JP4301956B2 - 変調器及び増幅器 - Google Patents

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Description

本発明は、オーディオ信号の通信や再生で使用される変調器及び増幅器に関する。特に、本発明は、パラメトリックサウンド再生において、少なくとも１つの側波帯で搬送波が変調される、変調及び増幅装置に関する。
オーディオ信号の情報を盛り込むために搬送波を変調することは広く知られている。上側波帯や下側波帯を使用する、単側波帯（SSB）変調や、両側波帯（DSBまたはAM）変調は、長年に亘り、オーディオ信号の送信及び再生のために、無線周波数（RF）通信機器で使用されてきた。つい最近では、パラメトリックオーディオ再生の分野において、超音波搬送波信号による変調が行われるようになった。この信号は増幅後に超音波変換器を通して、オーディオ情報の可聴再生が行われる。
オーディ信号の情報を搬送するのに、代表的に、少なくとも１つの側波帯が使用される。オーディオ情報は、超音波変換器が設置される流体媒体中のパラメトリックアレイから再生される。流体は、代表的に空気であるが、他の流体、たとえば、水であってもよい。アレイの媒体は、超音波変換器により、変調搬送波周波数で励振され、代表的には、空気（または水）媒体の分子の非線形相互作用を通じて、可聴音波が発生する。発生した可聴音波は変調搬送波信号に含まれるオーディオ情報を再生したものである。別の信号処理を行うこともできるが、そのために、ここでそれらの手法に深入りすることは、説明の便宜上、差し控える。
パラメトリックサウンド再生には、様々なアプリケーションの可能性がある。この技術を使用した音再生の場合、相対的に大きな電力が必要となることは、アプリケーションに共通な問題とされている。本質的に、この技術は、媒体を可聴周波数（オーディオ周波数）で直接的に励振する方式より大きな電力を必要とする。たとえば、通常のオーディオシステムでは、直接的に圧縮波を発生してオーディオ情報を再生する。一方、パラメトリックサウンド再生では、オーディオ信号より高周波の圧縮波、代表的にはオーディオ周波数の１０倍以上の圧縮波が発生する。このため、変換器で駆動されるエレメント及び結合媒体の偏位方向の変化が、代表的に、少なくとも、その分だけ多く発生し、変化ごとにエネルギーを消費する。変換器（スピーカー）に変調搬送波として送るべき信号の変調及び増幅に関して、高効率技術の開発は、パラメトリックサウンド再生のアプリケーションに大きな恩恵をもたらす。理由は、パラメトリックサウンド再生方式が本質的に電力消費型であって、電力効率の改善が、そのまま、良好な再生、低電力消費に直結するからであり、これにより、特定のアプリケーションで設定したパラメトリックアレイ内で、変換器から隔たった空間をより広く利用でき、特に変換器からの距離が遠いところでも有効になり、及び／または、設定距離での音圧レベル（SPL）を所望値にすることができる。
また、搬送波の変調処理やオーディオソース信号の増幅処理はそれ自体が歪みをもたらす。たとえば、スイッチング増幅器の出力段におけるスイッチングによる可聴アーティファクトは問題になることがある。また、在来の技術を使用すると、搬送波周波数に近い周波数、たとえば、オーディオ周波数の約１０倍以下の周波数での増幅と変調のスイッチングに際し、非常に顕著で気になるアーティファクトが発生する。これらの歪み／アーティファクトは、パラメトリックアレイで試聴した場合に顕著で気になるものとして聞こえることがある。これらは一般に、聞こえるオーディオ情報の品質を低下する。このような望ましくないアーティファクトや歪みを低減するために様々な努力がなされてきた。しかしながら、相対的に大きな信号強度や、変換器での大きな電力の必要性から、これらの問題は依然として存在し、パラメトリックアレイ聴取者の聴取経験を下げる可能性がある。
電力の効率改善及び可聴信号の音質改善は、パラメトリックサウンド再生技術が幅広く受け入れられる上で大いに寄与する。この改善は、基準または搬送波信号の変調を利用する他の分野にも恩恵を与えるであろう。しかしながら、分かりやすさを旨として、本発明は、具体的な事例としてのアプリケーションにおいて説明される。実施の詳細な説明のほとんどは、超音波搬送波を使用したパラメトリックサウンド再生に関連している。しかしながら、本書で開示する改善は他の分野でも重要なアプリケーションを有するものである。
パラメトリックアレイにおける音声再生のための変調超音波周波数信号の搬送波変調およびパワー増幅用のシステムを開発することは有益であることが認識されてきた。
次の番号の文は本発明の要旨を要約している。この番号は本請求項の番号と対応するものではない。
１.オーディオ情報を含む少なくとも１つの入力信号を受信する入力部と、
少なくとも１つの基準信号を発生する少なくとも１つの基準信号発生器と、
上記入力部及び上記基準信号発生器に接続され、ａ）上記入力信号に基づいた第１の信号と、ｂ）上記基準信号間の関係を検出し、検出結果に基づいて第２の信号を発生する少なくとも１つの比較器と、
上記少なくとも１つの比較器に接続され、上記少なくとも一つの比較器からの出力から導かれた第２の信号を受信し、少なくとも１つのスイッチングパワー段を備え、
入力信号の周波数に関係してシフトされ且つオーディオ情報を含む少なくとも１つの側波帯を含む出力を発生するために、上記入力信号と上記スイッチングパワー段における状態遷移のタイミング間は非線形関係である、
媒体中にオーディオ情報を再生するパラメトリックサウンドシステム用変調器及び増幅器。
２. １に記載の媒体は空気である。
３. １に記載の媒体は水である。
４. １に記載の出力信号は２つの側波帯を有する。
５. １に記載の出力信号は、２つの側波帯を有し、ａ）上記オーディ情報が上記２つの側波帯間で不均等に分割される条件、ｂ）上記信号の強度が上記２つの側波帯間で不均等に分割される条件、のうち少なくとも一方の条件を満たす。
６. １に記載の変調器及び増幅器は、単側波帯（SSB）および両側波帯（DSB)変調を行う。
７. １に記載の第２の信号は２レベル、３レベル、４レベル、５レベルのいずれか１つである。
８. １に記載の少なくとも１つの基準信号は、正弦波、三角波、矩形波のいずれか１つである周期波形である。
９. １に記載の変調器及び増幅器はアナログ電子部品で実現される。
１０. １に記載の変調器及び増幅器は少なくとも１つのデジタル方法で実現される。
１１. １０に記載の変調器及び増幅器はさらにゲートアレイを有する。
１２. １１に記載のゲートアレイはフィールドプログラマブルである。
１３. １に記載の少なくとも１つの基準信号発生器は搬送波レベルコントローラを有し、これにより、上記少なくとも１つの基準信号の振幅を変えることで出力パワーが変えられる。
１４. １に記載の出力信号の振幅を変えることで出力パワーが変えられる。
１５. １４に記載の出力パワーは、上記少なくとも１つのスイッチングパワー段における状態間の電圧の振れ幅を調整することにより調整可能である。
１６. １に記載の少なくとも１つのスイッチングパワー段における整数値が出力信号の振幅に乗じられる。
１７. １に記載の変調器及び増幅器はさらに、上記少なくとも１つの入力信号のレベルに基づいたレベル信号を発生する信号処理装置を有し、上記レベル信号に基づいて上記搬送波が振幅変調される。
１８. １７に記載の搬送波レベル制御器は、上記入力信号に基づいて上記基準信号の振幅を変調し、これにより上記パワーは加算されパラメトリック再生システムにより動作される媒体において増加音圧レベル与え、そして減少されて媒体において音圧レベルを減少する。
１９. １に記載のスイッチングパワー出力段のスイッチング周波数は、上記少なくとも１つの基準信号の周波数の１０倍未満である。
２０. １９に記載のスイッチング周波数は、上記基準信号の周波数の６倍未満である。
２１. １９に記載のスイッチング周波数は搬送周波数の整数倍である。
２２. １に記載のスイッチング出力段における入力信号と状態変化のタイミング間の関係は、アークサイン関数に基づく。
２３. １に記載の関数は、上記出力信号におけるオーディオ情報の、スイッチングによる歪みを最小化するように選ばれる。
２４. １に記載の変調器及び増幅器は正弦波形を含む入力信号を処理するために構成されている。
２５． ２４に記載の同相信号及び直交信号を含む入力信号を処理するために構成されている。
２６． １に記載の基準信号周波数は、変調器及び増幅器が接続されているＡＣ壁ソケットパワーの周波数に基づく。
２７． ２６に記載のパラメータ値の事前選択レンジから外れるＡＣパワーから生じる無効条件を防止する保護回路を含む。
