JP2000304570A - 位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置 - Google Patents

位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置

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JP2000304570A JP11113239A JP11323999A JP2000304570A JP 2000304570 A JP2000304570 A JP 2000304570A JP 11113239 A JP11113239 A JP 11113239A JP 11323999 A JP11323999 A JP 11323999A JP 2000304570 A JP2000304570 A JP 2000304570A
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康彦 松山
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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】位置測定装置における位相調整で、位相誤差を
キャンセルし位相差90度の信号が得られるようにし
て、短波長化による分解能の向上を図る。 【解決手段】位相が異なる2つの検出信号Ss,Scに
もとづいて、位相差が90度の1対の信号を生成する位
相調整回路であって、少なくとも一方の検出信号の振幅
を所定のレベルに調整する入力レベル調整部3と、レベ
ル調整後の2つの検出信号に対し、加算、減算の少なく
とも一方の演算を含む信号処理を行い、位相差が90度
の1対の出力信号、または、他方の検出信号との位相差
が90度の単一の出力信号を生成する信号処理部4とを
有する。スケール信号発生回路は、さらに、出力レベル
調整部5およびスケール信号生成部6を備える。位置測
定装置は、さらに、検出部2s,2c、A/D変換部7
および記憶部8を備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、位相が異なる2信
号を位相差90度に精度よく調整する位相調整回路に関
する。また、本発明は、この位相調整回路を用いて、周
期的に単調増幅を繰り返す波形のスケール信号を生成す
るスケール信号発生回路、および、これを用いた位置測
定装置に関する。
【0002】
【従来の技術】移動体の位置を検出する方法として、周
期的な信号を位相差90度で検出する方法がある。この
位置検出方法では、図8に示すように、移動体の移動と
ともに変化する周期的な信号を検出するセンサ2s,2
cを、検出信号の位相が90度異なるように予め定めら
れた位置に2つ配置する。したがって、この2つのセン
サ2s,2cからは、理想的には、振幅が等しく位相差
が90度の2つの検出信号Ss,Scが得られる。振幅
が等しく位相差が90度の2つの検出信号Ss,Sc
は、正弦波の場合、それぞれsinθおよびcosθ
(θ:角度)の関数となり、この2つの検出信号の比は
tanθの関数形で表現できる。
【0003】tanθは、角度θの増加とともに単調増
加を周期的に繰り返す関数であることから、スケール信
号として用いることができる。たとえば、tanθの値
とsinθおよびcosθの符号とにより角度が0〜2
πまで検出できる。θ軸上の1周期λの各区間をn個の
微小ステップに等分割しておくと、移動体の移動にとも
なってλ/nの大きさの微小ステップごとにtanθで
表現される周期関数が周期πで単調増加し、かつ、si
nθおよびcosθの符号を参照することで1周期λ
(2π)区間ごとに、スケール信号が得られる。具体的
には、スケール信号生成部101において、2つの検出
信号の比からtanθの関数形を求め、その逆関数ta
-1θの演算を行うと、微小ステップに等分割された離
散値をとるリニアな角度θが得られ、この角度θと、s
inθおよびcosθの符号とをもとにスケール値xを
算出する。周期ごとに桁上げを行うことによって、長い
移動距離の位置測定に対応できる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】このような測定原理の
位置測定装置を、たとえばステッパのレチクル位置合わ
せ機構など、半導体製造装置に組み込んで用いる場合の
用途では、要求される精度および分解能が高く、また年
