CN117837081A - 高频放大器 - Google Patents

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CN117837081A CN202280055089.4A CN202280055089A CN117837081A CN 117837081 A CN117837081 A CN 117837081A CN 202280055089 A CN202280055089 A CN 202280055089A CN 117837081 A CN117837081 A CN 117837081A
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国玉博史
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Abstract

本发明提供一种高频放大器，具备：放大器，其对高频信号进行放大；以及阻抗调整部，其调整针对高频的阻抗，该高频是从放大器侧预测负载侧而得的，阻抗调整部具备分布常数电路和集中常数电路。分布常数电路具备与谐波进行谐振的线路长度的传输线路，集中常数电路具备与分布常数电路的谐波以外的谐波以及基波进行谐振的谐振电路。分布常数电路的传输线路由一端为开放端，且具有与各谐波谐振的线路长度的开路短截线构成。高频放大器未具备基波的1/4波长传输线路，通过对基波及谐波进行阻抗调整来进行滤波。

Description

高频放大器
技术领域
本发明涉及F类放大器、逆F类放大器的高频放大器。
背景技术
在放大器中，晶体管的瞬时消耗电力通过瞬时电流与瞬时电压的积来表示，瞬时消耗电力的RF一周期积分值的时间平均成为晶体管的时间平均消耗电力。
A类放大器是晶体管的漏极(drain)端子中的电流与电压为彼此逆相的正弦波，在A类动作中，电流/电压波形的重叠部分较大。因此，放大器的效率较低。B类动作中，将漏极电流通过偏置(bias)设为半波整流波形，且将漏极电压设为正弦波电压。在将漏极电压设为正弦波电压的B类动作中，虽然电流/电压波形的重叠部分变小，但是重叠并没有消失。为了放大器的高效率化，在漏极电压与漏极电流的关系中，求出设为瞬时电压与瞬时电流未同时存在的状态。
在放大器的高效率化中，作为通过时间领域的电压/电流关系来实现高效率化的放大器，已知D类放大器或E类放大器，作为通过频率领域的电压/电流关系来实现高效率化的放大器，已知F类放大器、逆F类放大器。
流入至晶体管的半波整流电流的频率成分是余弦函数的基波与偶数次的谐波。三角函数列为正交函数列，因此即使频率彼此不同的电流与电压同时存在，瞬时电力的一周期积分值成为零，并未发生电力消耗。通过将晶体管的漏极端子的电压设为与电流处于逆相关系的基波及奇次谐波，关于基波，发生功率因子100％的电力，且在全部谐波，电力消耗成为零。
F类放大器的F类负载电路在全部谐波中，电力消耗成为零的电流/电压关系中，对于从晶体管的输出端子预测负载侧而得的负载阻抗，在偶次谐波设为短路，且在奇次谐波设为开放。由此，电流谐波仅成为偶次谐波，电压谐波仅成为奇次谐波。
图13的(a)、(b)示出了F类放大器的结构例，由直流供电电路及负载电路构成。负载电路被设计成，负载阻抗在偶次谐波成为零、在奇次谐波成为无限大。
图13的(a)的F类放大器101A具备：直流供电电路102A；串联连接在构成直流供电电路102A的LDMOS的漏极端与负载106A之间的输出线的传输线路103A；以及与输出线并联连接的并联谐振电路104A。传输线路103A的传输线路长度L1是基波波长的波长λ1的1/4的长度。并联谐振电路104A中，对于基本频率，将阻抗设为开放状态，对于高频数，将阻抗设为短路状态。传输线路103A对于奇次谐波通过传输线路的阻抗变换设为开放状态，对于偶次谐波，传输线路的阻抗变换不作动而设为保持短路状态。(专利文献1)
图13的(b)的F类放大器101B具备：直流供电电路102B；连接在直流供电电路102B的直流电源与LDMOS的漏极端之间的直流供电线的传输线路103B；以及串联连接在漏极端与负载106B之间的串联谐振电路104B。其中，图13的(b)的串联谐振电路104B是电感器Lo与电容器Co串联连接的谐振电路。