２８． １に記載の変調器及び増幅器は、ａ）バンドパス増幅器、ｂ）AM送信機およびSSB送信機のひとつの一部、ｃ）ソナーシステムの一部、ｄ）診断用超音波システムの一部、ｅ）周波数変換増幅器のいずれか１つとして動作可能である。
２９． ７に記載の搬送周波数の２、３、４、５、６倍のいずれか１つでスイッチングが行われる。
３０． ２９に記載の変調器において、上側波帯、下側波帯、上下の両側波帯の１つであるタイプである。
３１． オーディオ情報を含む少なくとも１つの入力信号を受信する入力部と、
少なくとも１つの基準信号を発生する少なくとも１つの基準信号発生器と、
上記入力信号とスイッチング出力波形の状態遷移のタイミング間に非線形関係があるようにして、上記基準信号を変調するスイッチモード変調器とを備え、
上記変調器及び増幅器は、媒体中にオーディオ情報を再生するパラメトリックサウンド再生システムにおいて使用可能であり、上記入力信号の周波数に対して周波数がシフトされ、少なくとも１つの側波帯を有する出力を発生する、
変調器及び増幅器。
３２． １に記載の媒体は空気である。
３３． １に記載の基準信号は変調された両側波帯である。
３４． １に記載の基準信号は変調された低側波帯である。
３５． １に記載の出力信号は、２つの側波帯を有し、ａ）上記オーディ情報が上記２つの側波帯間で不均等に分割される条件、ｂ）上記信号の強度が上記２つの側波帯間で不均等に分割される条件、のうち少なくとも一方の条件を満たす。
３６． １に記載のSSBおよびDSB変調の両方を行う。
３７． １に記載の基準信号はシングルエッジ変調される。
３８． １に記載のスイッチングは２レベル、３レベル、４レベル、５レベルスイッチングのいずれか１つである。
３９． １に記載の基準信号は、正弦波、三角波のいずれか１つである波形である。
４０． １に記載の変調器及び増幅器はデジタル電子部品で実現され、上記入力信号はパルス符号変調である。
４１． １に記載の変調器及び増幅器はフィールドプログラマブルなゲートアレイをさらに有する。
４２． １に記載の搬送波信号の振幅を変えることにより上記媒体中の音圧が変えられる。
４３． １に記載の出力パワーはスイッチングパワー段における電圧振動を調整することにより調整できる。
４４． １に記載の出力パワーは、調整され得る実数値により振幅を乗算することにより調整できる。
４５． ４３に記載の出力パワー段のレベル数は１、２、３、４を含む整数と１の和である。
４６． １に記載の変調器及び増幅器はさらにダイナミック搬送波レベルコントローラを含む。
４７． ４６に記載の搬送波レベルコントローラは、上記入力信号に基づいて、上記基準信号の振幅を変調し、これにより、パワーが加えられて、パラメトリックサウンド再生システムが作用する上記媒体中の音圧レベルが増大し、パワーが減じられて、上記媒体中の音圧が減少する。
４８． １に記載のスイッチング出力段のスイッチング周波数は基準信号の周波数の１０倍より少ない。
４９． １９に記載のスイッチング周波数は基準信号の周波数の２、４、８倍のうちのひとつである。
５０． １９に記載のスイッチング周波数は搬送周波数の整数倍であり、その整数は２、３、４、５、６、７のひとつである。
５１. １に記載のスイッチング出力段における入力信号と状態変化のタイミング間の関係は、アークサイン関数に基づく。
５２. ５１に記載の関数は、上記出力信号におけるオーディオ情報の、スイッチングによる歪みを最小化するように選ばれる。
５３. ３１に記載の変調器及び増幅器は正弦波形を含む入力信号を処理するために構成されている。
５４． ５３に記載の同相信号及び直交信号を含む入力信号を処理するために構成されている。
５５． １に記載の基準信号周波数は、変調器及び増幅器が接続されているＡＣ壁ソケットパワーの周波数に基づく。
５６． ５５に記載のパラメータ値の事前選択レンジから外れるＡＣパワーから生じる無効条件を防止する保護回路を含む。
５７． １に記載のノイズを緩和しそして供給電圧を変化する電源阻止回路を含む。
５８． ５７に記載の変調器及び増幅器はさらに電源阻止回路は、三角波及び正弦波基準信号を安定化するために、フィードフォーワードによる振幅／パルス幅調整法を使用する。
５９． ３１に記載の基準信号は、ａ）下側波帯、ｂ）上側波帯、ｃ）上下の両側波帯（AM）のいずれか１つに、オーディオ情報を含むように変調される。
６０． ５９に記載のスイッチングパワー段は、２、３、４、５のひとつに等しいレベル数を有する。
６１． ６０に記載のスイッチングは基準信号の周波数の２、３、４、５、６倍のひとつにおいて発生する。
６２． ３１に記載のシステムは、ａ）周波数変調、ｂ）直角位相シフトキーイング（QPSK）、直交振幅変調（QAM）のいずれか１つに適応可能である。
６３． 音響波伝搬媒体中の音響パラメトリックアレイにオーディオ信号を再生した音響出力を発生するオーディオ再生システムにおいて、
処理されたオーディオ信号を含むように変調された超音波周波数の搬送波からなる変調搬送波出力を発生する変調器及び増幅器を備え、上記変調搬送波出力は、上記音響パラメトリックアレイから上記オーディオ信号が再生されるように、変換器を駆動可能であり、上記変調器及び増幅器は、上記オーディオ信号と基準信号との比較に基づいて、信号を発生するイベント発生器を有し、さらに、上記変調器及び増幅器はスイッチング出力段を有し、上記イベント発生器はスイッチング出力段に信号を送り、上記出力段のスイッチング状態遷移のタイミングは上記オーディオ信号と非線形関数で関係し、
さらに、上記変調搬送波出力を媒体中の超音オーディオ波に変換する超音波変換器を備え、以て、予め処理されたオーディオソース信号が増幅されて上記媒体中のパラメトリックアレイから再生される、ことを特徴とするオーディオ再生システム。
６４． ６３に記載の非線形関数はアークサイン関数を含む。
６５． ６３に記載の媒体は空気を含む。
６６． ６３に記載の基準信号は、ａ）変調上側波帯、ｂ）変調下側波帯、ｃ）変調両側波帯（AM）のいずれか１つである。
６７． ６３に記載の変調器及び増幅器は、振幅変調または側波帯変調を実行可能である。
６８． １に記載の基準信号は正弦波であり、上記イベント発生器は少なくとも１つの比較器を有する。
６９． １に記載の変調器及び増幅器はデジタルに実現される。
７０．６９に記載の入力信号はパルスコード変調である。
７１． ６３に記載の変調器及び増幅器はゲートアレイを有する。
７２． ７１に記載のゲートアレイはフィールドプログラマブルである。
７３． ６３に記載の変調器及び増幅器は、定常状態レベル数がゼロより大きく且つ８より小さい整数と１の和であるスイッチングパワー出力段を有する。
７４． ７３に記載の基準信号は、ａ）変調単側波帯、ｂ）変調両側波帯のいずれか１つである。
７５． ７４に記載のスイッチング出力段は、スイッチング周波数が基準信号周波数の２、３、４、５、または６倍のいずれか１つである。
７６． ６３に記載のスイッチング出力段における状態変化タイミングと上記オーディ信号間の非線形関係を利用して、ａ）SSB、ｂ）DSB、ｃ）FM、ｄ）QPSK、そしてｅ）QAMの１つを実行可能である。
７７． ６３に記載のシステムはさらに、上記スイッチング出力段に接続される電源阻止回路を有する。
７８． ６３に記載のシステムはさらに、上記入力信号に基づいて、上記基準信号の振幅を変調するダイナミック搬送波レベルコントローラを有する。
７９． ７８に記載のダイナミック搬送波レベルコントローラは、入来オーディオ信号レベルに基づいて、上記搬送波の振幅を変調し、これにより、オーディオソース信号の検出条件に基づいて、パワーが加えられて音圧レベルが増大し、そしてパワーが減じられて上記媒体中のオーディオ出力の音圧レベルが減少する。
８０． ６３に記載のスイッチング出力段は、スイッチング周波数が搬送周波数の１０倍未満である。
８１． ６３に記載のシステムはさらに、上記スイッチング出力段の出力信号からスイッチングによるアーティファクトを除去するローパスフィルタを有する。
８２． パラメトリックサウンド再生システム用変調器及び増幅器において、
基準信号発生器と、
少なくとも１つの比較器を有し、入力信号と上記基準信号を比較し、上記入力信号の検出イベントに基づいてタイミング信号を発生するイベント検出信号発生器と、
上記タイミング信号に基づいて、上記基準信号を変調するスイッチングパワー出力段を備え、
以て、信号の変調とパワー増幅の両者が一体化されて、上記入力信号と上記変調器出力段における状態遷移タイミング間の非線形関係が上記変調器出力段に実現される、
ことを特徴とする変調器及び増幅器。
８３． ８２に記載の非線形関係はアークサイン関数を含む。
８４． ８２に記載の基準信号は、下側波帯、上側波帯、または両側波帯変調のいずれか１つである。
８５． ８４に記載のスイッチングパワー出力段における定常状態レベルの個数は、２、３、４、及び５からなるグループから選ばれる。