々要求が厳しくなってきている。
【0005】高い精度の位置測定を実現するための方策
として一般的には、図8に示すように、従来の位置測定
装置において、tan-1θ等を演算するスケール信号生
成部101に加え、2つの検出信号を正確に90度の位
相差となるように位相調整する位相調整器102が必要
となってくるし、また、2つの信号の振幅を揃えるレベ
ル調整器103も必要となってくる。ところが、現実
に、極めて高い精度で位相調整ができる位相調整器がな
く、今まで、2つのセンサを基板にパターンニングによ
り一括形成し、その形成時のパターンニング精度を向上
させて位相差の必要な精度を確保していた。
【0006】一方、位置測定の分解能を上げるには、一
般に、1周期λの区間内で分割数nを大きくすればよ
い。分割数nを上げるためには、A/D変換器のビット
数を上げる必要がある。ところが、8bitまたは10
bitのA/D変換器(IC)は安く入手できるが、そ
れ以上になると高価になる。また、16bit以上のA
/D変換器は、現在のところ入手が困難であり、A/D
変換器のビット数を上げることは実用上の限界がある。
【0007】したがって、A/D変換器のビット数をあ
る程度大きくし、それ以上の位置測定の高分解能化は、
主に、検出信号の周期(信号周期)λを短くすることに
よって達成している。たとえば、分割数nが400の場
合、λが2mmで分解能は5μm、λが400μmで分
解能が1μm、λが40μで分解能0.1μmと、信号
周期λが短くなるにつれて分解能も向上する。
【0008】ところが、分解能を上げるために信号周期
λを小さくすると、センサ2s,2c間の相対位置精度
が問題となってくる。つまり、上述したように2つのセ
ンサ2s,2c間の相対位置はパターンニング精度に依
存していたが、信号周期λを小さくするためにセンサ2
s,2c間が近づいてくると、信号周期λに占めるパタ
ーンニング誤差による位相偏差が増大する。その結果、
2つの検出信号を位相差90度で精度よく生成するため
に求められるセンサの位置精度が、検出信号の短周期化
とともに厳しくなっていく。たとえば、センサ2s,2
cの位相差の90度からのズレを1度以内に抑えるの
に、信号周期λが4mmだと位置精度は11μmとまだ
余裕があるが、信号周期λが400μmだと位置精度は
1.1μm、信号周期λが40μmだと位置精度は0.
11μmと非常に厳しくなる。しかも、実際には、パタ
ーンの位置ズレが分解能の1/2を越えてはならないの
で、位置精度は更に厳しく要求される。
【0009】このように、従来の位置測定装置では、分
解能と位相精度(センサの位置精度)がトレードオフの
関係にあり、高い位相精度を確保しながら分解能を向上
させることができないという不利益が存在していた。
【0010】本発明の目的は、信号周期とは無関係に高
い位相精度が得られる位相調整回路と、これを用いたス
ケール信号生成回路および位置測定装置とを提供するこ
とにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明の第1の観点に係
る位相調整回路は、位相が異なる2つの入力信号にもと
づいて、位相差が90度の1対の信号を生成する位相調
整回路であって、上記2つの入力信号の振幅を所定のレ
ベルに揃える入力レベル調整部と、振幅レベルを揃えた
後の上記2つの入力信号を加算処理し、和信号を出力す
る加算部と、振幅レベルを揃えた後の上記2つの入力信
号を減算処理し、上記和信号と位相が90度異なる差信
号を出力する減算部とを有する。
【0012】好適に、上記和信号および上記差信号の振
幅を所定のレベルに揃える出力レベル調整部を更に有す
る。また、好適に、上記出力レベル調整部は、上記和信
号または上記差信号の信号レベルを増幅する増幅回路を
含む。
【0013】本発明の第2の観点に係る位相調整回路
は、位相が異なる2つの入力信号にもとづいて、位相差
が90度の1対の信号を生成する位相調整回路であっ
て、上記2つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を
所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、レベル調
整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号から引い
て、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位相差が
90度の差信号を出力する減算部とを有する。