传输线路103B的传输线路长度L1是基波的波长λ1的1/4程度，一端通过电容高频地短路，对于第2谐波，相当于1/2波长，对于第3谐波，相当于3/4波长，因此满足对第2谐波为短路，对第3谐波为开放的负载条件。(专利文献2)。
与F类负载电路相反地，逆F类负载电路将负载阻抗在偶次谐波进行开放，在奇次谐波进行短路。由此，电流谐波仅成为奇次谐波，电压谐波仅成为偶次谐波。(专利文献3)
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平09-266421号公报
专利文献2：日本特开平11-234062号公报
专利文献3：国际公开第2013/157298号
发明内容
发明所要解决的课题
为了满足在全部谐波，电力消耗成为零的电流/电压关系的要件，F类放大器要求将偶次谐波短路、将奇次谐波开放的负载阻抗条件。为了满足负载阻抗条件，以往结构的F类放大器具备传输线路长度L1为基波的波长λ1的1/4长度(λ1/4)的传输线路。
逆F类放大器要求将奇次谐波短路、将偶次谐波开放的负载阻抗条件。为了满足逆F类放大器的负载阻抗条件，以往结构的逆F类放大器中，也进行基于基波的1/4波长传输线路的阻抗变换。
以往的F类放大器及逆F类放大器存在放大器的电路尺寸大型化的问题。作为电路尺寸的大型化，存在以下的原因。
(a)由基波的1/4波长传输线路的线路长度导致的大型化
在F类放大器及逆F类放大器中，若晶体管输出的频率f1(＝c(光速)/λ1)为低频率、且基波的波长λ1长时，由于基波的1/4波长传输线路的传输线路长度L1变长，因此存在放大器的电路尺寸大型化的问题。
(b)由基波的1/4波长传输线路的导体宽度导致的大型化
此外，在直流供电线设有基波的1/4波长传输线路的结构中，基波的1/4波长传输线路的导体宽度必须要有与供电电力对应的宽度，伴随供电电力的增大，基波的1/4波长传输线路的导体宽度会增大。导体宽度的增大成为使放大器的电路尺寸大型化的原因。
(c)由谐波的短截线(stub)的线路长度导致的大型化
在由分歧的传输线路(短截线)构成的谐振电路中，若谐波的波长λn(n为谐波次数)长，则分歧的传输线路(短截线)的线路长度变长，因此存在放大器的尺寸大型化的问题。
因此，F类放大器及逆F类放大器的高频放大器存在放大器的电路尺寸大型化的课题。本发明的目的在于解决上述的以往的课题，而将电路尺寸小型化。
用于解决问题的手段
本发明的高频放大器具备：放大器，其对高频信号进行放大；以及阻抗调整部，其调整针对高频的阻抗，该高频是从放大器侧预测负载侧而得的。阻抗调整部通过不需要基波的1/4波长传输线路的结构，对基波及谐波进行阻抗调整来进行滤波。通过不需要基波的1/4波长传输线路的结构，解决因基波的1/4波长传输线路的线路长度及导体宽度导致的大型化。
本发明的高频放大器的阻抗调整部具备分布常数电路和集中常数电路。分布常数电路具备与谐波进行谐振的线路长度的传输线路，集中常数电路具备与分布常数电路的谐波以外的谐波以及基波进行谐振的谐振电路。
分布常数电路的传输线路由其一端为开放端，且具有与各谐波进行共振的线路长度的开路短截线(open stub)构成。
此外，阻抗调整部取代使用在谐波中需要较长的线路长度的短截线的分布常数电路，而通过使用了集中常数电路的结构进行阻抗调整，从而解决因谐波的短截线的线路长度导致的大型化。
本发明的高频放大器中，作为通过频率领域的电压/电流关系实现高效率化的结构，能够应用F类放大器或逆F类放大器。
(F类放大器的高频放大器)
在全部谐波，电力消耗成为零的电流/电压关系中，F类放大器的阻抗条件是从晶体管的输出端子看到负载侧的负载阻抗在偶次谐波为短路状态，在奇次谐波为开放状态。通过该F类放大器的阻抗条件，电流谐波仅成为偶次谐波，电压谐波仅成为奇次谐波。
