KR20070043002A - 듀얼모드 오디오 증폭기 - Google Patents

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KR20070043002A
KR20070043002A KR1020077003101A KR20077003101A KR20070043002A KR 20070043002 A KR20070043002 A KR 20070043002A KR 1020077003101 A KR1020077003101 A KR 1020077003101A KR 20077003101 A KR20077003101 A KR 20077003101A KR 20070043002 A KR20070043002 A KR 20070043002A
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프랭크 케이. 아이. 멜스
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

오디오 신호에 대한 듀얼모드 전력 증폭기는 오디오 신호의 더 낮은 레벨에서 선형모드로 동작하고, 오디오 신호의 더 높은 레벨에서 스위칭 모드(D급)으로 동작한다.

Description

듀얼모드 오디오 증폭기{DUAL MODE AUDIO AMPLIFIER}
본 발명은 제 1모드에서 선형동작(예. A/AB/B급)및 제 2 모드에서 스위칭 동작에 대한 단일 전력 출력 및 두 모드 사이에서 전력 출력 동작을 스위칭하기 위한 모드 스위칭 수단을 포함하는 듀얼모드 오디오 증폭기에 관한 것이다.
D급 출력단은 높은 전력효율을 가지는 반면 상당한 간섭을 야기한다.
D급 증폭기는 최대 오디오 주파수보다 훨씬 높은 스위칭 주파수(예. 500kHz)로 발진한다. 전원의 강한 교류 부하는 D급 증폭기의 전원라인 상에서 리플을 유발하고 전원라인을 통해 이 리플은 장비의 다른 단의 동작을 간섭한다. US 2003/0194970 A1에서 상기 문제는 100kHz 내지 2MHz에서 스위칭하는 D급 오디오 증폭기가 AM 오디오 수신을 간섭하는 고조파를 생성한다는 점에 직면한다. 이 문제에 대응하기 위해 종래 기술의 오디오 증폭기는 FM 수신에서만 D급으로 동작한 반면 AM 수신시 오디오 증폭기는 AB급과 같은 선형모드에서 동작하도록 바이어스 된다.
종래 기술의 증폭기의 불리한 점은 AM수신시 그것의 선형동작으로 인해 출력단이 여전히 대전력을 소모할 수 있으며, 이를 처리하기 위해 큰 출력 트랜지스터와 고가의 히트싱크가 필요하다는 것이다. 나아가, FM 수신시 D급 동작으로 인한 리플은 예컨대 래틀(rattle), 다른 채널들(하나 이상의 오디오 채널의 경우)또는 스위칭모드 전원에서 스위칭 주파수와의 간섭, 제 3 고조파 왜곡, 잡음 및 스테레오 증폭기에서 좌우에서 열악한 채널의 분리와 같은 다른 종류의 간섭들을 야기한다.
본 발명의 목적은 전술된 문제점을 감소시키는 오디오 증폭기를 제공하는 것이다. 본 발명은 독립된 청구항들에 한정된다. 종속 청구항들은 유리한 실시예들을 한정한다. 본 발명의 듀얼모드 오디오 증폭기에서 모드 스위칭 수단은 낮은 레벨에 있는 제 1모드, 예컨대 오디오 신호의 제 1레벨 이하에서 전력 출력단을 스위칭하고, 높은 레벨에 있는 제 2모드 예컨대 오디오 신호의 제 2레벨 이상에서 전력 출력단을 스위칭하도록 배열된다. 실제로 모드 스위칭은 예컨대 제 1 및 2 레벨 사이에 있는 중간 레벨들에서 모드가 이전 활성 모드에 대해 변하지 않은 채 유지되도록 히스테리시스를 포함할 수 있다. 그러나 만약 히스테리시스가 요구되어 제 2레벨이 제 1레벨보다 높아야 한다면 제1 및 2레벨은 같은 레벨일 수 있다.