【0014】本発明の第3の観点に係る位相調整回路
は、位相が異なる2つの入力信号にもとづいて、位相差
が90度の1対の信号を生成する位相調整回路であっ
て、上記2つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を
所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、レベル調
整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号に加え
て、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位相差が
90度の和信号を出力する加算部とを有する。
【0015】本発明に係るスケール信号発生回路は、位
相が異なる2つの入力信号にもとづいて、周期的に単調
増加を繰り返す波形のスケール信号を生成するスケール
信号発生回路であって、上記2つの入力信号のうち少な
くとも一方の入力信号の振幅を所定のレベルに調整する
入力レベル調整部と、レベル調整後の上記2つの入力信
号に対し、加算、減算の少なくとも一方の演算を含む信
号処理を行い、位相差が90度の1対の出力信号、また
は、他方の入力信号との位相差が90度の単一の出力信
号を生成する信号処理部と、上記1対の出力信号間、ま
たは、位相が90度異なる上記一方の入力信号と出力信
号との間で振幅を所定のレベルに揃える出力レベル調整
部と、上記出力レベル調整部からの信号にもとづいて上
記スケール信号を生成するスケール信号生成部とを有す
る。
【0016】上記スケール信号生成部は、好適に、振幅
レベルがEに揃えられ位相が90度異なる2つの信号E
sinθ,Ecosθを入力し、当該2つの信号からt
anθの逆関数arctanθを求めることにより、周
期的に単調増加を繰り返す変数θ(スケール信号)を生
成する。
【0017】本発明に係る位置測定装置は、移動体の位
置を非接触で測定する位置測定装置であって、上記移動
体に近接配置され、上記移動体の移動とともに変化し、
互いに位相が異なる2つの検出信号を出力する検出部
と、上記2つの検出信号のうち少なくとも一方の検出信
号の振幅を所定のレベルに調整する入力レベル調整部
と、レベル調整後の上記2つの検出信号に対し、加算、
減算の少なくとも一方の演算を含む信号処理を行い、位
相差が90度の1対の出力信号、または、他方の検出信
号との位相差が90度の単一の出力信号を生成する信号
処理部とを有する。
【0018】好適に、上記位相差が90度の信号に対
し、アナログ信号からディジタル信号へのA/D変換を
行うA/D変換部を更に有する。また、好適に、上記1
対の出力信号間、または、位相差が90度の他方の検出
信号と出力信号間で振幅を所定のレベルに揃える出力レ
ベル調整部と、上記出力レベル調整部からの信号にもと
づいてスケール信号を生成するスケール信号生成部とを
更に有し、上記スケール信号を、上記A/D変換部によ
ってA/D変換する。
【0019】好適に、上記A/D変換後のディジタル信
号を記憶する記憶部を有する。上記記憶部は、好適に、
上記スケール信号生成部に入力される、位相が90度異
なる2つの信号をもちいてアドレッシングされた記憶部
内のメモリセルに上記A/D変換後のディジタル信号を
保持する。
【0020】本発明に係る位相調整回路では、たとえば
検出部などから1対の検出信号が入力レベル調整部に入
力されると、入力レベル調整部において、少なくとも一
方の検出信号の振幅が所定レベルに調整される。その
後、信号処理部において、振幅レベルが調整された1対
の検出信号に対し、加算、減算の少なくとも一方の演算
を含む信号処理が施される。この信号処理において加算
および減算の双方を行う場合、その和信号と差信号がs
in関数とcos関数となり、両信号の位相が完全に9
0度に調整される。その一方、加算または減算を行う場
合、加算結果または減算結果を加法定理により展開した
数式で、sin関数項とcos関数項の双方が現出す
る。この場合、入力レベル調整部におけるレベル調整で
は、たとえば、一方の検出信号の振幅が所定レベルに調
整される。その際、その後の信号処理においてsin関
数項とcos関数項の一方が消去されるような値に、一
方の検出信号の振幅レベルを決めておく。その結果、信
号処理部から出力される和信号または差信号は、他方の
検出信号に対し、位相が完全に90度異なる信号とな
る。このような位相調整では、位相調整後の1対の信号
の位相差が、検出信号の周期が長いか短いかによって変
