WO2013157298A1 - フィルター回路、ｆ級電力増幅器、逆ｆ級電力増幅器 - Google Patents

フィルター回路、ｆ級電力増幅器、逆ｆ級電力増幅器 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a filter circuit, a class F power amplifier, and an inverse class F power amplifier.
  • microwaves may be transmitted after power amplification. Focusing on the frequencies used for mobile communication, different frequencies are used for each standard such as LTE (Long Term Evolution) and 3GPP (3rd Generation Partnership Project) and for each country. Therefore, recently, a broadband microwave circuit element corresponding to a plurality of frequency bands has been demanded in order to reduce operation costs and manufacturing costs.
  • LTE Long Term Evolution
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • the power amplifier may introduce a filter circuit for filtering a signal of higher harmonics that is an integral multiple of the fundamental frequency of the input signal caused by the nonlinearity of the amplifier element.
  • a filter circuit introduced into such a power amplifier is desired to have a broadband characteristic.
  • class A power amplifiers class AB power amplifiers, and the like are known as power amplifiers used for microwave power amplification.
  • the class AB power amplifier consumes a large amount of power, it is desired to improve the power conversion efficiency from the viewpoint of energy saving.
  • a class F power amplifier As a power amplifier having high power conversion efficiency, a class F power amplifier, an inverse class F power amplifier, and the like are known.
  • an inverse class F (class F) power amplifier In order to reduce power consumption, an inverse class F (class F) power amplifier is open for even-order (odd-order) harmonic signals and for odd-order (even-order) harmonic signals. It is necessary to perform impedance matching so as to be in a short circuit state.
  • impedance matching is referred to as “inverse F class (F class) impedance condition”.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a class F power amplifier described in Patent Document 1.
  • the output terminal 6 of the transistor 1 has a length of 1 ⁇ 4 wavelength and a characteristic impedance Z To ( ⁇ (Z Tr Z O ) 1/2. ) 1/4 wavelength line 2 is connected in series.
  • a filter circuit is configured by the quarter wavelength line 2, the eighth wavelength line 3, and the quarter wavelength line 4. .
  • the second harmonic is short-circuited at the connection point 5 by the 1/8 wavelength line 3
  • the third harmonic is also short-circuited at the connection point 5 by the 1/12 wavelength line 4. Since the quarter wavelength line 2 has a wavelength that is 1 ⁇ 2 of the second harmonic, the impedance of the second harmonic is zero at the output terminal 6 of the transistor 1. Further, since the quarter wavelength line 2 is a three-quarter wavelength line with respect to the third harmonic, the impedance of the third harmonic at the output terminal 6 is infinite.
  • the F-class impedance condition can be satisfied and the power conversion efficiency can be increased.
  • the second harmonic circuit is short-circuited in the 1/8 wavelength line 3 and the 3rd order in the 1/12 wavelength line 4 by the filter circuit. It is possible to perform the impedance conversion to the short circuit state of the harmonics to the short circuit state of the second harmonic in the quarter wavelength line 2 and the impedance conversion to the open state of the third harmonics.
  • the frequency at which impedance conversion to the short-circuited state and the open state is possible is only the frequency in the vicinity of the second-order harmonic and the third-order harmonic, and a narrow band. There is a problem of becoming a class F power amplifier.
  • an object of the present invention is to provide a filter circuit that is in a short circuit state or an open state with respect to a harmonic signal over a wide band, and a class F power amplifier and an inverse class F power amplifier using the filter circuit. .
  • the filter circuit of the present invention is A filter circuit for filtering an input signal in a predetermined frequency band, A quarter wavelength open stub having a length of a quarter wavelength of the upper limit frequency of the predetermined frequency band; A first phase adjustment unit connected to the input terminal of the quarter-wave open stub and having negative group delay characteristics.
  • the first class F power amplifier of the present invention is: The filter circuit; An amplification element that outputs a signal including a signal component in a fundamental frequency band of the input signal and a signal component in a harmonic frequency band that is an integral multiple of the fundamental frequency band; and
  • an input terminal of the first phase adjustment unit is connected to an output terminal of the amplification element, and a signal output from the amplification element is input as the input signal,
  • the predetermined frequency band is a second harmonic frequency band of the fundamental frequency band of the input signal.
  • the second class F power amplifier of the present invention is: The filter circuit; An amplification element that outputs a signal including a signal component in a fundamental frequency band of the input signal and a signal component in a harmonic frequency band that is an integral multiple of the fundamental frequency band; and
  • an input terminal of the 1 ⁇ 4 wavelength transmission line is connected to an output terminal of the amplifying element, and a signal output from the amplifying element is input as the input signal,
  • the predetermined frequency band is a third harmonic frequency band of the fundamental frequency band of the input signal.
  • the first inverse class F power amplifier of the present invention is: The filter circuit; An amplification element that outputs a signal including a signal component in a fundamental frequency band of the input signal and a signal component in a harmonic frequency band that is an integral multiple of the fundamental frequency band; and
  • an input terminal of the first phase adjustment unit is connected to an output terminal of the amplification element, and a signal output from the amplification element is input as the input signal,
  • the predetermined frequency band is a third harmonic frequency band of the fundamental frequency band of the input signal.
  • the second inverse class F power amplifier of the present invention is: The filter circuit; An amplification element that outputs a signal including a signal component in a fundamental frequency band of the input signal and a signal component in a harmonic frequency band that is an integral multiple of the fundamental frequency band; and
  • an input terminal of the 1 ⁇ 4 wavelength transmission line is connected to an output terminal of the amplifying element, and a signal output from the amplifying element is input as the input signal,
  • the predetermined frequency band is a second harmonic frequency band of the fundamental frequency band of the input signal.
  • the filter circuit of the present invention functions as a 1/4 wavelength open stub over a wide band by canceling out the positive group delay characteristic of the 1/4 wavelength open stub by the negative group delay characteristic of the phase adjustment unit. .