８６． ８２に記載のスイッチングは、上記基準信号の周波数の２、３、および４倍の１つで行われる。
８７． ８２に記載の変調器及び増幅器はさらに、電源電圧の変動を吸収する電源阻止手段を有する。
８８． 搬送波信号発生器と、
オーディオ入力信号と基準信号を比較して、イベント信号を発生する少なくとも一つの比較器を含むイベント検出器信号発生器と、
上記搬送信号を変調するイベント信号に基づいてスイッチング信号を実行し、オーディオ信号に検出されたイベントと上記出力段における状態変化の間の非線形関係がある、変調器スイッチングモード増幅器と、を備え、
変調器及び増幅器はパラメトリックサウンド再生システムにおける使用のために構成される、パラメトリックサウンド再生システムにおける使用のために構成されたスイッチングモード変調器及びパワー増幅器
８９． ８８に記載の非線形関係はアークサインを含む。
９０． ８８に記載の基準信号は変調された下側波帯、上側波帯、または両側波帯変調のいずれか１つである。
９１． ９０に記載のスイッチングパワー出力段における前記定常状態レベル数は２、３、４，５の１つである。
９２． ９０に記載のスイッチングは、上記基準信号の周波数の２、３、および４倍の１つで行われる。
９３． ８８に記載の変調器及び増幅器はさらに、電源電圧の変動を減少する電源阻止回路を有する。
９４． 搬送波信号発生器と、
入力信号と基準信号を比較し、オーディオ入力信号において検出されたイベントに基づいて、状態変化信号を発生するイベント検出器と、
状態変化信号に基づいてパラメトリックサウンド再生用の搬送波を変調する変調器スイッチングパワー出力段と、を備え、
上記出力段における定常状態レベル間のスイッチングのタイミングは非線形関数によりオーディオ入力信号と関係し、上記スイッチング周波数は搬送周波数の２、３、４倍のひとつである、ことを特徴とする変調器及び増幅器。
９５． ９４に記載の定常状態レベル数は２、３、４、５のひとつである。
９６． ９５に記載の基準信号は圧縮でき、上記変調器及び増幅器は帯域通過増幅器として動作する。
９７． ９６に記載の変調器及び増幅器はソナー応用の使用のために構成される。
９８． 搬送波基準信号を発生する搬送波基準信号発生器と、
オーディオ入力信号と上記搬送波基準信号を比較し、比較結果に基づいてイベントに基づいて、イベント出力信号を発生するイベント発生器と、
上記イベント出力信号を受信し、上記搬送波信号の両側波帯変調を発生するAM変調器と、
上記イベント出力信号を受信し、上記搬送波信号のSSB変調を発生するSSB変調器と、
AM変調、またはSSB変調された搬送波信号を受信し、受信した信号に基づいて、パラメトリックサウンド再生システムの超音波変換器を駆動するのに適した駆動信号を出力する出力ドライバを備え、
上記イベント出力信号は上記オーディオ入力信号と非線形関数により関係し、変調は上記イベント出力信号に基づいたスイッチモード変調である、
ことを特徴とする変調器及び増幅器（ModAmp）。
９９． ９８に記載の変調器及び増幅器はさらに、上記ModAmpを作動する電源と、電源阻止回路を有する。
１００． ９６に記載の変調器及び増幅器はさらに、オーディオ入力を前処理して同相及び直交オーディオ入力信号を発生するオーディオプリプロセッサを有する。
１０１． １００に記載の変調器及び増幅器はさらに、上記前処理されたオーディオ信号に基づいて、搬送波レベルを動的に制御するオーディオプリプロセッサを有する。
１０２． １に記載のModAmpは、変調／増幅のスイッチングに際して、２レベル、３レベル、４レベル、または５レベルの定常状態の１つをとる。
１０３． １０２に記載のSSB及びDSB変調のうち少なくとも一方を行う。
１０４． １０２記載のModAmpは３次高調波が低減された各変調を行う。
１０５． １０３記載のMスイッチングは、搬送波周波数の２、３、または４倍の１つで行われる。
１０６． １０３記載のModAmpは、スタガー駆動に基づいて２レベルSSB変調を行う。
１１１． パラメトリックスピーカーシステムにおいて使用するために、オーディオ信号を周波数偏移し、増幅するオーディオ周波数偏移増幅方法において、
（ｉ）少なくとも１つの入力オーディオ信号を受信し、
（ｉｉ）少なくとも１つの基準信号を発生し、
（ｉｉｉ）上記少なくとも１つの入力オーディオ信号と上記少なくとも１つの基準信号を比較して少なくとも１つの比較出力信号を導出し、
（ｉｖ）少なくとも１つの積信号と基準信号を結合し、
（ｖ）上記少なくとも１つの積信号と「ｗｈａｔ？」の組み合わせをスイッチングパワー段に送り、上記スイッチングパワー段のなかで、
ａ）上記入力オーディオ信号の非線形前処理、及び
ｂ）上記少なくとも１つの基準信号としての非三角波の発生、
のうち、少なくとも一方の処理が行われ、
（ｖｉ）上記スイッチングパワー段のなかで上記基準信号を変調することにより、上記入力オーディオ信号を周波数偏移し、増幅する、
各ステップを有することを特徴とするオーディオ周波数偏移増幅する方法。
１１２． １１１記載の入力オーディオ信号と上記スイッチングパワー段における状態変化のタイミング間に非線形関係がある。
１１３． １１２記載の入力オーディオ信号の上記非線形処理はアークサイン関数に基づいて行われる。
１１４． １１３記載の非三角波は正弦波である。
１１５． １１１記載の基準信号は、下側波帯、上側波帯、または上下の両側波帯の１つで変調される。
１１６． １１１記載のスイッチングパワー段におけるスイッチングは、搬送波周波数の２、３、４、５または６倍のいずれか１つで行われる。
１１７． １１１記載の少なくとも１つの基準信号を発生するステップは、電源阻止回路を用意し、上記基準信号の周波数を選択範囲内に制御する。
１１８．１１１記載の方法はさらに、
周波数変調の実行、
直角位相シフトキーイングの実行、及び
直角振幅変調の実行
のうち、少なくとも１つのステップを行う。
１１９． １記載の変調器及び増幅器はさらにａ）ダイナミックレンジコンプレッサ、ｂ）ダイナミック搬送波レベルコントローラを含む。
発明のさらなる特徴および利点は、例により発明の特徴を共に例示する添付の図面を考慮して、次の詳細な記述から明らかになるであろう。
発明のさらなる特徴および利点は、例により発明の特徴を共に例示する添付の図面を考慮して、次の詳細な記述から明らかになるであろう。
以下、図面に示された具体的な実施形態が参照され、特定の文言によりそれらが説明される。しかしながら、それによって本発明の範囲が、何ら制限を受けるものではない。本件で説明される本発明の特徴に関する代替及びその他の変更、並びに本件で説明される本発明の原理に関する応用の追加は、本開示後の当業者にとって容易に想到し得る限り、本発明の範囲内にあると解される。
図１を参照すると、パラメトリックアレイ１１に適用した変調器及び増幅器（ModAmp）１０が示される。パラメトリックアレイシステムは、十分なエネルギーを有する可聴範囲外の超音波周波数信号を発生する変換器１５を介して、空気中に可聴音を発生する。超音波信号は、空気の非線形音響特性により復調され、可聴音になる。代表的なパラメトリックアレイシステムでは、超音波搬送波信号がオーディオソースで変調された後、増幅され、強度の高いスピーカー、エミッタ、または変換器に送られる。高強度の超音波はエミッタの手前にある空気に非線形伝達特性を発生させる。空気媒体の非線形により、和周波数と差周波数からなる、相互変調歪積が発生する。可聴音は差信号から得られる。たとえば、１kHz入力と４０kHz搬送波周波数を受ける上側波帯変調器は、スピーカー１５に４０kHzと４１kHzの信号を発生させる。気柱の非線形復調により、パラメトリックアレイ１１に可聴の１kHz音が発生する。
パラメトリックアレイ１１は、物理的に小さな変換器１５を使用して、隙間のないビームに音の高指向性や集音を達成する能力がある。パラメトリックアレイのコンセプトは空気などの気体や、水などの液体の双方で有効である。この変調器及び増幅器（ModAmp）は、小サイズで高効率であることから、パラメトリックアレイシステムで要求される変調及び増幅の機能を果たす理想的なソルーションである。
その他の応用として、様々なアプリケーションにおける、AM及びSSB送信機、SONAR信号の変調及び増幅、医療用超音波応用、周波数変換増幅器、バンドパスフィルタ、１／４位相シフトキーイング、直角振幅変調などがある。
図２に示されるように、本発明に基づいた、１０で示す変調及び増幅システムはオーディオソース１２からオーディオ信号を取得する。このオーディオ信号は、オーディオ信号プリプロセッサ１４において、１以上の方法で前処理され、たとえば、パラメトリックサウンド再生に固有な所定の歪みを補正するように前もって歪みが導入される。オーディオ入力信号１６はイベント発生器１８に結合する。入力信号は同相（I）と直交（Q）の正弦関数信号で表現可能である。直交信号はＩ信号に基づいた、コサイン波（９０度位相がずれた）信号である。イベント発生器において、入力信号は基準信号発生器２０から発生する搬送波信号と比較される。