在F类放大器的高频放大器所具备的阻抗调整部中，分布常数电路的传输线路是将偶次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线，集中常数电路的谐振电路是将基波及奇次谐波阻抗调整为高阻抗的电感性负载。通过该结构，阻抗调整部进行F类动作的阻抗调整。F类放大器的高频放大器在分布常数电路中将偶次谐波通过开路短截线进行阻抗调整，且在集中常数电路中将奇次谐波通过电感性负载进行阻抗调整。
以集中常数电路的谐振电路构成将基波进行阻抗调整的电感性负载，由此不需要基波的1/4波长的传输线路，抑制由基波的1/4波长的传输线路的线路长度或导体宽度导致的电路尺寸的大型化。
构成电感性负载的谐振电路由连接在分布常数电路的输出侧的节点与负载的输入侧的节点之间的电感器和连接在负载的输入侧的节点与接地端之间的电容器构成。
在谐振电路由分歧的传输线路(短截线)构成时，若谐波的波长λn(n为谐波次数)长，则分歧的传输线路(短截线)的线路长度变长，成为电路尺寸大型化的原因。本发明的F类放大器中，以集中常数电路构成谐振电路，因此避免该大型化的问题。
线路长度紧接着基波的传输线路长的传输线路是将2次谐波阻抗调整为零阻抗的分歧的传输线路(短截线)。集中常数电路具备将2次谐波阻抗调整为零阻抗的谐振电路，来取代分布常数电路所具备的对应于2次谐波的开路短截线。由此，不需要线路长度较长的传输线路(短截线)。
(逆F类放大器的高频放大器)
在全部谐波，电力消耗成为零的电流/电压关系中，逆F类放大器的阻抗条件是从晶体管的输出端子观察负载侧的负载阻抗在奇次谐波为短路状态，在偶次谐波为开放状态。根据该F类放大器的阻抗条件，电流谐波仅成为奇次谐波，电压谐波仅成为偶次谐波。
在逆F类放大器的高频放大器所具备的阻抗调整部中，分布常数电路的传输线路是将奇次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线，集中常数电路的谐振电路是由电感器及电容器构成的谐振电路。集中常数电路形成为电容性负载，将基波阻抗调整为电感性负载，将偶次谐波阻抗调整为高阻抗。通过该结构，阻抗调整部进行逆F类动作的阻抗调整。逆F类放大器的高频放大器将偶次谐波通过集中常数电路的电容性负载进行阻抗调整，且将奇次谐波通过分布常数电路的开路短截线进行阻抗调整。
集中常数电路的谐振电路构成将基波设为电感性负载、将偶次谐波阻抗调整为电容性的电容性负载。由此，不需要基波的1/4波长的传输线路，抑制因基波的1/4波长的传输线路的线路长度或导体宽度导致的电路尺寸的大型化。
在集中常数电路中，构成电容性负载的谐振电路由连接在分布常数电路的输出侧的节点与接地端之间的电容器和与负载串联连接的电感器构成。
在谐振电路由分歧的传输线路(短截线)构成的情况下，若谐波的波长λn(n为谐波次数)较长，分歧的传输线路(短截线)的线路长度变长，成为电路尺寸大型化的原因。在逆F类放大器中，电容性负载的谐振电路仅将基波设为电感性负载，将偶次谐波阻抗调整为高阻抗。由此，不需要线路长度较长的传输线路(短截线)，避免电路尺寸大型化的问题。
在逆F类放大器中，线路长度紧接着基波的传输线路长的传输线路将3次谐波阻抗调整为零阻抗的分歧的传输线路(短截线)。集中常数电路具备将3次谐波阻抗调整为零阻抗的谐振电路，来取代分布常数电路所具备的对应于3次谐波的开路短截线。
本发明的高频放大器适用于推挽结构，取得大输出且小失真的输出。
(F类放大器的推挽电路)
在本发明的高频放大器中，F类放大器的推挽结构中，由将彼此逆相的高频信号放大的2个放大器构成推挽电路，2个放大器经由输出变压器连接于负载。
阻抗调整部的电感性负载可以由多个方式来构成。
(a)电感性负载的第1方式
电感性负载的第1方式由输出变压器的漏电感和与2次侧并联连接的电容器构成。
(b)电感性负载的第2方式
电感性负载的第2方式由与输出变压器的1次侧串联连接的电感器和与输出变压器的1次侧或2次侧并联连接的电容器构成。
(c)电感性负载的第3方式
电感性负载的第3方式由与输出变压器的2次侧串联连的电感器和与输出变压器的2次侧并联连接的电容器构成。
(逆F类放大器的推挽电路)
