JP6048496B2

JP6048496B2 - フィルター回路、ｆ級電力増幅器、逆ｆ級電力増幅器

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Inventors: 桂一元井
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Description

本発明は、フィルター回路、Ｆ級電力増幅器、逆Ｆ級電力増幅器に関する。

移動体基地局などにおいては、マイクロ波が電力増幅されて送信される場合がある。移動体通信に使用される周波数に着目すると、ＬＴＥ（Long Term Evolution）や３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）などの各規格ごとに、また、各国ごとに、異なる周波数が使用される。そのため、最近は、運用コストや製造コストの低減のために、複数の周波数帯域に対応する広帯域のマイクロ波回路素子が求められている。

マイクロ波回路素子の中でも、特に、電力増幅器は、増幅素子の非線形性により生じる入力信号の基本波周波数の整数倍の高次高調波の信号をフィルタリングするフィルター回路を導入することがある。このような電力増幅器に導入されるフィルター回路には、広帯域特性を有することが望まれている。

ところで、マイクロ波の電力増幅に用いられる電力増幅器としては、Ａ級電力増幅器、ＡＢ級電力増幅器などが知られている。しかし、ＡＢ級電力増幅器は、大きな電力を消費するため、省エネルギーの観点から電力変換効率の改善が望まれている。

電力変換効率が高い電力増幅器としては、Ｆ級電力増幅器、逆Ｆ級電力増幅器などが知られている。逆Ｆ級（Ｆ級）電力増幅器では、消費電力を削減するために、偶数次（奇数次）高調波の信号に対しては開放状態となり、奇数次（偶数次）高調波の信号に対しては短絡状態となるようにインピーダンス整合を行うことが必要である。以下、このようなインピーダンス整合を「逆Ｆ級（Ｆ級）のインピーダンス条件を満たす」と称する。

図１は、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器の構成を示す回路図である。

図１に示すように、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、トランジスタ１の出力端子６に、長さ１／４波長、特性インピーダンスＺ_To（≒（Ｚ_TrＺ_O）^1/2）の４分の１波長線路２が直列に接続されている。また、特性インピーダンスＺ_Oの伝送路７と４分の１波長線路２とが接続される接続点５には、長さ１／８波長、特性インピーダンスＺ_T1（＝６０Ω）の８分の１波長線路３と、長さ１／１２波長、特性インピーダンスＺ_T2（＝６０Ω）の１２分の１波長線路４と、が設けられている。

なお、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、４分の１波長線路２と、８分の１波長線路３と、１２分の１波長線路４と、によりフィルター回路が構成されている。

８分の１波長線路３により接続点５において、第２高調波は短絡となり、１２分の１波長線路４により接続点５において、第３高調波も短絡となる。４分の１波長線路２は、第２高調波に対して２分１の波長となるため、トランジスタ１の出力端子６において、第２高調波のインピーダンスは零である。また、４分の１波長線路２は、第３高調波に対して４分の３波長線路となるため、出力端子６における第３高調波のインピーダンスは無限大となっている。

このように、上記のフィルター回路により、２次高調波、３次高調波に対するインピーダンスを設定することで、Ｆ級のインピーダンス条件を満たし、電力変換効率の高効率化を図ることができる。

特許第２５１３１４６号公報（第４頁、図１）

上述のように、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、フィルター回路により、８分の１波長線路３での２次高調波の短絡状態、１２分の１波長線路４での３次高調波の短絡状態、４分の１波長線路２での２次高調波の短絡状態へのインピーダンス変換、および、３次高調波の開放状態へのインピーダンス変換を行うことが可能である。

しかし、特許文献１に記載のＦ級電力増幅器においては、短絡状態、開放状態へのインピーダンス変換が可能な周波数が、２次高調波、３次高調波の近傍の周波数のみであり、狭帯域なＦ級電力増幅器となってしまうという問題がある。

そこで、本発明の目的は、広帯域に渡って、高調波の信号に対して短絡状態または開放状態となるフィルター回路、これを用いたＦ級電力増幅器および逆Ｆ級電力増幅器を提供することにある。

本発明のフィルター回路は、
所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であって、
前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長オープンスタブと、
前記１／４波長オープンスタブの入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する第１の位相調整部と、を備える。

