WO2015008449A1 - 直交変調器 - Google Patents

直交変調器 Download PDF

Info

Publication number
WO2015008449A1
WO2015008449A1 PCT/JP2014/003564 JP2014003564W WO2015008449A1 WO 2015008449 A1 WO2015008449 A1 WO 2015008449A1 JP 2014003564 W JP2014003564 W JP 2014003564W WO 2015008449 A1 WO2015008449 A1 WO 2015008449A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power amplifier
phase
frequency signal
switched capacitor
capacitor power
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/003564
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
正啓 熊川
平井　義人
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Publication of WO2015008449A1 publication Critical patent/WO2015008449A1/ja
Priority to US14/661,762 priority Critical patent/US9331635B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C1/00—Amplitude modulation
    • H03C1/36—Amplitude modulation by means of semiconductor device having at least three electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
    • H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/005—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements using switched capacitors, e.g. dynamic amplifiers; using switched capacitors as resistors in differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2178—Class D power amplifiers; Switching amplifiers using more than one switch or switching amplifier in parallel or in series
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C1/00—Amplitude modulation
    • H03C1/08—Amplitude modulation by means of variable impedance element
    • H03C1/12—Amplitude modulation by means of variable impedance element the element being a voltage-dependent capacitor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
    • H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
    • H03C2200/0058—Quadrature arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/09—A balun, i.e. balanced to or from unbalanced converter, being present at the output of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/336—A I/Q, i.e. phase quadrature, modulator or demodulator being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/537—A transformer being used as coupling element between two amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/541—Transformer coupled at the output of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F2203/21—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F2203/211—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H03F2203/21142—Output signals of a plurality of power amplifiers are parallel combined to a common output
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier

Definitions

  • This disclosure relates to a power amplifier.
  • the present invention relates to a quadrature modulator that performs quadrature modulation using a switched capacitor power amplifier.
  • the amplifying unit 111 and the amplifying unit 112 are switched capacitor power amplifiers (Switched Capacitor Power Amplifier: SCPA).
  • SCPA Switchched Capacitor Power Amplifier
  • the balun 131 is an example of a synthesis element (first synthesis element).
  • a composite element is an element in which at least one winding is provided on each of the primary side and the secondary side, and the primary side winding and the secondary side winding are magnetically coupled.
  • the composite element may be a transformer (transformer), for example.
  • the balun 131 inputs and synthesizes two high-frequency signals output from the amplifying units 111 and 112, which are orthogonal to each other, from the respective terminals on the primary side via the inductors 121 and 122. Thereby, a quadrature modulation signal is generated. Then, the balun 131 outputs the generated quadrature modulation signal to the load 141 from one of the terminals on the secondary side.
  • the amplifying unit 213 and the amplifying unit 214 are switched capacitor power amplifiers.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the transmission apparatus 500 according to the present embodiment.
  • transmitting apparatus 500 includes quadrature modulator 501, matching circuit 511, and antenna 521.
  • the quadrature modulator 501 is any of the quadrature modulators described in the first to fourth embodiments.
  • the matching circuit 511 optimizes the impedance when the antenna 521 is viewed from the quadrature modulator 501. The optimum impedance varies depending on the characteristics that are regarded as important.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Amplitude Modulation (AREA)

Abstract

直交変調器（１００）は、第１の高周波信号を増幅する第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器（１１１）と、第１の高周波信号との間で異なる位相を有する第２の高周波信号を増幅する第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器（１１２）と、１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合した素子であって、１次側から別々に入力された、増幅された第１の高周波信号と増幅された第２の高周波信号とを合成し、２次側から直交変調信号として出力する第１合成素子（１３１）と、第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器と第１合成素子の１次側との間に備えられる第１のインダクタ（１２１）と、第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器と第１合成素子の１次側との間に備えられる第２のインダクタ（１２２）と、を有する。

