JP4681210B2 - 磁界センサにおける絶対角度測定領域の拡大のための方法 - Google Patents

Description

【０００１】
技術分野
今日の角度測定方法では測定ブリッジ装置で磁界センサが動作される。３６０°の角度領域に亘る絶対角度測定はＡＭＲセンサでは比較的大きなコストなしでは不可能である。ホールセンサ乃至はＧＭＲセンサでは３６０°までの領域拡大が可能であり、ＡＭＲセンサでは１８０°の測定領域が可能である。
【０００２】
従来技術
ブリッジ回路（例えばホイートストーンブリッジ）を含む今日の磁界センサでは一般的に実行しようとすれば３６０°絶対角度測定は困難である。センサ素子は式（１）に従う電圧を供給する：
Ｕ_θ＝Ｕ_０＋ΔＵcos^２(θ) （１）
従って、ＡＭＲセンサでは付加的な電気回路なしで１８０°までの絶対角度測定が可能である。絶対角度を測定するにはそれぞれ４５°だけ互いにずれて配置された２つのフルブリッジが必要である。これらのフルブリッジのうちの１つがサイン信号を供給し、もう１つのフルブリッジが測定すべき電圧曲線の９０°だけ位相のずれたコサイン信号を供給する。
【０００３】
出力電圧を比にすると、Arctan関数を介して位相ずれの絶対角度がもとめられる。これには次の式が使用される：
【０００４】
【数１】

【０００５】
式（１）の２次式は１８０°の被覆を有するのこぎり波関数しか許さない。
【０００６】
１８０°周期の角度分解能は完全な回転（３６０角度）において多義的な値を供給する。しかし、しばしば機能的な考慮から一義的な値域が必要とされる又は望まれる。これは例えばセンサ素子の内部又は外部の付加的な磁気コイルによって実現される。しかし、このような解決法は高価なセンサ及びコスト高な評価回路を必要とする。これらの付加的な回路コスト及びこれに結びついた付加的なコストを回避することが必要である。さらに磁気コイルを有するセンサは既存の回路には増設しにくい。
【０００７】
本発明の説明
本発明により提案される解決法によって、高いハードウェア要求をしない絶対角度計算が提案される。Ａ/Ｄ変換器を具備した既存の評価回路においてほんの僅かな増設コストによって本発明の方法を実施するための回路の修正が行われる。正規化係数Ａ_ｓｉｎ、Ａ_ｃｏｓ の形成における自由度を介してこの評価方法は問題なしにかつ簡単に他のセンサに適合される。オフセット値Ｋ_ｓｉｎ及びＫ_ｃｏｓ は例えば評価システムの製造の際にエンドオブテーププログラミング（Bandendeprogrammierung）の枠内で決定される。
【０００８】
本発明により提案される解決法によってオフセット値Ｋ_ｓｉｎ乃至はＫ_ｃｏｓ の計算は評価回路のアナログ部分でもディジタル部分でも行われ得る。
【０００９】
本発明により提案される方法によって、arctan関数の１８０°から３６０°までの延長が、従って値域拡大が可能である。３６０°エッジの移行部が検出される場合、本発明の方法によってインクリメンタル測定又は３６０°よりも大きい絶対角度の絶対角度検出が可能である。本発明により提案される解決法のこの実施形態でもセンサ素子に統合される付加的な磁気コイルを省くことができる。よって、この実施形態は既に市場に出回っている乃至は既に作動中の評価回路に大きな増設コストなしで実装される。絶対角度測定領域の拡大の本発明により提案される方法によって、３６０°の完全な回転内できわめて正確な絶対角度が測定され、さらに本発明により提案される方法によって３６０°回転の数倍もの測定領域の増大が問題なしに可能である。
【００１０】
図面
図面に基づいて本発明を次に詳しく説明する。
【００１１】
図１は互いに９０°だけ位相のずれた入力電圧のサイン成分及びコサイン成分の形態における位相のずれた入力信号の曲線及びそれぞれ１８０°の２つののこぎり波区間に分割された絶対角度ののこぎり波曲線を示し、
図２はサイン乃至はコサイン電圧成分の電圧曲線及びその絶対角度の３６０°の完全な回転への写像を示し、
図３はアナログ部分において入力信号の振幅の正規化が実施される評価回路を示し、
