０のフィードバックループと並列に動作する。
【００４６】このフィードバックループ６４０は、最近
のＬＯ周波数の値をデジタルカウンタなどのメモリに格
納する。このループは電流ＬＯの周波数を当該メモリに
格納されている一つの値と比較する。この新しい周波数
がもとの周波数より低い場合は、ユーザはＡＭラジオを
より高い周波数ステーションからより低い周波数ステー
ションへ同調させている。このような変化がＮを最小値
３に再設定する。Ｎの値が新しくチューニングしたステ
ーションに低すぎる場合は、“天井”コンパレータがそ
の問題を検出してＮを適宜増加させる。
のＬＯ周波数の値をデジタルカウンタなどのメモリに格
納する。このループは電流ＬＯの周波数を当該メモリに
格納されている一つの値と比較する。この新しい周波数
がもとの周波数より低い場合は、ユーザはＡＭラジオを
より高い周波数ステーションからより低い周波数ステー
ションへ同調させている。このような変化がＮを最小値
３に再設定する。Ｎの値が新しくチューニングしたステ
ーションに低すぎる場合は、“天井”コンパレータがそ
の問題を検出してＮを適宜増加させる。
【００４７】Ｄ級増幅器コントローラ用のクロック周波
数決定要素としてＡＭ局部発振（ＬＯ）を用いる方法が
図７に示されている。方形波ＬＯ１００は、周波数基準
クロック１１０と共に、１２ビットカウンタ及びラッチ
回路１２０への入力となる。（このＡＭチューナのＬＯ
が方形波でなければ、方形波に変換する単純な回路を設
けることは当業者には自明である。）１２ビットカウン
タは、より遅い基準クロック周期の間に、ＬＯからのパ
ルスをためる。基準クロック周期が終了するとき、カウ
ンタの最大有意８ビットが、モジュール１２０の出力に
ラッチされる。カウンタ出力の最小有意４ビットは、カ
ウンタ値をフィルタするためにのみ作用するので、切り
捨てられる。
数決定要素としてＡＭ局部発振（ＬＯ）を用いる方法が
図７に示されている。方形波ＬＯ１００は、周波数基準
クロック１１０と共に、１２ビットカウンタ及びラッチ
回路１２０への入力となる。（このＡＭチューナのＬＯ
が方形波でなければ、方形波に変換する単純な回路を設
けることは当業者には自明である。）１２ビットカウン
タは、より遅い基準クロック周期の間に、ＬＯからのパ
ルスをためる。基準クロック周期が終了するとき、カウ
ンタの最大有意８ビットが、モジュール１２０の出力に
ラッチされる。カウンタ出力の最小有意４ビットは、カ
ウンタ値をフィルタするためにのみ作用するので、切り
捨てられる。
【００４８】８ビットラッチカウンタ値１３０は、３つ
のデジタルマグニチュードコンパレータ１４０−１４２
の出力となる。マグニチュードコンパレータ１４０−１
４２は、３つの基準値１５０、１６０、１７０とラッチ
されたカウンタ値１３０とを比較する。マグニチュード
コンパレータ１４０−１４２が様々な方法で作ることが
できることは当業者には自明である。一つの方法とし
て、二つのタイプの７４８５デジタル４ビットコンパレ
ータを、８ビットコンパレータ１４０−１４２の各々に
カスケード接続する方法がある。各コンパレータにヒス
テリシスを内蔵したり、カウンタの後段にフィルタ１９
０を設けて、ウインドコンパレータ遷移ポイント近くの
カウント値におけるノイズを防止して、コンパレータ１
４０−１４２の出力において不安定な状態が生じないよ
うにすることが望まれる。
のデジタルマグニチュードコンパレータ１４０−１４２
の出力となる。マグニチュードコンパレータ１４０−１
４２は、３つの基準値１５０、１６０、１７０とラッチ
されたカウンタ値１３０とを比較する。マグニチュード
コンパレータ１４０−１４２が様々な方法で作ることが
できることは当業者には自明である。一つの方法とし
て、二つのタイプの７４８５デジタル４ビットコンパレ
ータを、８ビットコンパレータ１４０−１４２の各々に
カスケード接続する方法がある。各コンパレータにヒス
テリシスを内蔵したり、カウンタの後段にフィルタ１９
０を設けて、ウインドコンパレータ遷移ポイント近くの
カウント値におけるノイズを防止して、コンパレータ１
４０−１４２の出力において不安定な状態が生じないよ
