JP7487154B2 - 高周波増幅器 - Google Patents

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Description

本発明は、Ｆ級増幅器、逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器に関する。
増幅器において、トランジスタの瞬時消費電力は瞬時電流と瞬時電圧の積で表され、瞬時消費電力のＲＦ一周期積分値の時間平均はトランジスタの時間平均消費電力となる。
Ａ級増幅器は、トランジスタのドレイン端子における電流と電圧は互いに逆相の正弦波であり、Ａ級動作では電流・電圧波形の重なり部分は大きい。そのため増幅器の効率は低い。Ｂ級動作は、ドレイン電流をバイアスにより半波整流波形とし、ドレイン電圧を正弦波電圧とする。ドレイン電圧を正弦波電圧としたＢ級動作では電流・電圧波形の重なり部分は小さくなるものの、重なりは無くならない。増幅器の高効率化には、ドレイン電圧とドレイン電流との関係において、瞬時電圧と瞬時電流とが同時に存在しない状態とすることが求められる。
増幅器の高効率化において、時間領域の電圧・電流関係によって高効率化を図る増幅器としてＤ級増幅器やＥ級増幅器が知られ、周波数領域の電圧・電流関係によって高効率化を図る増幅器としてＦ級増幅器、逆Ｆ級増幅器が知られている。
トランジスタに流れる半波整流電流の周波数成分は、コサイン関数の基本波と偶数次の高調波である。三角関数列は直交関数列であるため、周波数が互いに異なる電流と電圧が同時に存在しても瞬時電力の周期積分値は零となり、電力消費は発生しない。トランジスタのドレイン端子の電圧を、電流と逆相関係にある基本波と奇数次高調波とすることにより、基本波に関して力率１００％の電力が発生し、全ての高調波で電力消費が零となる。
Ｆ級増幅器のＦ級負荷回路は、全ての高調波で電力消費が零となる電流・電圧関係において、トランジスタの出力端子から負荷側を見た負荷インピーダンスを、偶数次高調波で短絡とし、奇数次高調波で開放とする。これにより、電流高調波は偶数次高調波のみとなり、電圧高調波は奇数次高調波のみとなる。
図１３（ａ）、（ｂ）はＦ級増幅器の構成例を示し、直流給電回路と負荷回路とから構成される。負荷回路は、負荷インピーダンスが偶数次高周波で零、奇数次高周波で無限大となる様に設計される。
図１３（ａ）のＦ級増幅器１０１Ａは、直流給電回路１０２Ａと、直流給電回路１０２Ａを構成するＬＤＭＯＳのドレイン端と負荷１０６Ａとの間の出力ラインに直列接続された伝送線路１０３Ａ、及び出力ラインに対して並列に接続された並列共振回路１０４Ａを備える。伝送線路１０３Ａの伝送線路長Ｌ１は、基本波の波長の波長λ１の１／４の長さである。並列共振回路１０４Ａは、基本周波数に対してインピーダンスを開放状態とし、高周波数に対してインピーダンスを短絡状態とする。伝送線路１０３Ａは、奇数次高調波に対しては伝送線路のインピーダンス変換により開放状態とし、偶数次高調波に対しては伝送線路のインピーダンス変換が働かず短絡状態のままとする。（特許文献１）
図１３（ｂ）のＦ級増幅器１０１Ｂは、直流給電回路１０２Ｂと、直流給電回路１０２Ｂの直流電源とＬＤＭＯＳのドレイン端との間の直流給電ラインに接続された伝送線路１０３Ｂと、ドレイン端と負荷１０６Ｂとの間に直列に接続された直列共振回路１０４Ｂを備える。なお、図１３（ｂ）の直列共振回路１０４Ｂは、インダクタＬｏとキャパシタＣｏとが直列接続された共振回路である。
伝送線路１０３Ｂの伝送線路長Ｌ１は基本波の波長λ１の１／４の長さであり、一端はキャパシタンスにより高周波的に短絡され、第２高調波に対しては１／２波長、第３高調波に対しては３／４波長に相当するため、第２高調波に対しては短絡、第３高調波に対しては開放の負荷条件が充たされる。（特許文献２）。
逆Ｆ級負荷回路は、Ｆ級負荷回路とは逆に、負荷インピーダンスを偶数次高調波で開放し、奇数次高調波で短絡する。これにより、電流高調波は奇数次高調波のみとなり、電圧高調波は偶数次高調波のみとなる。（特許文献３）
特開平０９－２６６４２１号公報 特開平１１－２３４０６２号公報 国際公開第２０１３／１５７２９８号公報
Ｆ級増幅器は、全ての高調波で電力消費が零となる電流・電圧関係の要件を充たすために、偶数次高調波を短絡し、奇数次高調波を開放する負荷インピーダンス条件が求められる。従来構成のＦ級増幅器は、負荷インピーダンス条件を満たすために、伝送線路長Ｌ１が基本波の波長λ１の１／４の長さ（λ１／４）の伝送線路を備える。
逆Ｆ級増幅器は、奇数次高調波を短絡し、偶数次高調波を開放する負荷インピーダンス条件が求められる。従来構成の逆Ｆ級増幅器においても、逆Ｆ級増幅器の負荷インピーダンス条件を充たすために、基本波の１／４波長伝送線路によるインピーダンス変換が行われる。
従来のＦ級増幅器及び逆Ｆ級増幅器は、増幅器の回路サイズが大型化するという問題がある。回路サイズの大型化として以下の要因がある。
（ａ）基本波の１／４波長伝送線路の線路長による大型化
Ｆ級増幅器及び逆Ｆ級増幅器において、トランジスタ出力の周波数ｆ１（＝ｃ（光速）／λ１）が低周波数で、基本波の波長λ１が長い場合には、基本波の１／４波長伝送線路の伝送線路長Ｌ１は長くなるため、増幅器の回路サイズが大型化するという問題がある。
（ｂ）基本波の１／４波長伝送線路の導体幅による大型化
また、直流給電ラインに基本波の１／４波長伝送線路を設けた構成では、基本波の１／４波長伝送線路の導体幅は給電電力に応じた幅が必要であり、給電電力の増大に伴って基本波の１／４波長伝送線路の導体幅は増大する。導体幅の増大は、増幅器の回路サイズを大型化する要因となる。
（ｃ）高調波のスタブの線路長による大型化
分岐した伝送線路（スタブ）で構成される共振回路において、高調波の波長λｎ（ｎは高調波次数）が長い場合には分岐した伝送線路（スタブ）の線路長は長くなるため、増幅器のサイズが大型化するという問題がある。
したがって、Ｆ級増幅器及び逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器は、増幅器の回路サイズが大型化するという課題がある。本発明は前記した従来の課題を解決して、回路サイズを小型化することを目的とする。
本発明の高周波増幅器は、高周波信号を増幅する増幅器と、増幅器側から負荷側を見込んだ高周波に対するインピーダンスを調整するインピーダンス調整部を備える。インピーダンス調整部は、基本波の１／４波長伝送線路を不要とする構成により、基本波および高調波をインピーダンス調整してフィルタリングを行う。基本波の１／４波長伝送線路を不要とする構成により、基本波の１／４波長伝送線路の線路長及び導体幅による大型化を解決する。
本発明の高周波増幅器のインピーダンス調整部は、分布定数回路と集中定数回路とを備えた構成とする。分布定数回路は、高調波と共振する線路長の伝送線路を備え、集中定数回路は、分布定数回路の高調波以外の高調波、及び基本波と共振する共振回路を備える。分布定数回路の伝送線路は、その一端を開放端であり、各高調波と共振する線路長を有したオープンスタブで構成される。
また、インピーダンス調整部は、高調波において長い線路長を要するスタブを用いた分布定数回路に代えて、集中定数回路を用いた構成によりインピーダンス調整することにより、高調波のスタブの線路長による大型化を解決する。
本発明の高周波増幅器は、周波数領域の電圧・電流関係によって高効率化を図る構成として、Ｆ級増幅器あるいは逆Ｆ級増幅器を適用することができる。
（Ｆ級増幅器の高周波増幅器）
全ての高調波で電力消費が零となる電流・電圧関係において、Ｆ級増幅器のインピーダンス条件は、トランジスタの出力端子から負荷側を見た負荷インピーダンスが、偶数次高調波で短絡状態であり、奇数次高調波で開放状態である。このＦ級増幅器のインピーダンス条件により、電流高調波は偶数次高調波のみとなり、電圧高調波は奇数次高調波のみとなる。