本発明の第１のＦ級電力増幅器は、
前記フィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である。

本発明の第２のＦ級電力増幅器は、
前記フィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である。

本発明の第１の逆Ｆ級電力増幅器は、
前記フィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である。

本発明の第２の逆Ｆ級電力増幅器は、
前記フィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である。

本発明のフィルター回路は、１／４波長オープンスタブの正の群遅延特性を、位相調整部の負の群遅延特性によって打ち消し合うことで、広帯域に渡って１／４波長のオープンスタブとして機能する。

そのため、本発明のフィルター回路は、広帯域に渡って、高調波の信号に対して短絡状態になるという効果が得られる。

特許文献１に記載のＦ級電力増幅器の構成を示す回路図である。本発明の第１の実施形態のフィルター回路１００の構成を示す回路図である。強磁性体の強磁性共鳴（ＦＭＲ）時の透磁率の周波数特性を示す模式図である。本発明の第１の実施形態のフィルター回路１００の位相特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第１の実施形態のフィルター回路１００の透過特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第２の実施形態のフィルター回路２００の構成を示す回路図である。本発明の第２の実施形態のフィルター回路２００の透過特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第２の実施形態のフィルター回路２００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００の構成を示す回路図である。本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００からフィルター回路１００を取り除いた回路のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００の透過特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第３の実施形態のフィルター回路３００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。本発明の第４の実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の構成を示す回路図である。本発明の第４の実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の電力変換効率（ドレイン効率）の周波数特性を示す図である。

以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
（１）第１の実施形態
図２は、本実施形態のフィルター回路１００の構成を示す回路図である。

本実施形態のフィルター回路１００は、所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であり、図２に示すように、所定の周波数帯域の上限周波数の１／４波長の長さの１／４波長オープンスタブ１１と、１／４波長オープンスタブ１１の入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する位相調整部（第１の位相調整部）１２と、を備える。

位相調整部１２は、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定している。この配列体の例として、例えば、非特許文献（Pingshan Wang et al., "Tailoring High-Frequency Properties of Permalloy Films by Submicrometer Patterning", IEEE TRANSACTIONS ON MAGNETICS, VOL. 45, NO. 1, pp.71-74, JANUARY 2009. Fig.1）には、伝送線路上の長軸方向および短軸方向に複数の細線を配列した配列体が図示されている。

なお、図２においては、本実施形態のフィルター回路１００の効果を示すため、フィルター回路１００の入力部分に信号源１３を、出力部分に負荷１４を、それぞれ接続している。

ここで、位相調整部１２を構成する強磁性体では、特定の周波数の入力信号のマイクロ波によって磁化の歳差運動が励起される、強磁性共鳴（ＦＭＲ：Ferromagnetic Resonance）と呼ばれる現象が生じる。

この際、強磁性体の透磁率の実部μ_Reは、図３に示すように、周波数が高くなるにしたがって一旦増大するが、その後に減少するという振る舞いを示す。ＦＭＲを生じる周波数は、強磁性体の材質、形状、異方性磁場（結晶磁気異方性）、印加する外部磁場の強度や方向に応じて変化する。

以下では、簡易的な動作を示すため、μ_Reが低下する領域では、図３の近似直線のように、μ_Reを線形的に近似できるものとし、また、強磁性体の透磁率の虚部μ_Imは無視するものとする。

また、以下では、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数をｆ₀、下限周波数を（ｆ₀−Δｆ）とし、フィルター回路１００がフィルタリングする所定の周波数帯域を、基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域２（ｆ₀−Δｆ）〜２ｆ₀とし、μ_Re＝０となる周波数（後述の強磁性共鳴周波数）が２ｆ₀であるものとする。

また、以下では、強磁性体細線で形成された位相調整部１２のインダクタンスは、２ｆ₀を中心に周波数に対して線形で変化するモデルとして取り扱う。すなわち、位相調整部１２のインダクタンスＬ₆を以下の数式１のように取り扱う。

数式１において、Ｌｍａｇは、図３におけるμ_Reの最大値μ_maxに比例定数Ａを乗算したＡ×μ_maxである。数式１において、Ｌは、ｆ＝２ｆ₀のときに０となり、ｆ＝２（ｆ₀−Δｆ）のときにＬｍａｇとなる。

