JP2002534908A - 電力ｉｑ変調システムおよび方法 - Google Patents
電力ｉｑ変調システムおよび方法Info
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Abstract
(57)【要約】
電力ＩＱ変調システムおよび方法は、それぞれ信号入力、供給入力、および電力出力を含む第１および第２電力増幅器を含む。第１、第２、第３、および第４の基準周波数信号源も提供される。好ましくは、これらの第１、第２、第３、および第４の基準周波数信号はそれぞれ、０°、１８０°、９０°、および２７０°位相シフトされた基準周波数信号である。スイッチ・システムは第１および第２基準周波数信号の１つをＩおよびＱ入力信号の一方の極性の関数として第１電力増幅器の信号入力へ供給する。スイッチ・システムはまた、第３および第４基準周波数信号の１つをＩおよびＱ入力信号の他方の極性の関数として第２電力増幅器の信号入力へ選択的に供給する。第３増幅器はＩおよびＱ入力信号の一方に応答して第１の可変供給電圧を第１増幅器の供給入力へ供給する。第４増幅器はＩおよびＱ入力信号の他方に応答して第２の可変供給電圧を第２増幅器の供給入力へ供給する。カプラは第１および第２電力増幅器の電力出力を無線電話アンテナ等の負荷へつなぐ。
Description
【０００１】 （発明の分野） 本発明は変調システムおよび方法に関するものであって、更に詳細にはＩＱ変
調システムおよび方法に関する。
調システムおよび方法に関する。
【０００２】 （発明の背景） 変調システムおよび方法は音声および／またはデータを含む情報を搬送波上で
変調するために送信機に広く用いられている。この搬送波は最終的な搬送波でも
、あるいは中間的な搬送波でもよい。搬送波周波数はＵＨＦ、ＶＨＦ、ＲＦ、マ
イクロ波、あるいは任意の周波数帯のものでよい。変調器はまた、“ミキサ”と
か“乗算器”と呼ばれることがある。例えば、移動無線電話では、変調器は無線
電話の送信機用として使用される。
変調するために送信機に広く用いられている。この搬送波は最終的な搬送波でも
、あるいは中間的な搬送波でもよい。搬送波周波数はＵＨＦ、ＶＨＦ、ＲＦ、マ
イクロ波、あるいは任意の周波数帯のものでよい。変調器はまた、“ミキサ”と
か“乗算器”と呼ばれることがある。例えば、移動無線電話では、変調器は無線
電話の送信機用として使用される。
【０００３】 図１は従来のＩＱ変調器を示す。図１に示すように、“直角位相変調器”また
は“直角変調器”とも呼ばれるＩＱ変調器１０は、９０°位相シフタとしても知
られる直角スプリッタ２０と、直角スプリッタにつながれた一対の乗算器１６ａ
、１６ｂとを含む。電圧制御発振器（ＶＣＯ）等の制御発振器１５が直角スプリ
ッタ２０につながれて９０°位相シフトされた発振器信号を発生する。同相（Ｉ
）データ１１ａと直角位相（Ｑ）データ１１ｂがそれぞれの乗算器またはミキサ
１６ａ、１６ｂにつながれる。ディジタル入力データはそれぞれ、Ｉディジタル
・アナログ変換器（ＤＡＣ）１４ａおよびＱ−ＤＡＣ１４ｂによってアナログ・
データに変換される。それぞれのＤＡＣ１４ａおよび１４ｂの出力はそれぞれ対
応する低域通過フィルタ１２ａおよび１２ｂへ供給されて、それぞれＩおよびＱ
データ入力１１ａおよび１１ｂを供給する。変調器は加算ノード２１８において
乗算器１６ａ、１６ｂの出力を加算することによって、入力データを搬送波１３
上で変調する。変調された搬送波は電力増幅器２２によって増幅され、アンテナ
２４を介して送信される。
は“直角変調器”とも呼ばれるＩＱ変調器１０は、９０°位相シフタとしても知
られる直角スプリッタ２０と、直角スプリッタにつながれた一対の乗算器１６ａ
、１６ｂとを含む。電圧制御発振器（ＶＣＯ）等の制御発振器１５が直角スプリ
ッタ２０につながれて９０°位相シフトされた発振器信号を発生する。同相（Ｉ
）データ１１ａと直角位相（Ｑ）データ１１ｂがそれぞれの乗算器またはミキサ
１６ａ、１６ｂにつながれる。ディジタル入力データはそれぞれ、Ｉディジタル
・アナログ変換器（ＤＡＣ）１４ａおよびＱ−ＤＡＣ１４ｂによってアナログ・
データに変換される。それぞれのＤＡＣ１４ａおよび１４ｂの出力はそれぞれ対
応する低域通過フィルタ１２ａおよび１２ｂへ供給されて、それぞれＩおよびＱ
データ入力１１ａおよび１１ｂを供給する。変調器は加算ノード２１８において
乗算器１６ａ、１６ｂの出力を加算することによって、入力データを搬送波１３
上で変調する。変調された搬送波は電力増幅器２２によって増幅され、アンテナ
２４を介して送信される。
【０００４】 最近の無線電話通信では、移動無線電話は寸法、価格、および消費電力の面で
縮小を続けている。それらの目的を達成するために一般に望まれることは、電池
の電力消費量を削減しながら高い電力変調を実現するＩＱ変調システムおよび方
法を提供することである。残念ながら、ＩＱ変調器の電力増幅器２２はその効率
に制限があるため、過剰な電力を消費する。更に詳細には、３０パーセントまた
はそれ以下の効率を有する線形のＡ級またはＡＢ級の電力増幅器２２を提供する
ことは知られている。このように、大量の電池電力が熱として消費されている。
更に、従来のＩＱ変調器の雑音指数は大きすぎるため、高価な表面弾性波（ＳＡ
Ｗ）フィルタを使用する必要がある。
縮小を続けている。それらの目的を達成するために一般に望まれることは、電池
の電力消費量を削減しながら高い電力変調を実現するＩＱ変調システムおよび方
法を提供することである。残念ながら、ＩＱ変調器の電力増幅器２２はその効率
に制限があるため、過剰な電力を消費する。更に詳細には、３０パーセントまた
はそれ以下の効率を有する線形のＡ級またはＡＢ級の電力増幅器２２を提供する
ことは知られている。このように、大量の電池電力が熱として消費されている。
更に、従来のＩＱ変調器の雑音指数は大きすぎるため、高価な表面弾性波（ＳＡ
Ｗ）フィルタを使用する必要がある。
【０００５】 “ｒ−θ”技術を用いて入力信号の振幅と位相を別々に変調することも知られ
ている。ｒ−θ技術では、位相は発振器で変調され、振幅は電力増幅器段で変調
される。残念ながら、ｒ−θは位相変調帯域幅をサポートするために発振器位相
ロック・ループを必要とする。ＴＤＭＡやＣＤＭＡ信号のような帯域幅無線電話
信号では、発振器位相ロック・ループで要求される帯域幅を提供することはます
ます困難になってきている。
ている。ｒ−θ技術では、位相は発振器で変調され、振幅は電力増幅器段で変調
される。残念ながら、ｒ−θは位相変調帯域幅をサポートするために発振器位相
ロック・ループを必要とする。ＴＤＭＡやＣＤＭＡ信号のような帯域幅無線電話
信号では、発振器位相ロック・ループで要求される帯域幅を提供することはます
ます困難になってきている。
【０００６】 （発明の要約） 従って本発明の１つの目的は進歩したＩＱ変調システムおよび方法を提供する
ことである。
ことである。
【０００７】 本発明の別の目的は、高い効率を提供できるＩＱ変調システムおよび方法を提
供することである。
供することである。
【０００８】 本発明の更に別の目的は、線形増幅器を使用する必要のないＩＱ変調システム
および方法を提供することである。
および方法を提供することである。
【０００９】 これらおよびその他の目的は、本発明に従って、電力増幅器自身の中で入力信
号の同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）を変調する電力ＩＱ変調システムを提供す
ることによって達成される。高効率のＣ級およびＤ級電力増幅器が使用されよう
。
号の同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）を変調する電力ＩＱ変調システムを提供す
ることによって達成される。高効率のＣ級およびＤ級電力増幅器が使用されよう
。
【００１０】 本発明に従う電力変調システムは、それぞれ信号入力、供給電圧入力、および
電力出力を含む第１および第２の電力増幅器を含む。第１および第２電力増幅器
はＣ級増幅器であることが好ましい。第１、第２、第３、および第４の基準周波
数信号源も設けられる。第１および第２の基準周波数信号は互いに反転されてお
り、第３および第４の基準周波数信号は互いに反転されている。好ましくは、第
１、第２、第３、および第４の基準周波数信号は、それぞれ０°、１８０°、９
０°、および２７０°位相シフトされた基準周波数信号である。
電力出力を含む第１および第２の電力増幅器を含む。第１および第２電力増幅器
はＣ級増幅器であることが好ましい。第１、第２、第３、および第４の基準周波
数信号源も設けられる。第１および第２の基準周波数信号は互いに反転されてお
り、第３および第４の基準周波数信号は互いに反転されている。好ましくは、第
１、第２、第３、および第４の基準周波数信号は、それぞれ０°、１８０°、９
０°、および２７０°位相シフトされた基準周波数信号である。
【００１１】 更に、前記第１および第２の基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号
の一方の極性の関数として前記第１電力増幅器の信号入力へ選択的に供給するス
イッチ・システムが設けられる。このスイッチ・システムはまた、前記第３およ
び第４の基準周波数信号の１つをＩおよびＱ入力信号の他方の極性の関数として
第２電力増幅器の信号入力へ選択的に供給する。
の一方の極性の関数として前記第１電力増幅器の信号入力へ選択的に供給するス
イッチ・システムが設けられる。このスイッチ・システムはまた、前記第３およ
び第４の基準周波数信号の１つをＩおよびＱ入力信号の他方の極性の関数として
第２電力増幅器の信号入力へ選択的に供給する。
【００１２】 好ましくはＤ級増幅器である第３の増幅器がＩおよびＱ入力信号に一方に応答
して前記第１増幅器の前記供給入力へ第１の可変供給電圧を供給する。供給電圧
入力は前記第１増幅器の出力段のドレインまたはコレクタ電圧に対応することが
好ましい。これもＤ級増幅器であることが好ましい第４の増幅器がＩおよびＱ入
力信号の他方に応答して第２増幅器の供給入力へ第２の可変供給電圧を供給する
。カプラが第１および第２電力増幅器の電力出力を、無線電話アンテナ等の負荷
へつなぐ。このように、高効率なＣ級およびＤ級増幅器を使用できる電力ＩＱ変
調が提供される。
して前記第１増幅器の前記供給入力へ第１の可変供給電圧を供給する。供給電圧
入力は前記第１増幅器の出力段のドレインまたはコレクタ電圧に対応することが
好ましい。これもＤ級増幅器であることが好ましい第４の増幅器がＩおよびＱ入
力信号の他方に応答して第２増幅器の供給入力へ第２の可変供給電圧を供給する
。カプラが第１および第２電力増幅器の電力出力を、無線電話アンテナ等の負荷
へつなぐ。このように、高効率なＣ級およびＤ級増幅器を使用できる電力ＩＱ変
調が提供される。
【００１３】 第１、第２、第３、および第４基準周波数信号は、第１基準周波数信号を発生
する制御発振器によって生成してもよい。第１のインバータがこの制御された発
振器に対して応答して第２基準周波数信号を生成する。位相シフタが制御発振器
に応答して第３基準周波数信号を生成する。第２のインバータが位相シフタに応
答して第４基準周波数信号を生成する。
する制御発振器によって生成してもよい。第１のインバータがこの制御された発
振器に対して応答して第２基準周波数信号を生成する。位相シフタが制御発振器
に応答して第３基準周波数信号を生成する。第２のインバータが位相シフタに応
答して第４基準周波数信号を生成する。
【００１４】 スイッチ・システムは、正であるＩおよびＱ入力信号の一方に応答して第１基
準周波数信号を第１電力増幅器へつなぐ第１スイッチを含む。第１スイッチはま
た、負であるＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第２基準周波数信号を第
１電力増幅器へつなぐ。第２スイッチは、正であるＩおよびＱ入力信号の他方に
応答して第３基準周波数信号を第２電力増幅器へつなぐ。第２スイッチはまた、
負であるＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して、第４基準周波数信号を第２
電力増幅器へつなぐ。第１の極性検出器が設けられて、それはＩおよびＱ入力信
号の前記一方と第１スイッチとの間につながれて、ＩおよびＱ入力信号の前記一
方が正であるか負であるかを検出する。第２の極性の検出器も設けられて、それ
はＩおよびＱ入力信号の前記他方と第２スイッチとの間につながれて、Ｉおよび
Ｑ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出する。
準周波数信号を第１電力増幅器へつなぐ第１スイッチを含む。第１スイッチはま
た、負であるＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第２基準周波数信号を第
１電力増幅器へつなぐ。第２スイッチは、正であるＩおよびＱ入力信号の他方に
応答して第３基準周波数信号を第２電力増幅器へつなぐ。第２スイッチはまた、
負であるＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して、第４基準周波数信号を第２
電力増幅器へつなぐ。第１の極性検出器が設けられて、それはＩおよびＱ入力信
号の前記一方と第１スイッチとの間につながれて、ＩおよびＱ入力信号の前記一
方が正であるか負であるかを検出する。第２の極性の検出器も設けられて、それ
はＩおよびＱ入力信号の前記他方と第２スイッチとの間につながれて、Ｉおよび
Ｑ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出する。
【００１５】 ＩおよびＱ入力信号の一方と第３増幅器との間に第１のアナログ・ディジタル
変換器がつながれて、第３増幅器がＩおよびＱ信号の一方のディジタル表現に応
答して第１の可変供給電圧を第１増幅器の供給入力へ供給するようになっている
。第２のアナログ・ディジタル変換器も設けられ、それがＩおよびＱ入力信号の
他方と第４増幅器との間に接続されて、第４増幅器がＩおよびＱ信号の他方のデ
ィジタル表現に応答して第２の可変電圧供給を第２増幅器の供給入力へ供給する
ようになっている。これらのアナログ・ディジタル変換器はデルタ・シグマ型の
アナログ・ディジタル変換器であることが好ましい。
変換器がつながれて、第３増幅器がＩおよびＱ信号の一方のディジタル表現に応
答して第１の可変供給電圧を第１増幅器の供給入力へ供給するようになっている
。第２のアナログ・ディジタル変換器も設けられ、それがＩおよびＱ入力信号の
他方と第４増幅器との間に接続されて、第４増幅器がＩおよびＱ信号の他方のデ
ィジタル表現に応答して第２の可変電圧供給を第２増幅器の供給入力へ供給する
ようになっている。これらのアナログ・ディジタル変換器はデルタ・シグマ型の
アナログ・ディジタル変換器であることが好ましい。
【００１６】 第１および第２の電力増幅器の電力出力を負荷につなぐカプラの各種実施の形
態も設けられる。カプラは第１および第２電力増幅器を無線電話アンテナ等の負
荷へつなぐ整合回路網を含むことができる。カプラは好ましくは第１と第２の電
力増幅器を互いに分離して、同時に第１および第２電力増幅器を負荷へつなぐ。
カプラは、第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１の１／４波長伝送ラインと
、第２電力増幅器を整合回路網へつなぐ第２の１／４波長伝送ラインとを含むこ
とができる。好ましくはないがそれにも拘わらず有用な実施例では、カプラは、
第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１のアイソレータと、第２電力増幅器を