在本发明的高频放大器中，F类放大器的推挽结构中，由将彼此逆相的高频信号放大的2个放大器构成推挽电路，2个放大器经由输出变压器连接于负载。阻抗调整部的电容性负载的一方式由与输出变压器的1次侧或2次侧连接的电感器和电容器的谐振电路构成。
(多层结构)
在本发明的高频放大器中，可形成为将传输线路设在多层基板的电介质层的形态。
(a)多层基板的第1方式
在多层基板的第1方式中，分布常数电路由GND层及电介质的基板层的多层基板构成，在基板层内设置有将2次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线。
(b)多层基板的第2方式
在多层基板的第2方式中，分布常数电路由GND层及电介质的基板层的多层基板构成，在基板层内设置有将3次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线。
通过将开路短截线设在电介质内，传输线路的线路长度被缩短，且电路尺寸被小型化。
发明的效果
如以上说明所示，根据本发明，可使F类放大器及逆F类放大器的高频放大器的放大器的电路尺寸小型化。
附图说明
图1是用于说明本发明的高频放大器的概略结构的图。
图2是用于说明本发明的F类放大器的高频放大器的图。
图3是表示F类放大器的高频放大器所具备的电感性负载(inductive load)的电路例的图。
图4是用于说明基于推挽(push-pull)结构的F类放大器(class-F amplifier)的高频放大器的结构例的图。
图5是用于说明基于推挽结构的F类放大器的高频放大器的结构例的图。
图6是用于说明基于推挽结构的F类放大器的高频放大器的结构例的图。
图7是用于说明基于推挽结构的F类放大器的高频放大器的结构例的图。
图8是用于说明本发明的逆F类放大器(inverse class-F amplifier)的高频放大器的图。
图9是表示逆F类放大器的高频放大器所具备的电容性负载的电路例的图。
图10是用于说明基于推挽结构的逆F类放大器的高频放大器的结构例的图。
图11是用于说明基于推挽结构的逆F类放大器的高频放大器的结构例的图。
图12是用于说明本发明的高频放大器的多层结构的图。
图13是表示现有的F类放大器的结构例的图。
具体实施方式
以下，使用图1说明本发明的高频放大器的概略结构，使用图2说明本发明的F类放大器的高频放大器，使用图3说明电感性负载的电路例，使用图4～图7说明基于推挽结构的F类放大器的高频放大器，使用图8说明本发明的逆F类放大器的高频放大器，使用图9说明电容性负载的电路例，使用图10～图11说明基于推挽结构的逆F类放大器的高频放大器，使用图12说明本发明的高频放大器的多层结构。
[本发明的概略结构]
图1的(a)是用于说明本发明的高频放大器的概略结构的图，图1的(b)是表示基于本发明的F类放大器的高频放大器的概略结构，图1的(c)是表示基于本发明的逆F类放大器的高频放大器的概略结构。
(高频放大器的概略结构)
在图1的(a)中，高频放大器(high frequency amplifier)1具备将高频信号放大的放大器2、以及调整针对从放大器2侧预测负载6侧而得的高频的阻抗的阻抗调整部3。阻抗调整部3对基波(基波)及谐波(harmonics)进行阻抗调整来进行滤波。阻抗调整部3是不具备基波的1/4波长传输线路的结构，通过不需要基波的1/4波长传输线路的结构，抑制由基波的1/4波长传输线路的线路长度及导体宽度导致的大型化。
阻抗调整部3具备分布常数(distributed constant)电路4及集中常数(lumpedconstant)电路5。分布常数电路4具备与谐波进行谐振的线路长度的传输线路。集中常数电路5具备与除了分布常数电路4所阻抗调整的谐波以外的谐波以及基波进行谐振的谐振电路。分布常数电路4的传输线路由一端为开放端的开路短截线(open stub)的传输线路构成。
阻抗调整部3进行使用了集中常数电路的阻抗调整，来取代使用在谐波中需要较长的线路长度的短截线(stub)的阻抗调整。由此，并不需要要用较长的线路长度的短截线。
(a)基于F类放大器的高频放大器的概略结构