図４は評価回路のディジタル部分における正規化係数ならびにオフセット値を有する評価回路を示す。
【００１２】
実施例
式１の２次式に基づいて参照符号１で示された図１の電圧曲線において示された電圧曲線が示されている。この電圧曲線はサイン成分２ならびにコサイン成分３に区分でき、これらの成分は互いに既述のように９０°だけ互いに位相がずれている。参照符号６によってブリッジ回路のオフセットＵ_ブリッジ＝Ｕ_給電/２が示されている。電圧のサイン成分２ならびにコサイン成分３を比にすると、arctan関数を介して既述の式２に従って絶対角度がもとめられる。図１ののこぎり波関数は参照符号７の第１の１８０°のこぎり波によって詳しく示されており、ならびに、参照符号８の第２の１８０°のこぎり波によって詳しく示されている。従来技術から公知のこの解決法におけるのこぎり波は０〜１８０°乃至は１８０°〜３６０°の測定領域に亘ってのみ延在している。このように得られた絶対角度信号の後続処理において、のこぎり波７乃至は８毎に様々な絶対角度θ’に対して多義的な割り当てが生じてしまう。絶対角度情報７及び８の曖昧さは、完全な３８０°回転に亘って考察すれば、しばしば望ましくないものである。従って、一義的に定められた値を形成するための一義的な角度測定のための簡単な解決法が望ましい。
【００１３】
絶対角度領域の検出の拡大のための本発明で提案される方法は、磁界センサＡＭＲ/ＧＭＲセンサ又はホール素子ならびに評価回路１２、例えばコントローラを含む。出力電圧２乃至は３はＡ/Ｄ変換器１５においてディジタル化され、次いでArctanアルゴリズム２７に供給される。これは信号後続処理において更に別の評価目的のための絶対角度情報を提供する。拡大された絶対角度測定は入力量、例えば電圧のサイン成分２及びコサイン成分３の比から角度をもとめることに基づいている。
【００１４】
tanθ＝Ａsinθ/Ｂcosθ＝ｘ/ｙ （３）
が成り立ち、この式（３）の分母にオフセットＣを加算すると、ｙがｙ’に修正される。
【００１５】
このオフセットＣは次のように増大又は低減とみなされる。
【００１６】
ｙ’＝Ｂcosθ＋Ｃ （４）
式（３）に代入すれば、
tanθ’＝ｘ/ｙ’＝Ａsinθ/（Ｂcosθ＋Ｃ） （５）
センサが調整されると、Ａ＝Ｂとなる。この前提の下に次式が得られる：
tanθ’＝sinθ/（cosθ＋Ｃ/Ａ） （６）
０≦Ｃ≦Ａ
Ｃ＝Ａ＝Ｂ＝１の特別なケースにおいてこの特別なケースは半角の三角関数を得ることになる。
【００１７】
tan(θ/２)＝sinθ/（cosθ＋１） （７）
従って、
tanθ’＝tan(θ/２)＝sinθ/（cosθ＋Ｃ/Ａ） （８）
この関係式はオフセットＣによってその周期幅において影響を受ける絶対角度の２つの延ばされたのこぎり波曲線を記述している。オフセットＣが式５乃至は８に従って定数Ａ乃至はＢよりも小さい場合には、例えば図１に絶対角度曲線に関連して示されているような３６０°内の２つののこぎり波状曲線が得られる。参照符号７及び８により示された２つののこぎり波状曲線は異なる周期幅を有し得る（例えばＰ１＝１８０°＋α及びＰ２＝１８０°−α、ただし０＜α＜１８０°）。しかし、これらは本発明により提案される方法でなくても評価可能であるが、次の図３及び４に示された評価回路１２に比べてはるかに複雑な評価回路を前提する。
【００１８】
図３は本発明により提案される方法により作動される評価回路１２を示し、この評価回路１２はアナログ部分１３ならびにディジタル部分１４を含む。
【００１９】
評価回路１２の入力側２５には電圧のサイン乃至はコサイン成分２、３が印加される。これらはまず最初に振幅正規化部１６にもたらされる。振幅正規化の枠内で、Ａ/Ｄ変換器でのアナログからディジタル信号への信号変換の前に図３のコンフィギュレーションにおいて正規化係数２２、２３の決定が行われる。
【００２０】