Ｆ級増幅器の高周波増幅器が備えるインピーダンス調整部において、分布定数回路の伝送線路は、偶数次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整するオープンスタブであり、集中定数回路の共振回路は、基本波及び奇数次高調波を高インピーダンスにインピーダンス調整する誘導性負荷である。この構成により、インピーダンス調整部はＦ級動作のインピーダンス調整を行う。Ｆ級増幅器の高周波増幅器は、分布定数回路において偶数次高調波をオープンスタブによりインピーダンス調整を行い、集中定数回路において奇数次高調波を誘導性負荷によりインピーダンス調整を行う。
基本波をインピーダンス調整する誘導性負荷を集中定数回路の共振回路で構成することにより基本波の１／４波長の伝送線路を不要とし、基本波の１／４波長の伝送線路の線路長や導体幅による回路サイズの大型化を抑制する。
誘導性負荷を構成する共振回路は、分布定数回路の出力側のノードと負荷の入力側のノードとの間に接続されたインダクタと、負荷の入力側のノードと接地端との間に接続されたキャパシタで構成される。
共振回路が分岐した伝送線路（スタブ）で構成される場合には、高調波の波長λｎ（ｎは高調波次数）が長い場合には分岐した伝送線路（スタブ）の線路長は長くなり、回路サイズが大型化する要因となる。本発明によるＦ級増幅器は、共振回路が集中定数回路で構成されるため、この大型化の問題は回避される。
基本波の伝送線路に次いで線路長が長い伝送線路は、２次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整する分岐した伝送線路（スタブ）である。集中定数回路は、分布定数回路が備える２次高調波に対応するオープンスタブに代えて、２次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整する共振回路を備える。これにより線路長が長い伝送線路（スタブ）を不要とする。
（逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器）
全ての高調波で電力消費が零となる電流・電圧関係において、逆Ｆ級増幅器のインピーダンス条件は、トランジスタの出力端子から負荷側を見た負荷インピーダンスが、奇数次高調波で短絡状態であり、偶数次高調波で開放状態である。このＦ級増幅器のインピーダンス条件により、電流高調波は奇数次高調波のみとなり、電圧高調波は偶数次高調波のみとなる。
逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器が備えるインピーダンス調整部において、分布定数回路の伝送線路は、奇数次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整するオープンスタブであり、集中定数回路の共振回路はインダクタとキャパシタからなる共振回路である。集中定数回路は容量性負荷とし、基本波を誘導性負荷にインピーダンス調整し、偶数次高調波を高インピーダンスにインピーダンス調整する。この構成により、インピーダンス調整部は逆Ｆ級動作のインピーダンス調整を行う。逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器は、偶数次高調波を集中定数回路の容量性負荷によりインピーダンス調整を行い、奇数次高調波を分布定数回路のオープンスタブによりインピーダンス調整を行う。
集中定数回路の共振回路は、基本波を誘導性負荷とし、偶数次高調波を容量性にインピーダンス調整する容量性負荷を構成する。これにより基本波の１／４波長の伝送線路を不要とし、基本波の１／４波長の伝送線路の線路長や導体幅による回路サイズの大型化を抑制する。
集中定数回路において、容量性負荷を構成する共振回路は、分布定数回路の出力側のノードと接地端との間に接続されたキャパシタと、負荷に対して直列接続されたインダクタで構成される。
共振回路が分岐した伝送線路（スタブ）で構成される場合には、高調波の波長λｎ（ｎは高調波次数）が長い場合には分岐した伝送線路（スタブ）の線路長は長くなり、回路サイズが大型化する要因となる。逆Ｆ級増幅器において、容量性負荷の共振回路は、基本波のみを誘導性負荷とし、偶数次高調波を高インピーダンスにインピーダンス調整する。これにより線路長が長い伝送線路（スタブ）を不要とし、回路サイズが大型化する問題を回避する。
逆Ｆ級増幅器において、基本波の伝送線路に次いで線路長が長い伝送線路は、３次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整する分岐した伝送線路（スタブ）である。集中定数回路は、分布定数回路が備える３次高調波に対応するオープンスタブに代えて、３次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整する共振回路を備える。
本発明の高周波増幅器は、プッシュプル構成に適用して、大出力で小歪みの出力が得られる。
（Ｆ級増幅器のプッシュプル回路）
本発明の高周波増幅器において、Ｆ級増幅器のプッシュプル構成は、互いに逆相の高周波信号を増幅する２つの増幅器によりプッシュプル回路が構成され、２つの増幅器は出力トランスを介して負荷に接続される。
インピーダンス調整部の誘導性負荷は複数の形態により構成することができる。
（ａ）誘導性負荷の第１の形態
誘導性負荷の第１の形態は、出力トランスの漏れインダクタンスと２次側に並列接続されたキャパシタとにより構成される。
（ｂ）誘導性負荷の第２の形態
誘導性負荷の第２の形態は、出力トランスの１次側に直列接続されたインダクタと、出力トランスの１次側又は２次側に並列接続されたキャパシタとにより構成される。
（ｃ）誘導性負荷の第３の形態
誘導性負荷の第３の形態は、出力トランスの２次側に直列接続されたインダクタと、出力トランスの２次側に並列接続されたキャパシタとにより構成される。
（逆Ｆ級増幅器のプッシュプル回路）
本発明の高周波増幅器において、Ｆ級増幅器のプッシュプル構成は、互いに逆相の高周波信号を増幅する２つの増幅器によりプッシュプル回路が構成され、２つの増幅器は出力トランスを介して負荷に接続される。インピーダンス調整部の容量性負荷の一形態は出力トランスの１次側又は２次側に接続されるインダクタとキャパシタの共振回路により構成される。
（多層構成）
本発明の高周波増幅器において、伝送線路を多層基板の誘電体層に設ける形態とすることができる。
（ａ）多層基板の第１の形態
多層基板の第１の形態において、分布定数回路はＧＮＤ層と誘電体の基板層の多層基板により構成され、基板層内に２次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整するオープンスタブが設けられる。
（ｂ）多層基板の第２の形態
多層基板の第２の形態において、分布定数回路はＧＮＤ層と誘電体の基板層の多層基板で構成され、基板層内に３次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整するオープンスタブを設けられる。
オープンスタブを誘電体内に設けることにより、伝送線路の線路長は短縮され、回路サイズが小型化される。
以上説明したように、本発明によれば、Ｆ級増幅器及び逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器の増幅器の回路サイズを小型化することができる。