うにすることが望まれる。
【００４９】基準値１５０、１６０および１７０は異な
る発振周波数間でコントローラがトグルする周波数に対
応している。基準値は、特別なアルゴリズムと局部発振
周波数１００と基準クロック周波数１１０の比によって
決まる。
る発振周波数間でコントローラがトグルする周波数に対
応している。基準値は、特別なアルゴリズムと局部発振
周波数１００と基準クロック周波数１１０の比によって
決まる。
【００５０】論理ブロック２００は、電子スイッチ２１
０によってどの外付け発振器２２０がアクティベートさ
れるべきかを決定するために使用される。出力発振器２
２０の周波数が正しく拾われ、これらがエンゲージされ
る基準周波数１５０が適性に選択されれば、Ｄ級増幅器
を分周している結果として生じる出力周波数２３０は、
常に、同調ＡＭラジオステーションを避けたスイッチン
グ周波数及びその高調波を生成する。
０によってどの外付け発振器２２０がアクティベートさ
れるべきかを決定するために使用される。出力発振器２
２０の周波数が正しく拾われ、これらがエンゲージされ
る基準周波数１５０が適性に選択されれば、Ｄ級増幅器
を分周している結果として生じる出力周波数２３０は、
常に、同調ＡＭラジオステーションを避けたスイッチン
グ周波数及びその高調波を生成する。
【００５１】５０ｋＨｚから２ＭＨｚ間でスイッチング
するパルス幅変調（Ｄ級）増幅器およびコントローラ
は、ＡＭラジオ受信を妨害する高調波を発生する。これ
はＡＭラジオを具える製品においてＤ級増幅器を広く使
用することを妨げるものであった。ここで述べた増幅器
は、ＡＭラジオと一緒に動作する際にモディファイした
変調技術を利用して、受信機が選択した周波数あるいは
その中間周波数（ＩＦ）における高調波の発生を妨げる
ようにしている。第１の実施例は、高調波防止モジュレ
ータを使用している。２番目の実施例は２または３の発
振器を使用して、ひずみが最小の出力信号をテストして
いる。第３の実施例は、ＡＭ信号が増幅されるときにＡ
Ｂ級増幅器の動作モードを切り換えるようにしている。
するパルス幅変調（Ｄ級）増幅器およびコントローラ
は、ＡＭラジオ受信を妨害する高調波を発生する。これ
はＡＭラジオを具える製品においてＤ級増幅器を広く使
用することを妨げるものであった。ここで述べた増幅器
は、ＡＭラジオと一緒に動作する際にモディファイした
変調技術を利用して、受信機が選択した周波数あるいは
その中間周波数（ＩＦ）における高調波の発生を妨げる
ようにしている。第１の実施例は、高調波防止モジュレ
ータを使用している。２番目の実施例は２または３の発
振器を使用して、ひずみが最小の出力信号をテストして
いる。第３の実施例は、ＡＭ信号が増幅されるときにＡ
Ｂ級増幅器の動作モードを切り換えるようにしている。
【図１】 図１は、従来の典型的なＤ級増幅器を示す概
略図である。
略図である。
【図２】 図２は、デュアルモード高調波防止Ｄ級増幅
器を示す概略図である。
器を示す概略図である。
【図３】 図３は、デュアルモードＤ／ＡＢ増幅器を示
す概略図である。
す概略図である。
【図４】 図４は、Ｄ級増幅器用のクロックソースとし
てＡＭ局部発振を使用する方法を示す概略図である。
てＡＭ局部発振を使用する方法を示す概略図である。
【図５】 図５は、Ｄ級増幅器用のクロックソースとし
てＡＭ局部発振を使用する方法
てＡＭ局部発振を使用する方法
【図６】 図６は、Ｄ級増幅器で使用可能な周波数にＡ
Ｍ局部発振を分周するためのアルゴリズムを示すブロッ
ク図である。
Ｍ局部発振を分周するためのアルゴリズムを示すブロッ
ク図である。
【図７】 図７は、ＡＭラジオをほとんど妨害しないＤ
級増幅器のスイッチング周波数について制御決定要素と
して、ＡＭ局部発振を使用する方法を示すブロック図で
ある。
級増幅器のスイッチング周波数について制御決定要素と
して、ＡＭ局部発振を使用する方法を示すブロック図で
ある。
１０ インテグレータ １２ コンパレータ ２２ 上側ＦＥＴ ２４ 下側ＦＥＴ １００ ＡＭ局部発振信号 １１０ フィルタ １４０、１４１、１４２ デジタルマグニチュードコ
ンパレータ回路 １６０、１６１、１６２ アナログヒステリシス電圧