在F类动作中，以基波及偶次谐波(even harmonic)的合成所表示的半波整流的电流波形可以通过直流供电电路及将针对奇次谐波(odd harmonic)的负载阻抗设为高阻抗而得，以与电流逆相的基波及奇次谐波的合成所表示的矩形的电压波形可以通过将针对偶次谐波的负载阻抗设为零而得。此时，由于电流与电压的积成为零，因此在放大器的晶体管的电力消耗成为零。F类动作的阻抗条件中，针对从晶体管预测负载侧而得的高频的阻抗在偶次谐波为短路，在奇次谐波为高阻抗，基波的电流/电压彼此逆相。
在阻抗调整部中，F类放大器进行谐波处理以使针对从晶体管的输出端子预测负载侧而得的高频的阻抗满足F类动作的阻抗条件。
使用图1的(b)，说明基于F类放大器的高频放大器1a的概略结构。
在基于高频放大器1a的F类动作中，针对从放大器2预测负载6侧而得的高频的负载阻抗条件在偶次谐波为短路、在奇次谐波为高阻抗。在偶次谐波将负载阻抗设为短路的条件由分布常数电路4a达成，在奇次谐波将负载阻抗设为高阻抗的条件由集中常数电路5a达成。
分布常数电路4a由一端为开放端的开路短截线的传输线路构成。开路短截线具有与偶次谐波谐振的线路长度，进行将偶次谐波设为短路状态的阻抗调整。集中常数电路5a由电感性负载的谐振电路构成，谐振电路进行将奇次谐波设为高阻抗状态的阻抗调整。也可以将进行针对基波的匹配的匹配电路(matching circuit)8设在阻抗调整部3与负载6之间。
(b)基于逆F类放大器的高频放大器的概略结构
逆F类动作的阻抗条件中，针对从晶体管预测负载侧而得的高频的阻抗在奇次谐波为短路、在偶次谐波为高阻抗，基波的电流/电压彼此逆相。
在阻抗调整部中，逆F类放大器进行谐波处理，以使针对从晶体管的输出端子预测负载侧而得的高频的阻抗满足逆F类动作的阻抗条件。
使用图1的(c)，说明基于逆F类放大器的高频放大器1b的概略结构。
在基于高频放大器1b的逆F类动作中，针对从放大器2预测负载6侧而得的高频的阻抗条件中，在奇次谐波为短路、在偶次谐波为高阻抗。
在奇次谐波将负载阻抗设为短路的条件由分布常数电路4b达成，在偶次谐波将负载阻抗设为高阻抗的条件由集中常数电路5b达成。
分布常数电路4b由一端为开放端的开路短截线的传输线路构成。开路短截线具有与奇次谐波谐振的线路长度，进行将奇次谐波设为短路状态的阻抗调整。集中常数电路5b由谐振电路构成，该谐振电路对基波设为预定的电感性负载、对偶次谐波设为电容性负载，谐振电路进行将偶次谐波设为高阻抗状态的阻抗调整。也可以将进行针对基波的匹配的匹配电路8设在阻抗调整部3与负载6之间。
[基于F类放大器的高频放大器的结构例]
图2的(a)、(b)表示基于F类放大器的高频放大器的结构例(1A、1B)。F类放大器1A是通过开路短截线进行2次谐波的阻抗调整的结构，F类放大器1B是通过集中常数电路进行2次谐波的阻抗调整的结构。其中，图中的Lda表示直流电感，Cda表示直流截止电容(DC cutcapacitance)。
(a)F类放大器1A
在图2的(a)中，F类放大器1A由放大器2和阻抗调整部3A构成。放大器2通过直流电压Vdc对LDMOS的漏极电压(drain voltage)进行偏置，用阻抗调整部3A去除得到的方形波状的电压波形的谐波成分后，输出至负载6。阻抗调整部3A由将针对偶次谐波的阻抗短路而设为零的分布常数电路4A、以及将基波设为电感性负载并将针对奇次谐波的阻抗设为高阻抗的电感性负载的集中常数电路5A构成。
进行使针对从放大器2的输出端预测负载6侧而得的高频的阻抗满足F类动作的阻抗条件的谐波处理。
(a1)分布常数电路4A
分布常数电路4A通过开路短截线的传输线路使针对偶次谐波的阻抗短路。开路短截线的一端为开放端，线路长度为偶次谐波的各波长λn(n为偶数)的1/4波长的λn/4。
若将开路短截线的线路长度设为偶次谐波的波长λn(n为偶数)的1/4波长，开路短截线的一方的电压波形成为波节且成为零，因此与开路短截线的开放端侧相反的放大器2的输出端A侧中的偶次谐波成为短路状态。
越是高阶数则偶次谐波成分越小，因此F类动作的阻抗条件的满足以有限个偶次谐波足够。此外，具有n次谐波的线路长度Ln的开路短截线针对n次谐波的奇数倍的谐波，也使阻抗短路，因此即使为限定个数的开路短截线，也可以有效地满足F类动作的阻抗条件。