整合回路網へつなぐ第２のアイソレータとを含むことができる。整合回路網はま
た、１／４波長伝送ラインやそれと同等な個別部品のような、電圧を電流へ変換
する整合回路網でもよい。これらのカプラ技術に関しては、その開示を参照によ
ってここに取り込む、本発明の譲受人に譲渡された、本発明の共同発明人のデン
ト（Ｄｅｎｔ）に対する“ハイブリッド式キラークス／ドハーティ増幅器および
方法（Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｈｉｒｅｉｘ／Ｄｏｈｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ
ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ）”と題する１９９８年４月２日付の米国特許出願第
０９／０５４，０６３号、これもその開示を参照によってここに取り込む、本発
明の譲受人に譲渡された、本発明の共同発明人のデント（Ｄｅｎｔ）に対する“
双方向デバイスを用いた電力波形合成（Ｐｏｗｅｒ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｓｙｎ
ｔｈｅｓｉｓ Ｕｓｉｎｇ Ｂｉｌａｔｅｒａｌ Ｄｅｖｉｃｅｓ）”と題する
１９９８年４月２日付の米国特許出願第０９／０５４，０６０号に示されている
。
態も設けられる。カプラは第１および第２電力増幅器を無線電話アンテナ等の負
荷へつなぐ整合回路網を含むことができる。カプラは好ましくは第１と第２の電
力増幅器を互いに分離して、同時に第１および第２電力増幅器を負荷へつなぐ。
カプラは、第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１の１／４波長伝送ラインと
、第２電力増幅器を整合回路網へつなぐ第２の１／４波長伝送ラインとを含むこ
とができる。好ましくはないがそれにも拘わらず有用な実施例では、カプラは、
第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１のアイソレータと、第２電力増幅器を
整合回路網へつなぐ第２のアイソレータとを含むことができる。整合回路網はま
た、１／４波長伝送ラインやそれと同等な個別部品のような、電圧を電流へ変換
する整合回路網でもよい。これらのカプラ技術に関しては、その開示を参照によ
ってここに取り込む、本発明の譲受人に譲渡された、本発明の共同発明人のデン
ト（Ｄｅｎｔ）に対する“ハイブリッド式キラークス／ドハーティ増幅器および
方法（Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｈｉｒｅｉｘ／Ｄｏｈｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ
ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ）”と題する１９９８年４月２日付の米国特許出願第
０９／０５４，０６３号、これもその開示を参照によってここに取り込む、本発
明の譲受人に譲渡された、本発明の共同発明人のデント（Ｄｅｎｔ）に対する“
双方向デバイスを用いた電力波形合成（Ｐｏｗｅｒ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｓｙｎ
ｔｈｅｓｉｓ Ｕｓｉｎｇ Ｂｉｌａｔｅｒａｌ Ｄｅｖｉｃｅｓ）”と題する
１９９８年４月２日付の米国特許出願第０９／０５４，０６０号に示されている
。
【００１７】 最後に、第１および第２のＣ級増幅器はそれぞれ第１および第２の可変供給電
圧の関数として非線形な振幅および／または位相応答を有することが知られてい
る。本発明に従う電力変調は、ＩおよびＱ入力信号を修正して非線形振幅応答を
削減する、ＩおよびＱ入力信号に応答する振幅歪みおよび位相歪み補償を含むこ
とができる。特に、補償システムおよび方法はＩおよびＱ入力信号に応答して、
予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成し、その予め歪ませたＩおよびＱ信号をスイ
ッチ・システムおよび、第３、第４増幅器へ供給し、それによって非線形歪みを
補償する。
圧の関数として非線形な振幅および／または位相応答を有することが知られてい
る。本発明に従う電力変調は、ＩおよびＱ入力信号を修正して非線形振幅応答を
削減する、ＩおよびＱ入力信号に応答する振幅歪みおよび位相歪み補償を含むこ
とができる。特に、補償システムおよび方法はＩおよびＱ入力信号に応答して、
予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成し、その予め歪ませたＩおよびＱ信号をスイ
ッチ・システムおよび、第３、第４増幅器へ供給し、それによって非線形歪みを
補償する。
【００１８】 更に詳細には、検索表が設けられて、それはＩ入力信号に応答して第１の振幅
歪み補償値および第１の位相補償値を生成し、またそれはＱ入力信号にも応答し
て第２の振幅歪み補償値および第２の位相補償値を生成する。一対の検索副表も
設けられよう。アナログ加算器も設けられて、第１の振幅歪み補償値と第２の位
相補償値とを加算して予め歪ませたＩ信号を生成し、更に、第１の位相補償値を
第２の振幅歪み補償値から差し引いて予め歪ませたＱ信号を生成する。別々にな
った加算器および減算器を設けてもよい。本発明に従う補償システムおよび方法
はまた、歪みを発生する増幅器中の歪みを事前補償するために別々に使用しても
よい。
歪み補償値および第１の位相補償値を生成し、またそれはＱ入力信号にも応答し
て第２の振幅歪み補償値および第２の位相補償値を生成する。一対の検索副表も
設けられよう。アナログ加算器も設けられて、第１の振幅歪み補償値と第２の位
相補償値とを加算して予め歪ませたＩ信号を生成し、更に、第１の位相補償値を
第２の振幅歪み補償値から差し引いて予め歪ませたＱ信号を生成する。別々にな
った加算器および減算器を設けてもよい。本発明に従う補償システムおよび方法
はまた、歪みを発生する増幅器中の歪みを事前補償するために別々に使用しても
よい。
【００１９】 従って、本発明は高効率の電力ＩＱ変調を提供することができ、それによって
移動無線電話やその他の送信機の寸法、価格、および消費電力を削減することを
可能とする。広帯域発振器位相ロック・ループを使用する必要はなく、送信され
る雑音を減らすために高性能なＳＡＷフィルタを必要としない。これに関連して
電力変調方法も提供されよう。
移動無線電話やその他の送信機の寸法、価格、および消費電力を削減することを
可能とする。広帯域発振器位相ロック・ループを使用する必要はなく、送信され
る雑音を減らすために高性能なＳＡＷフィルタを必要としない。これに関連して
電力変調方法も提供されよう。
【００２０】 （好適な実施の形態の詳細な説明） ここで本発明について、本発明の好適な実施の形態を示している添付図面を参
照しながら以下に詳細に説明しよう。しかし、本発明はそれらと異なる多くの形
態で実現することができ、ここに提示する実施の形態に限定されるべきではない
。むしろ、これらの実施の形態は本開示が完全な体をなすように、本発明のスコ
ープを完全に当業者に伝えるために提供されるものである。全体を通して同様な
参照符号は同様な部品を指している。要素を“つなぐ”と表現する場合に、それ
は直接的な接続を意味すること以外に、中間的な要素が存在してもよい点を理解
されたい。
照しながら以下に詳細に説明しよう。しかし、本発明はそれらと異なる多くの形
態で実現することができ、ここに提示する実施の形態に限定されるべきではない
。むしろ、これらの実施の形態は本開示が完全な体をなすように、本発明のスコ
ープを完全に当業者に伝えるために提供されるものである。全体を通して同様な
参照符号は同様な部品を指している。要素を“つなぐ”と表現する場合に、それ
は直接的な接続を意味すること以外に、中間的な要素が存在してもよい点を理解
されたい。
【００２１】 当業者には明らかになろうが、本発明はシステム（装置）として、あるいは方
法として実施することができる。本発明は完全にハードウエアとしての実施の形
態として、あるいはソフトウエアとハードウエアの両者を組合せた実施の形態と
しての形を取ることができる。
法として実施することができる。本発明は完全にハードウエアとしての実施の形
態として、あるいはソフトウエアとハードウエアの両者を組合せた実施の形態と
しての形を取ることができる。
【００２２】 従って、図面に示す個別ブロックおよびブロックの組合せは、特定の機能を実
行するための手段の組合せおよび特定の機能を実行するための工程の組合せをサ
ポートする。図面の各ブロックは、当業者には理解されようが、いくつかの異な
るやり方で実現できる。
行するための手段の組合せおよび特定の機能を実行するための工程の組合せをサ
ポートする。図面の各ブロックは、当業者には理解されようが、いくつかの異な
るやり方で実現できる。
【００２３】 ここで図２を参照しながら、本発明に従う電力ＩＱシステムおよび方法につい
て説明する。図２に示すように、電力変調システムおよび方法２００は、同相Ｉ
および直角位相Ｑの入力信号を、それぞれＩおよびＱ経路で変調および増幅する
。Ｑ経路中の要素は参照符号ａによって、またＩ経路中の要素は参照符号ｂによ
って示す。図２に示すように、第１および第２電力増幅器、それぞれ２１０ａお
よび２１０ｂが含まれている。第１および第２電力増幅器２１０ａおよび２１０
ｂは、対応する信号入力２１２ａ、２１２ｂ、供給入力２１４ａ、２１４ｂおよ
び電力出力２１６ａ、２１６ｂを含んでいる。
て説明する。図２に示すように、電力変調システムおよび方法２００は、同相Ｉ
および直角位相Ｑの入力信号を、それぞれＩおよびＱ経路で変調および増幅する
。Ｑ経路中の要素は参照符号ａによって、またＩ経路中の要素は参照符号ｂによ
って示す。図２に示すように、第１および第２電力増幅器、それぞれ２１０ａお
よび２１０ｂが含まれている。第１および第２電力増幅器２１０ａおよび２１０
ｂは、対応する信号入力２１２ａ、２１２ｂ、供給入力２１４ａ、２１４ｂおよ
び電力出力２１６ａ、２１６ｂを含んでいる。
【００２４】 基準周波数信号源２２０は第１、第２、第３、および第４の基準周波数信号２
２２ａ−２２２ｄを発生する。第１および第２基準周波数信号２２２ａおよび２
２２ｂは互いに反転されており、第３および第４基準周波数信号２２２ｃおよび
２２２ｄは互いに反転されている。好ましくは、第１ないし第４基準周波数信号
２２２ａ−２２２ｄはそれぞれ０°、１８０°、９０°、および２７０°位相シ
フトされた基準周波数信号である。
２２ａ−２２２ｄを発生する。第１および第２基準周波数信号２２２ａおよび２
２２ｂは互いに反転されており、第３および第４基準周波数信号２２２ｃおよび
２２２ｄは互いに反転されている。好ましくは、第１ないし第４基準周波数信号
２２２ａ−２２２ｄはそれぞれ０°、１８０°、９０°、および２７０°位相シ
フトされた基準周波数信号である。
【００２５】 図２に示すように、基準周波数ソース２２０は好ましくは、第１基準周波数信
号２２２ａを発生するための電圧制御発振器２２４等の制御発振器を含む。位相
ロック・ループも含まれよう。第１インバータ２２６は制御発振器２２４に応答
して第２基準周波数信号２２２ｂを生成する。位相シフタ２２８は制御発振器２
２４に応答して第３基準周波数信号２２２ｃを生成する。第２インバータ２３２
は位相シフタ２２８に応答して第４基準周波数信号２２２ｄを生成する。しかし
、当業者によって理解されるように、その他の多くの技術を用いて、符号ビット
制御のもとで基準周波数または位相反転した基準周波数信号を生成することがで
きる。
号２２２ａを発生するための電圧制御発振器２２４等の制御発振器を含む。位相
ロック・ループも含まれよう。第１インバータ２２６は制御発振器２２４に応答
して第２基準周波数信号２２２ｂを生成する。位相シフタ２２８は制御発振器２
２４に応答して第３基準周波数信号２２２ｃを生成する。第２インバータ２３２
は位相シフタ２２８に応答して第４基準周波数信号２２２ｄを生成する。しかし
、当業者によって理解されるように、その他の多くの技術を用いて、符号ビット
制御のもとで基準周波数または位相反転した基準周波数信号を生成することがで
きる。
【００２６】 図２の説明を続けると、スイッチ・システム２４０は第１および第２基準周波
数信号２２２ａまたは２２２ｂの一方を、ＩおよびＱ入力信号の一方、例えばＱ
入力信号の極性の関数として第１電力増幅器２１０ａの信号入力２１２ａへ選択
的に供給する。スイッチ・システム２４０はまた第３および第４基準周波数信号
２２２ｃまたは２２２ｄの一方を、ＩおよびＱ入力信号の他方、例えばＩ入力信
号の極性の関数として第２電力増幅器２１０ｂの信号入力２１２ｂへ選択的に供
給する。第１および第２ドライバ２４２ａ、２４２ｂがそれぞれ、スイッチ・シ
ステム２４０と対応するＣ級増幅器２１０ａ、２１０ｂとの間に挿入されて、望
ましい利得を達成するために、あるいは増幅器２１０ａ、２１０ｂの電力レベル
を駆動するために必要であれば、Ｃ級増幅器２１０ａ、２１０ｂを過励振駆動す
る。
数信号２２２ａまたは２２２ｂの一方を、ＩおよびＱ入力信号の一方、例えばＱ
入力信号の極性の関数として第１電力増幅器２１０ａの信号入力２１２ａへ選択
的に供給する。スイッチ・システム２４０はまた第３および第４基準周波数信号
２２２ｃまたは２２２ｄの一方を、ＩおよびＱ入力信号の他方、例えばＩ入力信
号の極性の関数として第２電力増幅器２１０ｂの信号入力２１２ｂへ選択的に供
給する。第１および第２ドライバ２４２ａ、２４２ｂがそれぞれ、スイッチ・シ
ステム２４０と対応するＣ級増幅器２１０ａ、２１０ｂとの間に挿入されて、望
ましい利得を達成するために、あるいは増幅器２１０ａ、２１０ｂの電力レベル
を駆動するために必要であれば、Ｃ級増幅器２１０ａ、２１０ｂを過励振駆動す
る。
【００２７】 図２に示すように、スイッチ・システムは、正であるＩおよびＱ入力信号の一
方に応答して第１基準周波数信号２２２ａを第１電力増幅器２１０ａへつなぎ、
また負であるＩおよびＱ入力信号の一方に応答して第２基準周波数信号２２２ｂ
を第１電力増幅器２１０ａへつなぐ第１の単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチ２４４
ａ等の第１スイッチを含むことが好ましい。第２のＳＰＤＴスイッチ２４４ｂ等
の第２スイッチは、正であるＩおよびＱ入力信号の他方に応答して第３基準周波
数信号２２２ｃを第２電力増幅器２１０ｂへつなぎ、また負であるＩおよびＱ入
力信号の他方に応答して第４基準周波数信号２２２ｄを第２電力増幅器２１０ｂ
へつなぐ。当業者には理解されようが、基準信号を選択的に反転するためにＳＰ
ＤＴスイッチの代わりに平衡変調器を使用してもよい。
方に応答して第１基準周波数信号２２２ａを第１電力増幅器２１０ａへつなぎ、
また負であるＩおよびＱ入力信号の一方に応答して第２基準周波数信号２２２ｂ
を第１電力増幅器２１０ａへつなぐ第１の単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチ２４４
ａ等の第１スイッチを含むことが好ましい。第２のＳＰＤＴスイッチ２４４ｂ等
の第２スイッチは、正であるＩおよびＱ入力信号の他方に応答して第３基準周波
数信号２２２ｃを第２電力増幅器２１０ｂへつなぎ、また負であるＩおよびＱ入
力信号の他方に応答して第４基準周波数信号２２２ｄを第２電力増幅器２１０ｂ
へつなぐ。当業者には理解されようが、基準信号を選択的に反転するためにＳＰ
ＤＴスイッチの代わりに平衡変調器を使用してもよい。
【００２８】 これも図２に示すように、スイッチ・システム２４０はまた、ＩおよびＱ入力
信号の一方が正であるか負であるかを検出するために、ＩおよびＱ入力信号の一