본 발명은 다음 고려 사항들에 근거한다:
더 낮은 신호 레벨에서, 예를 들어 1W까지의 출력전력 혹은 히트싱크의 사용 없이 선택된 출력단의 최대 가능한 출력전력에서, 증폭기는 되도록 AB급인 선형 모드에서 동작한다. 이러한 더 낮은 전력에서 증폭기는 전원 라인에서의 리플과 같은 D급 동작에 따른 아티팩트(artifact)가 없는 반면, 제 3 고조파 왜곡, 열악한 채널 분리 및 신호 대 잡음비와 같은 상기 전술된 다른 아티팩트들은 상당히 낮다. 보통 이러한 상황은 시간의 98%에서 일어난다. 그 시점부터 증폭기를 D급 모드로 스위칭하기 위한 고전력 출력이 요구된다. 이 상태에서 전술된 아티팩트들이 존재하나 더 높게 나오는 사운드 출력으로 인해 덜 들린다. 사운드 출력 전력은 아티팩트들보다 훨씬 더 높고 인간의 귀에 대해 이러한 아티팩트를 충분히 가릴 수 있다. 이러한 방법으로 비용이 드는 인쇄 회로 기판, 히트 싱크, 고전력 출력단 및 더 높은 전력 소모가 회피되는데, 이것들은 일반적으로 AB급에서 높은 레벨의 신호를 구동할 때 요구된다.
이는 1999년 네덜란드 Twente대 아카데믹 출판 발행, ISBN: 90-36512875, Ronan van der Zee 저 "고효율 오디오 전력 증폭기, 설계 및 실용(High Efficiency Audio Power Amplifiers, design and practical use)"에서 증폭기 각각의 불리한 점을 회피하기 위한 선형 D급 오디오 증폭기를 조합하는 것이 이미 알려져 있는 점이 주목된다. 그러나 이는 본 발명의 단일 출력단 대신 두 개의 출력단을 요구하므로 비싼 해법이다.
US4,441,081은 폴로잉(following) 모드일 때 A급에서, 시킹(seeking)모드일 때 D급에서 동작하는 출력단을 구비한 서보시스템을 개시한 점 또한 주목될 수 있다. 그러나, 예컨대 증폭될 신호의 주파수 범위와 같은 오디오 증폭기에 설정될 요구조건들 및 예컨대 신호보다 60내지 80데시벨(dB)만큼 낮아야 하는 과도구간과 같은 오디오 증폭기에서 회피되어야 하는 아티팩트들은 서보 증폭기에서 나타나는 것들과는 그 크기가 지수함수적으로 다르다.
본 발명의 오디오 증폭기에서는 증폭기가 한 모드에서 다른 모드로 넘어가는 순간 가청 글리치(과도)를 (실질적으로) 피하는 것이 중요하다. 상기 언급된 US 2003/0194970에서 기술한 대로, 이러한 글리치들은 모드 스위칭 수단이 증폭시의 신호경로에 위치한 경우 실제로 피할 수 없다. 본 발명에 따른 듀얼모드 오디오 증폭기는 전술된 전원 출력단을 포함하는 신호 경로 및 신호경로의 적어도 일부분을 브리징시키는 귀환회로를 특징으로 하고/또는 모드 스위칭 수단이 상기 피드백 경로에 제공된다.
실제로 본 발명에 따른 오디오 증폭기는 신호경로에서 연산증폭기, 전력 출력단, D급 타입 LC 출력 필터의, 이 순서대로의 캐스케이드(직렬연결)를 포함할 수 있다. 이러한 오디오 증폭기의 제 1구성에서 반전 전력 출력단이 사용되고, 모드 스위칭 수단은 제 1모드에서 전력 출력단의 출력 신호 혹은 전력 출력단의 입력 신호를 제 2모드에서의 연산 증폭기의 입력에 귀환하도록 배열되어, 이로 인해 부귀환(제 1모드에서)과 제 2모드에서 결과적으로 발진하는 정귀환 사이에서 스위칭하는 전력단의 반전을 사용한다. 제 2구성에서 모드 스위칭 수단은, 제 1모드에서 LC 출력필터의 입력 신호 혹은 이 필터의 출력신호를 제 2 모드의 연산 증폭기의 입력에 귀환하도록 배열되어, 이로 인해 귀환을 부귀환에서 정귀환으로, 혹은 그 반대로 바꾸는 LC출력필터의 위상 시프트를 이용한다.