  • the filter circuit of the present invention has an effect of being in a short circuit state with respect to a harmonic signal over a wide band.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a filter circuit 100 according to a first embodiment of the present invention. It is a schematic diagram which shows the frequency characteristic of the magnetic permeability at the time of the ferromagnetic resonance (FMR) of a ferromagnetic material. It is a figure which shows the simulation result of the phase characteristic of the filter circuit 100 of the 1st Embodiment of this invention. It is a figure which shows the simulation result of the permeation
  • FMR ferromagnetic resonance
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a filter circuit 100 of the present embodiment.
  • the filter circuit 100 of the present embodiment is a filter circuit that filters an input signal in a predetermined frequency band. As shown in FIG. 2, the filter circuit 100 is 1/4 of the length of a quarter wavelength of the upper limit frequency of the predetermined frequency band. A wavelength open stub 11; and a phase adjustment unit (first phase adjustment unit) 12 connected to an input terminal of the quarter wavelength open stub 11 and having negative group delay characteristics.
  • the phase adjusting unit 12 is assumed to be a thin wire formed of a ferromagnetic material (permalloy or the like) or an array in which a plurality of such thin wires are arranged on a transmission line.
  • this array include, for example, non-patent literature (Pingshan Wang et al., "Tailoring High-Frequency Properties of Permalloy Films by Submicrometer Patterning", IEEE TRANSACTIONS ON MAGNETICS, VOL. 45, NO. 1, pp.71- 74, JANUARY 2009. Fig.1) shows an array in which a plurality of fine wires are arranged in the major axis direction and minor axis direction on the transmission line.
  • the signal source 13 is connected to the input part of the filter circuit 100 and the load 14 is connected to the output part.
  • FMR Ferromagnetic Resonance
  • the real part ⁇ Re of the magnetic permeability of the ferromagnetic material behaves such that it temporarily increases as the frequency increases, but then decreases.
  • the frequency at which FMR occurs varies depending on the material, shape, anisotropic magnetic field (crystal magnetic anisotropy) of the ferromagnetic material, and the strength and direction of the external magnetic field to be applied.
  • the upper limit frequency of the fundamental frequency band of the input signal is f 0
  • the lower limit frequency is (f 0 ⁇ f)
  • the inductance of the phase adjusting unit 12 formed of a ferromagnetic thin wire is treated as a model that changes linearly with respect to the frequency with 2f 0 as the center. That is, the inductance L 6 of the phase adjustment unit 12 is handled as in the following Equation 1.
  • Equation 1 Lmag is A ⁇ ⁇ max obtained by multiplying the maximum value ⁇ max of ⁇ Re in FIG.
  • Lmag when f 2 (f 0 ⁇ f).
  • the ferromagnetic resonance frequency ⁇ F can be expressed as Equation 2 below when the phase adjusting unit 12 is formed of a ferromagnetic thin wire, and may be a resonance frequency on the order of several GHz.
  • Non-patent literature A. Yamaguchi et al., “Broadband resonant resonance of Ni 81 Fe 19 wires using a rectifying effect”, Physical Review B 78, 104401 (2008)).
  • Equation 2 ⁇ 0 is a magnetic rotation ratio.
  • H b and H C are represented as the following formulas 3 and 4, respectively.
  • N x , N y , and N z are demagnetizing field coefficients of the major axis direction, the minor axis direction, and the film thickness direction component of the ferromagnetic thin wire, respectively.
  • H ext is the magnitude of the external magnetic field applied to the ferromagnetic thin wire.
  • M s is the saturation magnetization of the ferromagnetic material used for the ferromagnetic thin wire.
  • ⁇ is an angle formed by the long axis direction of the ferromagnetic thin wire and the external magnetic field (provided that the external magnetic field is applied within the film surface).
  • ⁇ is an angle formed by the long axis direction of the ferromagnetic fine wire and the magnetization in the ferromagnetic fine wire.
  • FIG. 4 shows a simulation result of the phase characteristic of the filter circuit 100 of the present embodiment
  • FIG. 5 shows a simulation result of the transmission characteristic of the filter circuit 100 of the present embodiment.
  • the broken line indicates the frequency characteristic of the phase adjustment unit 12
  • the two-dot chain line indicates the frequency characteristic of the 1 ⁇ 4 wavelength open stub 11
  • the solid line indicates the frequency of the filter circuit 100 of the present embodiment. The characteristics are shown.
  • the solid line indicates the transmission characteristics of the filter circuit 100 of the present embodiment
  • the broken line removes the phase adjustment unit 12 from the filter circuit 100 of the present embodiment, and only the 1 ⁇ 4 wavelength open stub 11 is used.
  • the transmission characteristics of the configured filter circuit are shown.
  • the phase adjustment unit 12 has the frequency dependency (negative group delay characteristic) shown in Formula 1, and therefore, as shown by the two-dot chain line in FIG. This cancels out the positive group delay characteristic of the wavelength open stub 11.
  • the group delay characteristic of the filter circuit 100 of this embodiment in which both are connected in series is flattened to almost 90 degrees over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz. it can.
  • the filter circuit 100 of the present embodiment functions as an open stub having a quarter wavelength over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz.
  • the filter circuit 100 of the present embodiment can transmit the input signal over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz, and the frequency of 3.5 GHz to 4.28 GHz.
  • a short circuit occurs over a wide band.
  • the filter circuit constituted by only the quarter wavelength open stub 11 is short-circuited only near 4.28 GHz.
  • the filter circuit 100 of the present embodiment when the upper limit frequency of the predetermined frequency band to be filtered is 4.28 GHz, the positive group delay characteristic of the quarter wavelength open stub 11 is changed to the phase adjustment unit 12. Since the group delay characteristics of the entire circuit can be flattened to almost 90 degrees over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz by canceling each other by the negative group delay characteristics, it functions as a 1/4 wavelength open stub. .