Description

直交変調器
　本開示は、電力増幅器に関する。特に、スイッチトキャパシタ電力増幅器を用いて直交変調を行う直交変調器に関する。
　電力増幅器は、無線通信に必要な信号の出力強度を得るために、微弱な入力信号を増幅して出力する。そのため、消費電力は大きくなる。特に電池で駆動する無線通信装置（例えば、携帯電話等）では、消費電力は駆動時間に大きく影響するので、消費電力を低減するためには電力効率を上げる必要がある。
　電力効率を上げるための１つの手段として、Ｄ級電力増幅器が知られている。Ｄ級電力増幅器は、トランジスタの飽和動作を利用する増幅器であり、スイッチング期間だけ電流が流れるため、消費電力が小さく電力効率が良い。この増幅器は、振幅変動が小さい変調方式で有利である。
　しかしながら、近年の変調方式では、スペクトラム効率を上げるため、直交周波数分割多重方式（orthogonal frequency-division multiplexing：以下、「ＯＦＤＭ」という）が用いられる。例えば、ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）では、ＯＦＤＭが用いられる。ＯＦＤＭは、周波数が異なる複数の搬送波（carriers）のそれぞれを変調し、変調後の搬送波を多重化し、各搬送波を互いに直交させる方式である。
　このＯＦＤＭでは、搬送波の位相が重なったタイミングでは、平均電力に対して高い電力ピークを持つことになる。平均電力とピーク電力の比は、ピーク対平均電力（Peak Average Power Ratio：「ＰＡＰＲ」という）で表され、場合によっては１０ｄＢ程度にもなる。ＯＦＤＭでは、ＰＡＰＲが原理的に大きく、歪みによって発生するシンボル間干渉などの影響を抑制するために、線形増幅器が必要となる。この場合、ピーク電力を電力増幅器の飽和電力とすると、平均電力は飽和電力に対して小さい値をとるため、平均電力出力時は、電力増幅器をその効率が高い動作点で動かせず、電力効率が低下する。また、平均電力と飽和電力の差が大きい場合、電力効率が低下するため、通常は、ＰＡＰＲ及び歪みを許容できる範囲で電力のピークをカットする手法がとられる。ピークカット後の最大電力と平均電力の差をバックオフ量と呼んでいる。バックオフ量が大きくなるほど、電力増幅器は、その効率が悪い動作点で動いていることになる。
　このような課題を改善する手段として、例えば非特許文献１に開示されているデジタル電力増幅器が知られている。デジタル電力増幅器は、信号帯域が大きい規格に対して実現が困難なポーラー変調ではなく、直交変調を行うため、バラン（Balun）を用いて電流を合成する。
　非特許文献１のデジタル電力増幅器は、動作時に一定電流を流すカスコード接続アンプの動作数をデジタルコードに比例させることで電流を制御し、バランで合成した電流を負荷に流して出力電力を得る構成を備える。デジタルコードは、アップサンプデジタルフロントエンドによってアップサンプリングされたベースバンド信号である。すなわち、非特許文献１のデジタル電力増幅器は、電流を流す構成を備えるため、消費電流が増大して電力効率が低くなるという課題がある。
　このような課題を改善する手段として、例えば非特許文献２に開示されているスイッチトキャパシタ電力増幅器が知られている。非特許文献２のスイッチトキャパシタ電力増幅器は、Ｄ級電力増幅器の動作数をデジタルコードで制御することで、増幅器の出力電圧の振幅を制御する。Ｄ級電力増幅器は、スイッチング期間だけ電流が流れる増幅器であり、電力効率を上げることができる。非特許文献２のスイッチトキャパシタ電力増幅器は、ポーラー変調での振幅制御に用いられている。
Chao Lu, Hua Wang, CH Peng, Ankush Goel, SangWon Son, Paul Liang, Ali Hwang, George Chein "A 24.7dBm All-Digital RF Transmitter for Multimode Broadband Applications in 40nm CMOS" ISSCC2013 SESSION 19/WIRELESS TRANSCEIVAERS FOR SMART DEVICES/19.3 Sang-Min Yoo,Jeffrey, S.Walling, Eum Chan Woo, Benjamin Jann and David J.Allstat, "A Switched-Capacitor RF Power Amplifier" IEEE J. Solid-state Circuits, vol.46, no.12, pp.2977-2987,Dec.2011.
　上記スイッチトキャパシタ電力増幅器を例えば直交変調器のＩ側の電力増幅器とＱ側の電力増幅器として用い、バランにより各出力を合成すると、合成損が発生する。これにより、出力電力と電力効率の低下が起きるという課題がある。
　そこで、本開示は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであり、合成損を発生させることなく、複数のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力を合成でき、高効率な動作および高出力の電力を実現できる直交変調器を提供する。
　本開示の一態様に係る直交変調器は、第１の高周波信号を増幅する第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、第１の高周波信号との間で異なる位相を有する第２の高周波信号を増幅する第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合した素子であって、１次側から別々に入力された、増幅された前記第１の高周波信号と増幅された第２の高周波信号とを合成し、２次側から直交変調信号として出力する第１合成素子と、第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器と前記第１合成素子の１次側との間に備えられる第１のインダクタと、第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器と第１合成素子の１次側との間に備えられる第２のインダクタと、を有する。なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、または、コンピュータプログラムで実現されてもよく、システム、装置、方法および集積回路記録媒体の任意の組み合わせで実現されてもよい。