例如，设为n＝2、4、8时，通过使用与2次谐波(频率f2)、4次谐波(频率f4)及8次谐波(频率f8)对应的线路长度L2、L4、L8这3条开路短截线，可以使至2次谐波、4次谐波、6次谐波、8次谐波、10次谐波、12次谐波为止的偶次谐波的阻抗短路。
2次谐波的开路短截线的线路长度L2为波长λ2的1/4波长λ2/4，基波的波长λ1的1/4波长λ1/4的2分之1的长度。
4次谐波的开路短截线的线路长度L4为波长λ4的1/4波长λ4/4，基波的波长λ1的1/4波长λ1/4的4分之1的长度。
8次谐波的开路短截线的线路长度L8为波长λ8的1/4波长λ8/4，基波的波长λ1的1/4波长λ1/4的8分之1的长度。
2次谐波的线路长度L2的开路短截线除了2次谐波之外，针对2次谐波的3倍的6次谐波以及2次谐波的5倍的10次谐波，也使阻抗短路。4次谐波的线路长度L4的开路短截线除了4次谐波之外，针对4次谐波的3倍的12次谐波、4次谐波的5倍的20次谐波，也使阻抗短路。
8次谐波的线路长度L8的开路短截线除了8次谐波之外，针对8次谐波的3倍的24次谐波、8次谐波的5倍的40次谐波，也使阻抗短路。
因此，通过使用与2次谐波、4次谐波及8次谐波对应的线路长度L2、L4、L8这3条开路短截线，能够使至2次谐波、4次谐波、6次谐波、8次谐波、10次谐波、12次谐波为止的偶次谐波的阻抗短路。
(a2)集中常数电路5A
集中常数电路5A通过电感性负载，将针对奇次谐波的阻抗设为高阻抗。电感性负载由串联连接的电感器Lf和与负载并联连接的电容器Cf构成。LC电路的电感性负载通过设定成频率f1的基波的阻抗成为预定的电感性负载，对于奇次谐波，也将阻抗设为感应性的高阻抗。
(b)F类放大器1B
在图2的(a)所示的F类放大器1A的结构例中，在分布常数电路4A中，通过开路短截线的传输线路使针对2次谐波、4次谐波及8次谐波的阻抗短路。与此相对，图2的(b)所示的F类放大器1B的结构例为将分布常数电路4A的传输线路的一部分置换为集中常数电路的结构。可以将放大器2设为与F类放大器1A相同的结构。
(b1)分布常数电路4B
阻抗调整部3B由使针对偶次谐波的阻抗短路而设为零的分布常数电路4B、将基波的阻抗设为预定的电感性负载并将针对奇次谐波的阻抗设为感应性的高阻抗的集中常数电路5Ba、以及使针对偶次谐波(图2的(b)中为2次谐波)的阻抗短路的集中常数电路5Bb构成，进行针对从放大器2的输出端预测负载6侧而得的高频的阻抗满足F类动作的阻抗条件的谐波处理。
在使针对偶次谐波的阻抗短路的开路短截线中，线路长度最长的开路短截线是针对2次谐波的。分布常数电路4B是将F类放大器1A的分布常数电路4A所具备的针对2次谐波的开路短截线去除，而附加了针对6次谐波的开路短截线的结构。
(b2)集中常数电路5B
另一方面，集中常数电路5B具备将针对奇次谐波的阻抗设为感应性的高阻抗的集中常数电路5Ba、以及使2次谐波短路的集中常数电路5Bb。集中常数电路5Bb是替代针对从分布常数电路4B去除的2次谐波的开路短截线的传输线路的结构。集中常数电路5Bb由电感器Lf2和电容器Cf2的串行电路构成，使2次谐波短路。F类放大器1B将线路长度长的开路短截线去除，从而实现电路尺寸的小型化。
基波的频率较低的情况下，使针对偶次谐波的阻抗短路的开路短截线的线路长度也变长，因此对于更高阶的偶次谐波，也可以取代线路长度长的开路短截线而置换为集中常数电路，由此实现电路尺寸的小型化。
[电感性负载的方式例]
使用图3，说明电感性负载的方式例1～4。
(a)方式例1
方式例1的电感性负载由输出变压器17A的漏电感(leakage inductance)Le、以及与输出变压器17A的2次侧并联连接的电容器Cf构成。其中，将输出变压器17A的耦合系数k、输出变压器的自感/互感的合计设为L时，漏电感Le用Le＝(1-k)L表示。
(b)方式例2
方式例2的电感性负载由与输出变压器17B的1次侧串联连接的电感器Lf和与输出变压器17B的2次侧并联连接的电容器Cf构成。
(c)方式例3