本発明の高周波増幅器の概略構成を説明するための図である。 本発明のＦ級増幅器の高周波増幅器を説明するための図である。 Ｆ級増幅器の高周波増幅器が備える誘導性負荷の回路例を示す図である。 プッシュプル構成によるＦ級増幅器の高周波増幅器の構成例を説明するための図である。 プッシュプル構成によるＦ級増幅器の高周波増幅器の構成例を説明するための図である。 プッシュプル構成によるＦ級増幅器の高周波増幅器の構成例を説明するための図である。 プッシュプル構成によるＦ級増幅器の高周波増幅器の構成例を説明するための図である。 本発明の逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器を説明するための図である。 逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器が備える容量性負荷の回路例を示す図である。 プッシュプル構成による逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器の構成例を説明するための図である。 プッシュプル構成による逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器の構成例を説明するための図である。 本発明の高周波増幅器の多層構成を説明するための図である。 従来のＦ級増幅器の構成例を示す図である。
以下、図１を用いて本発明の高周波増幅器の概略構成を説明し、図２を用いて本発明のＦ級増幅器の高周波増幅器を説明し、図３を用いて誘導性負荷の回路例を説明し、図４～図７を用いてプッシュプル構成によるＦ級増幅器の高周波増幅器を説明し、図８を用いて本発明の逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器を説明し、図９を用いて容量性負荷の回路例を説明し、図１０～図１１を用いてプッシュプル構成による逆Ｆ級増幅器の高周波増幅器を説明し、図１２を用いて本発明の高周波増幅器の多層構成を説明する。
［本発明の概略構成］
図１（ａ）は本発明の高周波増幅器の概略構成を説明するための図であり、図１（ｂ）は本発明のＦ級増幅器による高周波増幅器の概略構成を示し、図１（ｃ）は本発明の逆Ｆ級増幅器による高周波増幅器の概略構成を示している。
（高周波増幅器の概略構成）
図１（ａ）において、高周波増幅器１は、高周波信号を増幅する増幅器２と、増幅器２側から負荷６側を見込んだ高周波に対するインピーダンスを調整するインピーダンス調整部３を備える。インピーダンス調整部３は、基本波および高調波をインピーダンス調整してフィルタリングを行う。インピーダンス調整部３は、基本波の１／４波長伝送線路を備えない構成であり、基本波の１／４波長伝送線路を不要とする構成により、基本波の１／４波長伝送線路の線路長及び導体幅による大型化を抑制する。
インピーダンス調整部３は、分布定数回路４と集中定数回路５とを備える。分布定数回路４は、高調波と共振する線路長の伝送線路を備える。集中定数回路５は、分布定数回路４がインピーダンス調整する高調波を除く高調波、及び基本波と共振する共振回路を備える。分布定数回路４の伝送線路は、一端が開放端のオープンスタブの伝送線路で構成される。
インピーダンス調整部３は、高調波において長い線路長を要するスタブを用いたインピーダンス調整に代えて、集中定数回路を用いたインピーダンス調整を行う。これにより、長い線路長を要するスタブを不要とする。
（ａ）Ｆ級増幅器による高周波増幅器の概略構成
Ｆ級動作において、基本波及び偶数次高調波の合成で表される半波整流の電流波形は、直流給電回路及び奇数次高調波に対する負荷インピーダンスを高インピーダンスとすることにより得られ、電流と逆相の基本波及び奇数次高調波の合成で表される矩形の電圧波形は、偶数次高調波に対する負荷インピーダンスを零とすることにより得られる。このとき、電流と電圧の積は零となるため増幅器のトランジスタでの電力消費は零となる。Ｆ級動作のインピーダンス条件は、トランジスタから負荷側を見込んだ高周波に対するインピーダンスが、偶数次高調波で短絡であり、奇数次高調波で高インピーダンスであり、基本波の電流・電圧が互いに逆相である。
Ｆ級増幅器は、インピーダンス調整部において、トランジスタの出力端から負荷側を見込んだ高周波に対するインピーダンスがＦ級動作のインピーダンス条件を充たすように高調波処理を行う。
図１（ｂ）を用いてＦ級増幅器による高周波増幅器１ａの概略構成を説明する。
高周波増幅器１ａによるＦ級動作において、増幅器２から負荷６側を見込んだ高周波に対する負荷インピーダンス条件は、偶数次高調波で短絡、奇数次高調波で高インピーダンスである。負荷インピーダンスを偶数次高調波で短絡とする条件は分布定数回路４ａにより達成され、負荷インピーダンスを奇数次高調波で高インピーダンスとする条件は集中定数回路５ａにより達成される。
分布定数回路４ａは一端が開放端のオープンスタブの伝送線路により構成される。オープンスタブは偶数次高調波と共振する線路長を有し、偶数次高調波を短絡状態とするインピーダンス調整を行う。集中定数回路５ａは誘導性負荷の共振回路によりが構成され、共振回路は奇数次高調波を高インピーダンス状態とするインピーダンス調整を行う。基本波に対する整合を行う整合回路８をインピーダンス調整部３と負荷６との間に設けても良い。
（ｂ）逆Ｆ級増幅器による高周波増幅器の概略構成
逆Ｆ級動作のインピーダンス条件は、トランジスタから負荷側を見込んだ高周波に対するインピーダンスが、奇数次高調波で短絡であり、偶数次高調波で高インピーダンスであり、基本波の電流・電圧が互いに逆相である。
逆Ｆ級増幅器は、インピーダンス調整部において、トランジスタの出力端から負荷側を見込んだ高周波に対するインピーダンスが逆Ｆ級動作のインピーダンス条件を充たすように高調波処理を行う。
図１（ｃ）を用いて逆Ｆ級増幅器による高周波増幅器１ｂの概略構成を説明する。
高周波増幅器１ｂによる逆Ｆ級動作において、増幅器２から負荷６側を見込んだ高周波に対するインピーダンス条件は、奇数次高調波で短絡、偶数次高調波で高インピーダンスである。
負荷インピーダンスを奇数次高調波で短絡とする条件は分布定数回路４ｂにより達成され、負荷インピーダンスを偶数次高調波で高インピーダンスとする条件は集中定数回路５ｂにより達成される。
分布定数回路４ｂは一端が開放端のオープンスタブの伝送線路により構成される。オープンスタブは奇数次高調波と共振する線路長を有し、奇数次高調波を短絡状態とするインピーダンス調整を行う。集中定数回路５ｂは基本波に対して所定の誘導性負荷とし、偶数次高調波に対して容量性負荷とする共振回路により構成され、共振回路は偶数次高調波を高インピーダンス状態とするインピーダンス調整を行う。基本波に対する整合を行う整合回路８をインピーダンス調整部３と負荷６との間に設けても良い。
［Ｆ級増幅器による高周波増幅器の構成例］
図２（ａ），（ｂ）はＦ級増幅器による高周波増幅器の構成例（１Ａ，１Ｂ）を示している。Ｆ級増幅器１Ａは２次高調波のインピーダンス調整をオープンスタブにより行う構成であり、Ｆ級増幅器１Ｂは２次高調波のインピーダンス調整を集中定数回路により行う構成である。なお、図中のＬｄａは直流インダクタンスを示し、Ｃｄａは直流カットキャパシタンスを示している。
（ａ）Ｆ級増幅器１Ａ
図２（ａ）において、Ｆ級増幅器１Ａは増幅器２とインピーダンス調整部３Ａにより構成される。増幅器２は、ＬＤＭＯＳのドレイン電圧を直流電圧Ｖｄｃでバイアスし、得られる方形波状の電圧波形の高調波成分をインピーダンス調整部３Ａで除いた後、負荷６に出力する。インピーダンス調整部３Ａは、偶数次高調波に対するインピーダンスを短絡して零とする分布定数回路４Ａと、基本波を誘導性負荷とし、奇数次高調波に対するインピーダンスを高インピーダンスの誘導性負荷とする集中定数回路５Ａとにより構成される。増幅器２の出力端から負荷６側を見込んだ高周波に対するインピーダンスがＦ級動作のインピーダンス条件を充たす高調波処理が行われる。