動せず、必ず90度になる。
【0021】本発明に係るスケール信号発生回路は、上
述した位相調整回路に加え、出力レベル調整部とスケー
ル信号生成部を有する。位相調整回路から出力される位
相差90度の信号は、出力レベル調整部で振幅レベルを
揃えられた後、スケール信号生成部に入力される。スケ
ール信号生成部では、位相差90度の信号からtanθ
の逆関数を求め、これを用いてスケール信号を生成す
る。
【0022】本発明に係る位置測定装置は、上述したス
ケール信号発生回路に加え、検出部、A/D変換部、記
憶部などを有する。スケール信号はA/D変換部に入力
され、A/D変換される。A/D変換後のスケール信号
(ディジタル値)は、記憶部に予め記憶される。そし
て、移動体が移動し検出信号が変化するたびに、移動体
の位置を示すディジタル値が記憶部から出力される。こ
の位置測定装置では、信号処理によって位相差90度の
1対の信号が得られ、その位相差は検出信号の周期によ
って変動しない。したがって、位相精度を高く維持しな
がら、検出信号の短波長化によって分解能を高くするこ
とができる。
【0023】
【発明の実施の形態】第1実施形態 図1は、本発明の実施形態に係る位置測定装置の要部構
成を示すブロック図である。図1に示す位置測定装置1
は、センサ2sおよび2c、入力レベル調整部3、信号
処理部4、出力レベル調整部5、スケール信号生成部
6、A/Dコンバータ7、記憶部(ROM)8およびデ
コータ9を有する。このうち入力レベル調整部3、信号
処理部4、出力レベル調整部5によって、本発明に係る
“位相調整回路”を構成される。
【0024】センサ2sおよび2cは、移動体100に
近接し、出力の位相差が90度となるような間隔で配置
された検出素子である。センサ2s,2cは、移動体1
00が移動するのにともなって、それぞれ正弦波で、ほ
ぼ位相差が90度の検出信号Ss,Scを出力する。
【0025】このセンシングには種々の形態がある。た
とえば、移動体100側にスリット状の透過、不透過の
繰り返しパターンを設けておき、これに斜めに図示せぬ
光源から光を当てたときの透過光を光検出素子で受光し
てもよい。このとき、不透過部分のスリットが光路を遮
るたびに、モアレ現象によって正弦波となった検出信号
が光検出素子(センサ)から出力される。また、遠ざか
る、或いは、近づいてくる移動体100にレーザ光など
を照射し、その反射光を、位相差90度となる位置2箇
所で光検出素子(センサ)によって検出してもよい。さ
らに、移動体100側にフェライトなどの磁性材料を設
け、この磁性材料に細かなピッチで予めN極、S極を繰
り返し着磁しておき、移動体100の移動とともに変化
する磁界の回転を、磁気抵抗素子またはホール素子など
によって検出してもよい。たとえば磁気抵抗素子の場
合、異なる2方向で折り返し配置された磁性薄膜の両端
に所定電圧を印加すると、磁界の回転に応じて、その中
点から正弦波が得られる。その場合、2つの磁気抵抗素
子の相対位置を調整して、出力の位相差を設定する。
【0026】なお、これら何れのセンシング方法におい
ても、2つのセンサ(受光素子または磁気センサなど)
は、通常、同じ基板上にパターンニングにより一括形成
される。そして、2つの検出信号の波長をλとしたと
き、その位相差がmλ+90度(m:零または正の整
数)となるように、センサ間の相対位置が予め決められ
ている。なお、通常、位相差が90度となることは少な
く、パターンニング精度などによって若干の位相誤差が
生じる。
【0027】信号処理部4は、2つの検出信号Ssおよ
びScをもとに、加算および減算を含む所定の演算処理
を行って、検出信号から上記パターンニング精度に起因
した誤差成分をキャンセルする。入力レベル調整部3お
よび出力レベル調整部5によって、この信号処理の前後
で2つの検出信号SsおよびScの振幅を揃える。
【0028】スケール信号生成部6は、sinθまたは
cosθの関数である2つの検出信号SsおよびScを
もとに、その比をとってtanθの関数形にした後、t
anθの逆関数tan-1θの演算を行って、検出信号の
角度を示すアナログ値θを出力する。
【0029】A/Dコンバータ7は、角度θと対応づけ
ながら所定の基準電圧を所定のビット数で分割する。し
たがって、A/Dコンバータ7からは、角度θと1対1
で対応する所定ビット数のディジタル値xが出力され
る。
【0030】このディジタル値xはROM8内にアドレ
ッシングされて書き込まれる。ROM8内のアドレス
は、〔sinθ,cosθ〕の組で一意に決定される。