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a filter circuit 200 of the present embodiment.
  • the filter circuit 200 of this embodiment is a filter circuit that filters an input signal in a predetermined frequency band. As shown in FIG. 6, the filter circuit 100 of the first embodiment shown in FIG. And a 1/4 wavelength transmission line 15 having a length of 1/4 wavelength of an upper limit frequency of a predetermined frequency band.
  • the phase adjustment unit 12 assumes a thin line formed of a ferromagnetic material (permalloy or the like) or an array body in which a plurality of such thin lines are arranged on a transmission line, and performs phase adjustment.
  • the frequency dependence of the inductance of the section 12 is handled as in Equation 1.
  • the signal source 13 is connected to the input portion of the filter circuit 200 and the load 14 is connected to the output portion, respectively, as in the first embodiment. is doing.
  • FIG. 7 shows the simulation result of the transmission characteristic of the filter circuit 200 of the present embodiment
  • FIG. 8 shows the simulation result of the frequency characteristic of the impedance of the filter circuit 200 of the present embodiment.
  • the solid line indicates the characteristics of the filter circuit 200 of the present embodiment, and the broken line removes the phase adjustment unit 12 from the filter circuit 200 of the present embodiment, and the quarter wavelength transmission line 15. And the characteristic of the filter circuit comprised only with 1/4 wavelength open stub 11 is shown.
  • the filter circuit 100 of the first embodiment functions as a broadband short-circuit filter circuit over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz as described above.
  • the impedance Z a when the load 14 is viewed from the point a of the input terminal portion of the filter circuit 100 is in a short circuit state over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz.
  • the quarter wavelength transmission line 15 is provided, and the impedance that is short-circuited over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz at the input terminal portion of the filter circuit 100 is provided.
  • Z a will be impedance conversion by 1/4-wave transmission line 15.
  • the impedance Z load when the load 14 is viewed from the point b of the output terminal portion of the signal source 13 has a high impedance over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz. Maintain and open.
  • the impedance Z load is opened only near 4.28 GHz. It becomes a state.
  • the impedance that is short-circuited over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz at the input terminal portion of the filter circuit 100 is caused by the 1/4 wavelength transmission line 15. Impedance is converted to the open state.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a filter circuit 300 of this embodiment.
  • the filter circuit 300 of this embodiment is a filter circuit that filters an input signal in a predetermined frequency band.
  • the filter circuit 100 of the first embodiment shown in FIG. A phase adjustment unit (second phase adjustment unit) 16 having a negative group delay characteristic and connected to the input terminal of the phase adjustment unit 16 and 1 ⁇ 4 of the upper limit frequency of a predetermined frequency band.
  • the phase adjustment units 12 and 16 are fine wires formed of a ferromagnetic material (permalloy or the like), or an array in which such a plurality of fine wires are arranged on a transmission line. Assuming that the frequency dependence of the inductance of the phase adjusters 12 and 16 is handled as in Equation 1.
  • the signal source 13 is provided at the input portion of the filter circuit 300 and the load 14 is provided at the output portion, as in the first and second embodiments. , Each connected.
  • impedance conversion is performed using not only the quarter wavelength transmission line 15 but also the phase adjustment unit 16.
  • the effect of this operation will be described.
  • the phase adjustment unit 16 Since the phase adjustment unit 16 has the frequency dependence (negative group delay characteristic) shown in Formula 1, it cancels out with the positive group delay characteristic of the quarter wavelength transmission line 15. Therefore, the group delay characteristic of the entire circuit in which the phase adjustment unit 16 and the quarter wavelength transmission line 15 are connected in series is similar to the circuit in which the phase adjustment unit 12 and the quarter wavelength open stub 11 are connected in series. It can be flattened to almost 90 degrees over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz (see FIG. 4).
  • FIG. 10 shows the frequency characteristic of the impedance Z load when the load 14 is viewed from the point b of the output terminal portion of the signal source 13.
  • the filter circuit 100 is removed, and the resistance constituting the signal source 13 is set to 50 ⁇ and the load 14 is set to 25 ⁇ .
  • the solid line indicates the frequency characteristic when impedance conversion is performed by the phase adjustment unit 16 and the quarter wavelength transmission line 15, and the broken line indicates the frequency characteristic when impedance conversion is performed only by the quarter wavelength transmission line 15. Show.
  • the phase adjusting unit 16 and the quarter wavelength transmission line 15 when impedance conversion is performed by the phase adjusting unit 16 and the quarter wavelength transmission line 15, the group delay characteristics of the entire circuit in which both are connected in series as described above. Is flattened to approximately 90 degrees over a wide band from 3.5 GHz to 4.28 GHz, so the impedance of the 25 ⁇ load 14 is approximately 100 ⁇ over a wide band from 3.5 GHz to 4.28 GHz. It has been converted.
  • FIG. 11 shows the simulation result of the transmission characteristic of the filter circuit 300 of this embodiment
  • FIG. 12 shows the simulation result of the frequency characteristic of the impedance of the filter circuit 300 of this embodiment.
  • the solid line indicates the characteristics of the filter circuit 300 of the present embodiment, and the broken line removes the phase adjustment units 12 and 16 from the filter circuit 300 of the present embodiment, and 1 ⁇ 4 wavelength transmission is performed.
  • line 15 and the 1/4 wavelength open stub 11 is shown.
  • the filter circuit 100 of the first embodiment functions as a broadband short-circuit filter circuit over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz as described above.
  • the impedance Z a when the load 14 is viewed from the point a of the input terminal portion of the filter circuit 100 is in a short circuit state over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz.
  • the phase adjustment unit 16 and the quarter wavelength transmission line 15 are provided, and the input terminal portion of the filter circuit 100 is short-circuited over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz.
