JP2000304570A - 位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置 - Google Patents
位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置Info
- Publication number
- JP2000304570A JP2000304570A JP11113239A JP11323999A JP2000304570A JP 2000304570 A JP2000304570 A JP 2000304570A JP 11113239 A JP11113239 A JP 11113239A JP 11323999 A JP11323999 A JP 11323999A JP 2000304570 A JP2000304570 A JP 2000304570A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- input
- signals
- level
- adjusting
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
- G01D5/24471—Error correction
- G01D5/24476—Signal processing
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
- G01D5/24471—Error correction
- G01D5/2448—Correction of gain, threshold, offset or phase control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Optical Transform (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】位置測定装置における位相調整で、位相誤差を
キャンセルし位相差９０度の信号が得られるようにし
て、短波長化による分解能の向上を図る。 【解決手段】位相が異なる２つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃに
もとづいて、位相差が９０度の１対の信号を生成する位
相調整回路であって、少なくとも一方の検出信号の振幅
を所定のレベルに調整する入力レベル調整部３と、レベ
ル調整後の２つの検出信号に対し、加算、減算の少なく
とも一方の演算を含む信号処理を行い、位相差が９０度
の１対の出力信号、または、他方の検出信号との位相差
が９０度の単一の出力信号を生成する信号処理部４とを
有する。スケール信号発生回路は、さらに、出力レベル
調整部５およびスケール信号生成部６を備える。位置測
定装置は、さらに、検出部２ｓ，２ｃ、Ａ／Ｄ変換部７
および記憶部８を備える。
キャンセルし位相差９０度の信号が得られるようにし
て、短波長化による分解能の向上を図る。 【解決手段】位相が異なる２つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃに
もとづいて、位相差が９０度の１対の信号を生成する位
相調整回路であって、少なくとも一方の検出信号の振幅
を所定のレベルに調整する入力レベル調整部３と、レベ
ル調整後の２つの検出信号に対し、加算、減算の少なく
とも一方の演算を含む信号処理を行い、位相差が９０度
の１対の出力信号、または、他方の検出信号との位相差
が９０度の単一の出力信号を生成する信号処理部４とを
有する。スケール信号発生回路は、さらに、出力レベル
調整部５およびスケール信号生成部６を備える。位置測
定装置は、さらに、検出部２ｓ，２ｃ、Ａ／Ｄ変換部７
および記憶部８を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、位相が異なる２信
号を位相差９０度に精度よく調整する位相調整回路に関
する。また、本発明は、この位相調整回路を用いて、周
期的に単調増幅を繰り返す波形のスケール信号を生成す
るスケール信号発生回路、および、これを用いた位置測
定装置に関する。
号を位相差９０度に精度よく調整する位相調整回路に関
する。また、本発明は、この位相調整回路を用いて、周
期的に単調増幅を繰り返す波形のスケール信号を生成す
るスケール信号発生回路、および、これを用いた位置測
定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体の位置を検出する方法として、周
期的な信号を位相差９０度で検出する方法がある。この
位置検出方法では、図８に示すように、移動体の移動と
ともに変化する周期的な信号を検出するセンサ２ｓ，２
ｃを、検出信号の位相が９０度異なるように予め定めら
れた位置に２つ配置する。したがって、この２つのセン
サ２ｓ，２ｃからは、理想的には、振幅が等しく位相差
が９０度の２つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃが得られる。振幅
が等しく位相差が９０度の２つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃ
は、正弦波の場合、それぞれｓｉｎθおよびｃｏｓθ
（θ：角度）の関数となり、この２つの検出信号の比は
ｔａｎθの関数形で表現できる。
期的な信号を位相差９０度で検出する方法がある。この
位置検出方法では、図８に示すように、移動体の移動と
ともに変化する周期的な信号を検出するセンサ２ｓ，２
ｃを、検出信号の位相が９０度異なるように予め定めら
れた位置に２つ配置する。したがって、この２つのセン
サ２ｓ，２ｃからは、理想的には、振幅が等しく位相差
が９０度の２つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃが得られる。振幅
が等しく位相差が９０度の２つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃ
は、正弦波の場合、それぞれｓｉｎθおよびｃｏｓθ
（θ：角度）の関数となり、この２つの検出信号の比は
ｔａｎθの関数形で表現できる。
【０００３】ｔａｎθは、角度θの増加とともに単調増
加を周期的に繰り返す関数であることから、スケール信
号として用いることができる。たとえば、ｔａｎθの値
とｓｉｎθおよびｃｏｓθの符号とにより角度が０〜２
πまで検出できる。θ軸上の１周期λの各区間をｎ個の
微小ステップに等分割しておくと、移動体の移動にとも
なってλ／ｎの大きさの微小ステップごとにｔａｎθで
表現される周期関数が周期πで単調増加し、かつ、ｓｉ
ｎθおよびｃｏｓθの符号を参照することで１周期λ
（２π）区間ごとに、スケール信号が得られる。具体的
には、スケール信号生成部１０１において、２つの検出
信号の比からｔａｎθの関数形を求め、その逆関数ｔａ
ｎ-1θの演算を行うと、微小ステップに等分割された離
散値をとるリニアな角度θが得られ、この角度θと、ｓ
ｉｎθおよびｃｏｓθの符号とをもとにスケール値ｘを
算出する。周期ごとに桁上げを行うことによって、長い
移動距離の位置測定に対応できる。
加を周期的に繰り返す関数であることから、スケール信
号として用いることができる。たとえば、ｔａｎθの値
とｓｉｎθおよびｃｏｓθの符号とにより角度が０〜２
πまで検出できる。θ軸上の１周期λの各区間をｎ個の
微小ステップに等分割しておくと、移動体の移動にとも
なってλ／ｎの大きさの微小ステップごとにｔａｎθで
表現される周期関数が周期πで単調増加し、かつ、ｓｉ
ｎθおよびｃｏｓθの符号を参照することで１周期λ
（２π）区間ごとに、スケール信号が得られる。具体的
には、スケール信号生成部１０１において、２つの検出
信号の比からｔａｎθの関数形を求め、その逆関数ｔａ
ｎ-1θの演算を行うと、微小ステップに等分割された離
散値をとるリニアな角度θが得られ、この角度θと、ｓ
ｉｎθおよびｃｏｓθの符号とをもとにスケール値ｘを
算出する。周期ごとに桁上げを行うことによって、長い
移動距離の位置測定に対応できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような測定原理の
位置測定装置を、たとえばステッパのレチクル位置合わ
せ機構など、半導体製造装置に組み込んで用いる場合の
用途では、要求される精度および分解能が高く、また年
々要求が厳しくなってきている。
位置測定装置を、たとえばステッパのレチクル位置合わ
せ機構など、半導体製造装置に組み込んで用いる場合の
用途では、要求される精度および分解能が高く、また年
々要求が厳しくなってきている。
【０００５】高い精度の位置測定を実現するための方策
として一般的には、図８に示すように、従来の位置測定
装置において、ｔａｎ-1θ等を演算するスケール信号生
成部１０１に加え、２つの検出信号を正確に９０度の位
相差となるように位相調整する位相調整器１０２が必要