方と第１スイッチ２４４ａとの間につながれた第１の極性検出器２４６ａを含む
ことが好ましい。第２の極性検出器２４６ｂも、ＩおよびＱ入力信号の他方が正
であるか負であるかを検出するために、ＩおよびＱ入力信号の他方と第２スイッ
チ２４４ｂとの間につながれる。
信号の一方が正であるか負であるかを検出するために、ＩおよびＱ入力信号の一
方と第１スイッチ２４４ａとの間につながれた第１の極性検出器２４６ａを含む
ことが好ましい。第２の極性検出器２４６ｂも、ＩおよびＱ入力信号の他方が正
であるか負であるかを検出するために、ＩおよびＱ入力信号の他方と第２スイッ
チ２４４ｂとの間につながれる。
【００２９】 なおも図２の説明を続けるが、好ましくはＤ級増幅器である第３増幅器２５０
ａが、ＩおよびＱ入力信号の一方、例えばＱ入力信号に応答して第１可変供給電
圧を第１増幅器２１０ａの供給入力２１４ａへ供給する。第４増幅器２５０ｂは
、ＩおよびＱ入力信号の他方、例えばＩ入力信号に応答して第２可変供給電圧を
第２増幅器２１０ｂの供給入力２１４ｂへ供給する。
ａが、ＩおよびＱ入力信号の一方、例えばＱ入力信号に応答して第１可変供給電
圧を第１増幅器２１０ａの供給入力２１４ａへ供給する。第４増幅器２５０ｂは
、ＩおよびＱ入力信号の他方、例えばＩ入力信号に応答して第２可変供給電圧を
第２増幅器２１０ｂの供給入力２１４ｂへ供給する。
【００３０】 第３および第４増幅器、それぞれ２５０ａおよび２５０ｂに関する適当な入力
を発生するために、好ましくはデルタ・シグマ型アナログ・ディジタル変換器２
６０ａである第１のアナログ・ディジタル変換器がＩおよびＱ入力信号の一方と
第３増幅器２５０ａとの間につながれ、それによって第３増幅器はＩおよびＱ信
号の一方に対するディジタル表現に応答して第１可変供給電圧を第１増幅器２１
０ａの供給入力２１４ａへ供給する。好ましくは第２のデルタ・シグマ型アナロ
グ・ディジタル変換器２６０ｂである第２のアナログ・ディジタル変換器がＩお
よびＱ入力信号の他方と第４増幅器２５０ｂとの間につながれ、それによって第
４増幅器２５０ｂはＩおよびＱ信号の他方のディジタル表現に応答して第２増幅
器２１０ｂの第２可変供給電圧入力２１４ｂを供給する。図２に示すように、低
域通過フィルタ２６２ａ、２６２ｂ、２６４ａ、および２６４ｂがＱおよびＩ入
力および第３および第４増幅器、それぞれ２５０ａおよび２５０ｂの出力を濾過
する。しばしば、ＩおよびＱ信号はディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によっ
てディジタル的に生成される。ＤＳＰはディジタル方式の低域通過フィルタ２６
２ａおよび２６２ｂを含むことができる。従って、デルタ・シグマ変換器２６０
ａおよび２６０ｂは、完全にディジタル的な論理処理およびシステムによって、
ＤＳＰからのフィルタを通ったディジタル・サンプル・ストリームを、パルス符
号変調（ＰＣＭ）形式からデルタ・シグマ表現へ変換する。
を発生するために、好ましくはデルタ・シグマ型アナログ・ディジタル変換器２
６０ａである第１のアナログ・ディジタル変換器がＩおよびＱ入力信号の一方と
第３増幅器２５０ａとの間につながれ、それによって第３増幅器はＩおよびＱ信
号の一方に対するディジタル表現に応答して第１可変供給電圧を第１増幅器２１
０ａの供給入力２１４ａへ供給する。好ましくは第２のデルタ・シグマ型アナロ
グ・ディジタル変換器２６０ｂである第２のアナログ・ディジタル変換器がＩお
よびＱ入力信号の他方と第４増幅器２５０ｂとの間につながれ、それによって第
４増幅器２５０ｂはＩおよびＱ信号の他方のディジタル表現に応答して第２増幅
器２１０ｂの第２可変供給電圧入力２１４ｂを供給する。図２に示すように、低
域通過フィルタ２６２ａ、２６２ｂ、２６４ａ、および２６４ｂがＱおよびＩ入
力および第３および第４増幅器、それぞれ２５０ａおよび２５０ｂの出力を濾過
する。しばしば、ＩおよびＱ信号はディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によっ
てディジタル的に生成される。ＤＳＰはディジタル方式の低域通過フィルタ２６
２ａおよび２６２ｂを含むことができる。従って、デルタ・シグマ変換器２６０
ａおよび２６０ｂは、完全にディジタル的な論理処理およびシステムによって、
ＤＳＰからのフィルタを通ったディジタル・サンプル・ストリームを、パルス符
号変調（ＰＣＭ）形式からデルタ・シグマ表現へ変換する。
【００３１】 最後に、カプラ２７０は第１および第２電力増幅器２１０ａおよび２１０ｂの
電力出力２１６ａおよび２１６ｂを無線電話アンテナ等の負荷２７２へつなぐ。
１つの実施の形態では、カプラ２７０は、第１および第２電力増幅器を負荷２７
２へつなぐ一方で、好ましくは第１および第２電力増幅器２１０ａおよび２１０
ｂを互いに分離する整合回路網を含む。
電力出力２１６ａおよび２１６ｂを無線電話アンテナ等の負荷２７２へつなぐ。
１つの実施の形態では、カプラ２７０は、第１および第２電力増幅器を負荷２７
２へつなぐ一方で、好ましくは第１および第２電力増幅器２１０ａおよび２１０
ｂを互いに分離する整合回路網を含む。
【００３２】 図２の電力変調システムおよび方法の動作についてここで説明する。制御発振
器２２４の周波数は好ましくは送信される搬送波周波数に設定される。９０°位
相シフタ２２８は元の信号と同じであるが位相を９０°シフトした信号を生成す
ることが好ましい。次に、元の信号と９０°シフトされた信号とはインバータ２
２６および２３２へ送られ、それらが利得−１の増幅を実行する。こうして、４
個の基準周波数信号２２２ａ−２２２ｄが得られる。それらは好ましくは、制御
発振器２２４の＋ｓｉｎおよび−ｓｉｎ、および＋ｃｏｓおよび−ｃｏｓを表す
。
器２２４の周波数は好ましくは送信される搬送波周波数に設定される。９０°位
相シフタ２２８は元の信号と同じであるが位相を９０°シフトした信号を生成す
ることが好ましい。次に、元の信号と９０°シフトされた信号とはインバータ２
２６および２３２へ送られ、それらが利得−１の増幅を実行する。こうして、４
個の基準周波数信号２２２ａ−２２２ｄが得られる。それらは好ましくは、制御
発振器２２４の＋ｓｉｎおよび−ｓｉｎ、および＋ｃｏｓおよび−ｃｏｓを表す
。
【００３３】 ２つのスイッチ２４４ａおよび２４４ｂは１つのチャネルに対してｓｉｎの極
性を選択し、他方のチャネルに対してｃｏｓの極性を選択するように制御される
。これらの信号は独立してドライバ増幅器段２４２ａ、２４２ｂおよび電力増幅
器出力段２１０ａ、２１０ｂへ送られる。
性を選択し、他方のチャネルに対してｃｏｓの極性を選択するように制御される
。これらの信号は独立してドライバ増幅器段２４２ａ、２４２ｂおよび電力増幅
器出力段２１０ａ、２１０ｂへ送られる。
【００３４】 ｓｉｎまたはｃｏｓ信号の極性制御は、ゼロになるＩまたはＱチャネルの振幅
と一致することが好ましい。これは極性の変化によって誘導される雑音が出力信
号のスペクトルに混入することを削減することができる。
と一致することが好ましい。これは極性の変化によって誘導される雑音が出力信
号のスペクトルに混入することを削減することができる。
【００３５】 これらの２つの電力増幅器出力段は好ましくは整合回路網２７０中でブロッキ
ング・キャパシタと直列につながれて、それによって、好ましくはＣ級増幅器の
ドレイン電圧に対応する供給電圧が互いに独立して制御できる。Ｃ級増幅器２１
０ａおよび２１０ｂから整合回路網２７０までの距離は搬送波周波数の波長と比
較して短いことが好ましい。
ング・キャパシタと直列につながれて、それによって、好ましくはＣ級増幅器の
ドレイン電圧に対応する供給電圧が互いに独立して制御できる。Ｃ級増幅器２１
０ａおよび２１０ｂから整合回路網２７０までの距離は搬送波周波数の波長と比
較して短いことが好ましい。
【００３６】 Ｃ級増幅器供給電圧２１４ａおよび２１４ｂはＤ級増幅器２５０ａおよび２５
０ｂによって、スイッチング・ノイズを除去するための低域通過フィルタ２４６
ａおよび２４６ｂを使用して効率的に生成されることが好ましい。Ｄ級増幅器２
５０ａおよび２５０ｂへの入力信号はデルタ・シグマ処理によって生成されるた
め、低域通過フィルタ２４６ａおよび２４６ｂの帯域中の雑音を低減することが
できる。従って、適当なＩおよびＱ信号を用いて、位相平面のベクトルで任意の
望ましい軌跡を生成することが可能である。Ｄ級増幅器は電流の流入および排出
の両方が可能であって、電流が変調サイクルの期間に増幅器２１０ａおよび２１
０ｂから供給源へ戻ることもできることが好ましい。
０ｂによって、スイッチング・ノイズを除去するための低域通過フィルタ２４６
ａおよび２４６ｂを使用して効率的に生成されることが好ましい。Ｄ級増幅器２
５０ａおよび２５０ｂへの入力信号はデルタ・シグマ処理によって生成されるた
め、低域通過フィルタ２４６ａおよび２４６ｂの帯域中の雑音を低減することが
できる。従って、適当なＩおよびＱ信号を用いて、位相平面のベクトルで任意の
望ましい軌跡を生成することが可能である。Ｄ級増幅器は電流の流入および排出
の両方が可能であって、電流が変調サイクルの期間に増幅器２１０ａおよび２１
０ｂから供給源へ戻ることもできることが好ましい。
【００３７】 電力増幅器２１０ａおよび２１０ｂは線形電力増幅器よりも飽和型のＣ級増幅
器であることが好ましい。そうすれば高効率が得られよう。帯域外の雑音が低減
でき、これによってチェーン中の付加的なＳＡＷフィルタは必要なくなる。最後
に、広い変調帯域幅がサポートできる。この帯域幅はＤ級増幅器段２５０ａおよ
び２５０ｂそれぞれに続く低域通過フィルタ２６４ａおよび２６４ｂのフィルタ
帯域幅によってのみ制限されよう。
器であることが好ましい。そうすれば高効率が得られよう。帯域外の雑音が低減
でき、これによってチェーン中の付加的なＳＡＷフィルタは必要なくなる。最後
に、広い変調帯域幅がサポートできる。この帯域幅はＤ級増幅器段２５０ａおよ
び２５０ｂそれぞれに続く低域通過フィルタ２６４ａおよび２６４ｂのフィルタ
帯域幅によってのみ制限されよう。
【００３８】 図３は本発明に従う電力ＩＱ変調システムおよび方法の第２の実施の形態のブ
ロック図である。図３の電力変調システムおよび方法２００’は、それぞれ対応
する適当なインピーダンスの１／４波長の伝送ライン３１０ａおよび３１０ｂが
、上で引用した出願に開示されているように、Ｃ級増幅器２１０ａおよび２１０
ｂの電力出力２１６ａおよび２１６ｂと整合回路網との間の最終的な出力段の各
ブランチに含まれていることを除いて、図２のそれらと類似している。
ロック図である。図３の電力変調システムおよび方法２００’は、それぞれ対応
する適当なインピーダンスの１／４波長の伝送ライン３１０ａおよび３１０ｂが
、上で引用した出願に開示されているように、Ｃ級増幅器２１０ａおよび２１０
ｂの電力出力２１６ａおよび２１６ｂと整合回路網との間の最終的な出力段の各
ブランチに含まれていることを除いて、図２のそれらと類似している。
【００３９】 あるいは、図４に示される第３の実施の形態２００’’では、電力出力２１６
ａおよび２１６ｂと整合回路網２７０との間には一対のアイソレータ４１０ａお
よび４１０ｂが含まれよう。この構成では高い効率は得られないが、簡略化され
た組合せが実現し、それを必要とする応用において線形性が改善される可能性が
ある。例えば、整合回路網２７０は２つの分離した整合回路網でよく、各々が１
つのアイソレータ４１０へつながれて、それにより、インピーダンスを、アイソ
レータにおける５０オームから、２つの整合回路網がつながれてアンテナ２７２
へのフィーダ線につながれる地点における１００オームへ増大させる。
ａおよび２１６ｂと整合回路網２７０との間には一対のアイソレータ４１０ａお
よび４１０ｂが含まれよう。この構成では高い効率は得られないが、簡略化され
た組合せが実現し、それを必要とする応用において線形性が改善される可能性が
ある。例えば、整合回路網２７０は２つの分離した整合回路網でよく、各々が１
つのアイソレータ４１０へつながれて、それにより、インピーダンスを、アイソ
レータにおける５０オームから、２つの整合回路網がつながれてアンテナ２７２
へのフィーダ線につながれる地点における１００オームへ増大させる。
【００４０】 図５は更に別の実施の形態２００’’’を示しており、整合回路網２７０は一
対の電圧・電流（ＶＩ）変換器および整合回路網５７０ａ、５７０ｂによって置
き換えられている。
対の電圧・電流（ＶＩ）変換器および整合回路網５７０ａ、５７０ｂによって置
き換えられている。
【００４１】 図３−５の各実施の形態は各種の長所および欠点を有するであろう。例えば、
図３の実施の形態は、電力増幅器段２１０ａおよび２１０ｂの主に電圧源を電流
に変換するために１／４波長伝送ライン３１０ａおよび３１０ｂを使用している
。これによって、電流を並列的に加算して、整合回路網２７０を介して負荷へ供
給できる。
図３の実施の形態は、電力増幅器段２１０ａおよび２１０ｂの主に電圧源を電流
に変換するために１／４波長伝送ライン３１０ａおよび３１０ｂを使用している
。これによって、電流を並列的に加算して、整合回路網２７０を介して負荷へ供
給できる。
【００４２】 図４の実施の形態は、２つの電力増幅器出力段２１０ａおよび２１０ｂからの
出力を組合せるために一対のアイソレータ４１０ａおよび４１０ｂを使用してい
る。アイソレータは、全体的な効率を犠牲にして、２つの電力増幅器段２１０ａ
および２１０ｂ相互間の干渉を減らすことができる。最後に、図５の実施の形態
は整合回路網５７０ａおよび５７０ｂを使用して、Ｃ級増幅器２１０ａおよび２
１０ｂの電圧出力を電流に変換して負荷中で加算できるようにしている。
出力を組合せるために一対のアイソレータ４１０ａおよび４１０ｂを使用してい
る。アイソレータは、全体的な効率を犠牲にして、２つの電力増幅器段２１０ａ
および２１０ｂ相互間の干渉を減らすことができる。最後に、図５の実施の形態
は整合回路網５７０ａおよび５７０ｂを使用して、Ｃ級増幅器２１０ａおよび２
１０ｂの電圧出力を電流に変換して負荷中で加算できるようにしている。
【００４３】 Ｃ級増幅器２１０ａおよび２１０ｂは供給電圧と出力レベルとの間に非線形な
関係を持ち、その結果歪み生ずる可能性がある。そのような増幅器は振幅変調か
ら位相変調への（ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ）変換からも被害を受ける可能性がある。そ
の場合、振幅変調によって好ましくない位相変調が生ずる。本発明はそのような
信号歪みを補償する方法およびシステムも含むことができる。
関係を持ち、その結果歪み生ずる可能性がある。そのような増幅器は振幅変調か
ら位相変調への（ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ）変換からも被害を受ける可能性がある。そ
の場合、振幅変調によって好ましくない位相変調が生ずる。本発明はそのような
信号歪みを補償する方法およびシステムも含むことができる。
【００４４】 そのような事前補償（ｐｒｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）は、増幅器によって
導入されるであろうＩおよびＱ信号の既知の歪みを事前に補償するフィードフォ
ーワード事前補償、あるいは出力信号の位相または振幅を検出し、望ましい値と
比較して誤差量を得て、次にその誤差量を用いて修正されたＩ、Ｑを発生させる
ことによって望ましい出力信号をより正確に発生するフィードバック補償のいず
れかでよい。フィードバック・システムはまた、実時間フィードバック・システ
ム、あるいは“オフ・ライン”、またはＩ、Ｑ値を事前補償して望ましい出力信
号をより正確に発生させるように徐々に調整する“学習”システムのいずれかで