アナログ信号のディジタル信号への変換の後で、Ａ/Ｄ変換器１５の出力信号は和形成モジュール２０に転送される。和関数２０の入力側には評価回路１２のディジタル部分１４においてサインオフセット乃至はコサインオフセット関数１８乃至は１９の出力信号が印加される。和形成モジュール２０での和の後で得られた信号が関数ブロックで互いに比にされる前に、サイン及びコサイン２乃至は３に対するディジタル処理された電圧成分にそれぞれのサインオフセット１８乃至はコサインオフセット１９が加算される。これらの関数ブロックは例えばマイクロコントローラ内でソフトウェアコードとして実現されるか又は個別に構成された個々の構成素子として構成される。電圧比２１Ｕ_ｓｉｎ’/Ｕ_ｃｏｓ’は入力信号として角度関数２７に入力される。この角度関数を決定するモジュールの出力側には後続処理に適した安定した出力信号が現れる。
【００２１】
図４の図は図３の評価回路に似ているが、振幅の正規化がサイン成分及びコサイン成分に対するオフセットの算出と同様に全て評価回路１２のディジタル部分１４で行われるという差異を有する。
【００２２】
入力量、ここでは電圧信号のサイン成分乃至はコサイン成分２乃至は３は図４の評価回路１２の入力側２５に印加される。これらは直接Ａ/Ｄ変換器に供給され、このＡ/Ｄ変換器はこれらを別個の関数１８乃至は１９において算出されるサインオフセット乃至はコサインオフセットを有する図３のコンフィギュレーションと同様に和関数２０に供給する。図３の図示と同様に振幅正規化１６の出力信号からＵ_ｓｉｎ’/Ｕ_ｃｏｓ’の電圧比が形成される前に、和形成モジュール２０の出力信号は信号の後続処理において振幅正規化１６の枠内で正規化係数Ａ_ｓｉｎ２２乃至はＡ_ｃｏｓ２３によって正規化される。出力信号、すなわち修正された電圧の比は角度関数モジュール２７に転送される。この角度関数モジュール２７において本発明により提案される方法の有利な実施例ではarctan関数が実装されている。
【００２３】
入力信号間の位相差を調整するために使用される係数Ｃは入力信号２、３の最小測定値と最大測定値とから決定される：
Ｃ＝Ｋ_ｃｏｓ＝(Ｕ_{ｍａｘ ｃｏｓ}−Ｕ_{ｍｉｎ ｃｏｓ})/２ （９）
条件Ｋ_ｃｏｓ＝Ｃ及びＫ_ｓｉｎ＝０が満たされ、これらの値が電圧値に加算され、この結果、後置接続された角度関数モジュール２７において位相差Ｃだけ補正された角度が評価され、この補正された角度が実際の絶対角度に換算される場合に、本発明の方法による評価回路１２の出力側２６（図３乃至は図４参照）からは安定した信号が得られる。
【００２４】
本発明により提案される方法によって、３６０°移行部のエッジが図２の延ばされたのこぎり波９に従って記録される場合、これらののこぎり波９の加算によって３６０°より大きな角度の算出が実施される。従って、本発明により提案される方法は任意の大きな測定領域を有する角度測定システムにも適しており、この場合、のこぎり波エッジ記録及び基準マークだけが設けられる。
【００２５】
図３及び４から分かるように、評価回路１２は可変的に構成可能である。よって、例えば正規化係数Ａ_ｓｉｎ２２乃至はＡ_ｃｏｓ２３による正規化は評価回路１２のアナログ部分１３でも図４のように評価回路１２のディジタル部分１４でも実施される。
【００２６】
これは次のような利点を提供する。すなわち、絶対角度測定領域の拡大のための本発明により提案される方法ではハードウェアコンポーネントに対する要求が増すことはない。従って、センサに統合されたコイルを有し、それゆえ高価な構成部材である高価な３６０°ＡＭＲセンサシステムを放棄することが可能である。さらに、ここで提案されるシステムは既にコンフィギュレートされたセンサシステム又は既に使用中のセンサシステムに良好に適合し得る。適合の際には正規化係数２２乃至は２３ならびにサイン成分及びコサイン成分に対するオフセット値１８乃至は１９を新たに決定するだけでよい。これらの新しい係数の決定は例えば製造又は評価システムの適合の際にエンドオブテーププログラミングの枠内で行われる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は互いに９０°だけ位相のずれた入力電圧のサイン成分及びコサイン成分の形態における位相のずれた入力信号の曲線及びそれぞれ１８０°の２つののこぎり波区間に分割された絶対角度ののこぎり波曲線を示す。