となってくるし、また、２つの信号の振幅を揃えるレベ
ル調整器１０３も必要となってくる。ところが、現実
に、極めて高い精度で位相調整ができる位相調整器がな
く、今まで、２つのセンサを基板にパターンニングによ
り一括形成し、その形成時のパターンニング精度を向上
させて位相差の必要な精度を確保していた。
として一般的には、図８に示すように、従来の位置測定
装置において、ｔａｎ-1θ等を演算するスケール信号生
成部１０１に加え、２つの検出信号を正確に９０度の位
相差となるように位相調整する位相調整器１０２が必要
となってくるし、また、２つの信号の振幅を揃えるレベ
ル調整器１０３も必要となってくる。ところが、現実
に、極めて高い精度で位相調整ができる位相調整器がな
く、今まで、２つのセンサを基板にパターンニングによ
り一括形成し、その形成時のパターンニング精度を向上
させて位相差の必要な精度を確保していた。
【０００６】一方、位置測定の分解能を上げるには、一
般に、１周期λの区間内で分割数ｎを大きくすればよ
い。分割数ｎを上げるためには、Ａ／Ｄ変換器のビット
数を上げる必要がある。ところが、８ｂｉｔまたは１０
ｂｉｔのＡ／Ｄ変換器（ＩＣ）は安く入手できるが、そ
れ以上になると高価になる。また、１６ｂｉｔ以上のＡ
／Ｄ変換器は、現在のところ入手が困難であり、Ａ／Ｄ
変換器のビット数を上げることは実用上の限界がある。
般に、１周期λの区間内で分割数ｎを大きくすればよ
い。分割数ｎを上げるためには、Ａ／Ｄ変換器のビット
数を上げる必要がある。ところが、８ｂｉｔまたは１０
ｂｉｔのＡ／Ｄ変換器（ＩＣ）は安く入手できるが、そ
れ以上になると高価になる。また、１６ｂｉｔ以上のＡ
／Ｄ変換器は、現在のところ入手が困難であり、Ａ／Ｄ
変換器のビット数を上げることは実用上の限界がある。
【０００７】したがって、Ａ／Ｄ変換器のビット数をあ
る程度大きくし、それ以上の位置測定の高分解能化は、
主に、検出信号の周期（信号周期）λを短くすることに
よって達成している。たとえば、分割数ｎが４００の場
合、λが２ｍｍで分解能は５μｍ、λが４００μｍで分
解能が１μｍ、λが４０μで分解能０．１μｍと、信号
周期λが短くなるにつれて分解能も向上する。
る程度大きくし、それ以上の位置測定の高分解能化は、
主に、検出信号の周期（信号周期）λを短くすることに
よって達成している。たとえば、分割数ｎが４００の場
合、λが２ｍｍで分解能は５μｍ、λが４００μｍで分
解能が１μｍ、λが４０μで分解能０．１μｍと、信号
周期λが短くなるにつれて分解能も向上する。
【０００８】ところが、分解能を上げるために信号周期
λを小さくすると、センサ２ｓ，２ｃ間の相対位置精度
が問題となってくる。つまり、上述したように２つのセ
ンサ２ｓ，２ｃ間の相対位置はパターンニング精度に依
存していたが、信号周期λを小さくするためにセンサ２
ｓ，２ｃ間が近づいてくると、信号周期λに占めるパタ
ーンニング誤差による位相偏差が増大する。その結果、
２つの検出信号を位相差９０度で精度よく生成するため
に求められるセンサの位置精度が、検出信号の短周期化
とともに厳しくなっていく。たとえば、センサ２ｓ，２
ｃの位相差の９０度からのズレを１度以内に抑えるの
に、信号周期λが４ｍｍだと位置精度は１１μｍとまだ
余裕があるが、信号周期λが４００μｍだと位置精度は
１．１μｍ、信号周期λが４０μｍだと位置精度は０．
１１μｍと非常に厳しくなる。しかも、実際には、パタ
ーンの位置ズレが分解能の１／２を越えてはならないの
で、位置精度は更に厳しく要求される。
λを小さくすると、センサ２ｓ，２ｃ間の相対位置精度
が問題となってくる。つまり、上述したように２つのセ
ンサ２ｓ，２ｃ間の相対位置はパターンニング精度に依
存していたが、信号周期λを小さくするためにセンサ２
ｓ，２ｃ間が近づいてくると、信号周期λに占めるパタ
ーンニング誤差による位相偏差が増大する。その結果、
２つの検出信号を位相差９０度で精度よく生成するため
に求められるセンサの位置精度が、検出信号の短周期化
とともに厳しくなっていく。たとえば、センサ２ｓ，２
ｃの位相差の９０度からのズレを１度以内に抑えるの
に、信号周期λが４ｍｍだと位置精度は１１μｍとまだ
余裕があるが、信号周期λが４００μｍだと位置精度は
１．１μｍ、信号周期λが４０μｍだと位置精度は０．
１１μｍと非常に厳しくなる。しかも、実際には、パタ
ーンの位置ズレが分解能の１／２を越えてはならないの
で、位置精度は更に厳しく要求される。
【０００９】このように、従来の位置測定装置では、分
解能と位相精度（センサの位置精度）がトレードオフの
関係にあり、高い位相精度を確保しながら分解能を向上
させることができないという不利益が存在していた。
解能と位相精度（センサの位置精度）がトレードオフの
関係にあり、高い位相精度を確保しながら分解能を向上
させることができないという不利益が存在していた。
【００１０】本発明の目的は、信号周期とは無関係に高
い位相精度が得られる位相調整回路と、これを用いたス
ケール信号生成回路および位置測定装置とを提供するこ
とにある。
い位相精度が得られる位相調整回路と、これを用いたス
ケール信号生成回路および位置測定装置とを提供するこ
とにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の観点に係
る位相調整回路は、位相が異なる２つの入力信号にもと
づいて、位相差が９０度の１対の信号を生成する位相調
整回路であって、上記２つの入力信号の振幅を所定のレ
ベルに揃える入力レベル調整部と、振幅レベルを揃えた
後の上記２つの入力信号を加算処理し、和信号を出力す
る加算部と、振幅レベルを揃えた後の上記２つの入力信
号を減算処理し、上記和信号と位相が９０度異なる差信
号を出力する減算部とを有する。
る位相調整回路は、位相が異なる２つの入力信号にもと
づいて、位相差が９０度の１対の信号を生成する位相調
整回路であって、上記２つの入力信号の振幅を所定のレ
ベルに揃える入力レベル調整部と、振幅レベルを揃えた
後の上記２つの入力信号を加算処理し、和信号を出力す
る加算部と、振幅レベルを揃えた後の上記２つの入力信
号を減算処理し、上記和信号と位相が９０度異なる差信
号を出力する減算部とを有する。
【００１２】好適に、上記和信号および上記差信号の振
幅を所定のレベルに揃える出力レベル調整部を更に有す
る。また、好適に、上記出力レベル調整部は、上記和信
号または上記差信号の信号レベルを増幅する増幅回路を
含む。
幅を所定のレベルに揃える出力レベル調整部を更に有す
る。また、好適に、上記出力レベル調整部は、上記和信
号または上記差信号の信号レベルを増幅する増幅回路を
含む。
【００１３】本発明の第２の観点に係る位相調整回路
は、位相が異なる２つの入力信号にもとづいて、位相差
が９０度の１対の信号を生成する位相調整回路であっ
て、上記２つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を
所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、レベル調
整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号から引い
て、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位相差が
９０度の差信号を出力する減算部とを有する。
は、位相が異なる２つの入力信号にもとづいて、位相差
が９０度の１対の信号を生成する位相調整回路であっ
て、上記２つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を
所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、レベル調
整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号から引い
て、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位相差が
９０度の差信号を出力する減算部とを有する。
【００１４】本発明の第３の観点に係る位相調整回路
は、位相が異なる２つの入力信号にもとづいて、位相差
が９０度の１対の信号を生成する位相調整回路であっ
て、上記２つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を
所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、レベル調
整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号に加え
て、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位相差が
９０度の和信号を出力する加算部とを有する。
は、位相が異なる２つの入力信号にもとづいて、位相差
が９０度の１対の信号を生成する位相調整回路であっ