方式例3的电感性负载由与输出变压器17C的1次侧串联连接的电感器Lf和与输出变压器17C的1次侧并联连接的电容器Cf构成。
(d)方式例4
方式例4的电感性负载由与输出变压器17D的2次侧串联连接的电感器Lf和与输出变压器17D的2次侧并联连接的电容器Cf构成。
[基于F类放大器的推挽结构的高频放大器]
本发明的高频放大器中，作为使用将彼此逆相的高频信号放大的2个放大器的推挽结构，可得到高输出、且失真小的输出。F类放大器的推挽结构的2个放大器经由输出变压器与负载连接。以下，示出了在基于F类放大器的推挽结构的高频放大器中，应用了上述的电感性负载的各方式的结构例。
(a)结构例1
图4是表示高频放大器的结构例1。结构例1是应用了上述的电感性负载的方式例1的结构。
结构例1的高频放大器11A具备放大器12A及阻抗调整部13A，放大器12A及阻抗调整部13A通过成对的结构，形成推挽电路。
放大器12A具备放大器12Aa及放大器12Ab这2个放大器(LDMOS)。放大器12Aa及放大器12Ab经由输出变压器17A的电感器被直流电压Vdc偏置，将彼此反相的高频信号作为栅极信号输入，由此彼此反相地进行放大动作。放大器12A也可以是将放大器12Aa和放大器12Ab这2个放大器设在1个封装体内的结构。
构成阻抗调整部13A的分布常数电路14A具备使偶次谐波短路的分布常数电路14Aa及分布常数电路14Ab这2个分布常数电路。分布常数电路14Aa及分布常数电路14Ab通过成对的结构形成推挽电路，分别具备使偶次谐波短路的多个开路短截线。在图4所示的结构例1中，分布常数电路14Aa及分布常数电路14Ab分别具备使2次谐波短路的线路长度为λ2/4的开路短截线、使4次谐波短路的线路长度为λ4/4的开路短截线、以及使8次谐波短路的线路长度为λ8/4的开路短截线这3个开路短截线。
构成阻抗调整部13A的集中常数电路15A由输出变压器17A的漏电感和与2次侧线圈并联连接的电容器Cf构成，形成将奇次谐波阻抗调整为高阻抗的电感性负载。
阻抗调整部13A的输出端经由匹配电路18A与负载16A连接。匹配电路18A是对基波进行匹配的电路，由与输出变压器17A的2次侧串联连接的电感器Lo和与负载并联连接的电容器Co构成。作为负载16A示出了50ohm的例子，但仅是一例并不限定于此。
(b)结构例2
图5示出了高频放大器的结构例2。结构例2是应用了上述的电感性负载的方式例2的结构。
结构例2的高频放大器11B具备放大器12B和阻抗调整部13B，放大器12B及阻抗调整部13B通过成对的结构形成推挽电路。
放大器12B具备放大器12Ba和放大器12Bb这2个放大器(LDMOS)。放大器12Ba和放大器12Bb经由输出变压器17B的电感器被直流电压Vdc偏置，且将彼此反相的高频信号作为栅极信号输入，由此彼此反相地进行放大动作。放大器12B也可以是将放大器12Ba和放大器12Bb这2个放大器设置在1个封装体内的结构。
构成阻抗调整部13B的分布常数电路14B具备使偶次谐波短路的分布常数电路14Ba和分布常数电路14Bb这2个分布常数电路。分布常数电路14Ba和分布常数电路14Bb通过成对的结构形成推挽电路，分别具备使偶次谐波短路的多个开路短截线。在图5所示的结构例2中，分布常数电路14Ba和分布常数电路14Bb分别具备使2次谐波短路的线路长度为λ2/4的开路短截线、使4次谐波短路的线路长度为λ4/4的开路短截线、以及使8次谐波短路的线路长度为λ8/4的开路短截线这3个开路短截线。
构成阻抗调整部13B的集中常数电路15B由与输出变压器17B的1次侧串联连接的电感器Lf和与输出变压器17A的2次侧并联连接的电容器Cf构成，形成将奇次谐波阻抗调整为高阻抗的电感性负载。
阻抗调整部13B的输出端经由匹配电路18B与负载16B连接。匹配电路18B是对基波进行匹配的电路，由与输出变压器17B的2次侧串联连接的电感器Lo和与负载并联连接的电容器Co构成。作为负载16B示出了50ohm的例子，但仅为一例并不限定于此。
(c)结构例3
图6示出了高频放大器的结构例3。结构例3是应用了上述的电感性负载的方式例3的结构。