よい。
導入されるであろうＩおよびＱ信号の既知の歪みを事前に補償するフィードフォ
ーワード事前補償、あるいは出力信号の位相または振幅を検出し、望ましい値と
比較して誤差量を得て、次にその誤差量を用いて修正されたＩ、Ｑを発生させる
ことによって望ましい出力信号をより正確に発生するフィードバック補償のいず
れかでよい。フィードバック・システムはまた、実時間フィードバック・システ
ム、あるいは“オフ・ライン”、またはＩ、Ｑ値を事前補償して望ましい出力信
号をより正確に発生させるように徐々に調整する“学習”システムのいずれかで
よい。
【００４５】 一般に、出力信号の振幅は電力検出器を用いて測定されよう。しかし、位相の
測定は一般に位相基準信号に相対的に行われるため、出力位相の測定はもっと困
難である。従って、振幅の直線性を制御するフィードバック法は非常に実用的で
はあるが、ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換を補償するフィードフォーワード法はより実用
的であろう。
測定は一般に位相基準信号に相対的に行われるため、出力位相の測定はもっと困
難である。従って、振幅の直線性を制御するフィードバック法は非常に実用的で
はあるが、ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換を補償するフィードフォーワード法はより実用
的であろう。
【００４６】 歪みを補償する好適な方法にはディジタル信号プロセッサを用いて、補償され
たＩおよびＱ信号を発生させるものが含まれる。例えば、トータルの出力信号振
幅に依存するＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換とともに従来の増幅器を事前補償する方法に
は、ディジタル信号プロセッサを使用してＩ2＋Ｑ2の平方根から出力信号の望ま
しい合計振幅を計算するものが含まれる。
たＩおよびＱ信号を発生させるものが含まれる。例えば、トータルの出力信号振
幅に依存するＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換とともに従来の増幅器を事前補償する方法に
は、ディジタル信号プロセッサを使用してＩ2＋Ｑ2の平方根から出力信号の望ま
しい合計振幅を計算するものが含まれる。
【００４７】 次にこの望ましい振幅は、予め記憶された検索表へアドレスとして与えられて
振幅補償値が得られ、それはＩおよびＱの両方をスケールするために用いられて
、振幅補償されたＩおよびＱ値が得られる。これらの値を後に変調のために用い
れば、正しく望ましい出力信号振幅を生成できる。
振幅補償値が得られ、それはＩおよびＱの両方をスケールするために用いられて
、振幅補償されたＩおよびＱ値が得られる。これらの値を後に変調のために用い
れば、正しく望ましい出力信号振幅を生成できる。
【００４８】 元の望ましい振幅または補償された振幅は、次に予め記憶された位相補償表に
与えられて、ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換を補償する位相補償値が得られる。次に位相
補償値を振幅補償されたＩおよびＱ値と一緒に用いて複素数乗算を行い、位相お
よび振幅補償されたＩおよびＱ値を得る。これらを変調のために用いれば、正し
く望ましい信号振幅を生成できる。
与えられて、ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換を補償する位相補償値が得られる。次に位相
補償値を振幅補償されたＩおよびＱ値と一緒に用いて複素数乗算を行い、位相お
よび振幅補償されたＩおよびＱ値を得る。これらを変調のために用いれば、正し
く望ましい信号振幅を生成できる。
【００４９】 ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換および振幅非線形性を事前補償するために一般に必要と
される乗算の数は６であるが、次の方法を使用すれば４に減らすことができる。
される乗算の数は６であるが、次の方法を使用すれば４に減らすことができる。
【００５０】 望ましい振幅をＡ（ｔ）＝（Ｉ（ｔ）2＋Ｑ（ｔ）2）1/2と表す。そうすると
、もし増幅器が複素数［ｃｏｓ（φ（Ａ）），ｓｉｎ（φ（Ａ））］による乗算
に等価な位相回転および振幅歪み関数Ｆ（Ａ）を生成するとすれば、元のＩ、Ｑ
値は次の式によって修正される場合、訂正されなければならない。
、もし増幅器が複素数［ｃｏｓ（φ（Ａ）），ｓｉｎ（φ（Ａ））］による乗算
に等価な位相回転および振幅歪み関数Ｆ（Ａ）を生成するとすれば、元のＩ、Ｑ
値は次の式によって修正される場合、訂正されなければならない。
【００５１】
【００５２】 従って、
【００５３】 Ｉ’＝Ｆ-1（Ａ）／Ａｃｏｓ（Φ）Ｉ＋Ｆ-1（Ａ）／Ａｓｉｎ（Φ）Ｑ Ｑ’＝Ｆ-1（Ａ）／Ａｃｏｓ（Φ）Ｑ−Ｆ-1（Ａ）／Ａｓｉｎ（Φ）Ｉ
【００５４】 Ｆ-1（Ａ）／Ａｃｏｓ（φ）およびＦ-1（Ａ）／Ａｓｉｎ（φ）が純粋に振幅
Ａの関数であるため、それらは事前に計算して検索表の中にＦ１（Ａ）およびＦ
２（Ａ）として記憶させておき、上述のように後で使用できる。このように、位
相および振幅歪みの両方を修正するために４回の乗算だけを使用すればよい。
Ａの関数であるため、それらは事前に計算して検索表の中にＦ１（Ａ）およびＦ
２（Ａ）として記憶させておき、上述のように後で使用できる。このように、位
相および振幅歪みの両方を修正するために４回の乗算だけを使用すればよい。
【００５５】 ここに説明してきた本発明の増幅器では、各増幅器がＩ部またはＱ部のどちら
かだけを増幅するようになっている。従って、Ｉ増幅器中の振幅歪みは主として
Ｉ値にのみ依存し、他方、Ｑ増幅器中の振幅歪みは主としてＱ値に依存すること
になろう。同様に、Ｉ増幅器中のＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換は、信号位相（余弦波位
相）を主としてＩ値に依存する位相誤差量だけゼロから遠ざける方向へ変更する
と考えられ、他方、Ｑ増幅器中のＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換は、それの信号位相を主
としてＱ値に依存する位相誤差量だけ９０°（正弦波位相）から遠ざける方向に
変更すると考えられる。このように、一方はＩ値にのみ依存し、他方はＱ値にの
み依存する、ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換および振幅歪みの２つの異なる値に対する補
償を行うために、異なる事前補償構造が使用されよう。
かだけを増幅するようになっている。従って、Ｉ増幅器中の振幅歪みは主として
Ｉ値にのみ依存し、他方、Ｑ増幅器中の振幅歪みは主としてＱ値に依存すること
になろう。同様に、Ｉ増幅器中のＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換は、信号位相（余弦波位
相）を主としてＩ値に依存する位相誤差量だけゼロから遠ざける方向へ変更する
と考えられ、他方、Ｑ増幅器中のＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換は、それの信号位相を主
としてＱ値に依存する位相誤差量だけ９０°（正弦波位相）から遠ざける方向に
変更すると考えられる。このように、一方はＩ値にのみ依存し、他方はＱ値にの
み依存する、ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換および振幅歪みの２つの異なる値に対する補
償を行うために、異なる事前補償構造が使用されよう。
【００５６】 もしＩ増幅器のＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換をΦ（Ｉ）と記述すれば、Ｉ値の大きさ
はＩｃｏｓ（Φ（Ｉ））へ減らされ、加算誤差成分Ｉｓｉｎ（Φ（Ｉ））がＱ値
に加算されよう。同様に、Ｑ増幅器のＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換をΦ（Ｑ）と表記し
て、Ｑの大きさはＱｃｏｓ（Φ（Ｑ））に減らされ、他方、加算誤差Ｑｓｉｎ（
Φ（Ｑ））がＩ成分から差し引かれる。もし加算時にＩからＦ（Ｉ）への振幅歪
みおよびＱからＦ（Ｑ）への振幅歪みが存在すれば、それはＦの逆関数を適用す
ることによって修正されるべきであり、そのために必要とされるＩ振幅の全体的
な事前補償は次の関数で記述される。
はＩｃｏｓ（Φ（Ｉ））へ減らされ、加算誤差成分Ｉｓｉｎ（Φ（Ｉ））がＱ値
に加算されよう。同様に、Ｑ増幅器のＡＭ−ｔｏ−ＰＭ変換をΦ（Ｑ）と表記し
て、Ｑの大きさはＱｃｏｓ（Φ（Ｑ））に減らされ、他方、加算誤差Ｑｓｉｎ（
Φ（Ｑ））がＩ成分から差し引かれる。もし加算時にＩからＦ（Ｉ）への振幅歪
みおよびＱからＦ（Ｑ）への振幅歪みが存在すれば、それはＦの逆関数を適用す
ることによって修正されるべきであり、そのために必要とされるＩ振幅の全体的
な事前補償は次の関数で記述される。
【００５７】 （Ｆ-1（Ｉ））／（ｃｏｓ（Φ（Ｉ）））
【００５８】 また、必要とされるＱ振幅の全体的な事前補償は次の関数で記述される。
【００５９】 （Ｆ-1（Ｑ））／（ｃｏｓ（Φ（Ｑ）））
【００６０】 もし増幅器が同じであれば、それらの関数は同じ関数であり、ある場合には引
数はＩであり、他の場合はＱである。関数全体は事前に計算され、記憶される。
Ｉ増幅器によって生成されたＱに加わる誤差成分が上の関数を用いてＩの事前補
償された値とＩの望ましい値のどちらによって引き起こされたものであっても、
それはＩの値のみに依存することに変わりがないため、事前に計算されて、Ｉｃ
ｏｓ（Φ（Ｉ））に関する検索表に記憶されよう。Ｑチャネルで生成されるＩ値
に加わる誤差についても同様である。
数はＩであり、他の場合はＱである。関数全体は事前に計算され、記憶される。
Ｉ増幅器によって生成されたＱに加わる誤差成分が上の関数を用いてＩの事前補
償された値とＩの望ましい値のどちらによって引き起こされたものであっても、
それはＩの値のみに依存することに変わりがないため、事前に計算されて、Ｉｃ
ｏｓ（Φ（Ｉ））に関する検索表に記憶されよう。Ｑチャネルで生成されるＩ値
に加わる誤差についても同様である。
【００６１】 本発明に従う事前補償のブロック図が図６に示されている。望ましいＩの値が
検索表（テーブル）６００ａに供給されて、第１の振幅歪み補償値６１０ａとも
呼ばれる補償されたＩ値Ｆ１（Ｉ）および第１の位相補償値６２０ａとも呼ばれ
るＡＭ−ｔｏ−ＰＭ補償値Ｆ２（Ｉ）が得られる。同様に、望ましいＱ値が検索
表６００ｂに供給される。もし増幅器２１０ａ、２１０ｂおよびそれらに付随す
る高レベルのＤ級変調器２５０ａ、２５０ｂが同一であれば、この表は同じ検索
表でよい。もしそれらの増幅器が異なるように校正されていれば、図６に６００
ａ、６００ｂと表記した２つの検索表は単一の検索表システム６００の異なるサ
ブテーブルで構わない。
検索表（テーブル）６００ａに供給されて、第１の振幅歪み補償値６１０ａとも
呼ばれる補償されたＩ値Ｆ１（Ｉ）および第１の位相補償値６２０ａとも呼ばれ
るＡＭ−ｔｏ−ＰＭ補償値Ｆ２（Ｉ）が得られる。同様に、望ましいＱ値が検索
表６００ｂに供給される。もし増幅器２１０ａ、２１０ｂおよびそれらに付随す
る高レベルのＤ級変調器２５０ａ、２５０ｂが同一であれば、この表は同じ検索
表でよい。もしそれらの増幅器が異なるように校正されていれば、図６に６００
ａ、６００ｂと表記した２つの検索表は単一の検索表システム６００の異なるサ
ブテーブルで構わない。
【００６２】 Ｑ値は検索表６００ｂにアクセスして第２の振幅歪み補償値６１０ｂとも呼ば
れる事前に振幅補償されたＱ値Ｆ１（Ｑ）および第２の位相補償値６２０ｂとも
呼ばれるＡＭ−ｔｏ−ＰＭ補償値Ｆ２（Ｑ）を生成する。値Ｆ２（Ｑ）は加算器
（ａｄｄｅｒ）６３０ａ中で値Ｆ１（Ｉ）に加算され、他方、値Ｆ２（Ｉ）は加
算器（ｓｕｍｍｅｒ）６３０の減算器６３０ｂ中で値Ｆ１（Ｑ）から差し引かれ
る。加算器６３０は事前補償されたあるいは事前に歪ませたＩおよびＱ値を生成
し、それらは対応する増幅器を変調するために供給される場合、望ましいＩおよ
びＱ値により正確に追随する、増幅器出力を組合せた後の出力を得る。補償され
たＩ値の絶対値（振幅）を高レベルのＤ級Ｉ変調器２６０ｂ、２５０ｂ、２６４
ｂへ供給し、他方で、補償されたＩ値の符号を、発生器２２４から余弦波基準信
号の反転位相あるいは非反転位相のいずれかを選択するために供給することによ
って、対応する増幅器を変調するために補償されたＩおよびＱ値が用いられる。
同様に、補償されたＱ値の絶対値（振幅）はＱ変調器２６０ａ、２５０ａ、２６
４に供給され、他方、補償されたＱ値の符号は、基準２２４から位相で９０°シ
フトした反転あるいは非反転の正弦波ドライブ２２８のいずれかを選択する。
れる事前に振幅補償されたＱ値Ｆ１（Ｑ）および第２の位相補償値６２０ｂとも
呼ばれるＡＭ−ｔｏ−ＰＭ補償値Ｆ２（Ｑ）を生成する。値Ｆ２（Ｑ）は加算器
（ａｄｄｅｒ）６３０ａ中で値Ｆ１（Ｉ）に加算され、他方、値Ｆ２（Ｉ）は加
算器（ｓｕｍｍｅｒ）６３０の減算器６３０ｂ中で値Ｆ１（Ｑ）から差し引かれ
る。加算器６３０は事前補償されたあるいは事前に歪ませたＩおよびＱ値を生成
し、それらは対応する増幅器を変調するために供給される場合、望ましいＩおよ
びＱ値により正確に追随する、増幅器出力を組合せた後の出力を得る。補償され
たＩ値の絶対値（振幅）を高レベルのＤ級Ｉ変調器２６０ｂ、２５０ｂ、２６４
ｂへ供給し、他方で、補償されたＩ値の符号を、発生器２２４から余弦波基準信
号の反転位相あるいは非反転位相のいずれかを選択するために供給することによ
って、対応する増幅器を変調するために補償されたＩおよびＱ値が用いられる。
同様に、補償されたＱ値の絶対値（振幅）はＱ変調器２６０ａ、２５０ａ、２６
４に供給され、他方、補償されたＱ値の符号は、基準２２４から位相で９０°シ
フトした反転あるいは非反転の正弦波ドライブ２２８のいずれかを選択する。
【００６３】 合計振幅に依存する歪みあるいはＩおよびＱ成分に別々に依存する歪みのいず
れかを補償できる上述の方法は、もしも両タイプの歪みが存在すれば一緒に使用
してもよい。これら２つの方法はどちらを先に適用しても構わないが、最初に適
用した方法に対して事前に計算された検索表が二番目に適用される方法によって
既に補償されている歪みを考慮に入れることを保証する必要がある。
れかを補償できる上述の方法は、もしも両タイプの歪みが存在すれば一緒に使用
してもよい。これら２つの方法はどちらを先に適用しても構わないが、最初に適
用した方法に対して事前に計算された検索表が二番目に適用される方法によって
既に補償されている歪みを考慮に入れることを保証する必要がある。
【００６４】 線形性を改善するその他の方法には、例えば、参照によってここに取り込む、
ベルグステン（Ｂｅｒｇｓｔｅｎ）等に対する米国特許第５，４８３，６８１号
に述べられているカルテシアン（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）・フィードバックが含ま
れる。
ベルグステン（Ｂｅｒｇｓｔｅｎ）等に対する米国特許第５，４８３，６８１号
に述べられているカルテシアン（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）・フィードバックが含ま
れる。
【００６５】 このように、高効率の電力ＩＱ変調システムおよび方法が提供され、それによ
ってセルラ無線電話またはその他の送信機の価格、サイズ、および／または消費
電力が削減できる。
ってセルラ無線電話またはその他の送信機の価格、サイズ、および／または消費
電力が削減できる。