て、上記２つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を
所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、レベル調
整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号に加え
て、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位相差が
９０度の和信号を出力する加算部とを有する。
【００１５】本発明に係るスケール信号発生回路は、位
相が異なる２つの入力信号にもとづいて、周期的に単調
増加を繰り返す波形のスケール信号を生成するスケール
信号発生回路であって、上記２つの入力信号のうち少な
くとも一方の入力信号の振幅を所定のレベルに調整する
入力レベル調整部と、レベル調整後の上記２つの入力信
号に対し、加算、減算の少なくとも一方の演算を含む信
号処理を行い、位相差が９０度の１対の出力信号、また
は、他方の入力信号との位相差が９０度の単一の出力信
号を生成する信号処理部と、上記１対の出力信号間、ま
たは、位相が９０度異なる上記一方の入力信号と出力信
号との間で振幅を所定のレベルに揃える出力レベル調整
部と、上記出力レベル調整部からの信号にもとづいて上
記スケール信号を生成するスケール信号生成部とを有す
る。
相が異なる２つの入力信号にもとづいて、周期的に単調
増加を繰り返す波形のスケール信号を生成するスケール
信号発生回路であって、上記２つの入力信号のうち少な
くとも一方の入力信号の振幅を所定のレベルに調整する
入力レベル調整部と、レベル調整後の上記２つの入力信
号に対し、加算、減算の少なくとも一方の演算を含む信
号処理を行い、位相差が９０度の１対の出力信号、また
は、他方の入力信号との位相差が９０度の単一の出力信
号を生成する信号処理部と、上記１対の出力信号間、ま
たは、位相が９０度異なる上記一方の入力信号と出力信
号との間で振幅を所定のレベルに揃える出力レベル調整
部と、上記出力レベル調整部からの信号にもとづいて上
記スケール信号を生成するスケール信号生成部とを有す
る。
【００１６】上記スケール信号生成部は、好適に、振幅
レベルがＥに揃えられ位相が９０度異なる２つの信号Ｅ
ｓｉｎθ，Ｅｃｏｓθを入力し、当該２つの信号からｔ
ａｎθの逆関数ａｒｃｔａｎθを求めることにより、周
期的に単調増加を繰り返す変数θ（スケール信号）を生
成する。
レベルがＥに揃えられ位相が９０度異なる２つの信号Ｅ
ｓｉｎθ，Ｅｃｏｓθを入力し、当該２つの信号からｔ
ａｎθの逆関数ａｒｃｔａｎθを求めることにより、周
期的に単調増加を繰り返す変数θ（スケール信号）を生
成する。
【００１７】本発明に係る位置測定装置は、移動体の位
置を非接触で測定する位置測定装置であって、上記移動
体に近接配置され、上記移動体の移動とともに変化し、
互いに位相が異なる２つの検出信号を出力する検出部
と、上記２つの検出信号のうち少なくとも一方の検出信
号の振幅を所定のレベルに調整する入力レベル調整部
と、レベル調整後の上記２つの検出信号に対し、加算、
減算の少なくとも一方の演算を含む信号処理を行い、位
相差が９０度の１対の出力信号、または、他方の検出信
号との位相差が９０度の単一の出力信号を生成する信号
処理部とを有する。
置を非接触で測定する位置測定装置であって、上記移動
体に近接配置され、上記移動体の移動とともに変化し、
互いに位相が異なる２つの検出信号を出力する検出部
と、上記２つの検出信号のうち少なくとも一方の検出信
号の振幅を所定のレベルに調整する入力レベル調整部
と、レベル調整後の上記２つの検出信号に対し、加算、
減算の少なくとも一方の演算を含む信号処理を行い、位
相差が９０度の１対の出力信号、または、他方の検出信
号との位相差が９０度の単一の出力信号を生成する信号
処理部とを有する。
【００１８】好適に、上記位相差が９０度の信号に対
し、アナログ信号からディジタル信号へのＡ／Ｄ変換を
行うＡ／Ｄ変換部を更に有する。また、好適に、上記１
対の出力信号間、または、位相差が９０度の他方の検出
信号と出力信号間で振幅を所定のレベルに揃える出力レ
ベル調整部と、上記出力レベル調整部からの信号にもと
づいてスケール信号を生成するスケール信号生成部とを
更に有し、上記スケール信号を、上記Ａ／Ｄ変換部によ
ってＡ／Ｄ変換する。
し、アナログ信号からディジタル信号へのＡ／Ｄ変換を
行うＡ／Ｄ変換部を更に有する。また、好適に、上記１
対の出力信号間、または、位相差が９０度の他方の検出
信号と出力信号間で振幅を所定のレベルに揃える出力レ
ベル調整部と、上記出力レベル調整部からの信号にもと
づいてスケール信号を生成するスケール信号生成部とを
更に有し、上記スケール信号を、上記Ａ／Ｄ変換部によ
ってＡ／Ｄ変換する。
【００１９】好適に、上記Ａ／Ｄ変換後のディジタル信
号を記憶する記憶部を有する。上記記憶部は、好適に、
上記スケール信号生成部に入力される、位相が９０度異
なる２つの信号をもちいてアドレッシングされた記憶部
内のメモリセルに上記Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号を
保持する。
号を記憶する記憶部を有する。上記記憶部は、好適に、
上記スケール信号生成部に入力される、位相が９０度異
なる２つの信号をもちいてアドレッシングされた記憶部
内のメモリセルに上記Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号を
保持する。
【００２０】本発明に係る位相調整回路では、たとえば
検出部などから１対の検出信号が入力レベル調整部に入
力されると、入力レベル調整部において、少なくとも一
方の検出信号の振幅が所定レベルに調整される。その
後、信号処理部において、振幅レベルが調整された１対
の検出信号に対し、加算、減算の少なくとも一方の演算
を含む信号処理が施される。この信号処理において加算
および減算の双方を行う場合、その和信号と差信号がｓ
ｉｎ関数とｃｏｓ関数となり、両信号の位相が完全に９
０度に調整される。その一方、加算または減算を行う場
合、加算結果または減算結果を加法定理により展開した
数式で、ｓｉｎ関数項とｃｏｓ関数項の双方が現出す
る。この場合、入力レベル調整部におけるレベル調整で
は、たとえば、一方の検出信号の振幅が所定レベルに調
整される。その際、その後の信号処理においてｓｉｎ関
数項とｃｏｓ関数項の一方が消去されるような値に、一
方の検出信号の振幅レベルを決めておく。その結果、信
号処理部から出力される和信号または差信号は、他方の
検出信号に対し、位相が完全に９０度異なる信号とな
る。このような位相調整では、位相調整後の１対の信号
の位相差が、検出信号の周期が長いか短いかによって変
動せず、必ず９０度になる。
検出部などから１対の検出信号が入力レベル調整部に入
力されると、入力レベル調整部において、少なくとも一
方の検出信号の振幅が所定レベルに調整される。その
後、信号処理部において、振幅レベルが調整された１対
の検出信号に対し、加算、減算の少なくとも一方の演算
を含む信号処理が施される。この信号処理において加算
および減算の双方を行う場合、その和信号と差信号がｓ
ｉｎ関数とｃｏｓ関数となり、両信号の位相が完全に９
０度に調整される。その一方、加算または減算を行う場
合、加算結果または減算結果を加法定理により展開した
数式で、ｓｉｎ関数項とｃｏｓ関数項の双方が現出す
る。この場合、入力レベル調整部におけるレベル調整で
は、たとえば、一方の検出信号の振幅が所定レベルに調
整される。その際、その後の信号処理においてｓｉｎ関
数項とｃｏｓ関数項の一方が消去されるような値に、一
方の検出信号の振幅レベルを決めておく。その結果、信
号処理部から出力される和信号または差信号は、他方の
検出信号に対し、位相が完全に９０度異なる信号とな
る。このような位相調整では、位相調整後の１対の信号
の位相差が、検出信号の周期が長いか短いかによって変
動せず、必ず９０度になる。
【００２１】本発明に係るスケール信号発生回路は、上
述した位相調整回路に加え、出力レベル調整部とスケー
ル信号生成部を有する。位相調整回路から出力される位
相差９０度の信号は、出力レベル調整部で振幅レベルを
揃えられた後、スケール信号生成部に入力される。スケ
ール信号生成部では、位相差９０度の信号からｔａｎθ
の逆関数を求め、これを用いてスケール信号を生成す
る。
述した位相調整回路に加え、出力レベル調整部とスケー
ル信号生成部を有する。位相調整回路から出力される位
相差９０度の信号は、出力レベル調整部で振幅レベルを
揃えられた後、スケール信号生成部に入力される。スケ
ール信号生成部では、位相差９０度の信号からｔａｎθ
の逆関数を求め、これを用いてスケール信号を生成す
る。
【００２２】本発明に係る位置測定装置は、上述したス
ケール信号発生回路に加え、検出部、Ａ／Ｄ変換部、記
憶部などを有する。スケール信号はＡ／Ｄ変換部に入力
され、Ａ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換後のスケール信号