電源２２は、後述する各種回路要素が要求する電圧及び電流パラメータに適合した電力を供給するためのものである。電圧低下保護回路２４は、後述するように、壁のコンセントから与えられる、何らかの周波数を有するAC電力の高電圧源に基づいて基準信号周波数を得る場合に設けられる。
後述するように、イベント発生器１８において、各種タイミング信号またはパルスが作られ、これらの信号、及び搬送波基準信号発生器２０から発生する基準信号が変調器／増幅器のスイッチング出力ドライバ段２６に供給される。ここで、搬送波はイベント発生器から発生したパルスに従って変調される。このために、搬送波はSSB変調器２８によりSSB変調され、あるいはAM変調器３０によりDSB変調される。これは、後ほど具体的な実施形態に関連して詳しく説明するように、出力ドライバ３２における状態スイッチングにより行われる。搬送波信号は、非対称変調、すなわち上側波帯と下側波帯に対して異なる量の変調をかけるようにしてもよい。
搬送波は搬送波周波数の整数倍、たとえば、２倍や４倍でスイッチ変調され、変調された搬送波信号は変換器３４に送られ、媒体内のパラメトリックアレイ１２においてオーディオソース１２からのオーディオ信号が再生される。オーディオソースからのオーディオ信号のイベントと出力ドライバ３２におけるスイッチングの状態変化の出現の間には非線形関係がある。一実施形態において、これはアークサイン関数に従うものになる。この関係を使用したところ、一定の問題がエレガントに解消し、歪みは最小化され、搬送波周波数の小さい整数倍を出力のスイッチングに使用することができた。また、後述する別の具体的実施形態では、出力段で２状態、３、５状態などのスイッチングが使用可能になる。
オーディオ入力信号とスイッチング出力ドライバ３２の状態変化タイミング間の非線形関係は、従来のD級増幅器にはない特徴である。これにより得られる利点は、パラメトリックアレイ３６におけるパラメトリックサウンド再生への応用に限られるわけではないが、それに使用したことは、本特許出願時点において、パラメトリック技術分野で、これが初めてである。
さて図３を参照すると、変調器及び増幅器１０の一実施形態が模式的に示され、具体的には、一般化ModAmpの２レベルSSB及びDSB変調器／増幅器に関するシステムブロック図が示される。図示の具体例において、入力は、関心のオーディオ情報を含む正弦関数波形である。典型的に、予め記録されたプログラム材料が使用されるが、生のフィードオーディオもオーディオ情報であっても良い。入力信号は、後述するように、同相４０及び直交信号を含み、これらは基準信号と比較され、イベント発生器１８に送られる。ここで入力信号と基準信号間の非線形関係に基づいてパルス信号が作られる。パルス信号、ないしイベントトリガーは１以上の両側波帯（AM）変調器、またはSSB変調器、あるいは他の種類の変調器に送られる。別の実施形態において、たとえば、後述するワンエッジAM変調器４４が使用される。図示の実施形態では、変調器から３レベル及び２レベル出力が出力されている。出力段における定常状態間のスイッチングは、イベント発生器から与えられるパルス信号であるイベント出力に基づいて行われる。上述したように、入力信号と基準信号を比較して、状態のスイッチングを行うためのパルスを発生するために比較器が設けられる。スイッチモードが２レベルであるか、３レベルであるかに応じて、電源２２で電力供給する基準信号発生器２０からの基準信号はロー／ハイまたはロー／ゼロ／ハイで変調されて、AM出力４６またはSSB出力４８に、超音波周波数の変調搬送波信号を出力する。パラメトリックアレイの超音波変換器（図示せず）との整合をよくするために、定数５０を振幅に付加してよい。
この方式によれば、入力信号１６を使用して、振幅変調（AM）や単側波帯変調（SSB）などの様々な変調方式で、搬送波が変調される。変調器は少数の離散的な出力振幅（ないし電圧レベル）を有する出力を発生する。典型的に、２や３の離散的出力レベルが使用される。変調器の出力は、電圧の振れを大きくすることで、任意のレベルに増幅可能である。最も簡単な形態において、変調器出力はローかハイの２進値信号になる。この２進値信号をMOSFETスイッチに与えると電圧の振れが増大し、それにより信号が増大ないし増幅される。このスイッチング技術を使用することにより、高効率のパワー変調器／増幅器が実現される。この組合せに係る変調器／増幅器を本書ではModAmpと呼ぶことにする。ModAmpの出力スペクトルは所期の被変調信号と高周波スイッチング積の和からなる。代表的なアプリケーションでは、ローパスフィルタにより高周波数スイッチング積は除去される。変調器出力中に搬送波トーンが含まれる必要はない。AMやSSB信号は搬送波を含んでもよいし、あるいは抑圧搬送波の形式であってもよい。搬送波が抑圧される場合、SSBのModAmpは周波数変換と増幅を行う。すなわち、入力信号はModAmpにより、周波数キーイングされ、増幅される。
図４を参照すると、漸進的に大きくなるパルス幅を有する双方向性パルス波形は、後述する式（７）で与えられる、漸進的に強くなる基本波音振幅alを有する、３レベル波形のスペクトルは基本波と奇数次高調波からなる。図に示されるように、３レベル信号の正と負のパルス幅を変えることにより、基本波音の強度alが変えられる。３レベル波形のパルス幅変調は、搬送周波数でAM変調を行うのに効率のよい方法である。しかしながら、まず、パルス幅に対して基本波音振幅がどのように変化するかを理解する必要がある。基本波と高調波音の振幅は以下の具体例で求められる。３レベル波形は基本波以外に奇数次高調波のみを有することが示される。したがって、帯域外になる最初の成分は搬送周波数の３倍のところにある。記載する波形は３レベル波形あるが、２レベル波形も使用可能である。これについては後ほど詳しく説明される。これらの変調技術は、当業者には明らかなように、多レベル信号（たとえば、４レベル、５レベルなど）に難なく拡張可能である。
出力信号の基本波振幅はパルス幅パラメータの非線形関数になる。周期T=1/f0の実数周期信号はフーリエ級数展開の項で次のように記述される。
Figure 0004301956
ここに、
Figure 0004301956
また、
Figure 0004301956
ただし、
ω0＝２πｆ0＝２π／Ｔ （４）
フーリエ係数anとbnは、それぞれコサイン信号とサイン信号の振幅を表し、これらが周期信号ｆ（ｔ）のスペクトルになる。図４の双方向性パルス波形について、式（２）及び（３）から、基本波及び高調波の振幅は次式で表される。
ａn＝１、３、５、…の奇数整数に対し、Ｖ・４／πｎ・ｓｉｎ（２πｎｆ0τ）、それ以外に対し、０ （５）
そして、全てのｎに対し、ｂn＝０ （６）
ここに、Vは図４に記された出力波形のピーク値（ないし電源電圧）である。
関心事は、基本波振幅ａ1がパルス幅制御パラメータτに対してどのように変化するかである。式（５）から、基本調波振幅はτについて次の非線形関数で与えられる。
Figure 0004301956
基本波振幅の最大ピーク値はV(4/π) = V×1.273（τ = T/4のとき）になる。これは方形波出力信号に対応している。したがって、搬送周波数のピーク出力レベルは電源レールVよりも大きくなる可能性がある。
三角波と２個の比較器から、図５に示されるように、３レベル波形が発生される。三角波を利用して３レベルパルス波形が合成される。３レベルパルス発生器の出力は直接フィルタされて、低レベル変調出力になるか、あるいは増幅されて高パワー変調出力を給電する。図から分かるように、比較器の閾値変数yが０から１に変化するにつれ、τはT/4から０に変化する。すなわち、
τ＝Ｔ／４・（１−ｙ） （８）
いま、リニアなAM変調を実現したいとする、すなわち、何らかの入力変数ないし信号Xに対して、出力基本調波振幅を（０から最大値4/π間）線形に変化させたいとする。具体的には、基本波振幅を次のようにする。
ａ1＝Ｋ・４／π・ｘ （９）
ここに、Kは定数（典型的にはK=V）である。K=Vにすると、基本波振幅は、Xの０から１への変化に対して、０から最大値V(4/π)間で変化する。式（７）、（８）（９）を組み合わせると、図５に示す比較器の閾値変数ｙが次のようになることが容易に示される。
Figure 0004301956
式（１０）は制御変数ｘに対して基本波振幅を線形に変化させるための必要条件である。この式は図５のリニアパルス変調器を使用する場合に当てはまる。式（１０）は低歪みAM及びSSB変調の（十分条件ではないが）必要条件である。フーリエ級数展開が定めるスペクトルは周期信号に限って有効である。つまり、パルス幅（およびT）が時間に対して一定であることを想定している。さらに、オーディオ信号を三角波の比較器（自然サンプル化バイパルス幅発生器）に入力すると、パルス幅と基本調波振幅間の非線形関係から出力スペクトルに大きな歪みが発生する。したがって、システムをアークサイン関数で線形化する必要がある。この変調器の構成例でアークサイン関数を実行しなければ、歪みが発生する。