　本開示に係る直交変調器によれば、合成損を発生させることなく、複数のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力を合成でき、高効率な動作および高出力の電力を実現できる。
本開示の実施形態１に係る直交変調器の構成例を示す図 本開示の実施の形態１～５に係る直交変調器が備えるスイッチトキャパシタ電力増幅器の構成例を示す図 デジタルコードＨレベルで動作しているＤ級電力増幅器を示す等価回路図 デジタルコードＬレベルで動作していないＤ級電力増幅器を示す等価回路図 Ｂ級電力増幅器とスイッチトキャパシタ電力増幅器それぞれのバックオフ量に対する電力効率の比較例を示す図 デジタルコードの値で出力電圧が変わることを説明する図 本開示の実施の形態１に係る合成方法を用いた場合と従来技術の合成方法を用いた場合それぞれの合成結果を示す図 本開示の実施形態２に係る直交変調器の構成例を示す図 本開示の実施形態３に係る直交変調器の構成例を示す図 本開示の実施形態４に係る直交変調器の構成例を示す図 本開示の実施形態５に係る送信装置の構成例を示す図
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して説明する。
　（実施の形態１）
　本開示の実施の形態１に係る直交変調器１００について説明する。
　図１は、本実施の形態の直交変調器１００の構成例を示す図である。図１において、直交変調器１００は、増幅部１１１、１１２、インダクタ１２１、１２２、およびバラン１３１を備える。
　増幅部１１１および増幅部１１２は、スイッチトキャパシタ電力増幅器（Switched Capacitor Power Amplifier：ＳＣＰＡ）である。なお、直交変調器１００において、増幅部１１１のある側をＩ側と呼び、増幅部１１２のある側をＱ側と呼ぶこととする。
　増幅部１１１に入力される高周波信号と増幅部１１２に入力される高周波信号とは、相対的に９０度の位相差を持っている。すなわち、２つの高周波信号の位相が９０度ずれており直交している。図１では、例として、増幅部１１１には位相が０度の高周波信号が入力され、増幅部１１２には位相が９０度の高周波信号が入力されている。
　増幅部１１１の出力端子は、インダクタ１２１の入力端子に接続されている。また、増幅部１１２の出力端子は、インダクタ１２２の入力端子に接続されている。
　また、インダクタ１２１の出力端子およびインダクタ１２１の出力端子は、それぞれ、バラン１３１の１次側の別々の端子（例えば、第１端子、第２端子）に接続されている。
　また、バラン１３１の２次側の各端子のうち、１つは負荷１４１に接続されており、もう１つは接地されている。
　バラン１３１は、合成素子（第１の合成素子）の一例である。本明細書でいう合成素子とは、１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合する素子であって、１次側から別々に入力した複数の信号を合成し、２次側から出力する素子である。なお、合成素子は、例えば、トランス（変圧器）であってもよい。
　すなわち、バラン１３１は、増幅部１１１、１１２から出力された互いに直交関係にある２つの高周波信号を、インダクタ１２１、１２２を介して１次側の各端子から入力し、合成する。これにより、直交変調信号が生成される。そして、バラン１３１は、生成した直交変調信号を、２次側の端子の１つから負荷１４１へ出力する。
　なお、インダクタ１２１、１２２とバラン１３１は、半導体チップ上に設けられてもよいし、または、半導体チップ外に設けられてもよい。
　また、バラン１３１は、図１に示す回路構成に限定されない。
　以上の構成により、バラン１３１から負荷１４１へ出力される直交変調信号の出力電圧Ｖｏｕｔは、下記数式（１）に示すように、Ｉ側の増幅部１１１の出力電圧信号ＶＩと、Ｑ側の増幅部１１２の出力電圧信号ＶＱとを別々に入力して合成したものとなる。前者の出力電圧信号は、増幅部１１１の出力振幅を制御するデジタルコードに比例した信号である。後者の出力電圧信号は、増幅部１１２の出力振幅を制御するデジタルコードに比例した信号である。下記数式（１）において、ｎＩはＩ側の増幅部１１１に含まれるＤ級電力増幅器の個数、ｎＱはＱ側の増幅部１１２に含まれるＤ級電力増幅器の個数を示す。Ｎは直交変調器１１１および１１２のそれぞれに含まれるＤ級電力増幅器の総数、ＶＩはＩ側の増幅部１１１の出力電圧信号、ＶＱはＱ側の増幅部１１２の出力電圧信号を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　一方、従来技術の構成（インダクタを介さずに、複数の増幅部と１つのバランとを接続する構成）の場合、バランの出力電圧は、下記数式（２）に示すようになる。数式（２）に示されるように、この場合の出力電圧の振幅は上記数式（１）で示す出力電圧の振幅より低下し、さらに位相回転θが発生する。下記数式（２）において、ＺＬは負荷インピーダンスを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　次に、上述したスイッチトキャパシタ電力増幅器（増幅部１１１、１１２）について説明する。図２は、スイッチトキャパシタ電力増幅器の構成例を示す図である。図２に示すように、スイッチトキャパシタ電力増幅器は、複数のＤ級電力増幅器を並列に接続したものである。各Ｄ級電力増幅器は、ロジック回路１０を有する。各ロジック回路１０には、高周波信号（ＬＯ）と、低速なデジタルコード信号（Ｃｏｄｅ０、１、Ｎ）とが入力される。
　図３は、Ｈレベルのデジタルコードを用いて単一のＤ級電力増幅器が動作するモードの概略を示している。この場合、Ｄ級電力増幅器を構成するＰＭＯＳＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳＮＭＯＳトランジスタのゲートには、高周波の矩形波に近い電圧波形が入力される。そして、Ｄ級電力増幅器は、矩形波の信号を出力するＤ級動作を行う。Ｄ級電力増幅器の動作時は、トランジスタが切り替わる瞬間だけ電流が流れる。そのため、Ｄ級電力増幅器は、一般的な線形増幅器の中で電力効率に優れたＢ級電力増幅器と比較しても、電力効率が高い。