この書き込みでは同じ角度θに対しx,x+xmax がs
inθ,cosθの符号に応じて異なるアドレスに記憶
されている。上位数ビットがsinθ、下位数ビットが
cosθを表すアドレス信号ADがデコーダ9に入力さ
れると、ROM8から対応するディジタル値Xが出力さ
れる。ディジタル値X(x又はx+xmax )は、必要に
応じて、図示せぬD/Aコンバータなどによりアナログ
値に変換された後、出力される。
【0031】図2に、第1実施形態に係る位相調整回路
の具体的な構成例を、スケール信号生成部とともに示
す。なお、この図2に示す部分が、本発明に係る“スケ
ール信号発生回路”の一実施形態に該当する。
【0032】本例における入力レベル調整部3は、検出
信号の一方側、たとえば検出信号Scの入力経路に接続
されたレベル調整回路から構成される。レベル調整回路
3は、たとえば図3に示す演算増幅回路から構成でき
る。この演算増幅回路では、演算増幅器10の非反転入
力(+)が接地され、反転入力(−)に抵抗Rを介して
検出信号Scが入力される。また、演算増幅器10の反
転入力(−)と出力との間にフィードバック抵抗RF
接続されている。このため、演算増幅器10の出力から
は、−(RF /R)Scが出力される。
【0033】いま、図4(A)に示すように、もとの検
出信号Scは、他の検出信号Ssに比べ位相が90度進
み、より振幅が小さい信号とする。この場合、演算増幅
器10から出力される検出信号Sc’は、図4(B)に
示すように、検出信号Ssより位相が90度遅れた、同
振幅の信号に整えられる。実際の振幅の調整は、たとえ
ば、フィードバック抵抗RF を可変抵抗とし、オシロス
コープ等で波形をモニタしながら、この可変抵抗を調整
することで達成できる。
【0034】本例における信号処理部4は、検出信号S
sおよびSc’を加算する加算器4a、一方から他方を
減算する減算器4bから構成される。
【0035】一般に、同振幅の正弦波信号sinα,s
inβの加算結果は次式(1)で、減算結果は次式
(2)で表される。
【0036】
【数1】 sinα+sinβ =2sin〔(α+β)/2〕・cos〔(α−β)/2〕…(1)
【数2】 sinα−sinβ =2cos〔(α+β)/2〕・sin〔(α−β)/2〕…(2)
【0037】いま、検出信号Ssがsinβ、検出信号
Sc’がsinαに対応するとする。2つのセンサ2
s,2cの位置関係より、β=α+90+φ(φ:位相
のズレ成分)が成立する。よって、(α−β)/2は
(45+φ/2)の一定の位相値となり、定数となる。
したがって、上記式(1)と式(2)は、それぞれ次式
(3)と式(4)に書き改めることができる。
【0038】
【数3】 sinα+sinβ =2Csin〔α+45+φ/2〕 …(3) ここで、C=cos〔45+φ/2〕
【数4】 sinα−sinβ =2Scos〔α+45+φ/2〕 …(4) ここで、S=sin〔45+φ/2〕
【0039】いま、θ=α+45+φ/2とおいて、ゲ
イン調整後の両検出信号の振幅をEとおく。上記式
(3)および式(4)より、図2の加算器4aからEs
inθが出力され、減算器4bからEcosθが出力さ
れる。つまり、第1実施形態では加算および減算を行う
ことによって、位相のズレ成分φが完全にキャンセルさ
れた、位相差90度の信号が生成される。
【0040】その後、2つの信号Esinθ,Ecos
θを出力レベル調整部5において増幅する。出力レベル
調整部は同じ増幅度の増幅器を2つ設けた構成でもよい
が、第1実施形態における出力レベル調整部5は、一方
に接続された増幅器5bと、その増幅後の信号に振幅を
合わせ込むためのレベル調整回路5aとからなる。レベ
ル調整回路5aは、たとえば、図3と同様な回路から構
成され、オシロスコープ等で波形をモニタしながら可変
抵抗RF を調整することで両信号の振幅を完全に揃える
ことができる。
【0041】スケール信号生成部6において、ゲイン調
整された信号からtanθが演算され、その逆関数ta
-1θから周期的に単調増加を繰り返すアナログ値θが
生成される。その後は、図1に示すように、A/D変換
後にROM内に書き込まれ、アドレス信号ADの入力に
応じて読み出される。
【0042】第1実施形態に係る位置測定装置では、2
つの検出信号Ss,Sc’に対し加算と減算を行うだけ
で、センサ2s,2cのパターンニング誤差に起因した
位相のズレ成分をキャンセルできる。したがって、分解
能を上げるために検出信号Ss,Scの周期λを短くし
て、その信号周期に占めるセンサのパターンニング誤差