【００６６】 図面および明細書には本発明の典型的な好適な実施の形態が開示されており、
特別な記述が採用されているが、それらは一般的な記述の意味だけで用いられて
いるのであって、限定的な意図のものではない。本発明のスコープは以下の特許
請求の範囲に提示されている。
特別な記述が採用されているが、それらは一般的な記述の意味だけで用いられて
いるのであって、限定的な意図のものではない。本発明のスコープは以下の特許
請求の範囲に提示されている。
【図１】 従来のＩＱ変調器のブロック図。
【図２】 本発明に従う電力ＩＱ変調システムおよび方法のブロック図。
【図３】 本発明に従う電力ＩＱ変調システムおよび方法のブロック図。
【図４】 本発明に従う電力ＩＱ変調システムおよび方法のブロック図。
【図５】 本発明に従う電力ＩＱ変調システムおよび方法のブロック図。
【図６】 本発明に従う補償システムおよび方法のブロック図。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年１２月１８日（２０００．１２．１８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】 供給入力（２１４ａ、２１４ｂ）に応答した電力出力（２１ ６ａ、２１６ｂ）を生成するために信号入力（２１２ａ、２１２ｂ）を電力増幅 するための第１（２１０ａ）および第２（２１０ｂ）の手段を用いて、 同相（Ｉ
）および直角位相（Ｑ）入力信号を変調および増幅する電力変調システムであっ
て： 第１（２２２ａ）、第２（２２２ｂ）、第３（２２２ｃ）、および第４（２２ ２ｄ）の基準周波数信号を提供するための手段（２２０）であって、 前記第１お
よび第２基準周波数信号が互いに反転しており、また前記第３および第４の基準
周波数信号が互いに反転している前記第１、第２、第３、および第４の基準周波
数信号を供給するための手段； 前記第１および第２基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の一方の
極性の関数として電力増幅のための前記第１手段の前記信号入力へ選択的に供給
し、また前記第３および第４基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の
他方の極性の関数として電力増幅のための前記第２手段の前記信号入力へ選択的
に供給するための手段（２４０）； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第１の可変供給電圧を電力増幅 のための前記第１手段の前記供給入力へ供給するための手段（２５０ａ、２６０ ａ） ； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して第２の可変供給電圧を電力増幅 のための前記第２手段の前記供給入力へ供給するための手段（２５０ｂ、２６０ ｂ） ；および 電力増幅のための前記第１および第２手段の前記電力出力を負荷へつなぐため の手段（２７０） ； によって特徴付けられる電力変調システム。
）および直角位相（Ｑ）入力信号を変調および増幅する電力変調システムであっ
て： 第１（２２２ａ）、第２（２２２ｂ）、第３（２２２ｃ）、および第４（２２ ２ｄ）の基準周波数信号を提供するための手段（２２０）であって、 前記第１お
よび第２基準周波数信号が互いに反転しており、また前記第３および第４の基準
周波数信号が互いに反転している前記第１、第２、第３、および第４の基準周波
数信号を供給するための手段； 前記第１および第２基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の一方の
極性の関数として電力増幅のための前記第１手段の前記信号入力へ選択的に供給
し、また前記第３および第４基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の
他方の極性の関数として電力増幅のための前記第２手段の前記信号入力へ選択的
に供給するための手段（２４０）； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第１の可変供給電圧を電力増幅 のための前記第１手段の前記供給入力へ供給するための手段（２５０ａ、２６０ ａ） ； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して第２の可変供給電圧を電力増幅 のための前記第２手段の前記供給入力へ供給するための手段（２５０ｂ、２６０ ｂ） ；および 電力増幅のための前記第１および第２手段の前記電力出力を負荷へつなぐため の手段（２７０） ； によって特徴付けられる電力変調システム。
【請求項２】 請求項１記載の電力変調システムであって、電力増幅のため の前記第１および第２手段が ： Ｃ級増幅器によって特徴付けられ、また前記供給のための手段がＤ級増幅器を
含んでいる； 電力変調システム。
含んでいる； 電力変調システム。
【請求項３】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記第１、第２
、第３、および第４の基準周波数信号がそれぞれ、０°、１８０°、９０°、お
よび２７０°位相シフトされた基準周波数信号である電力変調システム。
、第３、および第４の基準周波数信号がそれぞれ、０°、１８０°、９０°、お
よび２７０°位相シフトされた基準周波数信号である電力変調システム。
【請求項４】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記第１、第２
、第３、および第４の基準周波数信号を供給するための前記手段が： 前記第１基準周波数信号を生成するための手段（２２４）； 前記第１基準周波数信号を反転して第２基準周波数信号を生成するための手段 （２２６） ； 前記第１基準周波数信号を位相シフトして前記第３基準周波数信号を生成する ための手段（２２８） ；および 前記第３基準周波数信号を反転して前記第４基準周波数信号を生成するための 手段（２３２） ；によって特徴付けられている 電力変調システム。
、第３、および第４の基準周波数信号を供給するための前記手段が： 前記第１基準周波数信号を生成するための手段（２２４）； 前記第１基準周波数信号を反転して第２基準周波数信号を生成するための手段 （２２６） ； 前記第１基準周波数信号を位相シフトして前記第３基準周波数信号を生成する ための手段（２２８） ；および 前記第３基準周波数信号を反転して前記第４基準周波数信号を生成するための 手段（２３２） ；によって特徴付けられている 電力変調システム。
【請求項５】 請求項１記載の電力変調システムであって、選択的に供給す るための前記手段が ： 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第１基準周波数信 号を前記第１電力増幅手段へつなぎ、また負である前記ＩおよびＱ入力信号の前 記一方に応答して前記第２基準周波数信号を前記第１電力増幅手段へつなぐため の第１手段 ；および 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第３基準周波数信 号を前記第２電力増幅手段へつなぎ、また負である前記ＩおよびＱ入力信号の前 記他方に応答して前記第４基準周波数信号を前記第２電力増幅手段へつなぐため の第２手段 ；によって特徴付けられている 電力変調システム。
【請求項６】 請求項５記載の電力変調システムであって、選択的に供給す るための前記手段が 更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方が正であるか負であるかを検出するための 第１手段（２４６ａ）であって、つなぐための前記第１手段が検出のための前記 第１手段に応答するようになった検出のための第１手段 ；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出するための 第２手段（２４６ｂ）であって、つなぐための前記第２手段が検出のための前記 第２手段に応答するようになった検出のための第２手段 ；によって特徴付けられている 電力変調システム。
【請求項７】 請求項１記載の電力変調システムであって、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方をディジタルに変換して、第１の可変供給 電圧を供給するための前記手段が前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方のディジタ ル表現に応答するようにする変換のための第１手段（２６０ａ） ；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方をディジタルに変換して、第２の可変供給 電圧を供給するための前記手段が前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方のディジタ ル表現に応答するようにする変換のための第２手段（２６０ｂ） ；によって特徴付けられる 電力変調システム。
【請求項８】 請求項７記載の電力変調システムであって、変換のための前 記第１手段が 、第１のデルタ・シグマ型のアナログ・ディジタル変換器によって 特徴付けられ 、また変換のための前記第２手段が第２のデルタ・シグマ型のアナ
ログ・ディジタル変換器によって特徴付けられている電力変調システム。
ログ・ディジタル変換器によって特徴付けられている電力変調システム。
【請求項９】 請求項１記載の電力変調システムであって、つなぐための前 記手段が、電力増幅のための第１および第２手段を負荷へ整合させるための手段 によって特徴付けられている電 力変調システム。
【請求項１０】 請求項９記載の電力変調システムであって、つなぐための 前記手段が更に、電力増幅のための前記第１手段を整合のための前記手段へつな ぐための第１の１／４波長伝送ライン（３１０ａ）と、電力増幅のための前記第 ２手段を整合のための前記手段へつなぐための第２の１／４波長伝送ライン（３ １０ｂ）とによって特徴付けられている 電力変調システム。
【請求項１１】 請求項９記載の電力変調システムであって、つなぐための 前記手段が更に、電力増幅のための前記第１手段と電力増幅のための前記第２手 段とを互いに分離するための手段（４１０ａ、４１０ｂ）によって特徴付けられ ている 電力変調システム。
【請求項１２】 請求項９記載の電力変調システムであって、整合のための 前記手段が電圧を電流に変換するための手段によって特徴付けられている電力変 調システム。
【請求項１３】 請求項１記載の電力変調システムであって、電力増幅のた めの前記第１および第２手段が 非線形歪みを生み出し、前記電力変調システムが
、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号から予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成し、前記予め 歪ませたＩおよびＱ信号を選択的に供給するための前記手段および供給のための 前記手段の少なくとも１つへ供給し、それによって前記非線形歪みを補償するた めの手段（６００、６３０） ；によって特徴付けられている 電力変調システム。
、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号から予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成し、前記予め 歪ませたＩおよびＱ信号を選択的に供給するための前記手段および供給のための 前記手段の少なくとも１つへ供給し、それによって前記非線形歪みを補償するた めの手段（６００、６３０） ；によって特徴付けられている 電力変調システム。
【請求項１４】 請求項１３記載の電力変調システムであって、生成のため の前記手段が ： 前記Ｉ入力信号に応答して第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を生 成し、また前記Ｑ入力信号に応答して第２の振幅歪み補償値および第２の位相補 償値を生成するための手段（６００） ；および 前記第１振幅歪み補償値と前記第２振幅補償値とを加算して予め歪ませたＩ信 号を生成し、また前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて 予め歪ませたＱ信号を生成するための手段（６３０） ；によって特徴付けられている 電力変調システム。
【請求項１５】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記Ｉおよび
Ｑ入力信号がＩおよびＱ無線電話通信信号であり、前記負荷が無線電話アンテナ
である電力変調システム。
Ｑ入力信号がＩおよびＱ無線電話通信信号であり、前記負荷が無線電話アンテナ
である電力変調システム。
【請求項１６】 供給入力（２１４ａ、２１４ｂ）に応答した電力出力（２ １６ａ、２１６ｂ） を生成するために信号入力（２１２ａ、２１２ｂ）を電力増
幅するための第１（２１０ａ）および第２（２１０ｂ）の手段を用いて、同相（
Ｉ）および直角位相（Ｑ）入力信号を変調および増幅するための方法であって： 第１（２２２ａ）、第２（２２２ｂ）、第３（２２２ｃ）、および第４（２２ ２ｄ） 基準周波数信号を提供する工程であって、前記第１および第２基準周波数
信号が互いに反転しており、また前記第３および第４基準周波数信号が互いに反
転している第１、第２、第３、および第４基準周波数信号を提供する工程（２２ ０） ； 前記第１および第２基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の一方の
極性の関数として電力増幅のための前記第１手段の前記信号入力へ選択的に供給
する工程（２４０）； 前記第３および第４基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の前記他
方の極性の関数として電力増幅のための前記第２手段の前記信号入力へ選択的に
供給する工程（２４０）； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第１の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第１手段の前記供給入力へ供給する工程（２５０ａ、２６０ａ）； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して第２の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第２手段の前記供給入力へ供給する工程（２５０ｂ、２６０ｂ）；
および 電力増幅のための前記第１および第２手段の前記電力出力を負荷へつなぐ工程 （２７０） ；によって特徴付けられる 方法。
幅するための第１（２１０ａ）および第２（２１０ｂ）の手段を用いて、同相（
Ｉ）および直角位相（Ｑ）入力信号を変調および増幅するための方法であって： 第１（２２２ａ）、第２（２２２ｂ）、第３（２２２ｃ）、および第４（２２ ２ｄ） 基準周波数信号を提供する工程であって、前記第１および第２基準周波数
信号が互いに反転しており、また前記第３および第４基準周波数信号が互いに反
転している第１、第２、第３、および第４基準周波数信号を提供する工程（２２ ０） ； 前記第１および第２基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の一方の
極性の関数として電力増幅のための前記第１手段の前記信号入力へ選択的に供給
する工程（２４０）； 前記第３および第４基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の前記他