（ディジタル値）は、記憶部に予め記憶される。そし
て、移動体が移動し検出信号が変化するたびに、移動体
の位置を示すディジタル値が記憶部から出力される。こ
の位置測定装置では、信号処理によって位相差９０度の
１対の信号が得られ、その位相差は検出信号の周期によ
って変動しない。したがって、位相精度を高く維持しな
がら、検出信号の短波長化によって分解能を高くするこ
とができる。
ケール信号発生回路に加え、検出部、Ａ／Ｄ変換部、記
憶部などを有する。スケール信号はＡ／Ｄ変換部に入力
され、Ａ／Ｄ変換される。Ａ／Ｄ変換後のスケール信号
（ディジタル値）は、記憶部に予め記憶される。そし
て、移動体が移動し検出信号が変化するたびに、移動体
の位置を示すディジタル値が記憶部から出力される。こ
の位置測定装置では、信号処理によって位相差９０度の
１対の信号が得られ、その位相差は検出信号の周期によ
って変動しない。したがって、位相精度を高く維持しな
がら、検出信号の短波長化によって分解能を高くするこ
とができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】第１実施形態 図１は、本発明の実施形態に係る位置測定装置の要部構
成を示すブロック図である。図１に示す位置測定装置１
は、センサ２ｓおよび２ｃ、入力レベル調整部３、信号
処理部４、出力レベル調整部５、スケール信号生成部
６、Ａ／Ｄコンバータ７、記憶部（ＲＯＭ）８およびデ
コータ９を有する。このうち入力レベル調整部３、信号
処理部４、出力レベル調整部５によって、本発明に係る
“位相調整回路”を構成される。
成を示すブロック図である。図１に示す位置測定装置１
は、センサ２ｓおよび２ｃ、入力レベル調整部３、信号
処理部４、出力レベル調整部５、スケール信号生成部
６、Ａ／Ｄコンバータ７、記憶部（ＲＯＭ）８およびデ
コータ９を有する。このうち入力レベル調整部３、信号
処理部４、出力レベル調整部５によって、本発明に係る
“位相調整回路”を構成される。
【００２４】センサ２ｓおよび２ｃは、移動体１００に
近接し、出力の位相差が９０度となるような間隔で配置
された検出素子である。センサ２ｓ，２ｃは、移動体１
００が移動するのにともなって、それぞれ正弦波で、ほ
ぼ位相差が９０度の検出信号Ｓｓ，Ｓｃを出力する。
近接し、出力の位相差が９０度となるような間隔で配置
された検出素子である。センサ２ｓ，２ｃは、移動体１
００が移動するのにともなって、それぞれ正弦波で、ほ
ぼ位相差が９０度の検出信号Ｓｓ，Ｓｃを出力する。
【００２５】このセンシングには種々の形態がある。た
とえば、移動体１００側にスリット状の透過、不透過の
繰り返しパターンを設けておき、これに斜めに図示せぬ
光源から光を当てたときの透過光を光検出素子で受光し
てもよい。このとき、不透過部分のスリットが光路を遮
るたびに、モアレ現象によって正弦波となった検出信号
が光検出素子（センサ）から出力される。また、遠ざか
る、或いは、近づいてくる移動体１００にレーザ光など
を照射し、その反射光を、位相差９０度となる位置２箇
所で光検出素子（センサ）によって検出してもよい。さ
らに、移動体１００側にフェライトなどの磁性材料を設
け、この磁性材料に細かなピッチで予めＮ極、Ｓ極を繰
り返し着磁しておき、移動体１００の移動とともに変化
する磁界の回転を、磁気抵抗素子またはホール素子など
によって検出してもよい。たとえば磁気抵抗素子の場
合、異なる２方向で折り返し配置された磁性薄膜の両端
に所定電圧を印加すると、磁界の回転に応じて、その中
点から正弦波が得られる。その場合、２つの磁気抵抗素
子の相対位置を調整して、出力の位相差を設定する。
とえば、移動体１００側にスリット状の透過、不透過の
繰り返しパターンを設けておき、これに斜めに図示せぬ
光源から光を当てたときの透過光を光検出素子で受光し
てもよい。このとき、不透過部分のスリットが光路を遮
るたびに、モアレ現象によって正弦波となった検出信号
が光検出素子（センサ）から出力される。また、遠ざか
る、或いは、近づいてくる移動体１００にレーザ光など
を照射し、その反射光を、位相差９０度となる位置２箇
所で光検出素子（センサ）によって検出してもよい。さ
らに、移動体１００側にフェライトなどの磁性材料を設
け、この磁性材料に細かなピッチで予めＮ極、Ｓ極を繰
り返し着磁しておき、移動体１００の移動とともに変化
する磁界の回転を、磁気抵抗素子またはホール素子など
によって検出してもよい。たとえば磁気抵抗素子の場
合、異なる２方向で折り返し配置された磁性薄膜の両端
に所定電圧を印加すると、磁界の回転に応じて、その中
点から正弦波が得られる。その場合、２つの磁気抵抗素
子の相対位置を調整して、出力の位相差を設定する。
【００２６】なお、これら何れのセンシング方法におい
ても、２つのセンサ（受光素子または磁気センサなど）
は、通常、同じ基板上にパターンニングにより一括形成
される。そして、２つの検出信号の波長をλとしたと
き、その位相差がｍλ＋９０度（ｍ：零または正の整
数）となるように、センサ間の相対位置が予め決められ
ている。なお、通常、位相差が９０度となることは少な
く、パターンニング精度などによって若干の位相誤差が
生じる。
ても、２つのセンサ（受光素子または磁気センサなど）
は、通常、同じ基板上にパターンニングにより一括形成
される。そして、２つの検出信号の波長をλとしたと
き、その位相差がｍλ＋９０度（ｍ：零または正の整
数）となるように、センサ間の相対位置が予め決められ
ている。なお、通常、位相差が９０度となることは少な
く、パターンニング精度などによって若干の位相誤差が
生じる。
【００２７】信号処理部４は、２つの検出信号Ｓｓおよ
びＳｃをもとに、加算および減算を含む所定の演算処理
を行って、検出信号から上記パターンニング精度に起因
した誤差成分をキャンセルする。入力レベル調整部３お
よび出力レベル調整部５によって、この信号処理の前後
で２つの検出信号ＳｓおよびＳｃの振幅を揃える。
びＳｃをもとに、加算および減算を含む所定の演算処理
を行って、検出信号から上記パターンニング精度に起因
した誤差成分をキャンセルする。入力レベル調整部３お
よび出力レベル調整部５によって、この信号処理の前後
で２つの検出信号ＳｓおよびＳｃの振幅を揃える。
【００２８】スケール信号生成部６は、ｓｉｎθまたは
ｃｏｓθの関数である２つの検出信号ＳｓおよびＳｃを
もとに、その比をとってｔａｎθの関数形にした後、ｔ
ａｎθの逆関数ｔａｎ-1θの演算を行って、検出信号の
角度を示すアナログ値θを出力する。
ｃｏｓθの関数である２つの検出信号ＳｓおよびＳｃを
もとに、その比をとってｔａｎθの関数形にした後、ｔ
ａｎθの逆関数ｔａｎ-1θの演算を行って、検出信号の
角度を示すアナログ値θを出力する。
【００２９】Ａ／Ｄコンバータ７は、角度θと対応づけ
ながら所定の基準電圧を所定のビット数で分割する。し
たがって、Ａ／Ｄコンバータ７からは、角度θと１対１
で対応する所定ビット数のディジタル値ｘが出力され
る。
ながら所定の基準電圧を所定のビット数で分割する。し
たがって、Ａ／Ｄコンバータ７からは、角度θと１対１
で対応する所定ビット数のディジタル値ｘが出力され
る。
【００３０】このディジタル値ｘはＲＯＭ８内にアドレ
ッシングされて書き込まれる。ＲＯＭ８内のアドレス
は、〔ｓｉｎθ，ｃｏｓθ〕の組で一意に決定される。
この書き込みでは同じ角度θに対しｘ，ｘ＋ｘmax がｓ
ｉｎθ，ｃｏｓθの符号に応じて異なるアドレスに記憶
されている。上位数ビットがｓｉｎθ、下位数ビットが
ｃｏｓθを表すアドレス信号ＡＤがデコーダ９に入力さ
れると、ＲＯＭ８から対応するディジタル値Ｘが出力さ
れる。ディジタル値Ｘ（ｘ又はｘ＋ｘmax ）は、必要に
応じて、図示せぬＤ／Ａコンバータなどによりアナログ
値に変換された後、出力される。
ッシングされて書き込まれる。ＲＯＭ８内のアドレス
は、〔ｓｉｎθ，ｃｏｓθ〕の組で一意に決定される。
この書き込みでは同じ角度θに対しｘ，ｘ＋ｘmax がｓ
ｉｎθ，ｃｏｓθの符号に応じて異なるアドレスに記憶
されている。上位数ビットがｓｉｎθ、下位数ビットが
ｃｏｓθを表すアドレス信号ＡＤがデコーダ９に入力さ
れると、ＲＯＭ８から対応するディジタル値Ｘが出力さ
れる。ディジタル値Ｘ（ｘ又はｘ＋ｘmax ）は、必要に
応じて、図示せぬＤ／Ａコンバータなどによりアナログ
値に変換された後、出力される。
【００３１】図２に、第１実施形態に係る位相調整回路
の具体的な構成例を、スケール信号生成部とともに示
す。なお、この図２に示す部分が、本発明に係る“スケ
ール信号発生回路”の一実施形態に該当する。
の具体的な構成例を、スケール信号生成部とともに示
す。なお、この図２に示す部分が、本発明に係る“スケ
ール信号発生回路”の一実施形態に該当する。
【００３２】本例における入力レベル調整部３は、検出
信号の一方側、たとえば検出信号Ｓｃの入力経路に接続
されたレベル調整回路から構成される。レベル調整回路
３は、たとえば図３に示す演算増幅回路から構成でき