  • the impedance Z a in the state is subjected to impedance conversion by the phase adjusting unit 16 and the quarter wavelength transmission line 15.
  • the impedance Z a is substantially the same over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz.
  • the impedance is converted.
  • the impedance Z load when the load 14 is viewed from the point b of the output terminal portion of the signal source 13 corresponds to the transmission characteristics shown in FIG. It becomes particularly high in the vicinity of 4.28 GHz, maintains a high impedance over a wider band than 3.5 GHz to 4.28 GHz, and becomes an open state.
  • the impedance Z load is opened only near 4.28 GHz. It becomes a state.
  • the impedance that is short-circuited over the wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz at the input terminal portion of the filter circuit 100 is the phase adjustment unit 16 and the quarter. Impedance is converted to an open state by the wavelength transmission line 15. At this time, the impedance is converted into an open state over a wider band by the effect of the phase adjustment unit 16.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of an inverse class F power amplifier 400 of this embodiment.
  • the inverse class F power amplifier 400 of the present embodiment includes an amplification element 17 configured by an FET (Field Effect Transistor) and the filter circuit 300 of the third embodiment shown in FIG. 9. Have.
  • FET Field Effect Transistor
  • the phase adjustment units 12 and 16 are formed by a fine wire formed of a ferromagnetic material (permalloy or the like) or an array in which such a plurality of fine wires are arranged on a transmission line. Assuming that the frequency dependence of the inductance of the phase adjusters 12 and 16 is handled as in Equation 1.
  • the input terminal of the quarter wavelength transmission line 15 is connected to the output terminal of the amplifying element 17, and the output signal of the amplifying element 17 is input.
  • the output signal of the amplifying element 17 includes a signal component in the fundamental frequency band and a signal component in the harmonic frequency band that is a frequency component that is an integral multiple of the fundamental frequency band.
  • a load 14 is connected to the output portion of the inverse class F power amplifier 400 as in the first to third embodiments. ing.
  • the predetermined frequency band filtered by the filter circuit 300 corresponds to the second harmonic frequency band output from the amplifying element 17.
  • the fundamental frequency band of the input signal is set to 1.75 GHz to 2.14 GHz
  • the second harmonic frequency band is set to 3.5 GHz to 4.28 GHz.
  • the impedance Z load when the load 14 is viewed from the point b of the output terminal portion of the amplifying element 17 is the second harmonic frequency band. It is in an open state over a wide band from 5 GHz to 4.28 GHz, and satisfies the reverse F impedance condition.
  • FIG. 14 shows the frequency characteristics of the power conversion efficiency (drain efficiency) of the inverse class F power amplifier 400 of the present embodiment.
  • the solid line indicates the frequency characteristics of the power conversion efficiency of the inverse class F power amplifier 400 of the present embodiment
  • the broken line indicates the phase adjustment units 12 and 16 from the inverse class F power amplifier 400 of the present embodiment.
  • the frequency characteristic of the power conversion efficiency of the inverse class F power amplifier from which is removed is shown.
  • the inverse class F power amplifier from which the phase adjustment units 12 and 16 are removed shows high power conversion efficiency in the vicinity of 2.14 GHz, but the power conversion efficiency rapidly deteriorates when the frequency shifts. To do.
  • the inverse class F power amplifier 400 of the present embodiment satisfies the inverse class F impedance condition over a wide band of 3.5 GHz to 4.28 GHz, and thus maintains high power conversion efficiency over a wide band. It becomes possible.
  • the inverse class F power amplifier is configured using the filter circuit 300 of the third embodiment, but the reverse is performed using the filter circuit 100 or 200 of the first or second embodiment.
  • a class F power amplifier may be configured.
  • a short-circuit state may be provided over the third harmonic frequency band of the fundamental frequency.
  • the inverse class F power amplifier is configured.
  • the class F power amplifier is configured using the filter circuit 100, 200, or 300 of the first, second, or third embodiment. Also good. Note that when a class F power amplifier is configured using the filter circuit 200 or 300 of the second or third embodiment, it may be opened over the third harmonic frequency band of the fundamental frequency.
  • the input terminal of the phase adjustment unit 12 is connected to the output terminal of the amplifying element 17.
  • the phase adjustment units 12 and 16 are formed using ferromagnetic thin wires, but have a negative group delay characteristic, CRLH (Composite Right / Left Handed) It may be formed using a system composite) transmission line.
  • CRLH Compposite Right / Left Handed
  • an FET is used as the amplifying element 17 of the inverse class F power amplifier.
  • an HBT Heterojunction Bipolar Transistor
  • an amplification element used for an inverse class F power amplifier or a class F power amplifier may design an external matching circuit in consideration of a parasitic circuit of the amplification element. In that case, in each embodiment, it is also possible to cope with the design in consideration of the parasitic circuit by changing the length of the quarter wavelength transmission line.
  • Each of the first to fourth embodiments is applied in an appropriate combination to a circuit using a plurality of power amplifiers such as other harmonic impedance control type power amplifiers such as class E amplifiers and Doherty power amplifiers. can do.