次に、制御変数ｘを一定に保つをやめて、入力信号に応じて変化するようにする。これにより、搬送周波数ｆ0で入力信号のAM変調が実現される。図６にブロック図で、アークサインリニアライザ及び三角波比較器を使用するAM及びSSB変調器が示される。入力は、一方が２,１００Ｈｚで他方が９,３００Ｈｚの、２つの正弦関数の和である。次にこの信号にDCバイアス／オフセットを付加してから、アークサイン関数であるAMリニアライザに入力する。４０ＫＨｚ三角波を３レベルパルス発生器で使用してAM出力を発生する。
SSB変調を行うのに、ブロック図の下半分に示される同様な信号処理路が使用される。ただし、入力信号は直交位相で与えられ、三角波は９０度位相がずらされている。一般化入力信号について、ヒルベルト変換を施すことにより、（同相及び直交成分からなる）所要の解析用信号が得られる。下側波帯出力は２つのAM出力を減じることで得られる。上側波帯は２つのAM出力を加えることで得られる。
AM及びSSB変調器の出力波形は、図７において、シミュレーション出力の時間領域波形で示される。一般に、SSB波形は、２つの３レベル波形の和であるため、５つの異なる振幅レベルを取り得る。しかしながら、変調器のオフセット定数が適切な値に設定され、入力信号レベルが一定値に制限されるならば、SSB出力は３レベルしか取らなくなる。
AM及びSSB出力のスペクトルは図８に示される。AMの場合、搬送波、４０ＫＨｚ、上及び下側波帯音はスペクトルの左側にはっきりと現れる。搬送周波数の３倍（１２０ＫＨｚ）を中心とするスイッチング積も観察される。このスイッチング積はローパスフィルタ（図示せず）により除去可能である。スペクトルディスプレイは、シミュレーションにおいて、アナログ信号を１５０ＫＨｚの８次楕円ローパスフィルタに通し、アナログ信号を４００ＫＨｚでサンプリングし、ハニング（Hanning）窓で８,１９２点の高速フーリエ変換（FFT）を行うことで得られた。高周波数スイッチング積も存在するが２００ＫＨｚ以上では認められなかった。スペクトルディスプレイでは、ローパスフィルタが１５０ＫＨｚからロールオフしていくため、精度は１５０ＫＨｚまでに限られるからである。このフィルタはFFTのアリアジングを防止する。
ModAmpの電力増幅器部分を実現するために、スイッチング出力波形は、所望の振幅に増幅され、ローパスフィルタに通されて高周波スイッチング成分が除去される。電力増幅器方式の３レベルSSB変調ではHブリッジが使用可能であり、Hブリッジの２つのハーフブリッジを適切にスイッチングすることで３レベル出力が得られる。この技術を使用する具体的なModAmpについては後述する。
DCバイアスは公称搬送波レベルを設定する。後述する代替的実施形態では、搬送波を抑制して作動している。
次に、サイン波比較器について説明する。上では、入力信号ｘのアークサインを求めて、三角波入力の比較器（図５に示されるリニアバイパルス幅発生器）を使用する際に、線形な動作が得られるようにした。三角波に代え、異なる構成の比較器でサイン波信号を使用することにより、アークサインが暗に求められる。これにより信号路にアークサイン関数を設ける必要が無くなる。図９に示すように、サイン波基準発振器を使用することで線形化３レベル出力信号が直接的に合成される。この場合、サイン波の絶対値が入力ｘより小さい間、パルスが発生する。サイン波が入力値ｘと交わる点は時点t = τを定め、図から次式が導かれる。
ｘ＝Ａｓｉｎ（２π／Ｔ・τ） （１１）
ここに、Aはサイン波基準信号の振幅である。
この式をτについて解き、基本波音振幅の式（７）に代入すると、入力ｘと出力音振幅間の線形関係が得られる。
ａ1＝（Ｖ／Ａ）４／π・ｘ （１２）
AがV/Kに等しければ、この式は式（９）と同じになる。重要な点は、基本波振幅が入力ないし制御変数ｘの線形関数になるということである。
次に図１０を参照して、Hブリッジによる３レベルAM及びSSBについて説明する。一実施形態において、Hブリッジを使用し、２つのハーフブリッジを適宜駆動することにより、AMが得られる。図１０は、AM変調器出力を生成するのに使用される各種波形を示している。Hブリッジの２つのハーフブリッジがAとBの「直接駆動」信号で駆動されると、３レベルAM出力が得られる。これに代え、A'及びB'信号として図に示されるように、「スタガー駆動」が使用可能である。全ての出力波形は、図１０に記されたタイミングイベントに関する状態遷移をトリガすることにより発生可能である。３レベル出力のために、DCバイアスは適切に設定され、入力信号振幅は制限される必要がある。負荷をHブリッジの中心に配置すると、差分が所期の３レベルAM出力信号になる。番号入りの四角ボックスは波形遷移をトリガするタイミングイベントを表している。２レベル出力は搬送周波数の方形波を加えることで得られる。
図１１を参照すると、単側波帯（SSB）合成に関する信号が示される。この場合、サイン及びコサイン波が同相XI及び直交XQ成分（互いに位相が90度異なる成分）からなる入力信号と比較される。同相及び直交成分は典型的にヒルベルト変換器により得られる。図において、サイン波のゼロ交差点または入力信号とサイン波の交差点で１４個のイベントが定められている。代替としてHブリッジ駆動信号の２セットが、AS、BS及びA'S、B'Sで示される。負荷をHブリッジの中心に配置すると、差分が所期の３レベルSSB出力信号になる。前と同様に、番号入りの四角ボックスは波形遷移をトリガするタイミングイベントを表している。Bの２レベル出力は搬送周波数の方形波を加えることで得られる。
図３の変調器／増幅器の最上位ブロック図に戻ると、一実施形態において、正弦関数入力試験信号が直交位相で発生し、イベント発生器ブロック１６の実数部及び虚数部入力を駆動する。イベント発生器は一連の１４個の短パルス、またはイベントトリガを発生し、これらはAM及びSSB変調器３０、２８でそれぞれ使用される。イベント発生器、AM及びSSB変調器について以下説明する。
図１２を参照すると、各ゼロクロス検出器は、図に示される方向で入力がゼロをクロスするときに、短いパルスを出力する。イベント出力信号は、図の一番上から一番下まで、図１０及び１１の四角ボックスに記されたイベント番号に対応している。
図１３を参照すると、本書記載のModAmp実施形態で使用可能なDSB（AM）変調器の一実施形態が示される。イベント出力はフリップ６０、６２、６４をセット、リセットして、図１０に示されるように、スタガー駆動により、３レベル及び２レベルのAM出力を発生する。
図１４を参照すると、本書記載のModAmp実施形態で使用可能なSSB変調器の一実施形態が示される。イベント出力はフリップ７０、７２、７４をセット、リセットして、図１１に示されるように、スタガー駆動により、３レベル及び２レベルのSSB出力を発生する。
ところで、変調器出力に搬送波音が含まれる必要はない。AMやSSB信号は搬送波を含んでもよいし、あるいは抑制搬送波の形式でも動作可能である。スタガー駆動を使用する場合、搬送波が抑制されるように、DCバイアスレベルをゼロに設定することができる。抑制搬送波の場合、スタガー駆動エッジのタイミング順に従って、３レベル波形の所定のパルスを正あるいは負へ遷移させることが可能である。抑制搬送波の場合、SSBのModAmpは周波数を変換する「バンドパス」増幅器として機能する。すなわち、ModAmpは入力スペクトルを搬送周波数の定める別の周波数帯域に周波数変換する。
一実施形態の完全２値出力構成の場合、各出力が２レベルのみを取るようにする必要がある。３レベルAM及びSSB波形は、搬送周波数の方形波を加えると、３レベル出力の搬送波レベルが変化して、２レベル波形に変換可能である。しかしながら、DCバイアスを変更することで、抑制搬送波の有無に関わらず、２レベル動作が可能になる。２レベル出力信号の場合、（フルHブリッジに代え）ハーフブリッジで増幅器を構成でき、出力トランジスタは２個で足りる。２レベル変調器についても、DCバイアスを適切に設定することで抑圧搬送波で動作可能になる。図１５〜２０は、一般化ModAmpシステムから得られた、幾つかの具体的なシミュレーション結果を示したものである。使用した試験用セットアップは図２１に示される。図１５〜２０に示される時間領域及び周波数領域のシミュレーション結果は図２１に示される試験用ModAmpシステムから得られた。これらの図において、比較を容易にするために、時間領域及び周波数領域のプロットが示される。