る。この演算増幅回路では、演算増幅器１０の非反転入
力（＋）が接地され、反転入力（−）に抵抗Ｒを介して
検出信号Ｓｃが入力される。また、演算増幅器１０の反
転入力（−）と出力との間にフィードバック抵抗ＲF が
接続されている。このため、演算増幅器１０の出力から
は、−（ＲF ／Ｒ）Ｓｃが出力される。
信号の一方側、たとえば検出信号Ｓｃの入力経路に接続
されたレベル調整回路から構成される。レベル調整回路
３は、たとえば図３に示す演算増幅回路から構成でき
る。この演算増幅回路では、演算増幅器１０の非反転入
力（＋）が接地され、反転入力（−）に抵抗Ｒを介して
検出信号Ｓｃが入力される。また、演算増幅器１０の反
転入力（−）と出力との間にフィードバック抵抗ＲF が
接続されている。このため、演算増幅器１０の出力から
は、−（ＲF ／Ｒ）Ｓｃが出力される。
【００３３】いま、図４（Ａ）に示すように、もとの検
出信号Ｓｃは、他の検出信号Ｓｓに比べ位相が９０度進
み、より振幅が小さい信号とする。この場合、演算増幅
器１０から出力される検出信号Ｓｃ’は、図４（Ｂ）に
示すように、検出信号Ｓｓより位相が９０度遅れた、同
振幅の信号に整えられる。実際の振幅の調整は、たとえ
ば、フィードバック抵抗ＲF を可変抵抗とし、オシロス
コープ等で波形をモニタしながら、この可変抵抗を調整
することで達成できる。
出信号Ｓｃは、他の検出信号Ｓｓに比べ位相が９０度進
み、より振幅が小さい信号とする。この場合、演算増幅
器１０から出力される検出信号Ｓｃ’は、図４（Ｂ）に
示すように、検出信号Ｓｓより位相が９０度遅れた、同
振幅の信号に整えられる。実際の振幅の調整は、たとえ
ば、フィードバック抵抗ＲF を可変抵抗とし、オシロス
コープ等で波形をモニタしながら、この可変抵抗を調整
することで達成できる。
【００３４】本例における信号処理部４は、検出信号Ｓ
ｓおよびＳｃ’を加算する加算器４ａ、一方から他方を
減算する減算器４ｂから構成される。
ｓおよびＳｃ’を加算する加算器４ａ、一方から他方を
減算する減算器４ｂから構成される。
【００３５】一般に、同振幅の正弦波信号ｓｉｎα，ｓ
ｉｎβの加算結果は次式（１）で、減算結果は次式
（２）で表される。
ｉｎβの加算結果は次式（１）で、減算結果は次式
（２）で表される。
【００３６】
【数１】 ｓｉｎα＋ｓｉｎβ ＝２ｓｉｎ〔（α＋β）／２〕・ｃｏｓ〔（α−β）／２〕…（１）
【数２】 ｓｉｎα−ｓｉｎβ ＝２ｃｏｓ〔（α＋β）／２〕・ｓｉｎ〔（α−β）／２〕…（２）
【００３７】いま、検出信号Ｓｓがｓｉｎβ、検出信号
Ｓｃ’がｓｉｎαに対応するとする。２つのセンサ２
ｓ，２ｃの位置関係より、β＝α＋９０＋φ（φ：位相
のズレ成分）が成立する。よって、（α−β）／２は
（４５＋φ／２）の一定の位相値となり、定数となる。
したがって、上記式（１）と式（２）は、それぞれ次式
（３）と式（４）に書き改めることができる。
Ｓｃ’がｓｉｎαに対応するとする。２つのセンサ２
ｓ，２ｃの位置関係より、β＝α＋９０＋φ（φ：位相
のズレ成分）が成立する。よって、（α−β）／２は
（４５＋φ／２）の一定の位相値となり、定数となる。
したがって、上記式（１）と式（２）は、それぞれ次式
（３）と式（４）に書き改めることができる。
【００３８】
【数３】 ｓｉｎα＋ｓｉｎβ ＝２Ｃｓｉｎ〔α＋４５＋φ／２〕 …（３） ここで、Ｃ＝ｃｏｓ〔４５＋φ／２〕
【数４】 ｓｉｎα−ｓｉｎβ ＝２Ｓｃｏｓ〔α＋４５＋φ／２〕 …（４） ここで、Ｓ＝ｓｉｎ〔４５＋φ／２〕
【００３９】いま、θ＝α＋４５＋φ／２とおいて、ゲ
イン調整後の両検出信号の振幅をＥとおく。上記式
（３）および式（４）より、図２の加算器４ａからＥｓ
ｉｎθが出力され、減算器４ｂからＥｃｏｓθが出力さ
れる。つまり、第１実施形態では加算および減算を行う
ことによって、位相のズレ成分φが完全にキャンセルさ
れた、位相差９０度の信号が生成される。
イン調整後の両検出信号の振幅をＥとおく。上記式
（３）および式（４）より、図２の加算器４ａからＥｓ
ｉｎθが出力され、減算器４ｂからＥｃｏｓθが出力さ
れる。つまり、第１実施形態では加算および減算を行う
ことによって、位相のズレ成分φが完全にキャンセルさ
れた、位相差９０度の信号が生成される。
【００４０】その後、２つの信号Ｅｓｉｎθ，Ｅｃｏｓ
θを出力レベル調整部５において増幅する。出力レベル
調整部は同じ増幅度の増幅器を２つ設けた構成でもよい
が、第１実施形態における出力レベル調整部５は、一方
に接続された増幅器５ｂと、その増幅後の信号に振幅を
合わせ込むためのレベル調整回路５ａとからなる。レベ
ル調整回路５ａは、たとえば、図３と同様な回路から構
成され、オシロスコープ等で波形をモニタしながら可変
抵抗ＲF を調整することで両信号の振幅を完全に揃える
ことができる。
θを出力レベル調整部５において増幅する。出力レベル
調整部は同じ増幅度の増幅器を２つ設けた構成でもよい
が、第１実施形態における出力レベル調整部５は、一方
に接続された増幅器５ｂと、その増幅後の信号に振幅を
合わせ込むためのレベル調整回路５ａとからなる。レベ
ル調整回路５ａは、たとえば、図３と同様な回路から構
成され、オシロスコープ等で波形をモニタしながら可変
抵抗ＲF を調整することで両信号の振幅を完全に揃える
ことができる。
【００４１】スケール信号生成部６において、ゲイン調
整された信号からｔａｎθが演算され、その逆関数ｔａ
ｎ-1θから周期的に単調増加を繰り返すアナログ値θが
生成される。その後は、図１に示すように、Ａ／Ｄ変換
後にＲＯＭ内に書き込まれ、アドレス信号ＡＤの入力に
応じて読み出される。
整された信号からｔａｎθが演算され、その逆関数ｔａ
ｎ-1θから周期的に単調増加を繰り返すアナログ値θが
生成される。その後は、図１に示すように、Ａ／Ｄ変換
後にＲＯＭ内に書き込まれ、アドレス信号ＡＤの入力に
応じて読み出される。
【００４２】第１実施形態に係る位置測定装置では、２
つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃ’に対し加算と減算を行うだけ
で、センサ２ｓ，２ｃのパターンニング誤差に起因した
位相のズレ成分をキャンセルできる。したがって、分解
能を上げるために検出信号Ｓｓ，Ｓｃの周期λを短くし
て、その信号周期に占めるセンサのパターンニング誤差
が相対的に大きくなってきても、これが位置測定精度に
影響しない。その結果、高分解能で高い精度の位置測定
が可能となる。また、振幅調整のみ行えばよく、調整箇
所が少ないうえ、２つの信号の一方をオシロスコープ等
でモニタしながら他方の振幅に合わせ込むため、回路上
のバラツキ等があっても正確に振幅調整ができる。
つの検出信号Ｓｓ，Ｓｃ’に対し加算と減算を行うだけ
で、センサ２ｓ，２ｃのパターンニング誤差に起因した
位相のズレ成分をキャンセルできる。したがって、分解
能を上げるために検出信号Ｓｓ，Ｓｃの周期λを短くし
て、その信号周期に占めるセンサのパターンニング誤差
が相対的に大きくなってきても、これが位置測定精度に
影響しない。その結果、高分解能で高い精度の位置測定
が可能となる。また、振幅調整のみ行えばよく、調整箇
所が少ないうえ、２つの信号の一方をオシロスコープ等
でモニタしながら他方の振幅に合わせ込むため、回路上
のバラツキ等があっても正確に振幅調整ができる。
【００４３】第２実施形態 図５に、第２実施形態に係る位相調整回路を、スケール
信号生成部とともに示す。
信号生成部とともに示す。
【００４４】第２実施形態における位相調整回路では、
その信号処理部４を減算器４ｂのみで構成している。す
なわち、減算器４ｂの一方入力に検出信号Ｓｓを入力
し、他方入力に、レベル調整回路３でゲイン調整した後
の検出信号Ｓｃ’を入力する。この回路構成では、検出
信号ＳｓをＡｓｉｎ（θ＋φ）、検出信号Ｓｃ’をＢｃ
ｏｓθとする（Ａ，Ｂ：任意の定数）。基準となる検出
信号Ｓｓは、加法定理より次式（５）に書き改めること
ができる。
その信号処理部４を減算器４ｂのみで構成している。す
なわち、減算器４ｂの一方入力に検出信号Ｓｓを入力
し、他方入力に、レベル調整回路３でゲイン調整した後
の検出信号Ｓｃ’を入力する。この回路構成では、検出
信号ＳｓをＡｓｉｎ（θ＋φ）、検出信号Ｓｃ’をＢｃ
ｏｓθとする（Ａ，Ｂ：任意の定数）。基準となる検出
信号Ｓｓは、加法定理より次式（５）に書き改めること
ができる。
【００４５】
【数５】 Ａｓｉｎ（θ＋φ） ＝Ａ（ｓｉｎθｃｏｓφ＋ｃｏｓθｓｉｎφ）…（５）
【００４６】ｃｏｓθの係数Ａｓｉｎφは定数なので、
ゲイン調整で検出信号Ｓｃの振幅ＢをＡｓｉｎφにして
やると、減算器４ｂの出力からは、上記式（５）の第２
項が消えたＡｃｏｓφ・ｓｉｎθが得られる。ここで、
ＡｃｏｓφをＥとおくと、結局、減算器４ｂの出力はＥ
ｓｉｎθとなる。
ゲイン調整で検出信号Ｓｃの振幅ＢをＡｓｉｎφにして
やると、減算器４ｂの出力からは、上記式（５）の第２
項が消えたＡｃｏｓφ・ｓｉｎθが得られる。ここで、
ＡｃｏｓφをＥとおくと、結局、減算器４ｂの出力はＥ
ｓｉｎθとなる。