　図４は、Ｌレベルのデジタルコードを用いて単一のＤ級電力増幅器が動作しないモードの概略を示している。この場合、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタのゲートには、Ｈレベルが入力される。これにより、ＮＭＯＳトランジスタのドレイン電圧はＬレベルに接地され、容量値Ｃは等価的には出力端子と接地面ＶＳＳとの間に接続されることになる。
　図５は、効率を重視した一般的な電力増幅器であるＢ級電力増幅器（Ｂ級アナログＰＡ）の理論効率と、本実施の形態の直交変調器１００で用いているスイッチトキャパシタ電力増幅器（ＳＣＰＡ）の理論効率とを比較したグラフである。図５に示すように、ＳＣＰＡは、Ｂ級アナログＰＡよりも電力効率に優れている。
　また、上述したスイッチトキャパシタ電力増幅器では、デジタルコードを用いることで、動作させるＤ級電力増幅器の数を制御できる。すなわち、図３に示す動作を行うＤ級電力増幅器の個数と、図４に示す動作を行うＤ級電力増幅器の個数の比率を変えることで、スイッチトキャパシタ電力増幅器の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を制御することができる。
　図６は、動作するＤ級電力増幅器の個数をｎ、Ｄ級電力増幅器の総数をＮ、各Ｄ級電力増幅器に属する容量の容量値をＣとした場合の、容量と出力電圧を説明する図である。図６において、図３に示すＮＭＯＳトランジスタのドレイン端子の電圧波形が、接地面ＶＳＳから電源電圧ＶＤＤまで振れるとした場合、図２のＳＣＰＡの出力電圧Ｖｏｕｔは、以下のようになる。すなわち、ＳＣＰＡの出力電圧Ｖｏｕｔの波形は、電源電圧ＶＤＤまで振れる方形波を、動作するｎ個のＤ級電力増幅器に属する容量の総容量値ｎＣに対して、動作していない（Ｎ－ｎ）個のＤ級電力増幅器に属する容量の総容量値（Ｎ－ｎ）Ｃとで容量分割した波形となる。この波形において、最大電圧は（ｎ／Ｎ）ＶＤＤの方形波になり、動作するＤ級電力増幅器の個数ｎに比例する。
　また、スイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子から内部を見た内部インピーダンスの容量値は、ｎの値に対して変化しない値である。
　図７は、本実施の形態の構成（図１に示す構成）の出力信号と、従来技術の構成（インダクタを介さずに、複数の電力増幅器と１つのバランとを接続する構成）の出力信号とを比較したグラフであり、ｎＩ＝Ｎ／２、ｎＱ＝Ｎでシミュレーションした結果を示す。図７の一点鎖線で示した「個別増幅器結果の和」は、電力増幅器をＩ側とＱ側それぞれ単独でシミュレーションした結果の和を示している。破線は、従来技術の構成で合成した場合の出力波形を示している。図７において、破線は、一点鎖線よりも電圧振幅が小さく位相がずれていることを示しており、損失と位相回転が発生していることを示している。一方、実線で示す本実施の形態の構成で合成した結果は、一点鎖線と重なっており、損失が起きていないことを示している。
　以上説明したように、本実施の形態の直交変調器１００は、直交関係にある高周波信号を２つのスイッチトキャパシタ電力増幅器でそれぞれ増幅し、バランでの合成により直交復調信号として出力する直交変調器であって、スイッチトキャパシタ電力増幅器とバランの１次側とがインダクタを介して接続される。この構成により、直交変調器１００は、簡単な構成により、合成損を発生させることなく２つのスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力を合成できる。そして、バックオフ量が大きくても、高効率動作、高出力電力を実現できる。また、直交変調器１００は、合成損のマージンを持つ必要がなくなるため、スイッチトキャパシタ電力増幅器を小型化できる。
　（実施の形態２）
　本開示の実施の形態２に係る直交変調器２００について説明する。
　図８は、本実施の形態の直交変調器２００の構成例を示す図である。図８において、直交変調器２００は、増幅部２１１、２１２、２１３、２１４、インダクタ２２１、２２２、２２３、２２４、およびバラン２３１、２３２を備える。
　増幅部２１１、２１２、インダクタ２２１、２２２、およびバラン２３１は、それぞれ、実施の形態１で説明した増幅部１１１、１１２、インダクタ１２１、１２２、およびバラン１３１と同じである。よって、ここでの説明は省略する。ただし、バラン２３１の２次側の端子のうち、負荷２４１に接続しない方の端子は、実施の形態１のように接地するのではなく、バラン２３２の２次側の端子の１つと接続される。
　以下、増幅部２１３、２１４、インダクタ２２３、２２４、およびバラン２３２について説明する。
　増幅部２１３および増幅部２１４は、スイッチトキャパシタ電力増幅器である。
　実施の形態１と同様に、増幅器２１１に入力される高周波信号は位相０度の信号であり、増幅器２１２に入力される高周波信号は位相９０度の信号である。そして、増幅部２１３に入力される高周波信号と増幅部２１４に入力される高周波信号とは、相対的に９０度の位相差を持っている。すなわち、２つの高周波信号の位相が９０度ずれており直交している。図８では、例として、増幅部２１３には位相が１８０度の高周波信号が入力され、増幅部２１４には位相が２７０度の高周波信号が入力されている。したがって、増幅器２１１、２１２、２１３、２１４の各々に入力される高周波信号は、それぞれ、相対的に９０度ずつ異なる位相を有する。
　増幅部２１３の出力端子は、インダクタ２２３の入力端子に接続されている。また、増幅部２１４の出力端子は、インダクタ２２４の入力端子に接続されている。
　また、インダクタ２２３の出力端子およびインダクタ２２４の出力端子は、それぞれ、バラン２３２の１次側の別々の端子（例えば、第３端子、第４端子）に接続されている。
　また、バラン２３２の２次側の各端子のうち、１つはバラン２３１の２次側の端子の１つ（バラン２３１の２次側の端子のうち、負荷２４１に接続されていない方の端子）に接続されており、もう１つは接地されている。