ここで、強磁性共鳴周波数ω_Fは、位相調整部１２が強磁性体細線で形成される場合、以下の数式２のように表すことができ、また、数ＧＨｚオーダーの共鳴周波数となることが非特許文献（A. Yamaguchi et al., "Broadband ferromagnetic resonance of Ni₈₁Fe₁₉ wires using a rectifying effect", Physical Review B 78, 104401(2008)）に示されている。

数式２において、γ₀は磁気回転比である。また、Ｈ_b，Ｈ_Cは、それぞれ、以下の数式３，４のように表される。

数式３，４において、Ｎ_x，Ｎ_y，Ｎ_zは、それぞれ、強磁性体細線の長軸方向、短軸方向、膜厚方向成分の反磁界係数である。また、Ｈ_extは、強磁性体細線に印加した外部磁界の大きさである。また、Ｍ_sは、強磁性体細線に用いた強磁性体の飽和磁化である。また、θは、強磁性体細線の長軸方向と外部磁界とのなす角度（ただし、外部磁界は膜面内に印加されているものとする）である。また、Ψは、強磁性体細線の長軸方向と強磁性体細線中の磁化とがなす角度である。

図４は、本実施形態のフィルター回路１００の位相特性のシミュレーション結果を示し、図５は、本実施形態のフィルター回路１００の透過特性のシミュレーション結果を示している。

なお、図４および図５においては、信号源１３を構成する抵抗と負荷１４とを共に５０Ω、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨ、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数ｆ₀を２．１４ＧＨｚ、２Δｆ＝２×（２．１４−１．７５）ＧＨｚに設定している。

また、図４においては、破線は、位相調整部１２の周波数特性を示し、２点鎖線は、１／４波長オープンスタブ１１の周波数特性を示し、実線は、本実施形態のフィルター回路１００の周波数特性を示している。

また、図５においては、実線は、本実施形態のフィルター回路１００の透過特性を示し、破線は、本実施形態のフィルター回路１００から位相調整部１２を取り除き、１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路の透過特性を示している。

図４の破線に示すように、位相調整部１２は、数式１に示した周波数依存性（負の群遅延特性）を有しているため、図４の２点鎖線に示すような１／４波長オープンスタブ１１の正の群遅延特性と打ち消し合う。

その結果、図４に実線で示すように、両者を直列に接続した本実施形態のフィルター回路１００の群遅延特性は、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、ほぼ９０度にフラット化できる。

そのため、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って１／４波長のオープンスタブとして機能する。

これにより、図５に実線で示すように、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って入力信号を透過させることができ、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態となる。

これに対して、図５に破線で示すように、１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路は、４．２８ＧＨｚ付近でのみ短絡状態となる。

上述したように本実施形態のフィルター回路１００においては、フィルタリングする所定の周波数帯域の上限周波数を４．２８ＧＨｚとしたとき、１／４波長オープンスタブ１１の正の群遅延特性を、位相調整部１２の負の群遅延特性によって打ち消し合うことで、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って回路全体の群遅延特性をほぼ９０度にフラット化できるため、１／４波長のオープンスタブとして機能する。

これにより、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態となり、広帯域短絡フィルター回路として機能する。
（２）第２の実施形態
図６は、本実施形態のフィルター回路２００の構成を示す回路図である。

本実施形態のフィルター回路２００は、所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であり、図６に示すように、図２に示した第１の実施形態のフィルター回路１００と、フィルター回路１００の入力端子に接続され、所定の周波数帯域の上限周波数の１／４波長の長さの１／４波長伝送線路１５と、を有している。

位相調整部１２は、第１の実施形態と同様に、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定し、位相調整部１２のインダクタンスの周波数依存性は、数式１のように取り扱う。

また、図６においては、本実施形態のフィルター回路２００の効果を示すため、第１の実施形態と同様に、フィルター回路２００の入力部分に信号源１３を、出力部分に負荷１４を、それぞれ接続している。

図７は、本実施形態のフィルター回路２００の透過特性のシミュレーション結果を示し、図８は、本実施形態のフィルター回路２００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示している。