【００４７】その後は、第１実施形態と同様にレベル調
整回路５ａと増幅器５ｂを用いて、減算器４ｂの出力信
号Ｅｓｉｎθまたは検出信号Ｓｃの一方を増幅し、他方
を増幅後の振幅に揃える。これにより、振幅が同じで位
相が９０度異なる２つの信号が得られ、ｔａｎ-1θの演
算によりスケール信号θを求める。
整回路５ａと増幅器５ｂを用いて、減算器４ｂの出力信
号Ｅｓｉｎθまたは検出信号Ｓｃの一方を増幅し、他方
を増幅後の振幅に揃える。これにより、振幅が同じで位
相が９０度異なる２つの信号が得られ、ｔａｎ-1θの演
算によりスケール信号θを求める。
【００４８】第２実施形態に係る位相調整回路では、第
１実施形態と同様な効果を、減算器のみで回路構成が簡
略化された信号処理部を用いて得ることができる。
１実施形態と同様な効果を、減算器のみで回路構成が簡
略化された信号処理部を用いて得ることができる。
【００４９】第３実施形態 第２実施形態はｓｉｎ関数側を基準としたが、第３実施
形態ではｃｏｓ関数側を基準に用いる。ゲイン調整後の
検出信号Ｓｓ’をＡｓｉｎθ、検出信号ＳｃをＢｃｏｓ
（θ＋φ）とする（Ａ，Ｂ：任意の定数）と、検出信号
Ｓｃは加法定理より次式（６）で表現できる。
形態ではｃｏｓ関数側を基準に用いる。ゲイン調整後の
検出信号Ｓｓ’をＡｓｉｎθ、検出信号ＳｃをＢｃｏｓ
（θ＋φ）とする（Ａ，Ｂ：任意の定数）と、検出信号
Ｓｃは加法定理より次式（６）で表現できる。
【００５０】
【数６】 Ｂｃｏｓ（θ＋φ） ＝Ｂ（ｃｏｓθｃｏｓφ−ｓｉｎθｓｉｎφ）…（６）
【００５１】この式（６）の第２項を消去するには、検
出信号Ｓｓ’を（ｓｉｎφ・Ｂ／Ａ）倍して、加算すれ
ばよい。したがって、第３実施形態に係る位相調整回路
は、図６に示すごとくなる。すなわち、検出信号Ｓｃ側
に加算器４ａを設け、ゲイン調整後の検出信号Ｓｓ’を
検出信号Ｓｃに加える。ここで、ＢｃｏｓφをＥとおく
と、加算器４ａの出力はＥｃｏｓθとなる。
出信号Ｓｓ’を（ｓｉｎφ・Ｂ／Ａ）倍して、加算すれ
ばよい。したがって、第３実施形態に係る位相調整回路
は、図６に示すごとくなる。すなわち、検出信号Ｓｃ側
に加算器４ａを設け、ゲイン調整後の検出信号Ｓｓ’を
検出信号Ｓｃに加える。ここで、ＢｃｏｓφをＥとおく
と、加算器４ａの出力はＥｃｏｓθとなる。
【００５２】その後は、第１，第２実施形態と同様にレ
ベル調整回路５ａと増幅器５ｂを用いて、加算器４ａの
出力信号Ｅｃｏｓθまたは検出信号Ｓｓの一方を増幅
し、他方を増幅後の振幅に揃える。これにより、振幅が
同じで位相が９０度異なる２つの信号が得られ、ｔａｎ
-1θの演算によりスケール信号θを求める。
ベル調整回路５ａと増幅器５ｂを用いて、加算器４ａの
出力信号Ｅｃｏｓθまたは検出信号Ｓｓの一方を増幅
し、他方を増幅後の振幅に揃える。これにより、振幅が
同じで位相が９０度異なる２つの信号が得られ、ｔａｎ
-1θの演算によりスケール信号θを求める。
【００５３】第３実施形態に係る位相調整回路では、第
１実施形態と同様な効果を、加算器のみで回路構成が簡
略化された信号処理部を用いて得ることができる。
１実施形態と同様な効果を、加算器のみで回路構成が簡
略化された信号処理部を用いて得ることができる。
【００５４】なお、上述した第１〜第３実施形態では、
種々の変形が可能である。たとえば、第１実施形態で
は、加算器および減算器の出力振幅が十分大きな値で揃
っていれば、出力レベル調整部５は省略可能である。ま
た、入力レベル調整部としてのレベル調整回路３は、２
つの検出信号のどちら側に接続しても構わない。第１〜
第３実施形態において、出力レベル調整部としてのレベ
ル調整回路５ａと増幅器５ｂは任意に入れ替え可能であ
る。
種々の変形が可能である。たとえば、第１実施形態で
は、加算器および減算器の出力振幅が十分大きな値で揃
っていれば、出力レベル調整部５は省略可能である。ま
た、入力レベル調整部としてのレベル調整回路３は、２
つの検出信号のどちら側に接続しても構わない。第１〜
第３実施形態において、出力レベル調整部としてのレベ
ル調整回路５ａと増幅器５ｂは任意に入れ替え可能であ
る。
【００５５】さらに、図１において、Ａ／Ｄ変換は信号
処理部４からの出力を用いたコンパレータで実現可能で
ある。図７は、コンパレータによるＡ／Ｄ変換の原理を
示す波形図である。図７（Ａ）に示す位相差９０度の２
つの信号をそれぞれｘ軸（０レベル）でコンパレートす
ると、図７（Ｂ）に示す２ｂｉｔのディジタル信号波形
が得られる。さらに、｜ｓｉｎθ｜＝｜ｃｏｓθ｜とな
るレベルでコンパレートすると、図７（Ｂ）の“１”〜
“４”の各区間が中点で分割された３ｂｉｔのディジタ
ル信号が得られる。同様にして、ディジタル信号のビッ
ト数を増やすことが可能である。また、図１では、スケ
ール信号θの周期がπであるため、２πのディジタル値
Ｘを得るため、アドレス信号を〔ｓｉｎθ，ｃｏｓθ〕
としたが、そのほか、たとえばＡ／Ｄ変換の出力から０
〜π、π〜２πを判別するためのフラグが出力されるよ
うにしてもよい。なお、記憶部（ＲＯＭ８）の構成およ
びアドレス方式も図示のものに限定されない。
処理部４からの出力を用いたコンパレータで実現可能で
ある。図７は、コンパレータによるＡ／Ｄ変換の原理を
示す波形図である。図７（Ａ）に示す位相差９０度の２
つの信号をそれぞれｘ軸（０レベル）でコンパレートす
ると、図７（Ｂ）に示す２ｂｉｔのディジタル信号波形
が得られる。さらに、｜ｓｉｎθ｜＝｜ｃｏｓθ｜とな
るレベルでコンパレートすると、図７（Ｂ）の“１”〜
“４”の各区間が中点で分割された３ｂｉｔのディジタ
ル信号が得られる。同様にして、ディジタル信号のビッ
ト数を増やすことが可能である。また、図１では、スケ
ール信号θの周期がπであるため、２πのディジタル値
Ｘを得るため、アドレス信号を〔ｓｉｎθ，ｃｏｓθ〕
としたが、そのほか、たとえばＡ／Ｄ変換の出力から０
〜π、π〜２πを判別するためのフラグが出力されるよ
うにしてもよい。なお、記憶部（ＲＯＭ８）の構成およ
びアドレス方式も図示のものに限定されない。
【００５６】
【発明の効果】本発明によれば、信号周期とは無関係に
高い位相精度が得られる位相調整回路と、これを用いた
スケール信号生成回路および位置測定装置とを提供する
ことができる。この位置測定装置において、測定精度を
犠牲にすることなく、検出信号の周期を短くして分解能
を向上させることが可能となる。また、調整箇所が少な
く、厳密な振幅調整が可能で使いやすい位置測定装置が
実用化できる。
高い位相精度が得られる位相調整回路と、これを用いた
スケール信号生成回路および位置測定装置とを提供する
ことができる。この位置測定装置において、測定精度を
犠牲にすることなく、検出信号の周期を短くして分解能
を向上させることが可能となる。また、調整箇所が少な
く、厳密な振幅調整が可能で使いやすい位置測定装置が
実用化できる。
【図１】本発明の実施形態に係る位置測定装置の要部構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態に係る位相調整回路の具体的な構
成例を、スケール信号生成部とともに示すブロック図で
ある。
成例を、スケール信号生成部とともに示すブロック図で
ある。
【図３】レベル調整回路の構成例を示す回路図である。
【図４】レベル調整回路の入出力信号例の波形図であ
る。
る。
【図５】第２実施形態に係る位相調整回路を、スケール
信号生成部とともに示すブロック図である。
信号生成部とともに示すブロック図である。
【図６】第３実施形態に係る位相調整回路を、スケール
信号生成部とともに示すブロック図である。
信号生成部とともに示すブロック図である。
【図７】コンパレータによるＡ／Ｄ変換の原理を示す信
号波形図である。
号波形図である。
【図８】従来の位置測定装置の要部構成を示すブロック
図である。
図である。
１…位置測定装置、２ｓ，２ｃ…センサ（検出部）、３
…レベル調整回路（入力レベル調整部）、４…信号処理
部、４ａ…加算器、４ｂ…減算器、５…出力レベル調整
部、５ａ…レベル調整回路、５ｂ…増幅器、６…スケー
ル信号生成部、７…Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換
部）、８…ＲＯＭ（記憶部）、９…デコーダ、１０…演
算増幅器、Ｒ，ＲF …抵抗、Ｓｓ，Ｓｃ…検出信号、λ
…検出信号の周期、θ…検出信号の角度（スケール信
号）、ＡＤ…アドレス信号。
…レベル調整回路（入力レベル調整部）、４…信号処理
部、４ａ…加算器、４ｂ…減算器、５…出力レベル調整
部、５ａ…レベル調整回路、５ｂ…増幅器、６…スケー
ル信号生成部、７…Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換
部）、８…ＲＯＭ（記憶部）、９…デコーダ、１０…演
算増幅器、Ｒ，ＲF …抵抗、Ｓｓ，Ｓｃ…検出信号、λ
…検出信号の周期、θ…検出信号の角度（スケール信