　バラン２３２は、合成素子（第２の合成素子）の一例である。ここでいう合成素子とは、上述した通り、１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合する素子であって、１次側から別々に入力した複数の信号を合成し、２次側から出力する素子である。なお、合成素子は、例えば、トランス（変圧器）であってもよい。
　すなわち、バラン２３２は、増幅部２１３、２１４から出力された互いに直交関係にある２つの高周波信号を、インダクタ２２３、２２４を介して１次側の各端子から入力し、合成する。これにより、直交変調信号が生成される。そして、バラン２３２は、生成した直交変調信号を、２次側の端子の１つからバラン２３１の２次側へ出力する。
　このような直交変調器２００において、増幅器２１１、２１２、インダクタ２２１、２２２、およびバラン２３１の１次側を含む系を正相側と呼び、増幅器２１３、２１４、インダクタ２２３、２２４、およびバラン２３２の１次側を含む系を逆相側と呼ぶこととする。正相側と逆相側の高周波信号は、１８０度ずれており、差動の関係になっている。
　よって、バラン２３１から負荷２４１へ出力される直交変調信号の出力電圧Ｖｏｕｔは、正相側スイッチトキャパシタ電力増幅器の出力電圧信号と、逆相側スイッチトキャパシタ電力増幅器の出力電圧信号とを別々に入力した信号になる。前者の出力電圧信号は、正相側のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力振幅を制御するデジタルコードに比例した信号である。一方、後者の出力電圧信号は、逆相側のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力振幅を制御するデジタルコードに比例した信号である。
　なお、インダクタ２２１、２２２、２２３、２２４とバラン２３１、２３２は、半導体チップ上に設けられてもよいし、または、半導体チップ外に設けられてもよい。
　また、バラン２３１、２３２は、図８に示す回路構成に限定されない。
　以上説明した本実施の形態の直交変調器２００でも、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。さらに、本実施の形態の直交変調器２００は、正相側と逆相側のそれぞれのバランにおいて、各スイッチトキャパシタ電力増幅器から出力される高周波信号に対して直交変調を行うため、バランの２次側において、正相側と逆相側のそれぞれで発生したスプリアスなどを逆位相で打消しあうことが可能になる。
　（実施の形態３）
　本開示の実施の形態３に係る直交変調器３００について説明する。
　図９は、本実施の形態の直交変調器３００の構成例を示す図である。図９において、直交変調器３００は、増幅部３１１、３１２、３１３、３１４、インダクタ３２１、３２２、３２３、３２４、およびバラン３３１、３３２を備える。
　増幅部３１１～３１４、インダクタ３２１～３２４、およびバラン３３１、３３２は、それぞれ、実施の形態２で説明した増幅部２１１～２１４、インダクタ２２１～２２４、およびバラン２３１、２３２と同じである。よって、ここでの説明は省略する。ただし、増幅部３１２に入力される高周波信号は位相が１８０度であり、増幅部３１３に入力される高周波信号は位相が９０度である。この点が、図８の構成と異なる。
　すなわち、直交変調器３００において、増幅器３１１に入力される高周波信号と増幅器３１２に入力される高周波信号とは、相対的に１８０度の位相差を持っている。また、増幅器３１３に入力される高周波信号と増幅器３１４に入力される高周波信号とは、相対的に１８０度の位相差を持っている。さらに、増幅器３１１に入力される高周波信号と増幅器３１３に入力される高周波信号とは、相対的に９０度の位相差を持っている。
　このような直交変調器３００において、増幅器３１１、３１２、インダクタ３２１、３２２、バラン３３１の１次側を含む系をＩ側と呼び、増幅器３１３、３１４、インダクタ３２３、３２４、バラン３３２の１次側を含む系をＱ側と呼ぶこととする。Ｉ側とＱ側の高周波信号は、位相が９０度ずれており、直交している。
　よって、バラン３３１から負荷３４１へ出力される直交変調信号の出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｉ側スイッチトキャパシタ電力増幅器の出力電圧信号と、Ｑ側スイッチトキャパシタ電力増幅器の出力電圧信号とを別々に入力して合成した信号になる。前者の出力電圧信号は、Ｉ側のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力振幅を制御するデジタルコードに比例した信号である。一方、後者の出力電圧信号は、Ｑ側のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力振幅を制御するデジタルコードに比例した信号である。
　以上説明した本実施の形態の直交変調器３００でも、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。さらに、本実施の形態の直交変調器３００は、Ｉ側とＱ側はそれぞれ位相が１８０度異なる２つのスイッチトキャパシタ増幅器で構成されている。そのため、Ｉ側とＱ側のそれぞれが、バランの１次側において、振幅を調整するデジタルコードのクロック周波数によるスプリアスなどを逆位相で打消しあうことが可能になる。
　なお、インダクタ３２１、３２２、３２３、３２４、およびバラン３３１、３３２は、半導体チップ上に設けられてもよいし、または、半導体チップ外に設けられてもよい。
　バラン３３１、３３２は、図９に示す回路構成に限定されない。
　（実施の形態４）
　本開示の実施の形態４は、上述した実施の形態１～３の各インダクタに適用可能な例である。
　本実施の形態では、図１のインダクタ１２１、１２２、図８の２２１、２２２、２２３、２２４、または、図９の３２１、３２２、３２３、３２４のインダクタのインダクタンス値を、下記の値に設定する。すなわち、接続されている増幅部の内部容量の総量と、その増幅部から入力される高周波信号の周波数とで共振する値に設定する。