본 발명에 따른 듀얼모드 오디오 증폭기의 제 3구성은, 확고한 동작으로 인해 선호되는데, 귀환경로가 오디오 주파수 대역을 통과시키고 저역 통과 필터링 및 상기 오디오 주파수 대역 이상의 주파수들을 위상 이동하는 수단을 포함하며, 모드 스위칭 수단이 오디오 주파수 대역 이상의 전술된 주파수의 위상 시프트량을 변경하도록 배열되는 것을 특징으로 한다. 오디오 주파수 대역에서 저역 통과 필터 수단의 전달은 합당하게 가능한 평평하여 AB급 및 D급 모드 양쪽에서의 모든 증폭기의 평평한오디오 신호 전달을 초래한다. 모드 스위칭 수단들은 실질적으로 오디오 주파수 대역 이상의 주파수에서 실질적으로 동작한다. 모드 스위칭 수단의 기능은 제 1(AB급)모드에서의 부귀환을, 제2(D급)모드에서의 정귀환으로 변경하기 위해 귀환 경로의 위상 특성을 변경하는 것이다.
이미 언급한 바와 같이, 전술된 구성은 모드 스위칭 순간에 일어나는 과도현상의 유리한 억제를 수반한다. 훨씬 더 좋은 과도 현상 억제는, 본 발명의 추가 특성에 따라, 모드 스위칭 수단 양단에 나타나는 DC 전위를 막기 위한 DC블로킹 수단이 제공될 때 얻어진다. 모드 스위칭 수단 양단의 DC전압은 개방되었을 때 DC 과도 및 개방 혹은 폐쇄되었을 때 결과적인 가청 과도를 초래한다. DC없는 모드 스위칭 수단을 사용함으로써, 이 과도현상들은 효과적으로 회피된다. 상기 언급된 방법으로 과도-억제는 예를 들어 큰 사인파를 증폭할 때 매우 유용한데 사인파의 영교차 동안 제 1(선형)모드에서 및 사인파의 정점 동안 제2(발진)모드에서 증폭기를 스위칭하는 것이 가능하다.
본 발명에 따른 듀얼모드 오디오 증폭기에서 예를 들어 증가한 과도 감도와 같은 일부 문제점들의 원인이 보통 전력 출력단에 선행하는 연산 증폭기에서, DC 오프셋임이 밝혀졌다. 귀환회로의 전달이 가청 주파수에 대해 실질적으로 1보다 낮은 듀얼모드 오디오 증폭기에서 그러한 문제점들은 DC전압에 대해 귀환회로의 전달이 1일 때 최소화 될 수 있다. 이 방법은 오디오 증폭기에서 DC 오프셋이 증폭되는 것을 방지한다.
본 발명은 본 발명에 따른 듀얼모드 오디오 증폭기의 예를 보여주는, 수반된 도면을 참조하여 설명될 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 듀얼모드 오디오 증폭기를 예시하는 개략도.
오디오 증폭기는 비반전 입력단자(2), 반전 입력단자(3) 및 출력단자(4)를 구비한 연산증폭기를 포함한다. 비반전 입력단자(2)는 연산 증폭기에서 증폭되어 전력 출력단(6)의 신호 입력단에 인가되는 입력 오디오 신호 (Vi)를 수신하도록 배열된다.