コンパレータ回路 １８０ 組み合わせ論理ブロック ２１０、２２０ Ｎ−分周回路
ンパレータ回路 １６０、１６１、１６２ アナログヒステリシス電圧
コンパレータ回路 １８０ 組み合わせ論理ブロック ２１０、２２０ Ｎ−分周回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 パトリック ベグリー アメリカ合衆国フロリダ州32904，メルボ ルン，ニューヨークアベニュー2725 (72)発明者 スチュアート ピューレン アメリカ合衆国ノースカロライナ州27606, ラレイフ，ケルフォードストリート3802 (72)発明者 ジェフリー ストラング アメリカ合衆国ノースカロライナ州27713, デューハム，リディアズウェイ900−15
Claims (18)
- 【請求項１】 音響入力、音響フィードバック入力、お
よびデジタルフィードバック入力を含む複数の入力を有
するインテグレータと、前記インテグレータの出力を受
けて各々が前記コンパレータの二つの状態の内の一方に
対応しており、前記インテグレータの出力の傾きに比例
した幅を有する一連のパルスを生成するコンパレータ
と、前記コンパレータのパルス出力を受けて、期間にお
いて当該パルスの幅に比例するゲートドライブ信号を生
成するドライバ回路と、各々が前記ゲートドライブ信号
の一つに接続されたゲートを有する２以上のＭＯＳＦＥ
Ｔｓを具えるブリッジ回路と、前記ブリッジの出力に接
続され、前記ブリッジの出力を前記音響入力信号を表す
パワー信号に変換するローパスフィルタと、前記コンパ
レータに接続され、その出力から入力ＡＭ信号の高調波
を除去する手段とを具えることを特徴とするＤ級増幅
器。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＤ級増幅器において、
前記コンパレータに接続された手段が、前記コンパレー
タに接続され、入力ＡＭ信号の周波数を検出する高調波
防止検出回路と、前記高調波防止検出回路に応答して、
前記入力ＡＭ周波数と実質的に異なる比較スイッチング
信号を生成する局部発振手段とを具え、前記コンパレー
タに接続された手段が、前記増幅器の出力に接続され、
入力ＡＭ信号との高調波妨害を検出する妨害検知回路
と、２またそれ以上の固定発振器と、当該固定発振器と
前記妨害検知回路に接続され、前記発振器のうち妨害が
最小である発振器を選択する手段とを具え、更に、前記
コンパレータに接続されている手段が、ＡＭ入力信号を
検知する手段と、前記ＡＭ信号に応答して、前記コンパ
レータを前記ドライバ回路から切り離すと共に、前記ブ
リッジ回路をＡＢ級増幅器として動作させるために前記
入力音響信号を前記ドライバ回路に接続する手段とを具
えることを特徴とするＤ級増幅器。 - 【請求項３】 Ｄ級増幅器においてＡＭラジオの妨害を
防止する方法において、ＡＭ信号を前記ＡＭ信号の周波
数に比例した大きさを持つ直流信号に変換するステップ
と、 前記直流信号を１又はそれ以上の基準信号と比較して、
前記直流信号が前記基準信号より大きいかあるいは小さ
いかを表す比較信号を生成するステップと、 前記比較信号の結果を組み合わせて、周波数除数信号を
生成するステップと、 前記周波数除数信号によって前記ＡＭ信号の周波数を除
いて、Ｄ級増幅器用の発振信号を生成するステップを具
え、好ましくは前記ＡＭ信号が局部発振信号であること
を特徴とするＤ級増幅器においてＡＭラジオの妨害を防
止する方法。 - 【請求項４】 請求項３に記載の方法において、前記Ａ
Ｍ信号を直流信号に変換するステップが、１またはそれ
以上の基準電圧を有するアクティブフィルタリングある
いはパッシブフィルタリングするステップを具え、前記
除数が１より大きく８より小さい整数であることを特徴
とするＡＭラジオの妨害を防止する方法。 - 【請求項５】 ＡＭ信号をフィルタリングして、当該Ａ
Ｍ信号の周波数に比例する大きさを持つ直流信号にそれ
を変換する手段と、前記直流信号を１又はそれ以上の基
準信号と比較して、前記直流信号が前記基準信号より大
きいか小さいかを表す比較信号を生成する手段と、前記
比較信号の結果を論理的に組み合わせて周波数除数信号