図１５は、搬送波が抑圧された３レベルAMを示したものである。DCオフセット定数をゼロに設定して搬送波を抑圧した。図１６には、図２１のシステムにおける３レベルSSB変調器に関する時間領域及び周波数領域の結果が示される。ここでも、DCオフセット定数をゼロに設定して、この下側波帯変調器の搬送波を抑圧した。時間領域のプロット図に、サイン及びコサイン基準波形と、同相及び直交入力信号が示される。図１７は、搬送波が抑圧された２値AMを示したものである。この具体例では、DCオフセット定数を０.５に設定して２値波形の搬送波を抑圧した。２進値波形は一番下の時間領域波形で示される。図１８は搬送波が抑圧された２レベルSSB変調のケースを示したものである。DCオフセット定数は、図２１のシステムにおいて０.３５３５３５３５に設定された。図１９は、搬送波が付加された、３レベル（上方のスペクトル）と２レベル（下方のスペクトル）のAM変調器出力（modulators）を比較して示したものである。両ケースで同一のスペクトルを得るために、DCオフセット定数は０.２５５に設定された。搬送波の３次高調波（１２０kHz）は２レベル変調器の方が大きくなった。図２０のシミュレーション結果は、搬送波の付加された、３レベル（上方のスペクトル）と２レベル（下方のスペクトル）のSSB変調器を比較して示したものである。DCオフセット定数は０.１７６７６７６７に設定された。この実施形態では、搬送波の３次高調波（１２０kHz）は、２レベル変調器の方が（大きくなるのではなく）小さくなった。
図３及び２１を参照すると、代替例としてシングルエッジ変調器が示唆されており、この種の変調器（図中の４４）を備えてもよい。上で定義された３レベルAM及びBBM変調器出力波形は、エッジ変調の立ち上がりと立ち下がりの双方を有する。代替法はシングルエッジ変調である。たとえば、（サイン波のゼロ交差点における）一定の立ち上がりエッジを使用し、立ち上がりエッジのみのタイミングを変調することで３レベルＡＭ信号が合成可能である。このシングルエッジ変調AM波形は、搬送周波数の方形波を加えることで２レベル波形に変換できる。この波形の利点は、周期当たりの遷移数が僅かに２つ（標準２レベルAMの場合は６つになる）になることである。この方法の欠点は変調出力信号のスペクトルが歪むことである。
以上の点を踏まえて、表１に各種変換器の特徴をまとめてある。想定として、Hブリッジには４個のMOSFETが必要で、ハーフブリッジには２個のMOSFETが必要であるとしている。「遷移／搬送周期」は搬送周期当たりの変調器出力の信号遷移数を表す。遷移が少ない方が一般に高効率増幅器になる。
下記の表１の項目５では、２つの２レベルAM変調器を使用し、差を取ってSSB出力を合成する。項目６では、「２レベルAM」から始め、搬送波の３次高調波の方形波を加える。これにより変調器出力の３次高調波振幅が低減される。より高次の高調波を付加する方式も実現可能である。項目７では、「３レベルＡＭ」から始め、搬送波の３次高調波の方形波を加える。項目８では、２つの「３次高調波が低減された２レベルAM」（項目６により）を合成してSSB出力を得る。
Figure 0004301956
ModAmpの出力電圧レベルは、式（１０）の示唆するフィードフォーワード法を積極的に実施しない限り、電源電圧に比例することになる。シミュレーションでは、電源電圧は１の定電圧であると想定した。しかしながら、電源電圧をモニタリングしてパルス幅が調整されるようにModAmpを変更すれば、電源電圧変動及び雑音（たとえば、１２０Hzやその他のACライン高調波）に対して自動的に補償が行われることになる。
パルス幅を電源電圧の変化に応じて変化させるフィードフォーワード法を使用することで電源除去が達成される。式（１０）から分かるように、ｘは、アークサインを求める前に、K/Vでスケーリングされる。これまで説明してきたシステムシミュレーションでは、K = 1かつV= 1であることを想定している。電源電圧Vが変化するにつれ、パルス幅が適切に調整されて均一な出力が維持される。
図２２(a)は、三角波ベースの３レベルパルス発生器を使用し、式（１０）を積極的に実現する電源電圧除去機能が組み込まれたシステムを示したものである。サイン波による３レベルパルス発生器の場合、代替構成で実現される。図２２(b)は、基準サイン波の振幅が電源電圧に比例して変化するシステムを示したものである。これが電源電圧除去機能を有する理由は次の通り。サイン波の振幅パラメータを
Ａ＝Ｖ／Ｋ （１３）
とする。この関係を式（１２）に代入すると、出力の振幅は電源電圧と無関係になる。すなわち、所期の線形関係が得られる。
ａ1＝Ｋ・４／π・ｘ
上記フィードフォーワード電源電圧除去法のいずれかを使用することで、通常、要求される調整電源は不要になる。
具体的な一実施形態の変調器及び増幅器は３レベルの単側波帯（SSB）変調を行う。その回路図が図２３及び２４に註釈入りで示される。マスタークロック発振器が比較器U1を用いて実現される。この発振器は搬送周波数の４倍で動作する。２つのDフリップフロップからなる簡単な状態マシンは、搬送周波数を有し、位相が直交関係にある一対の方形波を発生する。２つの４次ローパスフィルタにより方形波の高調波を除去して、ほぼ純粋な正弦波音を得ている。得られた信号がサイン及びコサイン基準搬送波信号になる。
ModAmpの入力は同相及び直交（Iin及びQin）オーディオ信号である。入力オペアンプでこの入力信号を増幅し、ハード的に制限する。オペアンプの出力電圧は、０Vと５Vの電源レールに制限される。このリミッタにより３レベルSSB信号の最大パルス幅が制約される。利得トリミングポットを通った後、オーディオ信号は1μFコンデンサにAC結合する。次に、搬送波レベルを設定するためにDCバイアスが加えられる。この信号が上側の比較器U２に、その反転信号が下側の比較器U３に入力される。
比較器の出力はエッジ検出回路に与えられ、エッジ検出回路は、比較器の正及び負遷移の双方に応じて２５０nSの短パルスを発生する。これらの「イベントトリガ」信号により、HブリッジのA及びBハーフブリッジをセットおよびクリアしている。
図２４の回路図において、相補な一対のMOSFETでイベントトリガパルスをバッファリング（及び反転）している。この主MOSFET対は、小さなパルス変圧器と一対の小さなMOSFETを使用して主ゲート駆動信号を発生する新規設計の駆動回路により駆動される。詳細に検討するまでもなく、この駆動回路は短いセット及びクリアパルスを用いて主MOSFET用バイポーラゲート駆動信号を発生する。この駆動デザインは、両MOSFETのクロス導通（貫通）を防止し、広いデューティー比の範囲で動作する。
２つのハーフブリッジ間に出力負荷を接続してSSB出力を取り出す。このケースでは、直列インダクタがローパスフィルタになる。１２０VのACライン電圧を全波整流し、コンデンサでフィルタリングすることで出力段の高電圧源を得ている。このModAmpプロトタイプの仕様は表２に示される。
Figure 0004301956
本書に記載する変調器スペクトルに関し、（サイン波を想定すると）記載する全ての変調器方式について、数学的に閉じた形の解析式が導かれる。
この点に関して、三角波発振器、サイン波発振器、比較器などのアナログ素子でModAmpが実現されると想定してきた。しかしながら、デジタル（パルス符号変調（PCM））信号が与えられるとすれば、全ての変調操作をデジタル領域で実現可能である。
デジタルModAmpは次のようにして実現される。（１）入力PCM波形をアップサンプルする（２）アップサンプルされた入力とデジタル合成サイン波を比較する（３）比較器の出力でMOSFETパワースイッチの駆動信号を発生する。この課題は、オーバーサンプルされた、または補間されたPCM波形のゼロ交差時間を見つけ出す問題に制限される（図１１のアナログイベント発生器に類似している）。過大なサンプリングレートなしにゼロ交差時間を正確に計算するために、（たとえばニュートン法のような）ルート探索法が使用可能である。
一旦、ゼロ交差時間が算出されると、デジタルPWMロジックは出力波形を発生可能になる。エッジに関して高精度なタイミング分解能が求められる場合、極端に高いクロックレートがデジタルPWMに要求される。この超高速クロックレートの要件を取り除くために、ノイズ整形などの技術を適用してエッジのタイミングをディザ処理）する（たとえばΔΣ変調）。
多相構成も実施可能である。多数のModAmpが並列に動作して出力リプル電圧を低減し、電力を増大する。各増幅器は、前の増幅器より少しだけ進んだ位相で動作する。これらの「スタガード位相」ModAmpは、たとえば出力フィルタインダクに通されて、共に加算される。この多相法によれば、帯域外の周波数成分を増大させることも可能で、フィルタリング後の処理条件が緩和される。