출력단(6)은 NPN-PNP 출력 트랜지스터(9,10)쌍에 의해 구동되는 PNP-NPN 출력 트랜지스터(7,8) 쌍을 포함한다. 출력 트랜지스터(7,8)의 이미터 전극은 양 및 음의 전압원 (VS+ 및 VS-)에 각각 연결되고, 출력 트랜지스터(7,8)의 컬렉터 전극은 서로 연결되어 단(6)의 출력 단자(11)에 연결되고, 출력 트랜지스터(7,8)의 베이스 전극은 각각 구동 트랜지스터 (9,10)의 컬렉터 전극에 각각 연결된다. 구동 트랜지스터의 이미터 전극은 공통이미터 저항(12)를 통해 접지에 연결되고 이들 트랜지스터의 베이스 전극은 각각 저항(13,14)을 통해 단(6)의 입력단자(5)에 연결된다. 바 이어스 저항(15)은 양의 전압원 (VS+)와 트랜지스터(9)의 베이스 전극 사이에 연결되고 바이어스 저항(16)은 음의 전압원 VS- 와 트랜지스터(10)의 베이스 전극 사이에 연결된다. 저항(17)은 상호 연결된 출력 트랜지스터(7,8)의 컬렉터 전극사이에 연결되고, 구동 트랜지스터 (9,10)의 상호 연결된 이미터 전극은 두 트랜지스터 단의 부귀환을 제공한다.
전력 출력단(6)의 출력단자(11)은 표준 D급 출력 LC필터를 함께 구성하는 인덕터(18)와 커패시터(19)를 통해 연결된다. 인덕터(18)와 커패시터(19)의 교점은 하나 이상의 스피커가 연결될 오디오 증폭기의 출력단자(20)를 형성한다. 출력 트랜지스터(7,8)의 이미터-컬렉터 경로에 병렬로 연결된 병렬 다이오드(21,22)는 유도성 부하에 대해 D급 모드에서 출력 트랜지스터(7,8)를 각각 보호하는 역할을 한다. 연산 증폭기(1), 전력출력단(6) 및 LC 필터(18-19)는 오디오 증폭기의 신호 경로를 구성한다. 증폭기는 나아가 출력단(6)의 출력단자(11)에 연결된 입력단자(24)와 연산증폭기(1)의 반전 입력 단자(3)에 연결된 출력 단자(25)를 구비한 귀환 경로(23)을 포함한다.
귀환 경로는 입력 단자(24)와 출력 단자(25) 사이에 두 개의 직렬 연결된 저항(26,27)을 포함한다. 이 두 저항의 교차점이 커패시터(28)를 통해 접지에 연결되고 커패시터(30)을 통해 점(29)에 연결된다. 저항(31) 및 커패시터(32)의 직렬 구성이 출력단자(25)와 접지 사이에 연결된다. 저항(33)과 커패시터(34)의 병렬구성이 출력단자(25)와 점(29)사이에 연결된다. 이 점(29)는 커패시터(35)를 통해 저 항(36)과 스위칭 트랜지스터(37)의 접지된 병렬 구성에 연결된다.
단자(20)에 나타나는 증폭기의 출력 전압 (VO)는 스위칭 트랜지스터(37)을 제어하는 레벨 검출기(38)에 인가된다. 스위칭 트랜지스터는 출력 전압(VO)의 낮은 레벨에서 개방(차단)되고 이 출력전압의 높은 레벨에서 단락(도통)된다.
실제 테스트된 오디오 증폭기에서 수동 소자들은 다음의 값을 갖는다:
저항 12 470Ω 커패시터 19 470nF
13 1kΩ 28 47pF
14 1kΩ 30 47pF
15 33kΩ 32 2.2μF
16 33kΩ 34 220pF
26 47kΩ 35 100nF
27 47kΩ 인덕터 18 68μH
31 4.7kΩ
33 270kΩ
36 470kΩ
바이폴라 트랜지스터(7내지 10) 및 저항(12내지 17)을 포함하는 상기구성은 선형 전력 증폭기를 구성하는데, 이 증폭기는 이들 저항 값에 의존하여 유리하게는 AB급에서 혹은 B급에서 동작하도록 바이어스 된다. 저항(17)은 단의 증폭이 조정되도록 한다. 병렬 다이오드(21,22)의 추가는 전력 출력단(6)이 스위치된 D급 모드에 서 동작하도록 한다. LC필터(18-19)는 실질적으로 D급에서 높은 스위칭 주파수 및 그에 따른 증폭기 출력신호에서의 고조파를 감쇄하고 A/AB급 동작에 전혀 악영향을 미치지 않는다.