　以下、実施の形態１の直交変調器１００を例に説明する。図１０において、増幅部１１１の等価総容量４０１の値をＣＩ、増幅部１１２の等価総容量の値をＣＱとする。この場合、インダクタ１２１のインダクタ値ＬＩは下記数式（３）で算出される値であり、インダクタ１２２のインダクタンス値ＬＱは下記数式（４）で算出される値である。すなわち、インダクタンス値ＬＩ、ＬＱは、それぞれ、ＣＩまたはＣＱと、信号周波数ｆとで共振する値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なお、ＣＩ、ＣＱの容量は、図２に示すスイッチトキャパシタ電力増幅器を構成する容量の総量である場合と、スイッチトキャパシタ電力増幅器を構成する容量の総量に加えて寄生容量まで含めた場合のいずれかとなる。
　以上説明したように、本実施の形態では、直交変調器において、インダクタのインダクタンス値を、スイッチトキャパシタ電力増幅器の内部等価容量と共振する値にする。この構成により、直交変調器は、直列共振の構成になり、必要な周波数の信号を取り出すことが可能となり、不要な高調波を抑圧することが可能になる。また、必要な周波数信号の損失も最少になる。
　（実施の形態５）
　本開示の実施の形態５は、上述した実施の形態１～４の直交変調器のいずれかを備えた送信装置である。
　図１１は、本実施の形態の送信装置５００の構成例を示す図である。図１１において、送信装置５００は、直交変調器５０１、整合回路５１１、およびアンテナ５２１を有する。直交変調器５０１は、実施の形態１～４で説明した直交変調器のいずれかである。整合回路５１１は、直交変調器５０１からアンテナ５２１をみたときのインピーダンスを最適にする。最適なインピーダンスは、重要視する特性によって異なる。
　以上説明したように、本実施の形態の送信装置５００は、直交変調器５０１として実施の形態１～４のいずれかの直交変調器を備えることを特徴とする。上述した通り、実施の形態１～４の直交変調器は、合成損のマージンを持つ必要がないため、スイッチトキャパシタ電力増幅器を小型化できる。したがって、その直交変調器を備える送信装置５００も、小型化できる。また、実施の形態１～４の直交変調器は、低損失であり、必要な出力電力を得るために必要な電力が小さい。したがって、その直交変調器を備える送信装置５００も消費電力を削減できる。
　さらに、直交変調器５０１が実施の形態２の直交変調器２００または実施の形態３の直交変調器３００である場合、送信装置５００は不要な信号を抑制することができる。
　以上説明したように、本開示の直交変調器は、第１の高周波信号を増幅する第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、第１の高周波信号との間で異なる位相を有する第２の高周波信号を増幅する第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合した素子であって、前記１次側から別々に入力された、増幅された第１の高周波信号と増幅された第２の高周波信号とを合成し、２次側から直交変調信号として出力する第１合成素子と、前記第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器と第１合成素子の１次側との間に備えられる第１のインダクタと、第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器と第１合成素子の１次側との間に備えられる第２のインダクタと、を有する。
　また、本開示の直交変調器において、第１の高周波信号は第１の位相を有し、第２の高周波信号は第２の位相を有し、第１のインダクタは、第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と第１合成素子の１次側の第１端子との間に備えられ、第２のインダクタは、第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と第１合成素子の１次側の第２端子との間に備えられる。
　また、本開示の直交変調器において、前記第１の位相が０度、かつ、前記第２の位相が９０度である。
　また、本開示の直交変調器において、第３の位相を有する第３の高周波信号を増幅する第３のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、第４の位相を有する第４の高周波信号を増幅する第４のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合する素子であって、１次側から別々に入力された、増幅された第３の高周波信号と増幅された第４の高周波信号とを合成し、２次側から第２の直交変調信号として出力する第２合成素子と、第３のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と第２合成素子の１次側の第３端子との間に備えられる第３のインダクタと、第４のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と第２合成素子の１次側の第４端子との間に備えられる第４のインダクタと、をさらに有し、第２合成素子は、第２の直交変調信号を第２合成素子の２次側から第１合成素子の２次側へ出力する。
　また、本開示の直交変調器において、前記第１の位相が０度、前記第２の位相が９０度、前記第３の位相が１８０度、前記第４の位相が２７０度である。
　また、本開示の直交変調器において、前記第１の位相が０度、前記第２の位相が１８０度、前記第３の位相が９０度、前記第４の位相が２７０度である。
　また、本開示の直交変調器において、第１から第４のインダクタの各々のインダクタンス値は、各インダクタに接続されているスイッチトキャパシタ電力増幅器の内部容量と各インダクタから出力される高周波信号の周波数とで共振する値である。
　本開示は、スイッチトキャパシタ電力増幅器を用いて直交変調を行う技術（例えば、装置、システム、方法、プログラムなど）に有用である。
　１１１，１１２，２１１，２１２，２１３，２１４，３１１，３１２，３１３，３１４　増幅部
　１２１，１２２，２２１，２２２，２２３，２２４，３２１，３２２，３２３，３２４　インダクタ
　１３１，２３１，２３２，３３１，３３２　バラン
　１４１，２４１，３４１　負荷
　４０１，４０２　等価内部容量
　５００　送信装置
　５０１　直交変調器
　５１１　整合回路
　５２１　アンテナ