方の極性の関数として電力増幅のための前記第２手段の前記信号入力へ選択的に
供給する工程（２４０）； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第１の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第１手段の前記供給入力へ供給する工程（２５０ａ、２６０ａ）； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して第２の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第２手段の前記供給入力へ供給する工程（２５０ｂ、２６０ｂ）；
および 電力増幅のための前記第１および第２手段の前記電力出力を負荷へつなぐ工程 （２７０） ；によって特徴付けられる 方法。
【請求項１７】 請求項１６記載の方法であって、電力増幅のための前記第
１および第２手段がＣ級増幅器によって特徴付けられ、また供給する前記工程が
Ｄ級増幅器を使用する方法。
１および第２手段がＣ級増幅器によって特徴付けられ、また供給する前記工程が
Ｄ級増幅器を使用する方法。
【請求項１８】 請求項１６記載の方法であって、前記第１、第２、第３、
および第４基準周波数信号がそれぞれ、０°、１８０°、９０°、および２７０
°位相シフトされた基準周波数信号によって特徴付けられている方法。
および第４基準周波数信号がそれぞれ、０°、１８０°、９０°、および２７０
°位相シフトされた基準周波数信号によって特徴付けられている方法。
【請求項１９】 請求項１６記載の方法であって、第１、第２、第３、およ
び第４基準周波数信号を提供する前記工程が： 前記第１基準周波数信号を生成する工程（２２４）； 前記第１基準周波数信号を反転して前記第２基準周波数信号を生成する工程（ ２２６） ； 前記第１基準周波数信号を位相シフトして前記第３基準周波数信号を生成する
工程（２２８）；および 前記第３基準周波数信号を反転して前記第４基準周波数信号を生成する工程（ ２３２） ；によって特徴付けられている 方法。
び第４基準周波数信号を提供する前記工程が： 前記第１基準周波数信号を生成する工程（２２４）； 前記第１基準周波数信号を反転して前記第２基準周波数信号を生成する工程（ ２２６） ； 前記第１基準周波数信号を位相シフトして前記第３基準周波数信号を生成する
工程（２２８）；および 前記第３基準周波数信号を反転して前記第４基準周波数信号を生成する工程（ ２３２） ；によって特徴付けられている 方法。
【請求項２０】 請求項１６記載の方法であって、選択的に供給する前記工
程が： 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第１基準周波数信
号を前記第１電力増幅手段へつなぐ工程； 負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第２基準周波数信
号を前記第１電力増幅手段へつなぐ工程； 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第３基準周波数信
号を前記第２電力増幅手段へつなぐ工程；および 負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第４基準周波数信
号を前記第２電力増幅手段へつなぐ工程；によって特徴付けられている 方法。
程が： 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第１基準周波数信
号を前記第１電力増幅手段へつなぐ工程； 負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第２基準周波数信
号を前記第１電力増幅手段へつなぐ工程； 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第３基準周波数信
号を前記第２電力増幅手段へつなぐ工程；および 負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第４基準周波数信
号を前記第２電力増幅手段へつなぐ工程；によって特徴付けられている 方法。
【請求項２１】 請求項２０記載の方法であって、選択的に供給する前記手
段が、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方が正であるか負であるかを検出する工程（ ２４６ａ） ；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出する工程（ ２４６ｂ） ；によって特徴付けられている 方法。
段が、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方が正であるか負であるかを検出する工程（ ２４６ａ） ；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出する工程（ ２４６ｂ） ；によって特徴付けられている 方法。
【請求項２２】 請求項１６記載の方法であって、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方をディジタルに変換する工程であって、そ
れによって第１可変供給電圧を供給する前記工程が前記ＩおよびＱ信号の前記一
方のディジタル表現に応答するようにする変換工程（２６０ａ）；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方をディジタルに変換する工程であって、そ
れによって第２可変供給電圧を供給する前記工程が前記ＩおよびＱ信号の前記他
方のディジタル表現に応答するようにする変換工程（２６０ｂ）；によって特徴付けられる 方法。
れによって第１可変供給電圧を供給する前記工程が前記ＩおよびＱ信号の前記一
方のディジタル表現に応答するようにする変換工程（２６０ａ）；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方をディジタルに変換する工程であって、そ
れによって第２可変供給電圧を供給する前記工程が前記ＩおよびＱ信号の前記他
方のディジタル表現に応答するようにする変換工程（２６０ｂ）；によって特徴付けられる 方法。
【請求項２３】 請求項２２記載の方法であって、変換のための前記工程が
、デルタ・シグマ変換工程によって特徴付けられている方法。
、デルタ・シグマ変換工程によって特徴付けられている方法。
【請求項２４】 請求項１６記載の方法であって、つなぐ前記工程が、電力
増幅のための前記第１および第２手段を負荷に整合させる工程によって特徴付け られている 方法。
増幅のための前記第１および第２手段を負荷に整合させる工程によって特徴付け られている 方法。
【請求項２５】 請求項２４記載の方法であって、つなぐ前記工程が、電力
増幅のための前記第１手段と電力増幅のための前記第２手段を整合させる１／４
波長伝送ライン（３１０ａ、３１０ｂ）によって特徴付けられている方法。
増幅のための前記第１手段と電力増幅のための前記第２手段を整合させる１／４
波長伝送ライン（３１０ａ、３１０ｂ）によって特徴付けられている方法。
【請求項２６】 請求項２４記載の方法であって、つなぐ前記工程が、電力
増幅のための前記第１手段と電力増幅のための前記第２手段とを互いに分離する
工程（４１０ａ、４１０ｂ）によって特徴付けられている方法。
増幅のための前記第１手段と電力増幅のための前記第２手段とを互いに分離する
工程（４１０ａ、４１０ｂ）によって特徴付けられている方法。
【請求項２７】 請求項２４記載の方法であって、整合させる前記工程が、
電圧を電流に変換する工程によって特徴付けられている方法。
電圧を電流に変換する工程によって特徴付けられている方法。
【請求項２８】 請求項１６記載の方法であって、電力増幅のための前記第
１および第２手段が非線形歪みを生み出し、前記電力変調方法が更に： 前記ＩおよびＱ入力信号から予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成する工程であ
って、選択的に供給する前記工程と供給する前記工程の少なくとも１つが前記予
め歪ませたＩおよびＱ信号に応答することによって非線形歪みを補償するように
なった生成する工程；によって特徴付けられている 方法。
１および第２手段が非線形歪みを生み出し、前記電力変調方法が更に： 前記ＩおよびＱ入力信号から予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成する工程であ
って、選択的に供給する前記工程と供給する前記工程の少なくとも１つが前記予
め歪ませたＩおよびＱ信号に応答することによって非線形歪みを補償するように
なった生成する工程；によって特徴付けられている 方法。
【請求項２９】 請求項２８記載の方法であって、生成する前記工程が： 前記Ｉ入力信号に応答して第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を生
成する工程（６００）； 前記Ｑ入力信号に応答して第２の振幅歪み補償値および第２の位相補償値を生
成する工程（６００）； 前記第１振幅歪み補償値と前記第２振幅補償値とを加算して前記予め歪ませた
Ｉ信号を生成する工程（６３０）；および 前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて前記予め歪ませ
たＱ信号を生成する工程；によって特徴付けられている 方法。
成する工程（６００）； 前記Ｑ入力信号に応答して第２の振幅歪み補償値および第２の位相補償値を生
成する工程（６００）； 前記第１振幅歪み補償値と前記第２振幅補償値とを加算して前記予め歪ませた
Ｉ信号を生成する工程（６３０）；および 前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて前記予め歪ませ
たＱ信号を生成する工程；によって特徴付けられている 方法。
【請求項３０】 請求項１６記載の電力変調方法であって、前記ＩおよびＱ
入力信号がＩおよびＱ無線電話通信信号であり、前記負荷が無線電話アンテナで
ある方法。
入力信号がＩおよびＱ無線電話通信信号であり、前記負荷が無線電話アンテナで
ある方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００３】 図１は従来のＩＱ変調器を示す。図１に示すように、“直角位相変調器”また
は“直角変調器”とも呼ばれるＩＱ変調器１０は、９０°位相シフタとしても知
られる直角スプリッタ２０と、直角スプリッタにつながれた一対の乗算器１６ａ
、１６ｂとを含む。電圧制御発振器（ＶＣＯ）等の制御発振器１５が直角スプリ
ッタ２０につながれて９０°位相シフトされた発振器信号を発生する。同相（Ｉ
）データ１１ａと直角位相（Ｑ）データ１１ｂがそれぞれの乗算器またはミキサ
１６ａ、１６ｂにつながれる。ディジタル入力データはそれぞれ、Ｉディジタル
・アナログ変換器（ＤＡＣ）１４ａおよびＱ−ＤＡＣ１４ｂによってアナログ・
データに変換される。それぞれのＤＡＣ１４ａおよび１４ｂの出力はそれぞれ対
応する低域通過フィルタ１２ａおよび１２ｂへ供給されて、それぞれＩおよびＱ
データ入力１１ａおよび１１ｂを供給する。変調器は加算ノード２１８において
乗算器１６ａ、１６ｂの出力を加算することによって、入力データを搬送波１３
上で変調する。変調された搬送波は電力増幅器２２によって増幅され、アンテナ
２４を介して送信される。例えば、米国特許第４，８９０，３０１号および第５ ，５７４，７５５号を参照のこと。
は“直角変調器”とも呼ばれるＩＱ変調器１０は、９０°位相シフタとしても知
られる直角スプリッタ２０と、直角スプリッタにつながれた一対の乗算器１６ａ
、１６ｂとを含む。電圧制御発振器（ＶＣＯ）等の制御発振器１５が直角スプリ
ッタ２０につながれて９０°位相シフトされた発振器信号を発生する。同相（Ｉ
）データ１１ａと直角位相（Ｑ）データ１１ｂがそれぞれの乗算器またはミキサ
１６ａ、１６ｂにつながれる。ディジタル入力データはそれぞれ、Ｉディジタル
・アナログ変換器（ＤＡＣ）１４ａおよびＱ−ＤＡＣ１４ｂによってアナログ・
データに変換される。それぞれのＤＡＣ１４ａおよび１４ｂの出力はそれぞれ対
応する低域通過フィルタ１２ａおよび１２ｂへ供給されて、それぞれＩおよびＱ
データ入力１１ａおよび１１ｂを供給する。変調器は加算ノード２１８において
乗算器１６ａ、１６ｂの出力を加算することによって、入力データを搬送波１３
上で変調する。変調された搬送波は電力増幅器２２によって増幅され、アンテナ
２４を介して送信される。例えば、米国特許第４，８９０，３０１号および第５ ，５７４，７５５号を参照のこと。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】 第１および第２の電力増幅器の電力出力を負荷につなぐカプラの各種実施の形
態も設けられる。カプラは第１および第２電力増幅器を無線電話アンテナ等の負
荷へつなぐ整合回路網を含むことができる。カプラは好ましくは第１と第２の電
力増幅器を互いに分離して、同時に第１および第２電力増幅器を負荷へつなぐ。
カプラは、第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１の１／４波長伝送ラインと
、第２電力増幅器を整合回路網へつなぐ第２の１／４波長伝送ラインとを含むこ
とができる。好ましくはないがそれにも拘わらず有用な実施例では、カプラは、
第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１のアイソレータと、第２電力増幅器を
整合回路網へつなぐ第２のアイソレータとを含むことができる。整合回路網はま
た、１／４波長伝送ラインやそれと同等な個別部品のような、電圧を電流へ変換
する整合回路網でもよい。これらのカプラ技術はまた、本発明の譲受人に譲渡さ れた、本発明の共同発明人のデント（Ｄｅｎｔ）に対する“ハイブリッド式キラ ークス／ドハーティ増幅器および方法（Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｈｉｒｅｉｘ／Ｄｏｈ ｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ）”と題する２００ ０年１０月１７日付の米国特許第６，１３３，７８８号と、本発明の譲受人に譲 渡された、本発明の共同発明人のデント（Ｄｅｎｔ）に対する“双方向デバイス を用いた電力波形合成（Ｐｏｗｅｒ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ Ｕｓｉｎｇ Ｂｉｌａｔｅｒａｌ Ｄｅｖｉｃｅｓ）”と題する１９９９年７月 ２７日付の米国特許第５，９３０，１２８号にも示されている。
態も設けられる。カプラは第１および第２電力増幅器を無線電話アンテナ等の負
荷へつなぐ整合回路網を含むことができる。カプラは好ましくは第１と第２の電
力増幅器を互いに分離して、同時に第１および第２電力増幅器を負荷へつなぐ。
カプラは、第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１の１／４波長伝送ラインと
、第２電力増幅器を整合回路網へつなぐ第２の１／４波長伝送ラインとを含むこ
とができる。好ましくはないがそれにも拘わらず有用な実施例では、カプラは、
第１電力増幅器を整合回路網へつなぐ第１のアイソレータと、第２電力増幅器を
整合回路網へつなぐ第２のアイソレータとを含むことができる。整合回路網はま
た、１／４波長伝送ラインやそれと同等な個別部品のような、電圧を電流へ変換