20Hz 내지 20kHz의 오디오 주파수 대역에 대해 피드백 경로(23)의 감쇄(즉 전체 증폭기의 증폭)는 실질적으로 저항(26,27 및 31)에 의해 결정된다. 커패시터(28,30 및 34)는 너무 작고 커패시터 (32, 35)는 너무 커서 이 주파수 대역에서는 큰 영향을 끼치지 않는다.
상당히 더 높은 주파수에서 커패시터(28,30 및 34)는 위상 시프트에 책임이 있다. 그러나 스위칭 트랜지스터(37)가 차단되었을 때, 이 위상 시프트는 증폭기가 선형(AB급이나 B급)모드에서 동작함으로 인해 증폭기가 발진하도록 할만큼 충분하지 않다. 반면, 스위칭 트랜지스터가 도통되었을 때 커패시터(30,34)는 커패시터(35) 및 트랜지스터(37)를 통해 접지된다. 이는 이들 주파수에서 연산 증폭기 1의 위상 시프트와 함께 증폭기의 발진을 도울만큼 충분한 위상 시프트를 가져온다. 이 발진은 오디오 신호에 의해 펄스 폭 변조된 펄스열을 가져오며 이의 주파수는 또한 오디오 신호에 종속적이다.
커패시터(35)는 한 모드에서 다른 모드의 천이시 일어나는 과도현상을 피하는데 중요한 역할을 한다. 이 커패시터는 임의의 DC전위가 스위칭 되는 것을 방지하여 트랜지스터가 스위칭할 때 DC 플랭크(DC-flanks)가 일어나는 것을 방지한다. 커패시터(32)는 귀환경로의 DC-전달이 1임을 보증한다. 이 커패시터가 없으면 DC 오프셋은 예를 들어 연산 증폭기(1)에서 대응적인 큰 DC 전류로 출력단(20)에서 증폭되어 라우드 스피커에서 나타날 것이다.
레벨 검출기(38)은 다양한 구현예를 가질 수 있다. 예를 들어 출력 단자(20)의 출력 전압 (VO)는 양측파 정류기에 적용될 수 있고, 정류된 신호는 그것이 소정의 기준전압과 비교되는 비교기에 적용될 수 있다. 비교기의 출력은 스위칭 트랜지스터(37)에 인가된다. 그 결과 증폭기는 오디오 신호(VO)의 절대값이 미리 결정된 전압 이상일 때 D급에서 동작하고 이 절대값이 미리 결정된 전압 이하일 때 AB급에서 동작한다. 따라서 오디오 신호의 모든 영교차점은 AB급에서 다뤄진다. 물론, 출력 전압(VO)의 극값이 미리 결정된 전압 이하일 때 증폭기는 항상 AB급으로 남아 있다.
대안적으로, 정류기는 정점 검출기일 수 있는데, 이것은 출력전압(VO)이 올라갈 때 빨리 충전되고 출력 전압 레벨이 떨어질 때 서서히 방전되는 커패시터를 포함한다. 증폭기는 오디오 신호가 비교기에 의해 설정된 소정의 레벨 이상으로 올라가자마자 D급으로 스위칭한다. 하지만, 오디오 신호가 소정의 레벨 이하로 떨어졌을 때 증폭기가 선형모드로 역스위칭하는 데는 상당한 시간이 요구되고 소정의 레벨 보다 더 낮은 다른 레벨의 선형모드로 역스위칭하는 결과를 초래한다. 이러한 방법으로 모드 스위칭 횟수는 실질적으로 감소하고 히스테리시스의 형태가 도입된다.