  • a plurality of power amplifiers such as other harmonic impedance control type power amplifiers such as class E amplifiers and Doherty power amplifiers. can do.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　本発明は、所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であって、前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長オープンスタブと、前記１／４波長オープンスタブの入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する第１の位相調整部と、を備える。

Description

フィルター回路、Ｆ級電力増幅器、逆Ｆ級電力増幅器
　本発明は、フィルター回路、Ｆ級電力増幅器、逆Ｆ級電力増幅器に関する。
　移動体基地局などにおいては、マイクロ波が電力増幅されて送信される場合がある。移動体通信に使用される周波数に着目すると、ＬＴＥ（Long Term Evolution）や３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）などの各規格ごとに、また、各国ごとに、異なる周波数が使用される。そのため、最近は、運用コストや製造コストの低減のために、複数の周波数帯域に対応する広帯域のマイクロ波回路素子が求められている。
　マイクロ波回路素子の中でも、特に、電力増幅器は、増幅素子の非線形性により生じる入力信号の基本波周波数の整数倍の高次高調波の信号をフィルタリングするフィルター回路を導入することがある。このような電力増幅器に導入されるフィルター回路には、広帯域特性を有することが望まれている。
　ところで、マイクロ波の電力増幅に用いられる電力増幅器としては、Ａ級電力増幅器、ＡＢ級電力増幅器などが知られている。しかし、ＡＢ級電力増幅器は、大きな電力を消費するため、省エネルギーの観点から電力変換効率の改善が望まれている。
　電力変換効率が高い電力増幅器としては、Ｆ級電力増幅器、逆Ｆ級電力増幅器などが知られている。逆Ｆ級（Ｆ級）電力増幅器では、消費電力を削減するために、偶数次（奇数次）高調波の信号に対しては開放状態となり、奇数次（偶数次）高調波の信号に対しては短絡状態となるようにインピーダンス整合を行うことが必要である。以下、このようなインピーダンス整合を「逆Ｆ級（Ｆ級）のインピーダンス条件を満たす」と称する。
　図１は、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器の構成を示す回路図である。
　図１に示すように、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、トランジスタ１の出力端子６に、長さ１／４波長、特性インピーダンスＺTo（≒（ＺTrＺO）1/2）の４分の１波長線路２が直列に接続されている。また、特性インピーダンスＺOの伝送路７と４分の１波長線路２とが接続される接続点５には、長さ１／８波長、特性インピーダンスＺT1（＝６０Ω）の８分の１波長線路３と、長さ１／１２波長、特性インピーダンスＺT2（＝６０Ω）の１２分の１波長線路４と、が設けられている。
　なお、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、４分の１波長線路２と、８分の１波長線路３と、１２分の１波長線路４と、によりフィルター回路が構成されている。
　８分の１波長線路３により接続点５において、第２高調波は短絡となり、１２分の１波長線路４により接続点５において、第３高調波も短絡となる。４分の１波長線路２は、第２高調波に対して２分１の波長となるため、トランジスタ１の出力端子６において、第２高調波のインピーダンスは零である。また、４分の１波長線路２は、第３高調波に対して４分の３波長線路となるため、出力端子６における第３高調波のインピーダンスは無限大となっている。
　このように、上記のフィルター回路により、２次高調波、３次高調波に対するインピーダンスを設定することで、Ｆ級のインピーダンス条件を満たし、電力変換効率の高効率化を図ることができる。
特許第２５１３１４６号公報（第４頁、図１）
　上述のように、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、フィルター回路により、８分の１波長線路３での２次高調波の短絡状態、１２分の１波長線路４での３次高調波の短絡状態、４分の１波長線路２での２次高調波の短絡状態へのインピーダンス変換、および、３次高調波の開放状態へのインピーダンス変換を行うことが可能である。
　しかし、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、短絡状態、開放状態へのインピーダンス変換が可能な周波数が、２次高調波、３次高調波の近傍の周波数のみであり、狭帯域なＦ級電力増幅器となってしまうという問題がある。
　そこで、本発明の目的は、広帯域に渡って、高調波の信号に対して短絡状態または開放状態となるフィルター回路、これを用いたＦ級電力増幅器および逆Ｆ級電力増幅器を提供することにある。
　本発明のフィルター回路は、
　所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であって、
　前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長オープンスタブと、
　前記１／４波長オープンスタブの入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する第１の位相調整部と、を備える。
　本発明の第１のＦ級電力増幅器は、
　前記フィルター回路と、
　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である。
　本発明の第２のＦ級電力増幅器は、
　前記フィルター回路と、
　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である。
　本発明の第１の逆Ｆ級電力増幅器は、
　前記フィルター回路と、
　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である。
　本発明の第２の逆Ｆ級電力増幅器は、
　前記フィルター回路と、
　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である。
　本発明のフィルター回路は、１／４波長オープンスタブの正の群遅延特性を、位相調整部の負の群遅延特性によって打ち消し合うことで、広帯域に渡って１／４波長のオープンスタブとして機能する。
　そのため、本発明のフィルター回路は、広帯域に渡って、高調波の信号に対して短絡状態になるという効果が得られる。
特許文献１に記載のＦ級電力増幅器の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態のフィルター回路１００の構成を示す回路図である。 強磁性体の強磁性共鳴（ＦＭＲ）時の透磁率の周波数特性を示す模式図である。 本発明の第１の実施形態のフィルター回路１００の位相特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第１の実施形態のフィルター回路１００の透過特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態のフィルター回路２００の構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態のフィルター回路２００の透過特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態のフィルター回路２００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００からフィルター回路１００を取り除いた回路のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００の透過特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第４の実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の構成を示す回路図である。 本発明の第４の実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の電力変換効率（ドレイン効率）の周波数特性を示す図である。
　以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
（１）第１の実施形態
　図２は、本実施形態のフィルター回路１００の構成を示す回路図である。
　本実施形態のフィルター回路１００は、所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であり、図２に示すように、所定の周波数帯域の上限周波数の１／４波長の長さの１／４波長オープンスタブ１１と、１／４波長オープンスタブ１１の入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する位相調整部（第１の位相調整部）１２と、を備える。