（ａ１）分布定数回路４Ａ
分布定数回路４Ａは、オープンスタブの伝送線路により偶数次高調波に対するインピーダンスを短絡する。オープンスタブの一端は開放端であり、線路長は偶数次高調波の各波長λｎ（ｎは偶数）の１／４波長のλｎ／４である。
オープンスタブの線路長を偶数次高調波の波長λｎ（ｎは偶数）の１／４波長とすると、オープンスタブの一方の電圧波形は節となり零となるため、オープンスタブの開放端側とは逆の増幅器２の出力端Ａ側における偶数次高調波は短絡状態となる。
偶数次高調波成分は高次数ほど小さくなるため、Ｆ級動作のインピーダンス条件の充足は有限個の偶数次高調波で足りる。また、ｎ次高調波の線路長Ｌｎを有したオープンスタブは、ｎ次高調波の奇数倍の高調波についてもインピーダンスを短絡させるため、限定された個数のオープンスタブであってもＦ級動作のインピーダンス条件を実効的に充たすことができる。
例えば、ｎ＝２，４，８としたとき、２次高調波（周波数ｆ２）、４次高調波（周波数ｆ４）、及び８次高調波（周波数ｆ８）に対応する線路長Ｌ２，Ｌ４，Ｌ８の３本のオープンスタブを用いることにより、２次高調波、４次高調波、６次高調波、８次高調波、１０次高調波、１２次高調波までの偶数次高調波のインピーダンスを短絡することができる。
２次高調波のオープンスタブの線路長Ｌ２は波長λ２の１／４波長λ２／４であり、基本波の波長λ１の１／４波長λ１／４の２分の１の長さである。
４次高調波のオープンスタブの線路長Ｌ４は波長λ４の１／４波長λ４／４であり、基本波の波長λ１の１／４波長λ１／４の４分の１の長さである。
８次高調波のオープンスタブの線路長Ｌ８は波長λ８の１／４波長λ８／４であり、基本波の波長λ１の１／４波長λ１／４の８分の１の長さである。
２次高調波の線路長Ｌ２のオープンスタブは２次高調波に加えて、２次高調波の３倍の６次高調波、及び２次高調波の５倍の１０次高調波についてもインピーダンスを短絡する。４次高調波の線路長Ｌ４のオープンスタブは４次高調波に加えて、４次高調波の３倍の１２次高調波、４次高調波の５倍の２０次高調波についてもインピーダンスを短絡する。８次高調波の線路長Ｌ８のオープンスタブは８次高調波に加えて、８次高調波の３倍の２４次高調波、８次高調波の５倍の４０次高調波についてもインピーダンスを短絡する。
したがって、２次高調波、４次高調波、及び８次高調波に対応する線路長Ｌ２，Ｌ４，Ｌ８の３本のオープンスタブを用いることにより、２次高調波、４次高調波、６次高調波、８次高調波、１０次高調波、１２次高調波までの偶数次高調波のインピーダンスを短絡することができる。
（ａ２）集中定数回路５Ａ
集中定数回路５Ａは誘導性負荷により奇数次高調波に対するインピーダンスを高インピーダンスとする。誘導性負荷は直列接続されたインダクタＬｆと負荷に並列接続されたキャパシタＣｆにより構成される。ＬＣ回路の誘導性負荷は、周波数ｆ１の基本波のインピーダンスが所定の誘導性負荷となるように設定することにより、奇数次高調波についてもインピーダンスを誘導性の高インピーダンスとする。
（ｂ）Ｆ級増幅器１Ｂ
図２（ａ）に示すＦ級増幅器１Ａの構成例では、分布定数回路４Ａにおいて、２次高調波、４次高調波、及び８次高調波に対するインピーダンスをオープンスタブの伝送線路で短絡している。これに対して図２（ｂ）に示すＦ級増幅器１Ｂの構成例は、分布定数回路４Ａの伝送線路の一部を集中定数回路に置き換えた構成である。増幅器２はＦ級増幅器１Ａと同様の構成とすることができる。
（ｂ１）分布定数回路４Ｂ
インピーダンス調整部３Ｂは、偶数次高調波に対するインピーダンスを短絡して零とする分布定数回路４Ｂと、基本波のインピーダンスを所定の誘導性負荷とし、奇数次高調波に対するインピーダンスを誘導性の高インピーダンスとする集中定数回路５Ｂａ、及び偶数次高調波（図２（ｂ）では２次高調波）に対するインピーダンスを短絡する集中定数回路５Ｂｂとにより構成され、増幅器２の出力端から負荷６側を見込んだ高周波に対するインピーダンスがＦ級動作のインピーダンス条件を充たす高調波処理が行われる。
偶数次高調波に対するインピーダンスを短絡するオープンスタブのうちで線路長が最も長いオープンスタブは２次高調波に対するものである。分布定数回路４Ｂは、Ｆ級増幅器１Ａの分布定数回路４Ａが備える２次高調波に対するオープンスタブを除き、６次高調波に対するオープンスタブを付加した構成とする。
（ｂ２）集中定数回路５Ｂ
一方、集中定数回路５Ｂは、奇数次高調波に対するインピーダンスを誘導性の高インピーダンスとする集中定数回路５Ｂａと、２次高調波を短絡する集中定数回路５Ｂｂを備える。集中定数回路５Ｂｂは、分布定数回路４Ｂから除いた２次高調波に対するオープンスタブの伝送線路を代替する構成である。集中定数回路５Ｂｂは、インダクタＬｆ２とキャパシタＣｆ２の直列回路で構成され、２次高調波を短絡する。Ｆ級増幅器１Ｂは、線路長が長いオープンスタブを除くことにより回路サイズの小型化が図られる。
基本波の周波数が低い場合には、偶数次高調波に対するインピーダンスを短絡するオープンスタブの線路長も長くなるため、更に高次の偶数次高調波についても線路長が長いオープンスタブに代えて集中定数回路に置き換えることにより、回路サイズの小型化が図られる。
［誘導性負荷の形態例］
誘導性負荷の形態例１～４について図３を用いて説明する。
（ａ）形態例１
形態例１の誘導性負荷は、出力トランス１７Ａの漏れインダクタンスＬｅと、出力トランス１７Ａの２次側に並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成される。なお、出力トランス１７Ａの結合係数ｋ、出力トランスの自己・相互インダクタンスの合計をＬとしたとき、漏れインダクタンスＬｅはＬｅ＝（１－ｋ）Ｌで表される。
（ｂ）形態例２
形態例２の誘導性負荷は、出力トランス１７Ｂの１次側に直列接続されたインダクタＬｆと、出力トランス１７Ｂの２次側に並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成される。
（ｃ）形態例３
形態例３の誘導性負荷は、出力トランス１７Ｃの１次側に直列接続されたインダクタＬｆと、出力トランス１７Ｃの１次側に並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成される。
（ｄ）形態例４
形態例４の誘導性負荷は、出力トランス１７Ｄの２次側に直列接続されたインダクタＬｆと、出力トランス１７Ｄの２次側に並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成される。
［Ｆ級増幅器によるプッシュプル構成の高周波増幅器］
本発明の高周波増幅器は、互いに逆相の高周波信号を増幅する２つの増幅器を用いたプッシュプル構成とし、高出力で、歪みが小さい出力を得ることができる。Ｆ級増幅器のプッシュプル構成の２つの増幅器は出力トランスを介して負荷に接続される。以下、Ｆ級増幅器によるプッシュプル構成の高周波増幅器において、前記した誘導性負荷の各形態を適用した構成例を示す。
（ａ）構成例１
図４は高周波増幅器の構成例１を示している。構成例１は前記した誘導性負荷の形態例１を適用した構成である。
構成例１の高周波増幅器１１Ａは、増幅器１２Ａとインピーダンス調整部１３Ａとを備え、増幅器１２Ａ及びインピーダンス調整部１３Ａは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成する。
増幅器１２Ａは増幅器１２Ａａと増幅器１２Ａｂの２つの増幅器（ＬＤＭＯＳ）を備える。増幅器１２Ａａ及び増幅器１２Ａｂは、出力トランス１７Ａのインダクタを介して直流電圧Ｖｄｃによりバイアスされ、互いに逆相の高周波信号をゲート信号として入力することにより増幅動作を互いに逆相で行う。増幅器１２Ａは増幅器１２Ａａと増幅器１２Ａｂの２つの増幅器を１つのパッケージ内に設ける構成でもよい。