Claims (7)

  1. 　第１の高周波信号を増幅する第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、
    　前記第１の高周波信号との間で異なる位相を有する第２の高周波信号を増幅する第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、
    　１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合した素子であって、前記１次側から別々に入力された、増幅された前記第１の高周波信号と増幅された前記第２の高周波信号とを合成し、前記２次側から直交変調信号として出力する第１合成素子と、
    　前記第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器と前記第１合成素子の１次側との間に備えられる第１のインダクタと、
    前記第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器と前記第１合成素子の１次側との間に備えられる第２のインダクタと、
    を有する直交変調器。
  2. 　前記第１の高周波信号は第１の位相を有し、前記第２の高周波信号は第２の位相を有し、
    　前記第１のインダクタは、前記第１のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と前記第１合成素子の１次側の第１端子との間に備えられ、
    　前記第２のインダクタは、前記第２のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と前記第１合成素子の１次側の第２端子との間に備えられる、
    　請求項１記載の直交変調器。
  3. 　前記第１の位相が０度、かつ、前記第２の位相が９０度である、
    　請求項２記載の直交変調器。
  4. 　第３の位相を有する第３の高周波信号を増幅する第３のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、
    　第４の位相を有する第４の高周波信号を増幅する第４のスイッチトキャパシタ電力増幅器と、
    　１次側と２次側のそれぞれに少なくとも１つの巻線を備え、１次側の巻線と２次側の巻線とが磁気結合する素子であって、前記１次側から別々に入力された、増幅された前記第３の高周波信号と増幅された前記第４の高周波信号とを合成し、前記２次側から第２の直交変調信号として出力する第２合成素子と、
    　前記第３のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と前記第２合成素子の１次側の第３端子との間に備えられる第３のインダクタと、
    　前記第４のスイッチトキャパシタ電力増幅器の出力端子と前記第２合成素子の１次側の第４端子との間に備えられる第４のインダクタと、
    をさらに有し、
    　前記第２合成素子は、前記第２の直交変調信号を、前記第２合成素子の２次側から前記第１合成素子の２次側へ出力する、
    　請求項２記載の直交変調器。
  5. 　前記第１の位相が０度、前記第２の位相が９０度、前記第３の位相が１８０度、前記第４の位相が２７０度である、
    　請求項４記載の直交変調器。
  6. 　前記第１の位相が０度、前記第２の位相が１８０度、前記第３の位相が９０度、前記第４の位相が２７０度である、
    　請求項４記載の直交変調器。
  7. 　前記第１から第４のインダクタの各々のインダクタンス値は、各インダクタに接続されているスイッチトキャパシタ電力増幅器の内部容量と各インダクタから出力される高周波信号の周波数とで共振する値である、
    　請求項１から６のいずれか１項に記載の直交変調器。
PCT/JP2014/003564 2013-07-18 2014-07-04 直交変調器 WO2015008449A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/661,762 US9331635B2 (en) 2013-07-18 2015-03-18 Quadrature modulator