する整合回路網でもよい。これらのカプラ技術はまた、本発明の譲受人に譲渡さ れた、本発明の共同発明人のデント（Ｄｅｎｔ）に対する“ハイブリッド式キラ ークス／ドハーティ増幅器および方法（Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｈｉｒｅｉｘ／Ｄｏｈ ｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄｓ）”と題する２００ ０年１０月１７日付の米国特許第６，１３３，７８８号と、本発明の譲受人に譲 渡された、本発明の共同発明人のデント（Ｄｅｎｔ）に対する“双方向デバイス を用いた電力波形合成（Ｐｏｗｅｒ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ Ｕｓｉｎｇ Ｂｉｌａｔｅｒａｌ Ｄｅｖｉｃｅｓ）”と題する１９９９年７月 ２７日付の米国特許第５，９３０，１２８号にも示されている。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６４】 線形性を改善するその他の方法には、例えば、ベルグステン（Ｂｅｒｇｓｔｅ
ｎ）等に対する米国特許第５，４８３，６８１号に述べられているカルテシアン
（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）・フィードバックが含まれる。
ｎ）等に対する米国特許第５，４８３，６８１号に述べられているカルテシアン
（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ）・フィードバックが含まれる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｕ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ， ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，Ｌ Ｒ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ， ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，Ｔ Ｒ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 キャンプ、ウイリアム、オー、ジュニア アメリカ合衆国 ノースカロライナ、チャ ペル ヒル、エヌ、バウンダリー ストリ ート 400 (72)発明者 デント、ポール、ダブリュ アメリカ合衆国 ノースカロライナ、ピッ ツボロ、 イーグル ポイント ロード 637 (72)発明者 ホールデン、アラン、アール アメリカ合衆国 ノースカロライナ、アペ ックス、 パークロイヤル レーン 102 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FE10 FF05
Claims (52)
- 【請求項１】 同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の入力信号を変調および増
幅する電力変調システムであって： 各々が信号入力、供給入力、および電力出力を含む第１および第２電力増幅器
； 第１、第２、第３、および第４の基準周波数信号源であって、前記第１および
第２基準周波数信号が互いに反転しており、また前記第３および第４の基準周波
数信号が互いに反転している前記第１、第２、第３、および第４の基準周波数信
号源； 前記第１および第２基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の一方の
極性の関数として前記第１電力増幅器の前記信号入力へ選択的に供給し、また前
記第３および第４基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の他方の極性
の関数として前記第２電力増幅器の前記信号入力へ選択的に供給するスイッチ・
システム； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第１の可変供給電圧を前記第１
電力増幅器の前記供給入力へ供給する第３増幅器； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して第２の可変供給電圧を前記第２
電力増幅器の前記供給入力へ供給する第４増幅器；および 前記第１および第２電力増幅器の前記電力出力を負荷へつなぐカプラ； を含む電力変調システム。 - 【請求項２】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記第１および
第２電力増幅器がＣ級増幅器を含んでおり、また前記第３および第４増幅器がＤ
級増幅器を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項３】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記第１、第２
、第３、および第４の基準周波数信号がそれぞれ、０°、１８０°、９０°、お
よび２７０°位相シフトされた基準周波数信号である電力変調システム。 - 【請求項４】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記第１、第２
、第３、および第４の基準周波数信号源が： 前記第１基準周波数信号を生成する制御発振器； 前記制御発振器に応答して前記第２基準周波数信号を生成する第１インバータ
； 前記制御発振器に応答して前記第３基準周波数信号を生成する位相シフタ；お
よび 前記位相シフタに応答して前記第４基準周波数信号を生成する第２インバータ
； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項５】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記スイッチ・
システムが： 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第１基準周波数信
号を前記第１電力増幅器へつなぎ、また負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記
一方に応答して前記第２基準周波数信号を前記第１電力増幅器へつなぐ第１スイ
ッチ；および 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第３基準周波数信
号を前記第２電力増幅器へつなぎ、また負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記
他方に応答して前記第４基準周波数信号を前記第２電力増幅器へつなぐ第２スイ
ッチ； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項６】 請求項５記載の電力変調システムであって、前記スイッチ・
システムが、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方と前記第１スイッチとの間につながれて、
前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方が正であるか負であるかを検出するための第
１極性検出器；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方と前記第２スイッチとの間につながれて、
前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出するための第
２極性検出器； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項７】 請求項１記載の電力変調システムであって、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方と前記第３増幅器との間につながれて、前
記第３増幅器が前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方のディジタル表現に応答して
第１の可変供給電圧を前記第１増幅器の前記供給入力へ供給するようにする第１
のアナログ・ディジタル変換器；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方と前記第４増幅器との間につながれて、前
記第４増幅器が前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方のディジタル表現に応答して
第２の可変供給電圧を前記第２増幅器の前記供給入力へ供給するようにする第２
のアナログ・ディジタル変換器； を含む電力変調システム。 - 【請求項８】 請求項７記載の電力変調システムであって、前記第１アナロ
グ・ディジタル変換器が第１のデルタ・シグマ型のアナログ・ディジタル変換器
を含んでおり、また前記第２アナログ・ディジタル変換器が第２のデルタ・シグ
マ型のアナログ・ディジタル変換器を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項９】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記カプラが、
第１および第２電力増幅器を負荷へつなぐ整合回路網を含んでいる電力変調シス
テム。 - 【請求項１０】 請求項９記載の電力変調システムであって、前記カプラが
更に、前記第１電力増幅器を前記整合回路網へつなぐ第１の１／４波長伝送ライ
ンと、前記第２電力増幅器を前記整合回路網へつなぐ第２の１／４波長伝送ライ
ンとを含んでいる電力変調システム。 - 【請求項１１】 請求項９記載の電力変調システムであって、前記カプラが
更に、前記第１電力増幅器を前記整合回路網へつなぐ第１アイソレータと、前記
第２電力増幅器を前記整合回路網へつなぐ第２アイソレータとを含んでいる電力
変調システム。 - 【請求項１２】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記第１およ
び第２電力増幅器が非線形歪みを生み出し、前記電力変調システムが、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号に応答して予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成し、前
記予め歪ませたＩおよびＱ信号を少なくとも１つのスイッチ・システムおよび前
記第３および第４増幅器へ供給し、それによって非線形歪みを補償する補償シス
テム； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項１３】 請求項１２記載の電力変調システムであって、前記補償シ
ステムが： 前記Ｉ入力信号に応答して第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を生
成し、また前記Ｑ入力信号に応答して第２の振幅歪み補償値および第２の位相補
償値を生成する検索表；および 前記第１振幅歪み補償値と前記第２振幅補償値とを加算して予め歪ませたＩ信
号を生成し、また前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて
予め歪ませたＱ信号を生成するアナログ加算器； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項１４】 請求項１３記載の電力変調システムであって： 前記検索表が一対の検索副表であって、それの各々が前記Ｉ入力および前記Ｑ
入力信号の対応するものに応答するようになっており； 前記アナログ加算器が、前記第１振幅歪み補償値と前記第２位相補償値とを加
算して予め歪ませたＩ信号を生成する加算器と、前記第１位相補償値を前記第２
振幅歪み補償値から差し引いて予め歪ませたＱ信号を生成する減算器とを含んで
いる； 電力変調システム。 - 【請求項１５】 請求項１記載の電力変調システムであって、前記Ｉおよび
Ｑ入力信号がＩおよびＱ無線電話通信信号であり、前記負荷が無線電話アンテナ
である電力変調システム。 - 【請求項１６】 同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の入力信号を変調および
増幅する電力変調システムであって： 信号入力を電力増幅して、供給入力に応答した電力出力を発生するための第１
および第２手段； 第１、第２、第３、および第４基準周波数信号を提供するための手段であって
、前記第１および第２基準周波数信号が互いに反転しており、また前記第３およ
び第４基準周波数信号が互いに反転している前記第１、第２、第３、および第４
基準周波数信号を提供するための手段； 前記第１および第２基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の一方の
極性の関数として電力増幅のための前記第１手段の前記信号入力へ選択的に供給
し、また前記第３および第４基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の
他方の極性の関数として電力増幅のための前記第２手段の前記信号入力へ選択的
に供給するための手段； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第１の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第１手段の前記供給入力へ供給するための手段； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して第２の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第２手段の前記供給入力へ供給するための手段；および 電力増幅のための前記第１および第２手段の前記電力出力を負荷へつなぐため
の手段； を含む電力変調システム。 - 【請求項１７】 請求項１６記載の電力変調システムであって、電力増幅の
ための前記第１および第２手段がＣ級増幅器を含んでおり、供給のための前記手
段がＤ級増幅器を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項１８】 請求項１６記載の電力変調システムであって、前記第１、
第２、第３、および第４基準周波数信号がそれぞれ、０°、１８０°、９０°、
および２７０°位相シフトされた基準周波数信号である電力変調システム。 - 【請求項１９】 請求項１６記載の電力変調システムであって、第１、第２
、第３、および第４基準周波数信号を供給するための前記手段が： 前記第１基準周波数信号を生成するための手段； 前記第１基準周波数信号を反転して前記第２基準周波数信号を生成するための
手段； 前記第１基準周波数信号を位相シフトして前記第３基準周波数信号を生成する
ための手段；および 前記第３基準周波数信号を反転して前記第４基準周波数信号を生成するための
手段； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項２０】 請求項１６記載の電力変調システムであって、選択的に供
給するための前記手段が： 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第１基準周波数信
号を前記第１電力増幅手段へつなぎ、また負である前記ＩおよびＱ入力信号の前
記一方に応答して前記第２基準周波数信号を前記第１電力増幅手段へつなぐ第１
手段；および 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第３基準周波数信