　位相調整部１２は、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定している。この配列体の例として、例えば、非特許文献（Pingshan Wang et al., "Tailoring High-Frequency Properties of Permalloy Films by Submicrometer Patterning", IEEE TRANSACTIONS ON MAGNETICS, VOL. 45, NO. 1, pp.71-74, JANUARY 2009. Fig.1）には、伝送線路上の長軸方向および短軸方向に複数の細線を配列した配列体が図示されている。
　なお、図２においては、本実施形態のフィルター回路１００の効果を示すため、フィルター回路１００の入力部分に信号源１３を、出力部分に負荷１４を、それぞれ接続している。
　ここで、位相調整部１２を構成する強磁性体では、特定の周波数の入力信号のマイクロ波によって磁化の歳差運動が励起される、強磁性共鳴（ＦＭＲ：Ferromagnetic Resonance）と呼ばれる現象が生じる。
　この際、強磁性体の透磁率の実部μReは、図３に示すように、周波数が高くなるにしたがって一旦増大するが、その後に減少するという振る舞いを示す。ＦＭＲを生じる周波数は、強磁性体の材質、形状、異方性磁場（結晶磁気異方性）、印加する外部磁場の強度や方向に応じて変化する。
　以下では、簡易的な動作を示すため、μReが低下する領域では、図３の近似直線のように、μReを線形的に近似できるものとし、また、強磁性体の透磁率の虚部μImは無視するものとする。
　また、以下では、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数をｆ0、下限周波数を（ｆ0－Δｆ）とし、フィルター回路１００がフィルタリングする所定の周波数帯域を、基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域２（ｆ0－Δｆ）～２ｆ0とし、μRe＝０となる周波数（後述の強磁性共鳴周波数）が２ｆ0であるものとする。
　また、以下では、強磁性体細線で形成された位相調整部１２のインダクタンスは、２ｆ0を中心に周波数に対して線形で変化するモデルとして取り扱う。すなわち、位相調整部１２のインダクタンスＬ6を以下の数式１のように取り扱う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　数式１において、Ｌｍａｇは、図３におけるμReの最大値μmaxに比例定数Ａを乗算したＡ×μmaxである。数式１において、Ｌは、ｆ＝２ｆ0のときに０となり、ｆ＝２（ｆ0－Δｆ）のときにＬｍａｇとなる。
　ここで、強磁性共鳴周波数ωFは、位相調整部１２が強磁性体細線で形成される場合、以下の数式２のように表すことができ、また、数ＧＨｚオーダーの共鳴周波数となることが非特許文献（A. Yamaguchi et al., "Broadband ferromagnetic resonance of Ni81Fe19 wires using a rectifying effect", Physical Review B 78, 104401(2008)）に示されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　数式２において、γ0は磁気回転比である。また、Ｈb，ＨCは、それぞれ、以下の数式３，４のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　数式３，４において、Ｎx，Ｎy，Ｎzは、それぞれ、強磁性体細線の長軸方向、短軸方向、膜厚方向成分の反磁界係数である。また、Ｈextは、強磁性体細線に印加した外部磁界の大きさである。また、Ｍsは、強磁性体細線に用いた強磁性体の飽和磁化である。また、θは、強磁性体細線の長軸方向と外部磁界とのなす角度（ただし、外部磁界は膜面内に印加されているものとする）である。また、Ψは、強磁性体細線の長軸方向と強磁性体細線中の磁化とがなす角度である。
　図４は、本実施形態のフィルター回路１００の位相特性のシミュレーション結果を示し、図５は、本実施形態のフィルター回路１００の透過特性のシミュレーション結果を示している。
　なお、図４および図５においては、信号源１３を構成する抵抗と負荷１４とを共に５０Ω、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨ、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数ｆ0を２．１４ＧＨｚ、２Δｆ＝２×（２．１４－１．７５）ＧＨｚに設定している。
　また、図４においては、破線は、位相調整部１２の周波数特性を示し、２点鎖線は、１／４波長オープンスタブ１１の周波数特性を示し、実線は、本実施形態のフィルター回路１００の周波数特性を示している。
　また、図５においては、実線は、本実施形態のフィルター回路１００の透過特性を示し、破線は、本実施形態のフィルター回路１００から位相調整部１２を取り除き、１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路の透過特性を示している。
　図４の破線に示すように、位相調整部１２は、数式１に示した周波数依存性（負の群遅延特性）を有しているため、図４の２点鎖線に示すような１／４波長オープンスタブ１１の正の群遅延特性と打ち消し合う。
　その結果、図４に実線で示すように、両者を直列に接続した本実施形態のフィルター回路１００の群遅延特性は、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、ほぼ９０度にフラット化できる。
　そのため、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って１／４波長のオープンスタブとして機能する。
　これにより、図５に実線で示すように、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って入力信号を透過させることができ、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態となる。
　これに対して、図５に破線で示すように、１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路は、４．２８ＧＨｚ付近でのみ短絡状態となる。
　上述したように本実施形態のフィルター回路１００においては、フィルタリングする所定の周波数帯域の上限周波数を４．２８ＧＨｚとしたとき、１／４波長オープンスタブ１１の正の群遅延特性を、位相調整部１２の負の群遅延特性によって打ち消し合うことで、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って回路全体の群遅延特性をほぼ９０度にフラット化できるため、１／４波長のオープンスタブとして機能する。
　これにより、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態となり、広帯域短絡フィルター回路として機能する。
（２）第２の実施形態
　図６は、本実施形態のフィルター回路２００の構成を示す回路図である。
　本実施形態のフィルター回路２００は、所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であり、図６に示すように、図２に示した第１の実施形態のフィルター回路１００と、フィルター回路１００の入力端子に接続され、所定の周波数帯域の上限周波数の１／４波長の長さの１／４波長伝送線路１５と、を有している。
　位相調整部１２は、第１の実施形態と同様に、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定し、位相調整部１２のインダクタンスの周波数依存性は、数式１のように取り扱う。
　また、図６においては、本実施形態のフィルター回路２００の効果を示すため、第１の実施形態と同様に、フィルター回路２００の入力部分に信号源１３を、出力部分に負荷１４を、それぞれ接続している。
　図７は、本実施形態のフィルター回路２００の透過特性のシミュレーション結果を示し、図８は、本実施形態のフィルター回路２００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示している。
　なお、図７および図８においては、信号源１３を構成する抵抗と負荷１４とを共に５０Ω、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨ、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数ｆ0を２．１４ＧＨｚ、２Δｆ＝２×（２．１４－１．７５）ＧＨｚに設定している。
　また、図７および図８においては、実線は、本実施形態のフィルター回路２００の特性を示し、破線は、本実施形態のフィルター回路２００から位相調整部１２を取り除き、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路の特性を示している。
　図７に示すように、第１の実施形態のフィルター回路１００は、上述の通り、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って広帯域短絡フィルター回路として機能する。