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013149580A JP6211325B2 (ja) 2013-07-18 2013-07-18 直交変調器
JP2013-149580 2013-07-18

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/661,762 Continuation US9331635B2 (en) 2013-07-18 2015-03-18 Quadrature modulator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015008449A1 true WO2015008449A1 (ja) 2015-01-22

Family

ID=52345930

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/003564 WO2015008449A1 (ja) 2013-07-18 2014-07-04 直交変調器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9331635B2 (ja)
JP (1) JP6211325B2 (ja)
WO (1) WO2015008449A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7015743B2 (ja) * 2018-06-18 2022-02-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 無線送信装置および無線通信装置

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08274544A (ja) * 1995-03-31 1996-10-18 Toshiba Corp デジタル振幅変調装置
JP2002534908A (ja) * 1999-01-07 2002-10-15 エリクソン インコーポレイテッド 電力ｉｑ変調システムおよび方法
WO2011070952A1 (ja) * 2009-12-08 2011-06-16 日本電気株式会社 送信装置
JP2011525318A (ja) * 2008-06-05 2011-09-15 クゥアルコム・インコーポレイテッド バイポーラの変調器
JP2011254245A (ja) * 2010-06-01 2011-12-15 Panasonic Corp デジタル変調器及び送信機
JP2012254003A (ja) * 2011-05-09 2012-12-20 Panasonic Corp 無線電力データ伝送システム、送電装置、および受電装置
JP2013110619A (ja) * 2011-11-22 2013-06-06 Mitsubishi Electric Corp 増幅器
JP2013524626A (ja) * 2010-04-02 2013-06-17 エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド クラス特性可変増幅器
US8547177B1 (en) * 2010-05-12 2013-10-01 University Of Washington Through Its Center For Commercialization All-digital switched-capacitor radio frequency power amplification
WO2014042270A1 (ja) * 2012-09-14 2014-03-20 日本電気株式会社 送信機

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2204910B1 (en) * 2008-12-30 2013-07-03 ST-Ericsson SA Digital to analogue converter
US8542769B2 (en) * 2011-06-09 2013-09-24 St-Ericsson Sa High output power digital TX

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08274544A (ja) * 1995-03-31 1996-10-18 Toshiba Corp デジタル振幅変調装置
JP2002534908A (ja) * 1999-01-07 2002-10-15 エリクソン インコーポレイテッド 電力ｉｑ変調システムおよび方法
JP2011525318A (ja) * 2008-06-05 2011-09-15 クゥアルコム・インコーポレイテッド バイポーラの変調器
WO2011070952A1 (ja) * 2009-12-08 2011-06-16 日本電気株式会社 送信装置
JP2013524626A (ja) * 2010-04-02 2013-06-17 エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド クラス特性可変増幅器
US8547177B1 (en) * 2010-05-12 2013-10-01 University Of Washington Through Its Center For Commercialization All-digital switched-capacitor radio frequency power amplification
JP2011254245A (ja) * 2010-06-01 2011-12-15 Panasonic Corp デジタル変調器及び送信機
JP2012254003A (ja) * 2011-05-09 2012-12-20 Panasonic Corp 無線電力データ伝送システム、送電装置、および受電装置
JP2013110619A (ja) * 2011-11-22 2013-06-06 Mitsubishi Electric Corp 増幅器
WO2014042270A1 (ja) * 2012-09-14 2014-03-20 日本電気株式会社 送信機

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
S. M. YOO ET AL.: "A Switched-Capacitor RF Power Amplifier", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. 46, no. 12, December 2011 (2011-12-01), pages 2977 - 2987 *

Also Published As

Publication number Publication date
US9331635B2 (en) 2016-05-03
JP2015023396A (ja) 2015-02-02
US20150194934A1 (en) 2015-07-09
JP6211325B2 (ja) 2017-10-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10454432B2 (en) Radio frequency amplifiers with an injection-locked oscillator driver stage and a stacked output stage
US10135408B2 (en) Amplifier with termination circuit and resonant circuit
US10305533B2 (en) Semiconductor device
US9859852B2 (en) RF power amplifier splitter
CN103516371B (zh) 可配置无线发射机
CN107040275A (zh) 含集成谐波滤波器的射频电路和含晶体管的射频电路
US20140327483A1 (en) Complementary metal oxide semiconductor power amplifier
JP2016042695A (ja) 信号合成器、電力増幅器モジュール、および無線装置
JP2019118075A (ja) 整合回路、及び電力増幅回路
CN103812522A (zh) Rf功率放大器分路器
CN106537769A (zh) 与线性和高效宽带功率放大器有关的系统和方法
US9344038B2 (en) Tri-phase digital polar modulator
CN104170267A (zh) 基于cmos的tx/rx开关
CN109728785A (zh) 利用强健的am-pm失真自抑制技术的超紧凑多频带发送器
US9319255B2 (en) Transmitter, signal-synthesizing circuit, and signal-synthesizing method
US10263649B2 (en) Fully integrated power amplifier employing transformer combiner with enhanced back-off efficiency
US8242846B2 (en) Power amplifier
WO2015008449A1 (ja) 直交変調器
US9985591B2 (en) Differential source follower driven power amplifier
WO2021161721A1 (ja) 電力増幅回路、高周波回路及び通信装置
CN104158502A (zh) 宽带功率放大模块
CN106059501A (zh) 功率放大模块
JP2009171154A (ja) 増幅回路、および通信装置
JP2006157483A (ja) 変調機能を有する増幅装置
WO2010071248A1 (en) Enhanced chireix combiner

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14825973

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14825973

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1