が相対的に大きくなってきても、これが位置測定精度に
影響しない。その結果、高分解能で高い精度の位置測定
が可能となる。また、振幅調整のみ行えばよく、調整箇
所が少ないうえ、2つの信号の一方をオシロスコープ等
でモニタしながら他方の振幅に合わせ込むため、回路上
のバラツキ等があっても正確に振幅調整ができる。
【0043】第2実施形態 図5に、第2実施形態に係る位相調整回路を、スケール
信号生成部とともに示す。
【0044】第2実施形態における位相調整回路では、
その信号処理部4を減算器4bのみで構成している。す
なわち、減算器4bの一方入力に検出信号Ssを入力
し、他方入力に、レベル調整回路3でゲイン調整した後
の検出信号Sc’を入力する。この回路構成では、検出
信号SsをAsin(θ+φ)、検出信号Sc’をBc
osθとする(A,B:任意の定数)。基準となる検出
信号Ssは、加法定理より次式(5)に書き改めること
ができる。
【0045】
【数5】 Asin(θ+φ) =A(sinθcosφ+cosθsinφ)…(5)
【0046】cosθの係数Asinφは定数なので、
ゲイン調整で検出信号Scの振幅BをAsinφにして
やると、減算器4bの出力からは、上記式(5)の第2
項が消えたAcosφ・sinθが得られる。ここで、
AcosφをEとおくと、結局、減算器4bの出力はE
sinθとなる。
【0047】その後は、第1実施形態と同様にレベル調
整回路5aと増幅器5bを用いて、減算器4bの出力信
号Esinθまたは検出信号Scの一方を増幅し、他方
を増幅後の振幅に揃える。これにより、振幅が同じで位
相が90度異なる2つの信号が得られ、tan-1θの演
算によりスケール信号θを求める。
【0048】第2実施形態に係る位相調整回路では、第
1実施形態と同様な効果を、減算器のみで回路構成が簡
略化された信号処理部を用いて得ることができる。
【0049】第3実施形態 第2実施形態はsin関数側を基準としたが、第3実施
形態ではcos関数側を基準に用いる。ゲイン調整後の
検出信号Ss’をAsinθ、検出信号ScをBcos
(θ+φ)とする(A,B:任意の定数)と、検出信号
Scは加法定理より次式(6)で表現できる。
【0050】
【数6】 Bcos(θ+φ) =B(cosθcosφ−sinθsinφ)…(6)
【0051】この式(6)の第2項を消去するには、検
出信号Ss’を(sinφ・B/A)倍して、加算すれ
ばよい。したがって、第3実施形態に係る位相調整回路
は、図6に示すごとくなる。すなわち、検出信号Sc側
に加算器4aを設け、ゲイン調整後の検出信号Ss’を
検出信号Scに加える。ここで、BcosφをEとおく
と、加算器4aの出力はEcosθとなる。
【0052】その後は、第1,第2実施形態と同様にレ
ベル調整回路5aと増幅器5bを用いて、加算器4aの
出力信号Ecosθまたは検出信号Ssの一方を増幅
し、他方を増幅後の振幅に揃える。これにより、振幅が
同じで位相が90度異なる2つの信号が得られ、tan
-1θの演算によりスケール信号θを求める。
【0053】第3実施形態に係る位相調整回路では、第
1実施形態と同様な効果を、加算器のみで回路構成が簡
略化された信号処理部を用いて得ることができる。
【0054】なお、上述した第1〜第3実施形態では、
種々の変形が可能である。たとえば、第1実施形態で
は、加算器および減算器の出力振幅が十分大きな値で揃
っていれば、出力レベル調整部5は省略可能である。ま
た、入力レベル調整部としてのレベル調整回路3は、2
つの検出信号のどちら側に接続しても構わない。第1〜
第3実施形態において、出力レベル調整部としてのレベ
ル調整回路5aと増幅器5bは任意に入れ替え可能であ
る。
【0055】さらに、図1において、A/D変換は信号
処理部4からの出力を用いたコンパレータで実現可能で
ある。図7は、コンパレータによるA/D変換の原理を
示す波形図である。図7(A)に示す位相差90度の2
つの信号をそれぞれx軸(0レベル)でコンパレートす
ると、図7(B)に示す2bitのディジタル信号波形
が得られる。さらに、|sinθ|=|cosθ|とな
るレベルでコンパレートすると、図7(B)の“1”〜
“4”の各区間が中点で分割された3bitのディジタ
ル信号が得られる。同様にして、ディジタル信号のビッ
ト数を増やすことが可能である。また、図1では、スケ
ール信号θの周期がπであるため、2πのディジタル値
Xを得るため、アドレス信号を〔sinθ,cosθ〕
としたが、そのほか、たとえばA/D変換の出力から0