号を前記第２電力増幅手段へつなぎ、また負である前記ＩおよびＱ入力信号の前
記他方に応答して前記第４基準周波数信号を前記第２電力増幅手段へつなぐ第２
手段； を含む電力変調システム。 - 【請求項２１】 請求項２０記載の電力変調システムであって、選択的に供
給するための前記手段が、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方が正であるか負であるかを検出するための
第１手段であって、つなぐための前記第１手段が検出のための前記第１手段に応
答するようになっている、検出のための第１手段；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出するための
第２手段であって、つなぐための前記第２手段が検出のための前記第２手段に応
答するようになっている、検出のための第２手段； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項２２】 請求項１６記載の電力変調システムであって、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方をディジタルに変換するための第１手段で
あって、それによって第１可変供給電圧を供給するための前記手段が前記Ｉおよ
びＱ信号の前記一方のディジタル表現に応答するようにする、変換のための第１
手段；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方をディジタルに変換するための第２手段で
あって、それによって第２可変供給電圧を供給するための前記手段が前記Ｉおよ
びＱ信号の前記他方のディジタル表現に応答するようにする、変換のための第２
手段； を含む電力変調システム。 - 【請求項２３】 請求項２２記載の電力変調システムであって、変換のため
の前記第１手段がデルタ・シグマ型の第１アナログ・ディジタル変換器を含んで
おり、また、変換のための前記第２手段が、デルタ・シグマ型の第２アナログ・
ディジタル変換器を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項２４】 請求項１６記載の電力変調システムであって、つなぐため
の前記手段が電力増幅のための前記第１および第２手段を負荷に整合させるため
の手段を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項２５】 請求項２４記載の電力変調システムであって、つなぐため
の前記手段が更に、電力増幅のための前記第１手段を整合のための前記手段につ
なぐ第１の１／４波長伝送ラインと、電力増幅のための前記第２手段を整合のた
めの前記手段につなぐ第２の１／４波長伝送ラインとを含んでいる電力変調シス
テム。 - 【請求項２６】 請求項２４記載の電力変調システムであって、つなぐため
の前記手段が更に、電力増幅のための前記第１手段と電力増幅のための前記第２
手段とを互いに分離するための手段を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項２７】 請求項２４記載の電力変調システムであって、整合のため
の前記手段が電圧を電流に変換するための手段を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項２８】 請求項１６記載の電力変調システムであって、電力増幅の
ための前記第１および第２手段が非線形歪みを生み出し、前記電力変調システム
が更に： 前記ＩおよびＱ入力信号から予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成し、また前記
予め歪ませたＩおよびＱ信号を選択的に供給するための前記手段および供給する
ための前記手段の少なくとも１つに供給し、それによって非線形歪みを補償する
ための手段； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項２９】 請求項２８記載の電力変調システムであって、生成のため
の前記手段が： 前記Ｉ入力信号に応答して第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を生
成し、また前記Ｑ入力信号に応答して第２の振幅歪み補償値および第２の位相補
償値を生成するための手段；および 前記第１振幅歪み補償値と前記第２振幅補償値とを加算して予め歪ませたＩ信
号を生成し、また前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて
予め歪ませたＱ信号を生成するための手段； を含んでいる電力変調システム。 - 【請求項３０】 請求項１６記載の電力変調システムであって、前記Ｉおよ
びＱ入力信号がＩおよびＱ無線電話通信信号であり、前記負荷が無線電話アンテ
ナである電力変調システム。 - 【請求項３１】 信号入力を電力増幅するための第１および第２手段を使用
して、供給入力に応答した電力出力を生成する、同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ
）入力信号を変調および増幅するための方法であって： 第１、第２、第３、および第４の基準周波数信号を提供する工程であって、前
記第１および第２基準周波数信号が互いに反転しており、また前記第３および第
４の基準周波数信号が互いに反転している第１、第２、第３、および第４の基準
周波数信号を提供する工程； 前記第１および第２基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の一方の
極性の関数として電力増幅のための前記第１手段の前記信号入力へ選択的に供給
する工程； 前記第３および第４基準周波数信号の１つを前記ＩおよびＱ入力信号の他方の
極性の関数として電力増幅のための前記第２手段の前記信号入力へ選択的に供給
する工程； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して第１の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第１手段の前記供給入力へ供給する工程； 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して第２の可変供給電圧を電力増幅
のための前記第２手段の前記供給入力へ供給する工程；および 電力増幅のための前記第１および第２手段の前記電力出力を負荷へつなぐ工程
； を含む方法。 - 【請求項３２】 請求項３１記載の方法であって、電力増幅のための前記第
１および第２手段がＣ級増幅器を含んでおり、前記供給工程がＤ級増幅器を使用
する方法。 - 【請求項３３】 請求項３１記載の方法であって、前記第１、第２、第３、
および第４基準周波数信号がそれぞれ、０°、１８０°、９０°、および２７０
°位相シフトされた基準周波数信号である方法。 - 【請求項３４】 請求項３１記載の方法であって、前記第１、第２、第３、
および第４基準周波数信号を提供する前記工程が： 前記第１基準周波数信号を生成する工程； 前記第１基準周波数信号を反転して前記第２基準周波数信号を生成する工程； 前記第１基準周波数信号を位相シフトして前記第３基準周波数信号を生成する
工程；および 前記第３基準周波数信号反転して前記第４基準周波数信号を生成する工程； を含んでいる方法。 - 【請求項３５】 請求項３１記載の方法であって、選択的に供給する前記工
程が： 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第１基準周波数信
号を前記第１電力増幅手段へつなぐ工程； 負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方に応答して前記第２基準周波数信
号を前記第１電力増幅手段へつなぐ工程； 正である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第３基準周波数信
号を前記第２電力増幅手段へつなぐ工程；および 負である前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方に応答して前記第４基準周波数信
号を前記第２電力増幅手段へつなぐ工程； を含んでいる方法。 - 【請求項３６】 請求項３５記載の方法であって、選択的に供給する前記工
程が、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方が正であるか負であるかを検出する工程；
および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方が正であるか負であるかを検出する工程；
を含んでいる方法。 - 【請求項３７】 請求項３１記載の方法であって、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号の前記一方をディジタルに変換することによって、第
１可変供給電圧を供給する前記工程が前記ＩおよびＱ信号の前記一方のディジタ
ル表現に応答するようにする工程；および 前記ＩおよびＱ入力信号の前記他方をディジタルに変換することによって、第
２可変供給電圧を供給する前記工程が前記ＩおよびＱ信号の前記他方のディジタ
ル表現に応答するようにする工程； を含む方法。 - 【請求項３８】 請求項３７記載の方法であって、前記変換工程がデルタ・
シグマ変換工程を含んでいる方法。 - 【請求項３９】 請求項３１記載の方法であって、つなぐための前記工程が
電力増幅のための前記第１および第２手段を負荷に整合させる工程を含んでいる
方法。 - 【請求項４０】 請求項３９記載の方法であって、つなぐための前記工程が
、電力増幅のための前記第１手段および電力増幅のための前記第２手段を１／４
波長伝送ラインで整合させる工程を含んでいる方法。 - 【請求項４１】 請求項３９記載の方法であって、つなぐための前記工程が
電力増幅のための前記第１手段および電力増幅のための前記第２手段を互いに分
離する工程を含んでいる方法。 - 【請求項４２】 請求項３９記載の方法であって、前記整合工程が更に、電
圧を電流に変換する工程を含んでいる方法。 - 【請求項４３】 請求項３１記載の方法であって、電力増幅のための前記第
１および第２手段が非線形歪みを生み出し、前記電力変調方法が、更に： 前記ＩおよびＱ入力信号から予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成する工程であ
って、選択的に供給する前記工程および供給のための前記工程の少なくとも１つ
が前記予め歪ませたＩおよびＱ信号に応答するようにし、それによって前記非線
形歪みを補償するための生成工程； を含んでいる方法。 - 【請求項４４】 請求項４３記載の方法であって、前記生成工程が： 前記Ｉ入力信号に応答して、第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を
生成する工程； 前記Ｑ入力信号に応答して、第２の振幅歪み補償値および第２の位相補償値を
生成する工程； 前記第１振幅歪み補償値と前記第２位相補償とを加算して予め歪ませたＩ信号
を生成する工程；および 前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて予め歪ませたＱ
信号を生成する工程； を含んでいる方法。 - 【請求項４５】 請求項３１記載の電力変調方法であって、前記ＩおよびＱ
入力信号がＩおよびＱ無線電話通信信号であり、前記負荷が無線電話アンテナで
ある電力変調方法。 - 【請求項４６】 同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の入力信号を増幅するシ
ステムであって： 非線形歪みを生成する第１および第２電力増幅器；および 前記ＩおよびＱ入力信号に応答する補償システムであって、予め歪ませたＩお
よびＱ信号を生成し、前記予め歪ませたＩ信号を前記第１増幅器へ供給し、そし
て前記予め歪ませたＱ信号を前記第２電力増幅器へ供給することによって前記非
線形歪みを補償する補償システム； を含むシステム。 - 【請求項４７】 請求項４６記載のシステムであって、前記補償システムが
： 前記Ｉ入力信号に応答して第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を生
成し、また前記Ｑ入力信号に応答して第２の振幅歪み補償値および第２の位相補
償値を生成する検索表；および 前記第１振幅歪み補償値と前記第２振幅補償値とを加算して予め歪ませたＩ信
号を生成し、また前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて
予め歪ませたＱ信号を生成するアナログ加算器； を含んでいるシステム。 - 【請求項４８】 請求項４７記載のシステムであって： 前記検索表が一対の検索副表であって、その各々が前記Ｉ入力および前記Ｑ入
力信号の対応する１つに応答するようになっており； 前記アナログ加算器が、前記第１振幅歪み補償値と前記第２位相補償値とを加
算して予め歪ませたＩ信号を生成する加算器と、前記第１位相補償値を前記第２
振幅歪み補償値から差し引いて予め歪ませたＱ信号を生成する減算器とを含んで
いる； システム。 - 【請求項４９】 同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の入力信号を増幅するシ
ステムであって： 非線形歪みを生成する、電力増幅のための第１および第２手段；および 予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成するための手段であって、前記予め歪ませ
たＩ信号を電力増幅のための前記第１手段へ供給し、また前記予め歪ませたＱ信
号を電力増幅のための前記第２手段へ供給することによって前記非線形歪みを補
償するための生成手段； を含むシステム。 - 【請求項５０】 請求項４９記載の電力変調システムであって、前記生成手
段が： 前記Ｉ入力信号に応答して第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を生
成し、また前記Ｑ入力信号に応答して第２の振幅歪み補償値および第２の位相補
償値を生成するための手段；および 前記第１振幅歪み補償値と前記第２振幅補償値とを加算して予め歪ませたＩ信
号を生成し、また前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて
予め歪ませたＱ信号を生成するための手段； を含んでいるシステム。 - 【請求項５１】 同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の入力信号を増幅するた
めの方法であって： 前記ＩおよびＱ入力信号から、予め歪ませたＩおよびＱ信号を生成する工程； 前記予め歪ませたＩ信号を第１の電力増幅手段へ供給する工程；および 前記予め歪ませたＱ信号を第２の電力増幅手段へ供給することによって、前記
第１および第２の電力増幅手段中の非線形歪みを補償する工程； を含む方法。 - 【請求項５２】 請求項５１記載の方法であって、前記生成工程が： 前記Ｉ入力信号に応答して、第１の振幅歪み補償値および第１の位相補償値を
生成する工程； 前記Ｑ入力信号に応答して、第２の振幅歪み補償値および第２の位相補償値を
生成する工程； 前記第１振幅歪み補償値と前記第２位相補償値とを加算して、前記予め歪ませ
たＩ信号を生成する工程；および 前記第１位相補償値を前記第２振幅歪み補償値から差し引いて、前記予め歪ま
せたＱ信号を生成する工程； を含んでいる方法。
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