　そのため、フィルター回路１００の入力端子部分のａ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺaは、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になっている。
　ただし、本実施形態のフィルター回路２００においては、１／４波長伝送線路１５を設けており、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスＺaは、１／４波長伝送線路１５によってインピーダンス変換されることになる。
　その結果、図８に実線で示すように、信号源１３の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺloadは、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、高いインピーダンスを維持し、開放状態となる。
　これに対して、図８に破線で示すように、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路においては、インピーダンスＺloadは、４．２８ＧＨｚ付近でのみ開放状態となる。
　上述したように本実施形態のフィルター回路２００においては、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスが、１／４波長伝送線路１５によって開放状態にインピーダンス変換される。
　これにより、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って開放状態となり、広帯域開放フィルター回路として機能する。
（３）第３の実施形態
　図９は、本実施形態のフィルター回路３００の構成を示す回路図である。
　本実施形態のフィルター回路３００は、所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であり、図９に示すように、図２に示した第１の実施形態のフィルター回路１００と、フィルター回路１００の入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する位相調整部（第２の位相調整部）１６と、位相調整部１６の入力端子に接続され、所定の周波数帯域の上限周波数の１／４波長の長さの１／４波長伝送線路１５と、を有している。
　位相調整部１２，１６は、第１および第２の実施形態と同様に、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定し、位相調整部１２，１６のインダクタンスの周波数依存性は、数式１のように取り扱う。
　また、図９においては、本実施形態のフィルター回路３００の効果を示すため、第１および第２の実施形態と同様に、フィルター回路３００の入力部分に信号源１３を、出力部分に負荷１４を、それぞれ接続している。
　本実施形態のフィルター回路３００においては、１／４波長伝送線路１５だけでなく、位相調整部１６も用いてインピーダンス変換を行う。以下、この動作の効果を説明する。
　位相調整部１６は、数式１に示した周波数依存性（負の群遅延特性）を有しているため、１／４波長伝送線路１５の正の群遅延特性と打ち消し合う。そのため、位相調整部１６と１／４波長伝送線路１５とを直列に接続した回路全体の群遅延特性は、位相調整部１２と１／４波長オープンスタブ１１とを直列に接続した回路と同様に、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、ほぼ９０度にフラット化できる（図４参照）。
　図１０は、信号源１３の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺloadの周波数特性を示している。
　ただし、図１０においては、フィルター回路１００の部分を取り除いた状態とし、信号源１３を構成する抵抗を５０Ω、負荷１４を２５Ωに設定している。また、実線は、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５でインピーダンス変換を行う場合の周波数特性を示し、破線は、１／４波長伝送線路１５のみでインピーダンス変換を行う場合の周波数特性を示している。
　図１０に破線で示すように、１／４波長伝送線路１５のみでインピーダンス変換を行う場合は、２５Ωの負荷１４のインピーダンスは、４．２８ＧＨｚ付近でのみ１００Ωに変換されている。
　これに対して、図１０に実線で示すように、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５でインピーダンス変換を行う場合、上述のように、両者を直列に接続した回路全体の群遅延特性は、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡ってほぼ９０度にフラット化されるため、２５Ωの負荷１４のインピーダンスは、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、略同様に１００Ωに変換されている。
　図１１は、本実施形態のフィルター回路３００の透過特性のシミュレーション結果を示し、図１２は、本実施形態のフィルター回路３００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示している。
　なお、図１１および図１２においては、信号源１３を構成する抵抗と負荷１４とを共に５０Ω、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨ、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数ｆ0を２．１４ＧＨｚ、２Δｆ＝２×（２．１４ＧＨｚ－１．７５）ＧＨｚに設定している。
　また、図１１および図１２においては、実線は、本実施形態のフィルター回路３００の特性を示し、破線は、本実施形態のフィルター回路３００から位相調整部１２，１６を取り除き、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路の特性を示している。
　図１１に示すように、第１の実施形態のフィルター回路１００は、上述の通り、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って広帯域短絡フィルター回路として機能する。
　そのため、フィルター回路１００の入力端子部分のａ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺaは、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になっている。
　ただし、本実施形態のフィルター回路３００においては、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５を設けており、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスＺaは、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５によってインピーダンス変換されることになる。
　また、図１０に示したように、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５によってインピーダンス変換を行う場合、インピーダンスＺaは、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、略同様にインピーダンス変換されることになる。
　その結果、図１２に実線で示すように、信号源１３の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺloadは、図１１に示す透過特性に対応するものとなり、３．５ＧＨｚ付近と４．２８ＧＨｚ付近で特に高くなり、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚよりもさらに広帯域に渡って、高いインピーダンスを維持し、開放状態となる。
　これに対して、図１２に破線で示すように、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路においては、インピーダンスＺloadは、４．２８ＧＨｚ付近でのみ開放状態となる。
　上述したように本実施形態のフィルター回路３００においては、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスが、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５によって開放状態にインピーダンス変換される。また、このとき、位相調整部１６の効果により、さらに広帯域に渡って開放状態にインピーダンス変換される。
　これにより、本実施形態のフィルター回路３００は、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚよりもさらに広帯域に渡って開放状態となり、広帯域開放フィルター回路として機能する。
（４）第４の実施形態
　図１３は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の構成を示す回路図である。
　図１３に示すように、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）で構成した増幅素子１７と、図９に示した第３の実施形態のフィルター回路３００と、を有している。