を生成する手段と、前記ＡＭ信号の周波数を前記周波数
除数信号で分割して、Ｄ級増幅器用の発振信号を生成す
る手段とを具え、前記ＡＭ信号が局部発振信号であるこ
とを特徴とするＤ級増幅器においてＡＭラジオの妨害を
防止する回路。 - 【請求項６】 請求項５に記載の回路において、前記フ
ィルタ手段がアクティブフィルタまたはパッシブフィル
タを具え、前記基準信号が１またはそれ以上の基準電圧
を含んでおり、前記分割手段が１より大きく８より小さ
い整数の除数を発生することを特徴とするＡＭラジオの
妨害を防止する回路。 - 【請求項７】 ＡＭ信号を変換して、当該ＡＭ信号の周
波数に比例する大きさを有する直流信号にそれを変換す
るフィルタと、前記直流信号を基準信号と比較して前記
直流信号が前記基準信号より大きいかあるいは小さいか
を表す比較出力信号を生成する複数のコンパレータと、
前記比較出力信号を組み合わせて周波数除数信号を生成
する組み合わせ論理回路と、前記ＡＭ信号の周波数を前
記周波数除数信号で分割してＤ級増幅器用の発振信号を
生成する分周回路とを具えることを特徴とする、Ｄ級増
幅器におけるＡＭラジオの妨害を防止する回路。 - 【請求項８】 ＡＭ信号を当該ＡＭ信号の周波数に比例
する大きさを有する２進信号に変換するステップと、 この変換した２進信号を１又はそれ以上の２進信号と比
較して、前記直流信号が基準２進信号より大きいか、小
さいか、あるいは同じであるかを表す比較信号を生成す
るステップと、 前記比較信号の結果を組み合わせて周波数除数を生成す
るステップと、 前記ＡＭ信号の周波数を前記周波数除数信号で分割し
て、Ｄ級増幅器用の発振信号を生成するステップを具え
ることを特徴とするＤ級増幅器におけるＡＭラジオの妨
害を防止する方法。 - 【請求項９】 請求項８に記載の方法が、前記コンパレ
ータの出力２進信号をフィルタリングするステップを具
え、１またはそれ以上の基準２進信号があり、前記除数
が１より大きく８より小さいことを特徴とするＡＭラジ
オの妨害を防止する方法。 - 【請求項１０】 ＡＭ信号を当該ＡＭ信号の周波数に比
例した大きさを有する２進信号に変換する手段と、 前記変換した２進信号を１又はそれ以上の基準信号と比
較して、前記直流信号が前記基準２進信号より大きい
か、小さいか、あるいは同じであるかを表す比較信号を
生成する手段と、 前記比較信号の結果を組み合わせて周波数除数信号を生
成する手段と、 前記ＡＭ信号の周波数を前記周波数除数信号で分割して
Ｄ級増幅器用の発振信号を生成する手段を具え、前記Ａ
Ｍ信号が局部発振信号であり、前記基準信号が１又はそ
れ以上の２進信号を含み、前記分割手段が１より大きく
８より小さい整数の除数を生成することを特徴とするＤ
級増幅器用ＡＭラジオの妨害防止回路。 - 【請求項１１】入力発振信号を受信し、当該入力発振信
号の周波数に比例した２進信号を生成するカウンタ及び
ラッチと、 前記２進信号を基準２進信号に比較して、前記２進信号
が前記基準２進信号より大きいか、小さいか、あるいは
同じであるかを表す比較出力信号を生成する複数のコン
パレータと、 前記比較出力信号を組み合わせて周波数除数信号を生成
する組み合わせ論理回路と、 前記ＡＭ信号の周波数を前記周波数除数信号で分割し
て、Ｄ級増幅器用の発振信号を生成する分周回路を具え
ることを特徴とするＤ級増幅器におけるＡＭラジオの妨
害防止回路。 - 【請求項１２】 前記ＡＭ信号の周波数を整数の除数信
号で分割して、局部発振信号と干渉しないＤ級増幅器用
の分周発振信号を生成するステップと、前記分周発振信
号の周波数を基準周波数と比較するステップと、前記分
周された信号の周波数が基準周波数から有意に変化した
時に前記除数信号の整数を変化させることを特徴とする
Ｄ級増幅器におけるＡＭラジオの妨害防止方法。 - 【請求項１３】 前記ＡＭ信号の周波数を整数の除数信
号で分割して、局部発振信号に干渉しないＤ級増幅器用
分周された発振信号を生成するステップと、前記分周発
振信号を基準周波数と比較するステップと、前記局部発
振器の周波数をその最近の周波数と比較するステップ
と、前記分周信号の周波数が前記基準周波数より大きい