インピーダンス調整部１３Ａを構成する分布定数回路１４Ａは、偶数次高調波を短絡する分布定数回路１４Ａａ及び分布定数回路１４Ａｂの２つの分布定数回路を備える。分布定数回路１４Ａａ及び分布定数回路１４Ａｂは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成し、それぞれ偶数次高調波を短絡する複数本のオープンスタブを備える。図４に示す構成例１では、分布定数回路１４Ａａ及び分布定数回路１４Ａｂは、２次高調波を短絡する線路長がλ２／４のオープンスタブ、４次高調波を短絡する線路長がλ４／４のオープンスタブ、及び８次高調波を短絡する線路長がλ８／４のオープンスタブの３本のオープンスタブをそれぞれ備える。
インピーダンス調整部１３Ａを構成する集中定数回路１５Ａは、出力トランス１７Ａの漏れインダクタンスと、２次側コイルに並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成され、奇数次高調波を高インピーダンスにインピーダンス調整する誘導性負荷を形成する。
インピーダンス調整部１３Ａの出力端は整合回路１８Ａを介して負荷１６Ａに接続される。整合回路１８Ａは基本波に対して整合を行う回路であり、出力トランス１７Ａの２次側に直列接続されたインダクタＬｏと、負荷に対して並列接続されたキャパシタＣｏとにより構成される。負荷１６Ａとして５０ｏｈｍの例を示しているが、一例であってこれに限られるものはない。
（ｂ）構成例２
図５は高周波増幅器の構成例２を示している。構成例２は前記した誘導性負荷の形態例２を適用した構成である。
構成例２の高周波増幅器１１Ｂは、増幅器１２Ｂとインピーダンス調整部１３Ｂとを備え、増幅器１２Ｂ及びインピーダンス調整部１３Ｂは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成する。
増幅器１２Ｂは増幅器１２Ｂａと増幅器１２Ｂｂの２つの増幅器（ＬＤＭＯＳ）を備える。増幅器１２Ｂａ及び増幅器１２Ｂｂは、出力トランス１７Ｂのインダクタを介して直流電圧Ｖｄｃによりバイアスされ、互いに逆相の高周波信号をゲート信号として入力することにより増幅動作を互いに逆相で行う。増幅器１２Ｂは増幅器１２Ｂａと増幅器１２Ｂｂの２つの増幅器を１つのパッケージ内に設ける構成でもよい。
インピーダンス調整部１３Ｂを構成する分布定数回路１４Ｂは、偶数次高調波を短絡する分布定数回路１４Ｂａ及び分布定数回路１４Ｂｂの２つの分布定数回路を備える。分布定数回路１４Ｂａ及び分布定数回路１４Ｂｂは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成し、それぞれ偶数次高調波を短絡する複数本のオープンスタブを備える。図５に示す構成例２では、分布定数回路１４Ｂａ及び分布定数回路１４Ｂｂは、２次高調波を短絡する線路長がλ２／４のオープンスタブ、４次高調波を短絡する線路長がλ４／４のオープンスタブ、及び８次高調波を短絡する線路長がλ８／４のオープンスタブの３本のオープンスタブをそれぞれ備える。
インピーダンス調整部１３Ｂを構成する集中定数回路１５Ｂは、出力トランス１７Ｂの１次側に直列接続されたインダクタＬｆと出力トランス１７Ａの２次側に並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成され、奇数次高調波を高インピーダンスにインピーダンス調整する誘導性負荷を形成する。
インピーダンス調整部１３Ｂの出力端は整合回路１８Ｂを介して負荷１６Ｂに接続される。整合回路１８Ｂは基本波に対して整合を行う回路であり、出力トランス１７Ｂの２次側に直列接続されたインダクタＬｏと負荷に対して並列接続されたキャパシタＣｏとにより構成される。負荷１６Ｂとして５０ｏｈｍの例を示しているが、一例であってこれに限られるものはない。
（ｃ）構成例３
図６は高周波増幅器の構成例３を示している。構成例３は前記した誘導性負荷の形態例３を適用した構成である。
構成例３の高周波増幅器１１Ｃは、増幅器１２Ｃとインピーダンス調整部１３Ｃとを備え、増幅器１２Ｃ及びインピーダンス調整部１３Ｃは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成する。
増幅器１２Ｃは増幅器１２Ｃａと増幅器１２Ｃｂの２つの増幅器（ＬＤＭＯＳ）を備える。増幅器１２Ｃａ、１２Ｃｂは、出力トランス１７Ｃのインダクタを介して直流電圧Ｖｄｃによりバイアスされ、互いに逆相の高周波信号をゲート信号として入力することにより増幅動作を互いに逆相で行う。増幅器１２Ｃは増幅器１２Ｃａと増幅器１２Ｃｂの２つの増幅器を１つのパッケージ内に設ける構成でもよい。
インピーダンス調整部１３Ｃを構成する分布定数回路１４Ｃは、偶数次高調波を短絡する分布定数回路１４Ｃａ及び分布定数回路１４Ｃｂの２つの分布定数回路を備える。分布定数回路１４Ｃａ及び分布定数回路１４Ｃｂは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成し、それぞれ偶数次高調波を短絡する複数本のオープンスタブを備える。図６に示す構成例３では、分布定数回路１４Ｃａ及び分布定数回路１４Ｃｂは、２次高調波を短絡する線路長がλ２／４のオープンスタブ、４次高調波を短絡する線路長がλ４／４のオープンスタブ、及び８次高調波を短絡する線路長がλ８／４のオープンスタブの３本のオープンスタブをそれぞれ備える。
インピーダンス調整部１３Ｃを構成する集中定数回路１５Ｃａは、出力トランス１７Ｃの１次側に直列接続されたインダクタＬｆと出力トランス１７Ｃの１次側と接地端（ＧＮＤ）との間に並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成され、奇数次高調波を高インピーダンスにインピーダンス調整する誘導性負荷を形成する。また、図６（ｂ）に示すように、集中定数回路１５ＣｂのキャパシタＣｆは、出力トランス１７Ｃの１次側コイルに対して並列接続した構成としてもよい。
出力トランス１７Ｃの２次側の出力端は整合回路１８Ｃを介して負荷１６Ｃに接続される。整合回路１８Ｃは基本波に対して整合を行う回路であり、直列接続されたインダクタＬｏと並列接続されたキャパシタＣｏにより構成される。負荷１６Ｃとして５０ｏｈｍの例を示しているが、一例であってこれに限られるものはない。
（ｄ）構成例４
図７は高周波増幅器の構成例４を示している。構成例４は前記した誘導性負荷の形態例４を適用した構成である。
構成例４の高周波増幅器１１Ｄは、増幅器１２Ｄとインピーダンス調整部１３Ｄとを備え、増幅器１２Ｄ及びインピーダンス調整部１３Ｄは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成する。
増幅器１２Ｄは増幅器１２Ｄａと増幅器１２Ｄｂの２つの増幅器（ＬＤＭＯＳ）を備える。増幅器１２Ｄａ、１２Ｄｂは、出力トランス１７Ｄのインダクタを介して直流電圧Ｖｄｃによりバイアスされ、互いに逆相の高周波信号をゲート信号として入力することにより増幅動作を互いに逆相で行う。増幅器１２Ｄは増幅器１２Ｄａと増幅器１２Ｄｂの２つの増幅器を１つのパッケージ内に設ける構成でもよい。