なお、図７および図８においては、信号源１３を構成する抵抗と負荷１４とを共に５０Ω、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨ、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数ｆ₀を２．１４ＧＨｚ、２Δｆ＝２×（２．１４−１．７５）ＧＨｚに設定している。

また、図７および図８においては、実線は、本実施形態のフィルター回路２００の特性を示し、破線は、本実施形態のフィルター回路２００から位相調整部１２を取り除き、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路の特性を示している。

図７に示すように、第１の実施形態のフィルター回路１００は、上述の通り、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って広帯域短絡フィルター回路として機能する。

そのため、フィルター回路１００の入力端子部分のａ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺ_aは、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になっている。

ただし、本実施形態のフィルター回路２００においては、１／４波長伝送線路１５を設けており、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスＺ_aは、１／４波長伝送線路１５によってインピーダンス変換されることになる。

その結果、図８に実線で示すように、信号源１３の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺ_loadは、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、高いインピーダンスを維持し、開放状態となる。

これに対して、図８に破線で示すように、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路においては、インピーダンスＺ_loadは、４．２８ＧＨｚ付近でのみ開放状態となる。

上述したように本実施形態のフィルター回路２００においては、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスが、１／４波長伝送線路１５によって開放状態にインピーダンス変換される。

これにより、本実施形態のフィルター回路１００は、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って開放状態となり、広帯域開放フィルター回路として機能する。
（３）第３の実施形態
図９は、本実施形態のフィルター回路３００の構成を示す回路図である。

本実施形態のフィルター回路３００は、所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であり、図９に示すように、図２に示した第１の実施形態のフィルター回路１００と、フィルター回路１００の入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する位相調整部（第２の位相調整部）１６と、位相調整部１６の入力端子に接続され、所定の周波数帯域の上限周波数の１／４波長の長さの１／４波長伝送線路１５と、を有している。

位相調整部１２，１６は、第１および第２の実施形態と同様に、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定し、位相調整部１２，１６のインダクタンスの周波数依存性は、数式１のように取り扱う。

また、図９においては、本実施形態のフィルター回路３００の効果を示すため、第１および第２の実施形態と同様に、フィルター回路３００の入力部分に信号源１３を、出力部分に負荷１４を、それぞれ接続している。

本実施形態のフィルター回路３００においては、１／４波長伝送線路１５だけでなく、位相調整部１６も用いてインピーダンス変換を行う。以下、この動作の効果を説明する。

位相調整部１６は、数式１に示した周波数依存性（負の群遅延特性）を有しているため、１／４波長伝送線路１５の正の群遅延特性と打ち消し合う。そのため、位相調整部１６と１／４波長伝送線路１５とを直列に接続した回路全体の群遅延特性は、位相調整部１２と１／４波長オープンスタブ１１とを直列に接続した回路と同様に、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、ほぼ９０度にフラット化できる（図４参照）。

図１０は、信号源１３の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺ_loadの周波数特性を示している。

ただし、図１０においては、フィルター回路１００の部分を取り除いた状態とし、信号源１３を構成する抵抗を５０Ω、負荷１４を２５Ωに設定している。また、実線は、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５でインピーダンス変換を行う場合の周波数特性を示し、破線は、１／４波長伝送線路１５のみでインピーダンス変換を行う場合の周波数特性を示している。

図１０に破線で示すように、１／４波長伝送線路１５のみでインピーダンス変換を行う場合は、２５Ωの負荷１４のインピーダンスは、４．２８ＧＨｚ付近でのみ１００Ωに変換されている。

これに対して、図１０に実線で示すように、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５でインピーダンス変換を行う場合、上述のように、両者を直列に接続した回路全体の群遅延特性は、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡ってほぼ９０度にフラット化されるため、２５Ωの負荷１４のインピーダンスは、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、略同様に１００Ωに変換されている。

図１１は、本実施形態のフィルター回路３００の透過特性のシミュレーション結果を示し、図１２は、本実施形態のフィルター回路３００のインピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果を示している。

なお、図１１および図１２においては、信号源１３を構成する抵抗と負荷１４とを共に５０Ω、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨ、入力信号の基本波周波数帯域の上限周波数ｆ₀を２．１４ＧＨｚ、２Δｆ＝２×（２．１４ＧＨｚ−１．７５）ＧＨｚに設定している。