時に前記除数信号の整数を増加させ、前記局部発振器の
周波数が前記局部発振器の最近の周波数より小さいとき
に、前記除数を最小の整数にリセットするするステップ
を具え、前記局部発振器が９８０ｋＨｚから２２６０ｋ
Ｈｚの範囲を超えて変化し、前記最小整数が３であり、
前記整数の値が３から６の間（３、６を含む）で変化す
ることを特徴とするＤ級増幅器におけるＡＭラジオの妨
害防止方法。 - 【請求項１４】 ＡＭ信号の周波数を整数除数信号で分
割して、局部発振信号と干渉しないＤ級増幅器用の分周
発振信号を生成する手段と、前記分周信号の周波数を基
準周波数と比較する手段と、前記局部発振器の周波数を
その最近の周波数と比較する手段と、前記分周信号の周
波数が基準周波数より大きい場合に前記除数信号の整数
を増加させる手段と、前記局部発振器の周波数が前記局
部発振器の最近の周波数より小さい場合に前記除数を最
小の整数にリセットする手段とを具え、前記局部発振器
の周波数が９８０ｋＨｚから２２６０ｋＨｚの範囲を超
えて変化し、最小整数が３であり、前記整数の値が３か
ら６の間で変化する（３、６を含む）個とを特徴とする
Ｄ級増幅器におけるＡＭラジオの妨害防止回路。 - 【請求項１５】 入力局部発振信号を受けるとともに、
前記入力局部発振信号を整数で分割して、前記局部発振
信号と干渉しないＤ級増幅器用の分周発振信号を発生す
るＮ分周回路と、前記分周発振信号の周波数を基準周波
数と比較する第１のコンパレータと、前記局部発振器の
周波数をその最近の周波数と比較する第２のコンパレー
タと、前記分周信号の周波数が前記基準周波数より大き
い場合に前記除数信号の整数を増加させる加算回路と、
前記局部発振器の周波数が前記局部発振器の最近の周波
数より小さいときに前記整数の除数を最小の整数に再設
定するリセット回路とを具え、前記局部発振器が９８０
ｋＨｚから２２６０ｋＨｚの範囲を超えて変化し、最小
整数が３であり、前記整数の値が３から６の間で変化す
る（３、６を含む）ことを特徴とするＤ級増幅器におけ
るＡＭラジオの妨害防止回路。 - 【請求項１６】 ＡＭ信号を当該ＡＭ信号の周波数に比
例する大きさを有する２進信号に変換するステップと、 前記変換した２進信号を１又はそれ以上の基準２進信号
と比較して、前記直流信号が前記基準２進信号より大き
いか、小さいか、あるいは同じであるかを表す比較信号
を生成するステップと、 前記コンパレータの出力を論理的に組み合わせて発振器
選択信号を生成するステップと、 複数の発振器のうち前記発振器選択信号に対応する発振
器を選択するステップと、 更に前記コンパレータの出力２進信号をフィルタリング
するステップを具え、 １又はそれ以上の基準２進信号が存在することを特徴と
するＤ級増幅器におけるＡＭラジオの妨害防止方法。 - 【請求項１７】 ＡＭ信号を当該ＡＭ信号の周波数に比
例する大きさを有する２進信号に変換手段と、 前記変換した２進信号を１又はそれ以上の基準２進信号
と比較して、前記直流信号が前記基準２進信号より大き
いか、小さいか、あるいは同じであるかを表す比較信号
を生成する手段と、 前記コンパレータの出力を論理的に組み合わせて発振選
択器信号を生成する手段と、 複数の発振器のうち前記発振器選択信号に対応する発振
器を選択する手段とを具え、前記ＡＭ信号が局部発振信
号であり、前記基準信号が１又はそれ以上の基準２進信
号を具えることを特徴とするＤ級増幅器におけるＡＭラ
ジオの妨害防止回路。 - 【請求項１８】 入力発振信号を受信し、当該入力発振
信号の周波数に比例する出力２進信号を発生するカウン
タ及びラッチと、 前記２進信号を基準信号と比較して、前記２進信号が前
記基準２進信号より大きいか、小さいか、あるいは同じ
であるかを表す比較出力信号を生成する複数のコンパレ
ータと、 前記比較出力信号を組み合わせて発振器選択信号を生成
する組み合わせ論理回路と、 互いに周波数が異なり、前記発振器選択信号に応答して
対応する発振器を前記防止回路の出力に接続する複数の
発振器を具えることを特徴とするＤ級増幅器におけるＡ
Ｍラジオの妨害防止回路。
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