インピーダンス調整部１３Ｄを構成する分布定数回路１４Ｄは、偶数次高調波を短絡する分布定数回路１４Ｄａ及び分布定数回路１４Ｄｂの２つの分布定数回路を備える。分布定数回路１４Ｄａ及び分布定数回路１４Ｄｂは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成し、それぞれ偶数次高調波を短絡する複数本のオープンスタブを備える。図７に示す構成例では、分布定数回路１４Ｄａ及び分布定数回路１４Ｄｂは、２次高調波を短絡する線路長がλ２／４のオープンスタブ、４次高調波を短絡する線路長がλ４／４のオープンスタブ、及び８次高調波を短絡する線路長がλ８／４のオープンスタブの３本のオープンスタブをそれぞれ備える。
インピーダンス調整部１３Ｄを構成する集中定数回路１５Ｄは、出力トランス１７Ｄの２次側に直列接続されたインダクタＬｆと２次側に並列接続されたキャパシタＣｆとにより構成され、奇数次高調波を高インピーダンスにインピーダンス調整する誘導性負荷を形成する。
インピーダンス調整部１３Ｄの出力端は整合回路１８Ｄを介して負荷１６Ｄに接続される。整合回路１８Ｄは基本波に対して整合を行う回路であり、直列接続されたインダクタＬｏと負荷に対して並列接続されたキャパシタＣｏとにより構成される。負荷１６Ｄとして５０ｏｈｍの例を示しているが、一例であってこれに限られるものはない。
［逆Ｆ級増幅器による高周波増幅器の構成例］
図８（ａ），（ｂ）は逆Ｆ級増幅器による高周波増幅器の構成例（１Ｃ，１Ｄ）を示している。構成例１Ｃは３次高調波のインピーダンス調整をオープンスタブにより行う構成であり、構成例１Ｄは３次高調波のインピーダンス調整を集中定数回路により行う構成である。なお、図中のＬｄａは直流インダクタンスを示し、Ｃｄａは直流カットキャパシタンスを示している。
（ａ）逆Ｆ級増幅器１Ｃ
図８（ａ）において、逆Ｆ級増幅器１Ｃは増幅器２とインピーダンス調整部３Ｃにより構成される。増幅器２は、ＬＤＭＯＳのドレイン電圧を直流電圧Ｖｄｃでバイアスし、得られる方形波状の電流波形の高調波成分をインピーダンス調整部３Ｃで除いた後、負荷６に出力する。
インピーダンス調整部３Ｃは、奇数次高調波に対するインピーダンスを短絡して零とする分布定数回路４Ｃと、偶数次高調波に対するインピーダンスを高インピーダンスとし、基本波に対して所定の誘導性負荷とする容量性負荷の集中定数回路５Ｃとにより構成される。増幅器２の出力端から負荷６側を見込んだ高周波に対するインピーダンスが逆Ｆ級動作のインピーダンス条件を充たす高調波処理が行われる。
（ａ１）分布定数回路４Ｃ
分布定数回路４Ｃは、オープンスタブの伝送線路により奇数次高調波に対するインピーダンスを短絡する。オープンスタブの一端は開放端であり、線路長は奇数次高調波の各波長λｎ（ｎは奇数）の１／４波長のλｎ／４である。
オープンスタブの線路長を奇数次高調波の波長λｎ（ｎは奇数）の１／４波長とすると、オープンスタブの開放端の電圧波形は腹となって開放状態となり、オープンスタブとの接続端となる増幅器２の出力端Ａにおける奇数次高調波は短絡状態となる。
奇数次高調波成分は高次数ほど小さくなるため、逆Ｆ級動作のインピーダンス条件の充足は有限個の奇数次高調波で足りる。
例えば、ｎ＝３，５，７としたとき、３次高調波（周波数ｆ３）、５次高調波（周波数ｆ５）、及び７次高調波（周波数ｆ７）に対応する線路長Ｌ３，Ｌ５，Ｌ７の３本のオープンスタブを用いることにより、３次高調波、５次高調波、７次高調波の奇数次高調波のインピーダンスは短絡される。
ｎ次高調波の線路長Ｌｎを有したオープンスタブは、ｎ次高調波の奇数倍の高調波についてもインピーダンスを短絡させるため、限定された個数のオープンスタブであっても逆Ｆ級動作のインピーダンス条件を実効的に充たすことができる。
３次高調波のオープンスタブの線路長Ｌ３は波長λ３の１／４波長λ３／４であり、基本波の波長λ１の１／４波長λ１／４の３分の１の長さである。
５次高調波のオープンスタブの線路長Ｌ５は波長λ５の１／４波長λ５／４であり、基本波の波長λ１の１／４波長λ１／４の５分の１の長さである。
７次高調波のオープンスタブの線路長Ｌ７についても同様であり、基本波の波長λ１の１／４波長λ１／４の７分の１の長さである。
ｎ次高調波の線路長Ｌｎを有したオープンスタブは、ｎ次高調波の奇数倍の高調波についてもインピーダンスを短絡させるため、限定された個数のオープンスタブであっても逆Ｆ級動作のインピーダンス条件を実効的に充たすことができる。奇数倍の高調波の関係を利用すれば、３次高調波のオープンスタブにより９次高調波のオープンスタブを省略することができる。これによれば、３次高調波、５次高調波、７次高調波に対応する線路長Ｌ３，Ｌ５，Ｌ７の３本のオープンスタブを用いることにより、３次高調波、５次高調波、７次高調波、９次高調波までの奇数次高調波のインピーダンスを短絡することができる。
（ａ２）集中定数回路５Ｃ
集中定数回路５Ｃは容量性負荷であり、負荷に対して直列接続されたインダクタＬｆと並列接続されたキャパシタＣｆにより構成され、偶数次高調波に対するインピーダンスを高インピーダンスとし、基本波に対しては所定の誘導性負荷とする。キャパシタＣｆは、図中の破線で示すように、出力端Ａと接地端との間に直列接続してもよい。
（ｂ）逆Ｆ級増幅器１Ｄ
図８（ｂ）において、逆Ｆ級増幅器１Ｄは増幅器２とインピーダンス調整部３Ｄにより構成される。増幅器２は、ＬＤＭＯＳのドレイン電圧を直流電圧Ｖｄｃでバイアスし、得られる方形波状の電流波形に含まれる高調波成分をインピーダンス調整部３Ｄで除いた後、負荷６に出力する。
図８（ａ）に示す逆Ｆ級増幅器１Ｃの構成例では、分布定数回路４Ｃにおいて、３次高調波、５次高調波、及び７次高調波に対するインピーダンスをオープンスタブの伝送線路で短絡している。これに対して、図８（ｂ）に示す逆Ｆ級増幅器１Ｄの構成例では、逆Ｆ級増幅器１Ｃの構成例の分布定数回路４Ｃが備える伝送線路の内、３次高調波に対するインピーダンスについてオープンスタブの伝送線路を集中定数回路に置き換え、残りの５次高調波、７次高調波、及び９次高調波に対するインピーダンスについては、逆Ｆ級増幅器１Ｃの構成例と同様にオープンスタブの伝送線路の分布定数回路４Ｄで構成している。増幅器２は逆Ｆ級増幅器１Ｃと同様の構成とすることができる。
（ｂ１）インピーダンス調整部３Ｄ
図８（ｂ）に示す逆Ｆ級増幅器１Ｄの構成例において、インピーダンス調整部３Ｄは、出力端Ａから負荷６側を見込んだインピーダンスについて、奇数次高調波（５次高調波、７次高調波、及び９次高調波）に対するインピーダンスを短絡して零とする分布定数回路４Ｄと、偶数次高調波に対するインピーダンスを開放して高インピーダンスとし、基本波に対して所定の誘導性負荷とする容量性負荷５Ｄａと、３次高調波に対するインピーダンスを短絡する直列共振回路５Ｄｂにより構成され、増幅器２の出力端Ａから負荷６側を見込んだ高周波に対するインピーダンスが逆Ｆ級動作のインピーダンス条件を充たす高調波処理が行われる。このとき、容量性負荷５Ｄａ及び直列共振回路５Ｄｂは、集中定数回路５Ｄを構成している。
（ｂ２）分布定数回路４Ｄ
奇数次高調波に対するインピーダンスを短絡するオープンスタブのうちで線路長が最も長いオープンスタブは３次高調波に対するものである。分布定数回路４Ｄは、逆Ｆ級増幅器１Ｃの分布定数回路４Ｃが備える３次高調波に対するオープンスタブを除く構成であり、これにより線路長が長いオープンスタブの長さを省いて回路サイズを小型化する。
分布定数回路４Ｄは、分布定数回路４Ｃと同様に、オープンスタブの伝送線路により奇数次高調波に対するインピーダンスを短絡する。オープンスタブの一端は開放端であり、線路長は奇数次高調波の各波長λｎ（ｎは奇数）の１／４波長のλｎ／４である。分布定数回路４Ｄは、３次高調波に対するオープンスタブを備えていないため、５次高調波、７次高調波に対するオープンスタブに加えて、分布定数回路４Ｃでは省いていた９次高調波に対するオープンスタブを備える。
オープンスタブの線路長を奇数次高調波の波長λｎ（ｎは奇数）の１／４波長とすると、オープンスタブの開放端の電圧波形は腹となって開放状態となり、オープンスタブとの接続端となる増幅器２の出力端Ａにおける奇数次高調波は短絡状態となる。