また、図１１および図１２においては、実線は、本実施形態のフィルター回路３００の特性を示し、破線は、本実施形態のフィルター回路３００から位相調整部１２，１６を取り除き、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路の特性を示している。

図１１に示すように、第１の実施形態のフィルター回路１００は、上述の通り、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って広帯域短絡フィルター回路として機能する。

ただし、本実施形態のフィルター回路３００においては、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５を設けており、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスＺ_aは、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５によってインピーダンス変換されることになる。

また、図１０に示したように、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５によってインピーダンス変換を行う場合、インピーダンスＺ_aは、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って、略同様にインピーダンス変換されることになる。

その結果、図１２に実線で示すように、信号源１３の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺ_loadは、図１１に示す透過特性に対応するものとなり、３．５ＧＨｚ付近と４．２８ＧＨｚ付近で特に高くなり、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚよりもさらに広帯域に渡って、高いインピーダンスを維持し、開放状態となる。

これに対して、図１２に破線で示すように、１／４波長伝送線路１５と１／４波長オープンスタブ１１のみで構成したフィルター回路においては、インピーダンスＺ_loadは、４．２８ＧＨｚ付近でのみ開放状態となる。

上述したように本実施形態のフィルター回路３００においては、フィルター回路１００の入力端子部分で３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って短絡状態になったインピーダンスが、位相調整部１６および１／４波長伝送線路１５によって開放状態にインピーダンス変換される。また、このとき、位相調整部１６の効果により、さらに広帯域に渡って開放状態にインピーダンス変換される。

これにより、本実施形態のフィルター回路３００は、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚよりもさらに広帯域に渡って開放状態となり、広帯域開放フィルター回路として機能する。
（４）第４の実施形態
図１３は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の構成を示す回路図である。

図１３に示すように、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）で構成した増幅素子１７と、図９に示した第３の実施形態のフィルター回路３００と、を有している。

位相調整部１２，１６は、第１〜第３の実施形態と同様に、強磁性体（パーマロイなど）で形成した細線、あるいは、そのような複数の細線を伝送線路上に配列した配列体を想定し、位相調整部１２，１６のインダクタンスの周波数依存性は、数式１のように取り扱う。

フィルター回路３００においては、増幅素子１７の出力端子に１／４波長伝送線路１５の入力端子が接続され、増幅素子１７の出力信号が入力される。増幅素子１７の出力信号には、基本波周波数帯域の信号成分と、基本波周波数帯域の整数倍の周波数成分である高調波周波数帯域の信号成分と、が含まれる。

また、図１３においては、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の効果を示すため、第１〜第３の実施形態と同様に、逆Ｆ級電力増幅器４００の出力部分に負荷１４を接続している。

また、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の効果を確かめるため、フィルター回路３００がフィルタリングする所定の周波数帯域は、増幅素子１７の出力する２次高調波周波数帯域に対応するものとする。

以下では、具体例として、入力信号の基本波周波数帯域を１．７５ＧＨｚ〜２．１４ＧＨｚとし、２次高調波周波数帯域を３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚとする。

ここで、フィルター回路３００においては、Ｌｍａｇ＝０．６６ｎＨに設定すると、増幅素子１７の出力端子部分のｂ点から負荷１４側を見たインピーダンスＺ_loadは、２次高調波周波数帯域である３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って開放状態となり、逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たす。

図１４は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の電力変換効率（ドレイン効率）の周波数特性を示している。

なお、図１４においては、実線は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００の電力変換効率の周波数特性を示し、破線は、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００から位相調整部１２，１６を取り除いた逆Ｆ級電力増幅器の電力変換効率の周波数特性を示している。

図１４に破線で示すように、位相調整部１２，１６を取り除いた逆Ｆ級電力増幅器においては、２．１４ＧＨｚ付近では高い電力変換効率を示すが、周波数がずれると急激に電力変換効率が劣化する。

これに対して、本実施形態の逆Ｆ級電力増幅器４００においては、３．５ＧＨｚ〜４．２８ＧＨｚの広帯域に渡って逆Ｆ級のインピーダンス条件を満たすため、広帯域に渡って高い電力変換効率を保つことが可能となる。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