FM変調器も実施形態になり得る。ModAmpのFMバージョンは、以下の変更により、AMバージョンと同じ要素で実現できる。まず、ModAmpの入力を定数に設定する。これが定搬送波出力になる。次に、発振器（ModAmpによって三角波またはサイン波）を電圧制御発振器（VCO）に変更する。最後に、VCOの制御入力を変調器入力にする。
（DCは入力として使用されるので）AMリニアライザないしサイン波発振器は不要である。基本周波数の搬送波音になる３レベルまたは２レベル波形を発生させるだけでよい。VCOはFM変調を行い、比較器はスイッチング信号を発生し、MOSFETスイッチは波形を増幅する。得られた結果はFMのModAmpである。また、この基本原理は直角位相偏倚変調（QPSK）や直角振幅変調（QAM）などの他の変調方式にも拡張可能である。
以下、更なる実施形態について説明する。前の説明と一部重複するところもあるが、以下の説明から新たな理解が得られるであろう。
図２５を参照すると、単側波帯（SSB）信号の合成が示される。このケースでは、サイン及びコサイン波が同相及び直交成分（互いに位相が90度異なる成分）からなる入力信号と比較される。同相及び直交成分は、典型的にヒルベルト変換器により得られる。図において、入力信号とサイン波の交差点またはサイン波のゼロ交差点で１４個のイベントが定められている。
図２６は、別の実施形態において、変調器／増幅器の最上位ブロック図を示したものである。正弦波入力試験信号は直交で発生し、図２７に詳しく示される、イベント発生器ブロックの実数部及び虚数部入力を駆動する。イベント発生器は一連の１４個の短パルス、ないしイベント出力を発生し、これらはAM及びSSB変調器でそれぞれ使用される。AM及びSSB変調器の詳細は図２８と２９にそれぞれ示される。
２進値出力の場合、各出力が２レベルのみを取るようにする必要がある。３レベルのAM及びSSB波形は、搬送周波数の方形波を加えると、図２５の一番下に示すように、２レベル波形に変換可能である。これに代え、図２５のA'Sで記す２レベル信号（太い線の波形）を所期のSSB出力としてもよい。２レベル出力信号の場合、（フルHブリッジに代え）ハーフブリッジで増幅器を構成でき、出力トランジスタは２個で足りる。
図３０に示されるパラメータ設定で、２つの試験音に関するシミュレーションを行った。図３１の一番上は、３レベル及び「A'S」２レベル変調に関する時間領域波形である。図３１の残部は両ケースのスペクトルである。「A'S」２レベル変調には８０kHzを中心とする帯域外信号がある。アプリケーションで使用したPVDF変換器の場合、５５kHz以上の出力は無視できるので、アナログModAmpでは、簡単な「A'S」２レベル変調方式を使用する。
図３２（b）の電源雑音／リプル除去方式はアナログModAmpで使用される。既に説明したように、基準発振器の振幅がMOSFET電源電圧に比例して制御される場合、出力は電源電圧と無関係になる。
表３に各種変換器の特徴をまとめてある。想定として、Hブリッジには４個のMOSFETが必要で、ハーフブリッジには２個のMOSFETが必要である、としている。「遷移／搬送周期」は搬送周期当たりの変調器出力信号の遷移数を表す。遷移が少ない方が一般に高効率増幅器になる。項目５では、２つの２レベルAM変調器を使用し、差を取ってSSB出力を合成する。項目６では、「２レベルAM」から始め、搬送波の３次高調波の方形波を加える。これにより変調器出力の３次高調波振幅が低減される。より高次の高調波を付加する方式も実現可能である。項目７では、「３レベルＡＭ」から始め、搬送波の３次高調波の方形波を加える。項目８では、２つの「３次高調波が低減された２レベルAM」（項目６により）を合成してSSB出力を得る。項目９は、本書記載のアナログModAmpで使用された新技術である。
Figure 0004301956
アナログModAmpの事前処理ソフトウェアに関して、ソースのオーディオ素材はコンピュータ上で処理されてI（同相）及びQ（直交）信号となり、それぞれ、MP３プレイヤーの右及び左チャンネルに保存される。このソフトウェアはMATLAB/Simulinkで書かれていて、そのブロック図を図３３、図３４、図３５に示す。
別の実施形態に係るアナログModAmp回路が図３６〜３９に示される。この増幅器はMP３プレイヤーからアナログI及びQ信号を取得する。これらの信号はDC結合して、プリプロセッサソフトウェア出力から搬送波レベルが動的に制御される。DC項を保存するMP３プレイヤーを使用する必要がある。このために、サムソン（Samsung）製のYP-30Sを使用した。２レベルの下側波帯変調を行うアナログModAmpが設計、製作された。以下、その回路について説明する。
電源回路は図３６に示される。高電圧源は、EMIフィルタ素子、全波ブリッジ整流器、及びフィルタコンデンサからなる簡単なオフライン電源である。この高電圧源で主MOSFET及び補助電源を作動する。補助電源は、ModAmp制御回路及びMP３プレイヤー用の５Vを発生する。これは、パワーインテグレーションズ（Power Integrations）製のTNY264フライバックレギュレータチップを基にしている。このチップには、完全変圧器分離フライバック電源用の主スイッチと全制御ロジックが内蔵されている。
サイン／コサイン基準発振器は次のようにして実現される。マスタークロック発振器は、図３７に示されるLTC1799チップU５である。インダクタL７により発振器の雑音が５V電圧源に伝わるのを防止する。発振器は搬送波の４倍で動作する。２つのDフリップフロップU６からなる簡単な状態マシンは、搬送周波数を有する、直角位相関係にある一対の方形波を発生する。U７、U８と関連抵抗Ｒ’及びコンデンサＣ’からなる２つの４次チェビシェフ（Chebyshev）ローパスフィルタにより方形波の高調波を除去して、ほぼ純粋な正弦波音にする。この結果がサイン及びコサイン搬送基準信号になる。DC阻止コンデンサC１７及びC２５によりフィルタの累積オフセット誤差を分離する。最後の利得段U９で信号レベルを増幅する。
図３７の下半分に示す、U１０とU１１からなる回路は電源阻止回路である。これらの回路により、両Dフリップフロップには高電圧源に比例する対称な電源電圧が強制的に印加される。Dフリップフロップの出力はレールからレールへと振れるので、直角方形波出力の振幅は高電圧源に比例する。最後に、サイン及びコサイン出力の振幅も、所期の通り、高電圧源に比例することになる。
回路の利得は、高入力ライン電圧で出力サイン波がクリップされるように設定される。波形のピークは後段の比較回路で使用されないので、このクリッピングによる悪影響は出ない。回路設計の振幅増大により全体のダイナミックレンジが拡大する。
リセット／電源電圧低下保護回路が一実施形態に設けられる。リセットチップU２２は電源投入時に第２のアクティブローリセットパルスを発生する。VCC入力が４.００V以下に低下したときもリセットがかかる。RESET＿F信号は、アクティブ時に、図３６の電源回路のスイッチQaを介して、主MOSFETへの高電圧源の供給を禁止する。この方式により、５V電源電圧が安定し、MOSFET駆動信号が有効になるまでの間、主MOSFETの電源投入は遅延される。また、この回路は、ACラインが約８０VAC以下になる電源電圧低下条件下でMOSFETへの電源供給を遮断する。回路は、高電圧源が低下したときに、ダイオードD4でリセットチップのVCC入力を引き下げることにより、電源電圧低下リセットを行う。サイン波基準信号が高電圧に比例するため、基準信号が低下すると比較器出力端の制御波形が結局正しくなくなることから、このリセット動作は重要である。
ModAmpの入力は同相及び直交オーディオ信号からなり、DCで搬送波レベルが制御される。図３８のU12、U17、及びU１４Bの回路はMP３プレイヤー入力を取得して、入力信号無しで公称値が+５V／2（２.５V）である、ハード的に（０から５Vに）制限された信号を発生する。この段階で過大な入力レベルをクリップすることは、後段の回路における正しくない比較器出力を防止するために重要である。
オペアンプ回路は、MP３プレイヤー出力からレシオメトリック信号（プレイヤーのデジタル／アナログ変換器（DAC）出力は２.４７V基準×デジタルコードに比例する）を取得し、搬送波レベルの増大につれ公称値２.５V以下に下がる出力を発生する。この回路は、+５V電源の変動で通常発生するオフセット電圧誤差を除去するように設計されている。
図示の実施形態に含まれるパン比較器の回路に関して、１５kHzの２次ベッセルローパスフィルタU１４A及びU１９Bは入力に含まれる高周波信号を除去し、比較器の負入力を駆動する。上側比較器の出力は、出力MOSFETがクリアされるべき時刻に対応する立ち下がり及び立ち上がりエッジを有する。図２５の波形に示される（I及びQがフリップしてModAmpは下側波帯変調を行う）。同様に、下側比較器出力のエッジは出力MOSFETがセットされるべき時間に対応している。