〜π、π〜2πを判別するためのフラグが出力されるよ
うにしてもよい。なお、記憶部(ROM8)の構成およ
びアドレス方式も図示のものに限定されない。
【0056】
【発明の効果】本発明によれば、信号周期とは無関係に
高い位相精度が得られる位相調整回路と、これを用いた
スケール信号生成回路および位置測定装置とを提供する
ことができる。この位置測定装置において、測定精度を
犠牲にすることなく、検出信号の周期を短くして分解能
を向上させることが可能となる。また、調整箇所が少な
く、厳密な振幅調整が可能で使いやすい位置測定装置が
実用化できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施形態に係る位置測定装置の要部構
成を示すブロック図である。
【図2】第1実施形態に係る位相調整回路の具体的な構
成例を、スケール信号生成部とともに示すブロック図で
ある。
【図3】レベル調整回路の構成例を示す回路図である。
【図4】レベル調整回路の入出力信号例の波形図であ
る。
【図5】第2実施形態に係る位相調整回路を、スケール
信号生成部とともに示すブロック図である。
【図6】第3実施形態に係る位相調整回路を、スケール
信号生成部とともに示すブロック図である。
【図7】コンパレータによるA/D変換の原理を示す信
号波形図である。
【図8】従来の位置測定装置の要部構成を示すブロック
図である。
【符号の説明】
1…位置測定装置、2s,2c…センサ(検出部)、3
…レベル調整回路(入力レベル調整部)、4…信号処理
部、4a…加算器、4b…減算器、5…出力レベル調整
部、5a…レベル調整回路、5b…増幅器、6…スケー
ル信号生成部、7…A/Dコンバータ(A/D変換
部)、8…ROM(記憶部)、9…デコーダ、10…演
算増幅器、R,RF …抵抗、Ss,Sc…検出信号、λ
…検出信号の周期、θ…検出信号の角度(スケール信
号)、AD…アドレス信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 2F063 AA02 AA35 CA09 CB20 DA05 DD03 EA02 EA03 KA02 KA04 LA11 LA19 LA22 LA23 2F077 AA11 CC02 QQ05 TT31 2F103 BA00 CA01 CA02 CA05 EB01 EB12 EB16 ED01 ED11 ED27 FA01 5J106 AA03 DD01 DD05 DD13 KK05

Claims (15)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】位相が異なる2つの入力信号にもとづい
    て、位相差が90度の1対の信号を生成する位相調整回
    路であって、 上記2つの入力信号の振幅を所定のレベルに揃える入力
    レベル調整部と、 振幅レベルを揃えた後の上記2つの入力信号を加算処理
    し、和信号を出力する加算部と、 振幅レベルを揃えた後の上記2つの入力信号を減算処理
    し、上記和信号と位相が90度異なる差信号を出力する
    減算部とを有する位相調整回路。
  2. 【請求項2】上記和信号および上記差信号の振幅を所定
    のレベルに揃える出力レベル調整部を更に有する請求項
    1に記載の位相調整回路。
  3. 【請求項3】上記入力レベル調整部は、上記2つの入力
    信号の一方の振幅を他方の振幅に合わせるために、一方
    の信号入力側に接続されたレベル調整回路を含む請求項
    1に記載の位相調整回路。
  4. 【請求項4】上記出力レベル調整部は、上記和信号、上
    記差信号の一方の振幅を他方の振幅に合わせるために、
    上記加算部、上記減算部の何れかの出力に接続されたレ
    ベル調整回路を含む請求項2に記載の位相調整回路。
  5. 【請求項5】上記出力レベル調整部は、上記和信号また
    は上記差信号の信号レベルを増幅する増幅回路を含む請
    求項2記載の位相調整回路。
  6. 【請求項6】上記増幅回路は、上記レベル調整回路が接
    続されていない、上記加算部または上記減算部の出力に
    接続され、 上記レベル調整回路を用いた振幅レベルの調整では、上
    記和信号、上記差信号の一方の信号の振幅を、上記増幅
    回路による増幅後の信号の振幅に揃える請求項5に記載
    の位相調整回路。
  7. 【請求項7】位相が異なる2つの入力信号にもとづい
    て、位相差が90度の1対の信号を生成する位相調整回