（ｂ３）集中定数回路５Ｄ
集中定数回路５Ｄは、容量性負荷５Ｄａ及び直列共振回路５Ｄｂを備える。容量性負荷５Ｄａは容量性負荷であり、負荷に対して直列接続されたインダクタＬｆと並列接続されたキャパシタＣｆにより構成され、偶数次高調波に対するインピーダンスを高インピーダンスとし、基本波に対しては所定の誘導性負荷とする。
キャパシタＣｆは、図中の破線で示すように、出力端Ａと接地端との間に直列接続してもよい。直列共振回路５Ｄｂは、インダクタＬｆ３とキャパシタＣｆ３の直列回路により構成され、３次高調波に対するオープンスタブの伝送線路に代えて集中定数回路を用いて周波数ｆ３の３次高調波に対するインピーダンスを短絡する。
逆Ｆ級増幅器１Ｄは、線路長が長いオープンスタブを除くことにより回路サイズの小型化が図られる。基本波の周波数が低い場合には、奇数次高調波に対するインピーダンスを短絡するオープンスタブの線路長も長くなるため、更に高次の奇数次高調波についても線路長が長いオープンスタブに代えて集中定数回路に置き換えることにより、回路サイズの小型化が図られる。
［容量性負荷の形態例］
容量性負荷の形態例１、２について図９を用いて説明する。図９（ａ）～図９（ｃ）は形態例１を示し、図９（ｄ）は形態例２を示している。
（ａ）形態例１
形態例１の容量性負荷は、出力トランス１７Ｅのコイルに対して直列接続されるインダクタＬｆと、出力トランス１７Ｅの１次側コイルに対して並列接続されるキャパシタＣｆにより構成される。図９（ａ）に示す例は、インダクタＬｆが出力トランス１７Ｅの１次側コイルに対して直列接続される構成例であり、図９（ｂ）に示す例は、インダクタＬｆが出力トランス１７Ｅの２次側コイルに対して直列接続される構成例である。図９（ｃ）に示す例は、インダクタＬｆが出力トランス１７Ｅの１次側コイルに対して直列接続され、キャパシタＣｆが１次側コイルの両端においてそれぞれ接地端に接続される構成例である。インダクタＬｆは、トランスのリーケージインダクタを利用してもよい。
（ｂ）形態例２
形態例２の容量性負荷は、出力トランス１７Ｆの２次側において、出力トランス１７Ｆのコイルに対して直列接続されたインダクタＬｆと、並列接続されたキャパシタＣｆにより構成される。図９（ｄ）は形態例２を示している。
［逆Ｆ級増幅器によるプッシュプル構成の高周波増幅器］
本発明の高周波増幅器は、逆Ｆ級増幅器においても互いに逆相の高周波信号を増幅する２つの増幅器を用いたプッシュプル構成とし、高出力で歪みの小さい出力を得ることができる。逆Ｆ級増幅器のプッシュプル構成の２つの増幅器は出力トランスを介して負荷に接続される。以下、逆Ｆ級増幅器によるプッシュプル構成の高周波増幅器において、前記した誘導性負荷の各形態を適用した構成例を示す。
（ａ）構成例５
図１０は高周波増幅器の構成例５を示している。構成例５は容量性負荷の形態例１を適用した構成である。なお、ここではインダクタＬｆは出力トランス１７Ｅの両端に設けた構成を示している。
構成例５の高周波増幅器１１Ｅは、増幅器１２Ｅとインピーダンス調整部１３Ｅとを備え、増幅器１２Ｅ及びインピーダンス調整部１３Ｅは、対構成とすることによりプッシュプル回路を形成する。
増幅器１２Ｅは増幅器１２Ｅａと増幅器１２Ｅｂの２つの増幅器（ＬＤＭＯＳ）を備える。増幅器１２Ｅａ、１２Ｅｂは、出力トランス１７Ｅの１次側のインダクタを介して直流電圧Ｖｄｃによりバイアスされる。増幅器１２Ｅａと増幅器１２Ｅｂは、互いに逆相の高周波信号がゲート信号として印加されることにより増幅動作を互いに逆相で行い、プッシュプル動作を行う。
インピーダンス調整部１３Ｅは分布定数回路１４Ｅと集中定数回路１５Ｅとを備える。分布定数回路１４Ｅは、奇数次高調波を短絡する分布定数回路１４Ｅａ及び分布定数回路１４Ｅｂの２つの分布定数回路を備える。分布定数回路１４Ｅａ及び分布定数回路１４Ｅｂは、対を成す構成によりプッシュプル回路を形成し、それぞれ奇数次高調波を短絡する複数本のオープンスタブを備える。図１０に示す構成例５では、分布定数回路１４Ｅａ及び分布定数回路１４Ｅｂは、３次高調波を短絡する線路長がλ３／４のオープンスタブ、５次高調波を短絡する線路長がλ５／４のオープンスタブ、及び７次高調波を短絡する線路長がλ７／４のオープンスタブの３本のオープンスタブをそれぞれ備える。
集中定数回路１５Ｅは、出力トランス１７Ｅの１次側に直列接続されたインダクタＬｆと、並列接続されたキャパシタＣｆにより構成され、基本波に対して所定の誘導性負荷とし、偶数次高調波に対して高インピーダンスにインピーダンス調整する容量性負荷を形成する。
インピーダンス調整部１３Ｅの出力端は整合回路１８Ｅを介して負荷１６Ｅに接続される。整合回路１８Ｅは基本波に対して整合を行う回路であり、直列接続されたインダクタＬｏと並列接続されたキャパシタＣｏにより構成される。負荷１６Ｅとして５０ｏｈｍの例を示しているが、一例であってこれに限られるものはない。
（ｂ）構成例６
図１１は高周波増幅器の構成例６を示している。構成例６は容量性負荷の形態例２を適用した構成である。
構成例６の高周波増幅器１１Ｆは、増幅器１２Ｆとインピーダンス調整部１３Ｆとを備え、増幅器１２Ｆ及びインピーダンス調整部１３Ｆは、対構成とすることによりプッシュプル回路を形成する。高周波増幅器１１Ｆの構成は、容量性負荷を構成する集中定数回路１５Ｆの形態を除いて高周波増幅器１１Ｅの構成と同様である。
増幅器１２Ｆは増幅器１２Ｆａと増幅器１２Ｆｂの２つの増幅器（ＬＤＭＯＳ）を備える。増幅器１２Ｆａ、１２Ｆｂは、出力トランス１７Ｆの１次側のインダクタを介して直流電圧Ｖｄｃによりバイアスされる。増幅器１２Ｆａと増幅器１２Ｆｂは、互いに逆相の高周波信号がゲート信号として印加されることにより増幅動作を互いに逆相で行い、プッシュプル動作を行う。
インピーダンス調整部１３Ｆは分布定数回路１４Ｆと集中定数回路１５Ｆとを備える。分布定数回路１４Ｆは、奇数次高調波を短絡する分布定数回路１４Ｆａ及び分布定数回路１４Ｆｂの２つの分布定数回路を備える。分布定数回路１４Ｆａ及び分布定数回路１４Ｆｂは対を成す構成によりプッシュプル回路を形成し、それぞれ奇数次高調波を短絡する複数本のオープンスタブを備える。図１１に示す構成例６では、分布定数回路１４Ｆａ及び分布定数回路１４Ｆｂは、３次高調波を短絡する線路長がλ３／４のオープンスタブ、５次高調波を短絡する線路長がλ５／４のオープンスタブ、及び７次高調波を短絡する線路長がλ７／４のオープンスタブの３本のオープンスタブをそれぞれ備える。
集中定数回路１５Ｆは、出力トランス１７Ｆの２次側に直列接続されたインダクタＬｆと並列接続されたキャパシタＣｆにより構成され、基本波に対して所定の誘導性負荷とし偶数次高調波に対して高インピーダンスにインピーダンス調整する容量性負荷を形成する。
インピーダンス調整部１３Ｆの出力端は整合回路１８Ｆを介して負荷１６Ｆに接続される。整合回路１８Ｆは基本波に対して整合を行う回路であり、直列接続されたインダクタＬｏと並列接続されたキャパシタＣｏにより構成される。負荷１６Ｆとして５０ｏｈｍの例を示しているが、一例であってこれに限られるものはない。インダクタＬｆはインダクタＬｏに含めた構成としてもよい。
［高周波増幅器の多層構造］
本発明の高周波増幅器を多層構造の適用により構成し、多層構造を構成する多層基板に分布定数回路の伝送線路を配置する。多層構造としてストリップライン構造及びマイクロストリップライン構造を用いることができる。図１２は多層基板の構成例を示している。
（ａ）ストリップライン構造