　位相調整部１２，１６は、第１～第３の実施形態と同様に、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定し、位相調整部１２，１６のインダクタンスの周波数依存性は、数式１のように取り扱う。
　フィルター回路３００においては、増幅素子１７の出力端子に１／４波長伝送線路１５の入力端子が接続され、増幅素子１７の出力信号が入力される。増幅素子１７の出力信号には、基本波周波数帯域の信号成分と、基本波周波数帯域の整数倍の周波数成分である高調波周波数帯域の信号成分と、が含まれる。
　また、図１３においては、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の効果を示すため、第１～第３の実施形態と同様に、逆Ｆ級電力増幅器４００の出力部分に負荷１４を接続している。
　また、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の効果を確かめるため、フィルター回路３００がフィルタリングする所定の周波数帯域は、増幅素子１７の出力する２次高調波周波数帯域に対応するものとする。
　以下では、具体例として、入力信号の基本波周波数帯域を１．７５ＧＨｚ～２．１４ＧＨｚとし、２次高調波周波数帯域を３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚとする。
　ここで、フィルター回路３００においては、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨに設定すると、増幅素子１７の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺloadは、２次高調波周波数帯域である３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って開放状態となり、逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たす。
　図１４は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の電力変換効率（ドレイン効率）の周波数特性を示している。
　なお、図１４においては、実線は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の電力変換効率の周波数特性を示し、破線は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００から位相調整部１２，１６を取り除いた逆Ｆ級電力増幅器の電力変換効率の周波数特性を示している。
　図１４に破線で示すように、位相調整部１２，１６を取り除いた逆Ｆ級電力増幅器においては、２．１４ＧＨｚ付近では高い電力変換効率を示すが、周波数がずれると急激に電力変換効率が劣化する。
　これに対して、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００においては、３．５ＧＨｚ～４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすため、広帯域に渡って高い電力変換効率を保つことが可能となる。
　以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　例えば、第４の実施形態においては、第３の実施形態のフィルター回路３００を用いて逆Ｆ級電力増幅器を構成したが、第１または第２の実施形態のフィルター回路１００または２００を用いて逆Ｆ級電力増幅器を構成しても良い。なお、第１の実施形態のフィルター回路１００を用いて逆Ｆ級電力増幅器を構成する場合、基本波周波数の３次高調波周波数帯域に渡って短絡状態にすれば良い。
　また、第４の実施形態においては、逆Ｆ級電力増幅器を構成したが、第１、第２または第３の実施形態のフィルター回路１００、２００または３００を用いてＦ級電力増幅器を構成しても良い。なお、第２または第３の実施形態のフィルター回路２００または３００を用いてＦ級電力増幅器を構成する場合、基本波周波数の３次高調波周波数帯域に渡って開放状態にすれば良い。
　なお、第１の実施形態のフィルター回路１００を用いて逆Ｆ級電力増幅器またはＦ級電力増幅器を構成する場合には、増幅素子１７の出力端子に位相調整部１２の入力端子を接続することになる。
　また、第１～第４の実施形態においては、位相調整部１２，１６は、強磁性体細線を用いて形成したが、負の群遅延特性を有する、ＣＲＬＨ（Composite Right /Left Handed；右手左手系複合）伝送線路を用いて形成してもよい。
　また、第４の実施形態においては、逆Ｆ級電力増幅器の増幅素子１７として、ＦＥＴを用いたが、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）などを用いても良く、増幅素子１７の具体的な構造や材料は特に限定されない。
　また、逆Ｆ級電力増幅器あるいはＦ級電力増幅器に用いる増幅素子は、増幅素子の有する寄生回路を考慮して外部の整合回路を設計する場合がある。その場合、各実施形態において、１／４波長伝送線路の長さを変更するなどして、寄生回路を考慮した設計に対応することも可能である。
　また、第１～第４の実施形態の各々は、Ｅ級増幅器など他の高調波インピーダンス制御型の電力増幅器、ドハティー電力増幅器のように、複数の電力増幅器を用いる回路に対し、適宜組み合わせて適用することができる。
　本出願は、２０１２年４月１９日に出願された日本出願特願２０１２－９５６２９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (9)

  1. 　所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であって、
    　前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長オープンスタブと、
    　前記１／４波長オープンスタブの入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する第１の位相調整部と、を備えるフィルター回路。
  2. 　前記第１の位相調整部の入力端子に接続され、前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長伝送線路をさらに備える、請求項１に記載のフィルター回路。
  3. 　前記第１の位相調整部の入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する第２の位相調整部と、
    　前記第２の位相調整部の入力端子に接続され、前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長伝送線路と、をさらに備える、請求項１に記載のフィルター回路。
  4. 　前記第１の位相調整部は、強磁性体で形成した細線、あるいは、強磁性体で形成した複数の細線を伝送線路上に配列した配列体であり、
    　前記強磁性体の強磁性共鳴周波数は、前記所定の周波数帯域の上限周波数である、請求項１または２に記載のフィルター回路。
  5. 　前記第１および第２の位相調整部は、強磁性体で形成した細線、あるいは、強磁性体で形成した複数の細線を伝送線路上に配列した配列体であり、
    　前記強磁性体の強磁性共鳴周波数は、前記所定の周波数帯域の上限周波数である、請求項３に記載のフィルター回路。
  6. 　請求項１に記載のフィルター回路と、
    　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
    　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
    　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である、Ｆ級電力増幅器。
  7. 　請求項２または３に記載のフィルター回路と、
    　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
    　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
    　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である、Ｆ級電力増幅器。
  8. 　請求項１に記載のフィルター回路と、
    　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
    　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
    　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である、逆Ｆ級電力増幅器。
  9. 　請求項２または３に記載のフィルター回路と、
    　前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
    　前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
    　前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である、逆Ｆ級電力増幅器。
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