【図２】 図２はサイン乃至はコサイン電圧成分の電圧曲線及びその絶対角度の３６０°の完全な回転への写像を示す。
【図３】 図３はアナログ部分において入力信号の振幅の正規化が実施される評価回路を示す。
【図４】 図４は評価回路のディジタル部分における正規化係数ならびにオフセット値を有する評価回路を示す。
【符号の説明】
１ 電圧曲線
２ サイン信号
３ コサイン信号
４ 磁気的角度
５ 絶対角度
６ 電圧平均値
７ 第１の１８０°のこぎり波
８ 第２の１８０°のこぎり波
９ 角度延長
１０ ３６０°図
１２ 評価回路
１３ アナログ部分
１４ ディジタル部分
１５ Ａ/Ｄ変換器
１６ 振幅正規化部
１７ 補正値算出部
１８ サインオフセット
１９ コサインオフセット
２０ 加算関数
２１ 電圧曲線
２２ 正規化係数
２３ 正規化係数
２４ 角度関数
２５ 入力側
２６ 出力側
２７ arctanアルゴリズム、角度関数

Claims (10)

1. 評価回路（１２）を使用して磁界センサにおける絶対角度測定領域を拡大する方法において、次の方法ステップを有する、すなわち、
   ・ 磁気センサによって形成されかつ位相がずれた角度依存の周期的な２つの入力量（２，３）のうちの一方に、あらかじめ設定したオフセットＣを加えるステップ、および
   ・ 前記の２つの入力量（２，３）のうちの他方の入力量を、当該入力量とは位相がずれた前記一方の入力量（２，３）と前記のオフセットＣとからなる和で除算した商として比を形成するステップとを有しており、
   前記の各ステップにより、前記の磁界センタの絶対角測定量を完全な１回転、すなわち３６０°に拡大（９）できるようにしたことを特徴とする、
   磁界センサにおける絶対角度測定領域を拡大する方法。
2. 前記の評価回路（１２）は、アナログ部分（１３）及びディジタル部分（１４）を含むことを特徴とする、
   請求項１記載の方法。
3. 前記の位相がずれた入力量（２、３）の振幅正規化（１６）を前記の評価回路のアナログ部分（１３）でもディジタル部分（１４）でも行うことを特徴とする、
   請求項２記載の方法。
4. 前記の位相がずれた入力量（２）の正規化係数Ａ _sin （２２）及び入力量（３）の正規化係数Ａ _cos （２３）は、評価回路（１２）のアナログ部分（１３）か又はディジタル部分（１４）かのいずれかで決定することを特徴とする、
   請求項２記載の方法。
5. 前記の位相がずれた入力量（２，３）の最大値及び最小値から、サイン信号である前記の入力量に対するオフセット値Ｋ _sin （１８）と、コサイン信号である前記の入力量のコサイン信号に対するオフセット値Ｋ _cos （１９）とを決定することを特徴とする、
   請求項１記載の方法。
6. オフセットＣは、前記の位相がずれた入力量（２、３）からもとめられることを特徴とする、
   請求項５記載の方法。
7. 前記のオフセット値Ｋ_sin（１８）及びオフセット値Ｋ_cos（１９）は、前記の位相がずれた入力量（２、３）の最大値乃至は最小値から決定され得ることを特徴とする、
   請求項６記載の方法。
8. 前記のオフセット値Ｋ_sin（１８）又はオフセット値Ｋ_cos（１９）は、前記の絶対角度をもとめる前に前記の位相がずれた入力値（２）又は入力値（３）に加えられることを特徴とする、
   請求項７記載の方法。
9. 前記のオフセット値Ｋ_cos（１９）がオフセットＣに等しく、
   オフセット値Ｋ_sin（１８）が０に等しいことを特徴とする、
   請求項８記載の方法。
10. 前記のオフセット値Ｋ_sin （１８）がオフセットＣに等しく、
    オフセット値Ｋ_cos（１９）が０に等しいことを特徴とする、
    請求項８記載の方法。

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