図１２（ａ）の多層基板は、上下面をＧＮＤ層とし、上下のＧＮＤ層の間の内層に基板材を挟むストリップライン構造であり、内層に伝送線路を配置する。ストリップライン構造では、波長短縮率ｖｆ（＝１／√εｒ）は基板材の比誘電率εｒに依存するため、高誘電体の基板材を用いることにより伝送線路の長さを短縮することができる。本発明の高周波増幅器では、２次高調波に用いるオープンスタブの伝送線路ＴＬ２の線路長が最も長いため、この伝送線路ＴＬ２をストリップライン構造の内層の基板材内に配置することにより、回路サイズの小型化に寄与することができる。
（ｂ）マイクロストリップライン構造
図１２（ｂ）の多層基板は、裏面をＧＮＤ層とし、ＧＮＤ層の上層に基板材を設けたマイクロストリップライン構造であり、基板材内と基板上の表層である空気層に伝送線路を配置する。
マイクロストリップライン構造では、空気層と基板の実効比誘電率εｒ'は基板材の比誘電率εｒの０．６～０．８倍であるため、ストリップライン構造とする場合よりも線路長は長くなる。一方、４次高調波や８次高調波に用いるオープンスタブの伝送線路ＴＬ４、ＴＬ８は、２次高調波の伝送線路ＴＬよりも線路長が短いため、実効比誘電率εｒ'が小さい空気層に伝送線路を配置したマイクロストリップライン構造では、伝送線路ＴＬ４、ＴＬ８の線路長は２次高調波の伝送線路ＴＬの線路長を超えることはなく、回路サイズの小型化に対する影響は小さい。
（ｃ）積層構造
図１２（ｃ）は、ストリップライン構造とマイクロストリップライン構造とを積層した多層構造を示している。
この多層構造では、上面ＧＮＤ層と下面ＧＮＤ層の間に基板材を挟み、基板材内に線路長が長い伝送線路ＴＬ２を配置したストリップライン構造と、ストリップライン構造の上面ＧＮＤ層を裏ＧＮＤ層とし、裏ＧＮＤ層上の基板材の上面に線路長が短い伝送線路ＴＬ４，ＴＬ８を配置したマイクロストリップライン構造とを積層することにより多層に形成される。伝送線路ＴＬ２と伝送線路ＴＬ４，ＴＬ８とは、多層貫通ビアホールを介して接続される。
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る広帯域ＲＦ電源の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明の高周波増幅器は、半導体製造装置や液晶パネル製造装置等に用いられる高周波電源（ＲＦジェネレータ）に適用することができる。
１、１ａ、１ｂ 高周波増幅器
１Ａ、１Ｂ Ｆ級増幅器
１Ｃ 逆Ｆ級増幅器
１Ｄ 逆Ｆ級増幅器
２ 増幅器
３、３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ インピーダンス調整部
４、４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ 分布定数回路
４ａ、４ｂ 分布定数回路
５、５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ 集中定数回路
５Ｂａ、５Ｂｂ 集中定数回路
５Ｄａ 容量性負荷
５Ｄｂ 直列共振回路
５ａ 集中定数回路
５ｂ 集中定数回路
６ 負荷
８ 整合回路
１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ、１１Ｅ、１１Ｆ 高周波増幅器
１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃ、１２Ｄ、１２Ｅ、１２Ｆ 増幅器
１２Ａａ、１２Ａｂ 増幅器
１２Ｂａ、１２Ｂｂ 増幅器
１２Ｃａ、１２Ｃｂ 増幅器
１２Ｄａ、１２Ｄｂ 増幅器
１２Ｅａ、１２Ｅｂ 増幅器
１２Ｆａ、１２Ｆｂ 増幅器
１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ、１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｆ インピーダンス調整部
１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ、１４Ｄ、１４Ｅ、１４Ｆ 分布定数回路
１４Ａａ、１４Ａｂ 分布定数回路
１４Ｂａ、１４Ｂｂ 分布定数回路
１４Ｃａ、１４Ｃｂ 分布定数回路
１４Ｄａ、１４Ｄｂ 分布定数回路
１４Ｅａ、１４Ｅｂ 分布定数回路
１４Ｆａ、１４Ｆｂ 分布定数回路
１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃ、１５Ｄ、１５Ｅ、１５Ｆ 集中定数回路
１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃ、１６Ｄ、１６Ｅ、１６Ｆ 負荷
１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ、１７Ｄ、１７Ｅ、１７Ｆ 出力トランス
１８Ａ，１８Ｂ、１８Ｃ、１８Ｄ、１８Ｅ、１８Ｆ 整合回路
１０１Ａ、１０１Ｂ Ｆ級増幅器
１０２Ａ、１０２Ｂ 直流給電回路
１０３Ａ、１０３Ｂ 伝送線路
１０４Ａ 並列共振回路
１０４Ｂ 直列共振回路
１０６Ａ、１０６Ｂ 負荷
ＴＬ、ＴＬ２、ＴＬ４、ＴＬ８ 伝送線路

Claims (6)

  1. 互いに逆相の高周波信号を増幅する２つの増幅器によりプッシュプル回路が構成される高周波増幅器であって、
    前記２つの増幅器は出力トランスを介して負荷に接続され、
    前記増幅器側から負荷側を見込んだ高周波に対するインピーダンスを調整するインピーダンス調整部を備え、
    前記インピーダンス調整部は、前記出力トランスの１次側に分布定数回路を構成するとともに、前記分布定数回路と前記負荷との間に集中定数回路を構成し、
    前記分布定数回路は、高調波と共振する線路長の伝送線路を備え、
    前記集中定数回路は、前記分布定数回路の高調波以外の高調波、及び基本波と共振する共振回路を備え、
    前記分布定数回路の伝送線路は、偶数次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整するオープンスタブであり、
    前記集中定数回路の共振回路は、基本波を誘導性負荷とし、奇数次高調波を高インピーダンスの誘導性負荷にインピーダンス調整し、
    前記インピーダンス調整部はＦ級動作のインピーダンス調整を行い、
    前記インピーダンス調整部において、
    前記オープンスタブは、一端を開放端とし、他端を前記出力トランスの１次側コイルと前記増幅器との間に接続され、
    前記誘導性負荷の共振回路は、前記出力トランスに直列接続されたインダクタと、前記出力トランスに並列接続されたキャパシタで構成され、前記出力トランス側に設けられる、
    高周波増幅器。
  2. 前記誘導性負荷は、前記出力トランスの漏れインダクタンスと２次側のキャパシタとにより構成される、
    請求項１に記載の高周波増幅器。
  3. 前記誘導性負荷は、前記出力トランスの１次側に直列接続されたインダクタと、前記出力トランスの１次側又は２次側に並列接続されたキャパシタとにより構成される、
    請求項１に記載の高周波増幅器。
  4. 前記誘導性負荷は、前記出力トランスの２次側に直列接続されたインダクタと、前記出力トランスの２次側に並列接続されたキャパシタとにより構成される、
    請求項１に記載の高周波増幅器。
  5. 前記オープンスタブは、一端は開放端であり、各高調波の１/４波長の線路長を備える伝送線路である、
    請求項１～４の何れか一つに記載の高周波増幅器。
  6. 前記分布定数回路は、ＧＮＤ層と誘電体の基板層の多層基板で構成され、
    前記基板層内に２次高調波を零インピーダンスにインピーダンス調整するオープンスタブを設ける、
    請求項１～４の何れか一つに記載の高周波増幅器。
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