추가적으로, 레벨 검출기의 비교기는 두 비교기 레벨을 가진 히스테리시스를 포함할 수 있다. 증폭기가 AB급 모드로 스위칭하기 위해 오디오 신호는 제1 비교 기 레벨 이하로 떨어져야 하며, 증폭기가 D급으로 스위칭하기 위해 제 1 레벨보다 더 높은 제2 비교기 레벨을 통과해야만 한다.
전술한 실시예는 본 발명을 제한하기보다는 설명하는 것이며, 당업자는 첨부된 청구항의 범위에서 벗어나지 않고 많은 대안적인 실시예를 설계할 수 있다는 점에 주의해야 한다. 청구항에서, 괄호 안에 있는 임의의 참조 부호는 청구항을 제한하는 것으로 해석되지 아니한다. 동사 "포함하다"와 그 활용어의 사용은 청구항에 기술된 요소 또는 단계 이외의 존재를 배제하지 아니한다. 단수로 쓰여진 요소는 해당 요소가 복수라는 것을 배제하지 아니한다. 본 발명은 여러 별개의 요소를 포함하는 하드웨어에 의해, 그리고 적절하게 프로그램된 컴퓨터에 의해 구현될 수 있다. 여러 수단을 열거하는 디바이스 청구항에서 이들 여러 수단들은 하나의 동일한 하드웨어 항목에 의해 구현될 수 있다. 일정 수단이 상호 다른 종속 청구항에 열거된다는 단순한 사실이 이들 수단의 조합이 유용하게 쓰일 수 없다는 것을 의미하는 것은 아니다.
본 발명은 제 1모드에서 선형동작(예. A/AB/B급)및 제 2 모드에서 스위칭 동작에 대한 단일 전력 출력 및 두 모드 사이에서 전력 출력 동작의 스위칭에 대한 모드 스위칭 수단을 포함하는 듀얼모드 오디오 증폭기에 사용된다.

Claims (5)

  1. 제 1모드에서의 선형 동작 및 제 2모드에서의 스위칭 동작을 갖는 단일 전력 출력단(6)과 만약 오디오 신호가 제1 레벨 이하인 경우 제 1모드에서 전력 출력단(6)을 스위칭하고, 만약 오디오 신호가 제2 레벨 이상인 경우 제 2모드에서 전력 출력단(6)을 스위칭하는 모드 스위칭 수단(37)을 포함하는 듀얼모드 오디오 증폭기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 모드 스위칭 수단(37)은 듀얼모드 오디오 증폭기의 귀환경로(23)에 제공되는, 듀얼모드 오디오 증폭기.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 귀환경로(23)는 오디오 주파수 대역을 실질적으로 통과시키고 상기 언급된 오디오 주파수 대역 이상의 주파수를 위상 시프트 하기 위한 저역 통과 필터를 포함하고, 상기 모드스위칭 수단(37)은 오디오 주파수 대역 이상의 상기 주파수의 위상 시프트 양을 변경하도록 배열되는, 듀얼모드 오디오 증폭기.
  4. 제 2항에 있어서 상기 귀환 경로(23)은 DC-전위가 상기 모드 스위칭 수단(37) 양단에 나타나는 것을 실질적으로 막기 위한 DC 블로킹 수단(35)을 포함하는, 듀얼모드 오디오 증폭기.
  5. 제 2항에 있어서 상기 귀환 경로(23)의 전달은 실질적으로 오디오 주파수 대역에 대해 1보다 낮고, DC-전압에 대해 실질적으로 1인, 듀얼모드 오디오 증폭기.
KR1020077003101A 2004-08-12 2005-07-25 듀얼모드 오디오 증폭기 KR20070043002A (ko)

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