例えば、第４の実施形態においては、第３の実施形態のフィルター回路３００を用いて逆Ｆ級電力増幅器を構成したが、第１または第２の実施形態のフィルター回路１００または２００を用いて逆Ｆ級電力増幅器を構成しても良い。なお、第１の実施形態のフィルター回路１００を用いて逆Ｆ級電力増幅器を構成する場合、基本波周波数の３次高調波周波数帯域に渡って短絡状態にすれば良い。

また、第４の実施形態においては、逆Ｆ級電力増幅器を構成したが、第１、第２または第３の実施形態のフィルター回路１００、２００または３００を用いてＦ級電力増幅器を構成しても良い。なお、第２または第３の実施形態のフィルター回路２００または３００を用いてＦ級電力増幅器を構成する場合、基本波周波数の３次高調波周波数帯域に渡って開放状態にすれば良い。

なお、第１の実施形態のフィルター回路１００を用いて逆Ｆ級電力増幅器またはＦ級電力増幅器を構成する場合には、増幅素子１７の出力端子に位相調整部１２の入力端子を接続することになる。

また、第１〜第４の実施形態においては、位相調整部１２，１６は、強磁性体細線を用いて形成したが、負の群遅延特性を有する、ＣＲＬＨ（Composite Right /Left Handed；右手左手系複合）伝送線路を用いて形成してもよい。

また、第４の実施形態においては、逆Ｆ級電力増幅器の増幅素子１７として、ＦＥＴを用いたが、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）などを用いても良く、増幅素子１７の具体的な構造や材料は特に限定されない。

また、逆Ｆ級電力増幅器あるいはＦ級電力増幅器に用いる増幅素子は、増幅素子の有する寄生回路を考慮して外部の整合回路を設計する場合がある。その場合、各実施形態において、１／４波長伝送線路の長さを変更するなどして、寄生回路を考慮した設計に対応することも可能である。

また、第１〜第４の実施形態の各々は、Ｅ級増幅器など他の高調波インピーダンス制御型の電力増幅器、ドハティー電力増幅器のように、複数の電力増幅器を用いる回路に対し、適宜組み合わせて適用することができる。

本出願は、２０１２年４月１９日に出願された日本出願特願２０１２−９５６２９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims

所定の周波数帯域の入力信号をフィルタリングするフィルター回路であって、
前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長オープンスタブと、
前記１／４波長オープンスタブの入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する第１の位相調整部と、を備えるフィルター回路。
前記第１の位相調整部の入力端子に接続され、前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長伝送線路をさらに備える、請求項１に記載のフィルター回路。
前記第１の位相調整部の入力端子に接続され、負の群遅延特性を有する第２の位相調整部と、
前記第２の位相調整部の入力端子に接続され、前記所定の周波数帯域の上限周波数の４分の１波長の長さの１／４波長伝送線路と、をさらに備える、請求項１に記載のフィルター回路。
前記第１の位相調整部は、強磁性体で形成した細線、あるいは、強磁性体で形成した複数の細線を伝送線路上に配列した配列体であり、
前記強磁性体の強磁性共鳴周波数は、前記所定の周波数帯域の上限周波数である、請求項１または２に記載のフィルター回路。
前記第１および第２の位相調整部は、強磁性体で形成した細線、あるいは、強磁性体で形成した複数の細線を伝送線路上に配列した配列体であり、
前記強磁性体の強磁性共鳴周波数は、前記所定の周波数帯域の上限周波数である、請求項３に記載のフィルター回路。
請求項１に記載のフィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である、Ｆ級電力増幅器。
請求項２または３に記載のフィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である、Ｆ級電力増幅器。
請求項１に記載のフィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記第１の位相調整部の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の３次高調波周波数帯域である、逆Ｆ級電力増幅器。
請求項２または３に記載のフィルター回路と、
前記入力信号の基本波周波数帯域の信号成分と、前記基本波周波数帯域の整数倍の高調波周波数帯域の信号成分と、を含む信号を出力する増幅素子と、を備え、
前記フィルター回路は、前記増幅素子の出力端子に前記１／４波長伝送線路の入力端子が接続され、前記増幅素子から出力された信号が前記入力信号として入力され、
前記所定の周波数帯域は、前記入力信号の基本波周波数帯域の２次高調波周波数帯域である、逆Ｆ級電力増幅器。