パルス合成器回路に関して、比較器出力はエッジ検出回路に入力され、ここで比較器出力の正及び負遷移の双方に応じて３５０nSの短パルスが発生する。これらの「イベントトリガ」信号により出力状態をセットおよびクリアする。また、パルス駆動回路が設けられる。図３９には、Q１及びQ２のゲートを制御するAセット及びAクリアのイベントトリガパルスが与えられる。次に、Q１及びQ２はプッシュプルモードでT３を駆動する。T３の２次側には、約+／−10Vの振幅を有する、交互に正と負を繰り返す一連の短パルスが発生する。
MOSFETパルス／レベル変換器と出力段に関して、主MOSFETは、それぞれ、一対のステアリングMOSFET（Q３、Q４とQ５、Q６）により駆動され、短いイベントトリガパルスは定常状態の電圧レベルに変換される。この新規な回路設計は、異なるゲート閾値のMOSFETとパルス変換器の２次／２次結合を利用することで、主MOSFETのクロス導通（または貫通）を確実に防止するとともに、広いデューティー比の範囲での動作を保証する。
最後に、超音波変換器分離及びインピーダンス整合段が設けられる。変圧器T４は変換器をメインから確実に分離し、整合用インダクタ及びコンデンサは変換器の同調回路を構成して、電圧レベルを増大したり、システムをイコライズするのに役立つ。
上記実施形態は本発明の原理に対する応用の例示であると解すべきである。本発明は、図面に示されるとともに、具体的な実施形態について説明されてきたが、本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、種々の変更及び代替形態が考えられる。当業者には明らかなように、特許請求の範囲に記載される如く、本発明の原理及び発想から逸脱することなしに種々の変更が可能である。
Figure 0004301956
Figure 0004301956
本発明の一実施形態に基づいた機能ブロック図であり、具体的なパラメトリックサウンド再生において本発明の実施形態を示す。 本発明の一実施形態の全体機能ブロック図である。 図２に示す実施形態に関して、詳細を追加した、最上位機能ブロック図及び回路図を組み合わせたものである。 一実施形態における３レベル波形のグラフと、フーリエ級数展開における３レベル波形のスペクトルである。 機能ブロック図に示した３値パルス発生器と具体的波形の比較を示す。 一実施形態における試験セットアップを示す機能ブロック図である。 図７の設定により発生した波形の比較である。 図６の装置から得られた、AM及びSSB出力の周波数スペクトルディスプレイの比較である。 サイン波を利用して、線形化３レベルパルス波形を直接的に合成する方法とともに信号路にアークサイン関数回路の設置する必要をなくす方法を説明するグラフである。 本発明の一実施形態における３レベル及び２レベルAMのサイン波合成を示す、各種波形のグラフである。 本発明の一実施形態における３レベル及び２レベルSSB変調のサイン波合成を示す、各種波形のグラフである。 一実施形態のおけるイベント発生器を示す詳細な回路ブロック図である。 一実施形態のおけるAM変調器を示す詳細な回路ブロック図である。 一実施形態のおけるSSB変調器を示す詳細な回路ブロック図である。 一実施形態において、図２１に示す具体的なModAmpシステムに関する、時間領域及び周波数領域プロットの比較である。 一実施形態において、図２１に示す具体的なModAmpシステムに関する、時間領域及び周波数領域プロットの比較である。 一実施形態において、図２１に示す具体的なModAmpシステムに関する、時間領域及び周波数領域プロットの比較である。 一実施形態において、図２１に示す具体的なModAmpシステムに関する、時間領域及び周波数領域プロットの比較である。 一実施形態において、図２１に示す具体的なModAmpシステムに関する、時間領域及び周波数領域プロットの比較である。 一実施形態において、図２１に示す具体的なModAmpシステムに関する、時間領域及び周波数領域プロットの比較である。 一実施形態において、ModAmpの具体的な設定を示す最上位回路ブロック図である。 三角波構成による電源阻止回路の回路ブロック図である。 サイン波構成による電源阻止回路の回路ブロック図である。 一実施形態における変調器及び増幅器（ModAmp）の回路図である。 図２３の続きである。 一実施形態におけるModAmpの波形の比較である。 一実施形態において、ModAmpの具体的な設定を示す最上位回路ブロック図である。 一実施形態におけるイベント発生器を示す詳細な回路ブロック図である。 一実施形態におけるAM変調器を示す詳細な回路ブロック図である。 一実施形態におけるSSB変調器を示す詳細な回路ブロック図である。 一実施形態に基づいた、シミュレーションのための設定画面である。 一実施形態において、図２６に示す具体的なModAmpシステムに関する、時間領域及び周波数領域プロットの比較である。 （a）及び（b）は、それぞれ、三角波及びサイン波構成による電源阻止回路の回路ブロック図である。 一実施形態におけるプリプロセッサを示すブロック図である。 一実施形態のModAmpシステムにおけるダイナミックレンジコンプレッサ（圧縮器）を示すブロック図である。 一実施形態におけるダイナミック搬送波コントローラを示すブロック図である。 一実施形態における変調器及び増幅器（ModAmp）の回路図である。 図３６の回路図の続きである。 図３６及び図３７の回路図の続きである。 図３６〜３８の回路図の続きである。

Claims (10)

  1. オーディオ情報を含む少なくとも１つの入力信号を受信する入力部と、
    少なくとも１つの基準信号を発生する少なくとも１つの基準信号発生器と、
    前記少なくとも１つの入力信号とスイッチング出力波形の状態遷移のタイミング間に非線形関係があるようにして、前記少なくとも１つの基準信号を変調するスイッチモード変調器とを備え、
    前記変調器及び増幅器は、媒体中にオーディオ情報を再生するパラメトリックサウンド再生システムにおいて使用可能であり、前記オーディオ信号と前記基準信号との比較に基づいて、タイミング信号を発生するイベント発生器と、スイッチング出力段とを有し、前記スイッチング出力段は当該スイッチング出力段に信号を送る前記イベント発生器に接続され、前記少なくとも１つの入力信号の周波数に対して周波数がシフトされ、少なくとも１つの側波帯を有する出力信号を発生し、よって信号の変調とパワー増幅の両者が一体化されて、前記入力信号と前記変調器における状態遷移タイミング間の非線形関係が前記変調器の出力に実現される、
    パラメトリックサウンド再生に使用する変調器及び増幅器。
  2. 前記媒体は空気である、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  3. 単側波帯（SSB）または両側波帯（DSB）変調を行う、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  4. 前記少なくとも１つの基準信号はシングルエッジ変調される、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  5. 前記スイッチング出力は２レベル、３レベル、４レベル、５レベルスイッチングのいずれか１つである、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  6. さらに、前記スイッチモード変調器と通信するダイナミック搬送波レベルコントローラを有する、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  7. 前記少なくとも１つの入力信号とスイッチング出力段における状態変化のタイミング間の関係は、アークサイン関数に基づいている、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  8. 前記少なくとも１つの入力信号は同相信号及び直交信号を含む、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  9. 前記少なくとも１つの基準信号は、（ａ）下側波帯、（ｂ）上側波帯、（ｃ）上下の両側波帯（AM）のいずれか１つに、オーディオ情報を含むように変調される、請求項１記載の変調器及び増幅器。
  10. さらに、前記変調器及び増幅器に接続され、前記変調器及び増幅器からの変調基準信号を含む前記変調搬送波出力を超音波に変換して媒体中に音響波を発生する超音波変換器を備え、以て、事前処理されたオーディオソース信号が前記媒体において再生される、請求項１記載の変調器及び増幅器。
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