    路であって、 上記2つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を所定
    のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号
    から引いて、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し
    位相差が90度の差信号を出力する減算部とを有する位
    相調整回路。
  8. 【請求項8】位相が異なる2つの入力信号にもとづい
    て、位相差が90度の1対の信号を生成する位相調整回
    路であって、 上記2つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を所定
    のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号
    に加えて、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位
    相差が90度の和信号を出力する加算部とを有する位相
    調整回路。
  9. 【請求項9】位相が異なる2つの入力信号にもとづい
    て、周期的に単調増加を繰り返す波形のスケール信号を
    生成するスケール信号発生回路であって、 上記2つの入力信号のうち少なくとも一方の入力信号の
    振幅を所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記2つの入力信号に対し、加算、減算
    の少なくとも一方の演算を含む信号処理を行い、位相差
    が90度の1対の出力信号、または、他方の入力信号と
    の位相差が90度の単一の出力信号を生成する信号処理
    部と、 上記1対の出力信号間、または、位相が90度異なる上
    記一方の入力信号と出力信号間で振幅を所定のレベルに
    揃える出力レベル調整部と、 上記出力レベル調整部からの信号にもとづいて上記スケ
    ール信号を生成するスケール信号生成部とを有するスケ
    ール信号発生回路。
  10. 【請求項10】上記スケール信号生成部は、振幅レベル
    がEに揃えられ位相が90度異なる2つの信号Esin
    θ,Ecosθを入力し、当該2つの信号からtanθ
    の逆関数arctanθを求めることにより、周期的に
    単調増加を繰り返す変数θ(スケール信号)を生成する
    請求項9に記載のスケール信号発生回路。
  11. 【請求項11】移動体の位置を非接触で測定する位置測
    定装置であって、 上記移動体に近接配置され、上記移動体の移動とともに
    変化し、互いに位相が異なる2つの検出信号を出力する
    検出部と、 上記2つの検出信号のうち少なくとも一方の検出信号の
    振幅を所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記2つの検出信号に対し、加算、減算
    の少なくとも一方の演算を含む信号処理を行い、位相差
    が90度の1対の出力信号、または、他方の検出信号と
    の位相差が90度の単一の出力信号を生成する信号処理
    部とを有する位置測定装置。
  12. 【請求項12】上記位相差が90度の信号に対し、アナ
    ログ信号からディジタル信号へのA/D変換を行うA/
    D変換部を更に有する請求項11に記載の位置測定装
    置。
  13. 【請求項13】上記1対の出力信号間、または、位相差
    が90度の上記他方の検出信号と出力信号間で振幅を所
    定のレベルに揃える出力レベル調整部と、 上記出力レベル調整部からの信号にもとづいてスケール
    信号を生成するスケール信号生成部とを更に有し、 上記スケール信号を、上記A/D変換部によってA/D
    変換する請求項12に記載の位置測定装置。
  14. 【請求項14】上記A/D変換後のディジタル信号を記
    憶する記憶部を有する請求項12に記載の位置測定装
    置。
  15. 【請求項15】上記記憶部は、上記スケール信号生成部
    に入力される、位相が90度異なる2つの信号を用いて
    アドレッシングされた上記記憶部内のメモリセルに上記
    A/D変換後のディジタル信号を保持する請求項14に
    記載の位置測定装置。
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