号）、ＡＤ…アドレス信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2F063 AA02 AA35 CA09 CB20 DA05 DD03 EA02 EA03 KA02 KA04 LA11 LA19 LA22 LA23 2F077 AA11 CC02 QQ05 TT31 2F103 BA00 CA01 CA02 CA05 EB01 EB12 EB16 ED01 ED11 ED27 FA01 5J106 AA03 DD01 DD05 DD13 KK05
Claims (15)
- 【請求項１】位相が異なる２つの入力信号にもとづい
て、位相差が９０度の１対の信号を生成する位相調整回
路であって、 上記２つの入力信号の振幅を所定のレベルに揃える入力
レベル調整部と、 振幅レベルを揃えた後の上記２つの入力信号を加算処理
し、和信号を出力する加算部と、 振幅レベルを揃えた後の上記２つの入力信号を減算処理
し、上記和信号と位相が９０度異なる差信号を出力する
減算部とを有する位相調整回路。 - 【請求項２】上記和信号および上記差信号の振幅を所定
のレベルに揃える出力レベル調整部を更に有する請求項
１に記載の位相調整回路。 - 【請求項３】上記入力レベル調整部は、上記２つの入力
信号の一方の振幅を他方の振幅に合わせるために、一方
の信号入力側に接続されたレベル調整回路を含む請求項
１に記載の位相調整回路。 - 【請求項４】上記出力レベル調整部は、上記和信号、上
記差信号の一方の振幅を他方の振幅に合わせるために、
上記加算部、上記減算部の何れかの出力に接続されたレ
ベル調整回路を含む請求項２に記載の位相調整回路。 - 【請求項５】上記出力レベル調整部は、上記和信号また
は上記差信号の信号レベルを増幅する増幅回路を含む請
求項２記載の位相調整回路。 - 【請求項６】上記増幅回路は、上記レベル調整回路が接
続されていない、上記加算部または上記減算部の出力に
接続され、 上記レベル調整回路を用いた振幅レベルの調整では、上
記和信号、上記差信号の一方の信号の振幅を、上記増幅
回路による増幅後の信号の振幅に揃える請求項５に記載
の位相調整回路。 - 【請求項７】位相が異なる２つの入力信号にもとづい
て、位相差が９０度の１対の信号を生成する位相調整回
路であって、 上記２つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を所定
のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号
から引いて、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し
位相差が９０度の差信号を出力する減算部とを有する位
相調整回路。 - 【請求項８】位相が異なる２つの入力信号にもとづい
て、位相差が９０度の１対の信号を生成する位相調整回
路であって、 上記２つの入力信号のうち一方の入力信号の振幅を所定
のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記一方の入力信号を、他方の入力信号
に加えて、レベル調整前の上記一方の入力信号に対し位
相差が９０度の和信号を出力する加算部とを有する位相
調整回路。 - 【請求項９】位相が異なる２つの入力信号にもとづい
て、周期的に単調増加を繰り返す波形のスケール信号を
生成するスケール信号発生回路であって、 上記２つの入力信号のうち少なくとも一方の入力信号の
振幅を所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記２つの入力信号に対し、加算、減算
の少なくとも一方の演算を含む信号処理を行い、位相差
が９０度の１対の出力信号、または、他方の入力信号と
の位相差が９０度の単一の出力信号を生成する信号処理
部と、 上記１対の出力信号間、または、位相が９０度異なる上
記一方の入力信号と出力信号間で振幅を所定のレベルに
揃える出力レベル調整部と、 上記出力レベル調整部からの信号にもとづいて上記スケ
ール信号を生成するスケール信号生成部とを有するスケ
ール信号発生回路。 - 【請求項１０】上記スケール信号生成部は、振幅レベル
がＥに揃えられ位相が９０度異なる２つの信号Ｅｓｉｎ
θ，Ｅｃｏｓθを入力し、当該２つの信号からｔａｎθ
の逆関数ａｒｃｔａｎθを求めることにより、周期的に
単調増加を繰り返す変数θ（スケール信号）を生成する
請求項９に記載のスケール信号発生回路。 - 【請求項１１】移動体の位置を非接触で測定する位置測
定装置であって、 上記移動体に近接配置され、上記移動体の移動とともに
変化し、互いに位相が異なる２つの検出信号を出力する
検出部と、 上記２つの検出信号のうち少なくとも一方の検出信号の
振幅を所定のレベルに調整する入力レベル調整部と、 レベル調整後の上記２つの検出信号に対し、加算、減算
の少なくとも一方の演算を含む信号処理を行い、位相差
が９０度の１対の出力信号、または、他方の検出信号と
の位相差が９０度の単一の出力信号を生成する信号処理
部とを有する位置測定装置。 - 【請求項１２】上記位相差が９０度の信号に対し、アナ
ログ信号からディジタル信号へのＡ／Ｄ変換を行うＡ／
Ｄ変換部を更に有する請求項１１に記載の位置測定装
置。 - 【請求項１３】上記１対の出力信号間、または、位相差
が９０度の上記他方の検出信号と出力信号間で振幅を所
定のレベルに揃える出力レベル調整部と、 上記出力レベル調整部からの信号にもとづいてスケール
信号を生成するスケール信号生成部とを更に有し、 上記スケール信号を、上記Ａ／Ｄ変換部によってＡ／Ｄ
変換する請求項１２に記載の位置測定装置。 - 【請求項１４】上記Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号を記
憶する記憶部を有する請求項１２に記載の位置測定装
置。 - 【請求項１５】上記記憶部は、上記スケール信号生成部
に入力される、位相が９０度異なる２つの信号を用いて
アドレッシングされた上記記憶部内のメモリセルに上記
Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号を保持する請求項１４に
記載の位置測定装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11113239A JP2000304570A (ja) | 1999-04-21 | 1999-04-21 | 位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置 |
| US09/553,531 US6340908B1 (en) | 1999-04-21 | 2000-04-20 | Phase adjusting circuit, scaling signal generation circuit using phase adjusting circuit, and position measuring apparatus using scaling signal generation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11113239A JP2000304570A (ja) | 1999-04-21 | 1999-04-21 | 位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000304570A true JP2000304570A (ja) | 2000-11-02 |
Family
ID=14607106
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11113239A Pending JP2000304570A (ja) | 1999-04-21 | 1999-04-21 | 位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6340908B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000304570A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1243899A1 (de) * | 2001-03-21 | 2002-09-25 | Philips Corporate Intellectual Property GmbH | Anordnung zur Positions-, Winkel- oder Drehzahlbestimmung |
| JP2006047228A (ja) * | 2004-08-06 | 2006-02-16 | Tokai Rika Co Ltd | 回転角度検出装置 |
| JP2009541739A (ja) * | 2006-06-21 | 2009-11-26 | アレグロ・マイクロシステムズ・インコーポレーテッド | アナログ回転センサのための方法および装置 |
| JP2010197373A (ja) * | 2009-01-29 | 2010-09-09 | Denso Corp | ストロークセンサおよび回転角センサ |
| JP2013036972A (ja) * | 2011-07-13 | 2013-02-21 | New Japan Radio Co Ltd | 反射型フォトセンサを用いた位置検出装置 |
| JP2017161553A (ja) * | 2017-06-22 | 2017-09-14 | 株式会社リコー | 回転角度検出装置、モータシステム、画像処理装置及び回転角度検出方法 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7170280B2 (en) * | 2002-04-18 | 2007-01-30 | Continental Teves, Ag And Company Ohg | Method and device for the detection of local displacements and rotations |
| WO2011070391A1 (en) * | 2009-12-10 | 2011-06-16 | Aktiebolaget Skf | Method for estimating the angular position, measuring device and sensor bearing |
| JP5115610B2 (ja) * | 2010-09-23 | 2013-01-09 | 株式会社デンソー | 回転角検出装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
| JP6400345B2 (ja) | 2014-06-17 | 2018-10-03 | 株式会社ミツトヨ | 光学式エンコーダ及び光学式エンコーダにおける原点信号生成方法 |
| US9784598B2 (en) * | 2014-10-27 | 2017-10-10 | Seiko Epson Corporation | Position detecting device, electronic apparatus, recording apparatus, robot, and position detecting method having a ratio computing unit |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4718018A (en) * | 1985-11-21 | 1988-01-05 | Fairchild Semiconductor Corporation | Digital method for synthesizing composite video signals |
| US6032028A (en) * | 1996-04-12 | 2000-02-29 | Continentral Electronics Corporation | Radio transmitter apparatus and method |
| JP3098464B2 (ja) * | 1997-06-26 | 2000-10-16 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | ９０度移相回路 |
| US6181199B1 (en) * | 1999-01-07 | 2001-01-30 | Ericsson Inc. | Power IQ modulation systems and methods |
-
1999
- 1999-04-21 JP JP11113239A patent/JP2000304570A/ja active Pending
-
2000
- 2000-04-20 US US09/553,531 patent/US6340908B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1243899A1 (de) * | 2001-03-21 | 2002-09-25 | Philips Corporate Intellectual Property GmbH | Anordnung zur Positions-, Winkel- oder Drehzahlbestimmung |
| JP2006047228A (ja) * | 2004-08-06 | 2006-02-16 | Tokai Rika Co Ltd | 回転角度検出装置 |
| JP2009541739A (ja) * | 2006-06-21 | 2009-11-26 | アレグロ・マイクロシステムズ・インコーポレーテッド | アナログ回転センサのための方法および装置 |
| JP2013253988A (ja) * | 2006-06-21 | 2013-12-19 | Allegro Microsystems Llc | アナログ回転センサのための方法および装置 |
| US8749227B2 (en) | 2006-06-21 | 2014-06-10 | Allegro Microsystems, Llc | Methods for an analog rotational sensor having signal inversion |
| JP2010197373A (ja) * | 2009-01-29 | 2010-09-09 | Denso Corp | ストロークセンサおよび回転角センサ |
| JP2013036972A (ja) * | 2011-07-13 | 2013-02-21 | New Japan Radio Co Ltd | 反射型フォトセンサを用いた位置検出装置 |
| KR101910672B1 (ko) * | 2011-07-13 | 2018-10-22 | 신니혼무센 가부시키가이샤 | 위치 검출 장치용 포토 센서, 이를 이용한 위치 검출 장치 및 위치 검출 방법 |
| JP2017161553A (ja) * | 2017-06-22 | 2017-09-14 | 株式会社リコー | 回転角度検出装置、モータシステム、画像処理装置及び回転角度検出方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6340908B1 (en) | 2002-01-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4277887B2 (ja) | エンコーダ信号の補正回路 | |
| JP4410316B2 (ja) | 位置センサ | |
| JP2010044046A (ja) | 角度検出装置、及び角度検出方法 | |
| JP4240090B2 (ja) | エンコーダ信号の補正回路 | |
| JP2006194861A (ja) | 角度検出センサの補償値算出方法及びこれを用いた角度検出センサ | |
| KR100581210B1 (ko) | 위치 센서 및 광 인코더용 회로 | |
| JP2000304570A (ja) | 位相調整回路、スケール信号発生回路および位置測定装置 | |
| JP4194484B2 (ja) | 角度検出センサ | |
| US6563443B2 (en) | Method and device for absolute position determination | |
| JP2022524488A (ja) | 外部磁場の角度及び強度を測定する電子回路 | |
| JP2005180942A (ja) | 角度検出センサ | |
| US7099790B2 (en) | Sensor signal processor | |
| JP4429888B2 (ja) | 補償機能を備えた角度検出センサ | |
| JP6276074B2 (ja) | 位置検出装置 | |
| WO1999005471A1 (fr) | Instrument de mesure des longueurs | |
| JP5162739B2 (ja) | エンコーダ信号処理方法、エンコーダ装置及びサーボモータ | |
| JP4681210B2 (ja) | 磁界センサにおける絶対角度測定領域の拡大のための方法 | |
| JPS6312915A (ja) | エンコ−ダ用検出信号処理回路 | |
| JPH0526686A (ja) | 光学式エンコーダ | |
| JP2002243815A (ja) | 磁気検出装置 | |
| JP4222892B2 (ja) | 誤差補正機能付エンコーダ | |
| JPH0658769A (ja) | 信号処理方法及びそれを用いた変位検出装置 | |
| JP3009345B2 (ja) | 検出範囲が外部から設定される測定器及びそれを使用した自動加工システム | |
| JP4745050B2 (ja) | 磁気ラインセンサ式角度検出装置 | |
| Ashby et al. | The Large Binocular Telescope azimuth and elevation encoder system |