结构例3的高频放大器11C具备放大器12C和阻抗调整部13C，放大器12C和阻抗调整部13C通过成对的结构形成推挽电路。
放大器12C具备放大器12Ca和放大器12Cb这2个放大器(LDMOS)。放大器12Ca、12Cb经由输出变压器17C的电感器被直流电压Vdc偏置，将彼此反相的高频信号作为栅极信号输入，由此彼此反相地进行放大动作。放大器12C也可以是将放大器12Ca和放大器12Cb这2个放大器设置在1个封装体内的结构。
构成阻抗调整部13C的分布常数电路14C具备使偶次谐波短路的分布常数电路14Ca和分布常数电路14Cb这2个分布常数电路。分布常数电路14Ca和分布常数电路14Cb通过成对的结构形成推挽电路，分别具备使偶次谐波短路的多个开路短截线。在图6所示的结构例3中，分布常数电路14Ca和分布常数电路14Cb分别具备使2次谐波短路的线路长度为λ2/4的开路短截线、使4次谐波短路的线路长度为λ4/4的开路短截线、以及使8次谐波短路的线路长度为λ8/4的开路短截线这3个开路短截线。
构成阻抗调整部13C的集中常数电路15Ca由与输出变压器17C的1次侧串联连接的电感器Lf和并联连接在输出变压器17C的1次侧与接地端(GND)之间的电容器Cf构成，形成将奇次谐波阻抗调整为高阻抗的电感性负载。此外，如图6的(b)所示，集中常数电路15Cb的电容器Cf也可以设为与输出变压器17C的1次侧线圈并联连接的结构。
输出变压器17C的2次侧的输出端经由匹配电路18C与负载16C连接。匹配电路18C是对基波进行匹配的电路，由串联连接的电感器Lo和并联连接的电容器Co构成。作为负载16C示出了50ohm的例子，但仅是一例并不限定于此。
(d)结构例4
图7示出了高频放大器的结构例4。结构例4是应用了上述的电感性负载的方式例4的结构。
结构例4的高频放大器11D具备放大器12D和阻抗调整部13D，放大器12D和阻抗调整部13D通过成对的结构形成推挽电路。
放大器12D具备放大器12Da和放大器12Db这2个放大器(LDMOS)。放大器12Da、12Db经由输出变压器17D的电感器被直流电压Vdc偏置，将彼此反相的高频信号设为栅极信号输入，由此彼此反相地进行放大动作。放大器12D也可以是将放大器12Da和放大器12Db这2个放大器设置在1个封装体内的结构。
构成阻抗调整部13D的分布常数电路14D具备使偶次谐波短路的分布常数电路14Da和分布常数电路14Db这2个分布常数电路。分布常数电路14Da和分布常数电路14Db通过成对的结构形成推挽电路，分别具备使偶次谐波短路的多个开路短截线。在图7所示的结构例中，分布常数电路14Da和分布常数电路14Db分别具备使2次谐波短路的线路长度为λ2/4的开路短截线、使4次谐波短路的线路长度为λ4/4的开路短截线、以及使8次谐波短路的线路长度为λ8/4的开路短截线这3个开路短截线。
构成阻抗调整部13D的集中常数电路15D由与输出变压器17D的2次侧串联连接的电感器Lf和与2次侧并联连接的电容器Cf构成，形成将奇次谐波阻抗调整为高阻抗的电感性负载。
阻抗调整部13D的输出端经由匹配电路18D与负载16D连接。匹配电路18D是对基波进行匹配的电路，由串联连接的电感器Lo和与负载并联连接的电容器Co构成。作为负载16D示出了50ohm的例子，但这仅是一例并不限定于此。
[基于逆F类放大器的高频放大器的结构例]
图8的(a)、(b)示出了基于逆F类放大器的高频放大器的结构例(1C、1D)。结构例1C是通过开路短截线进行3次谐波的阻抗调整的结构，结构例1D是通过集中常数电路进行3次谐波的阻抗调整的结构。其中，图中的Lda表示直流电感，Cda表示直流截止电容。
(a)逆F类放大器1C
在图8的(a)中，逆F类放大器1C由放大器2和阻抗调整部3C构成。放大器2将LDMOS的漏极电压通过直流电压Vdc偏置，将所得的方形波状的电流波形的谐波成分通过阻抗调整部3C去除之后，输出至负载6。
阻抗调整部3C由使针对奇次谐波的阻抗短路而设为零的分布常数电路4C、以及将针对偶次谐波的阻抗设为高阻抗并对基波设为预定的电感性负载的电容性负载的集中常数电路5C构成。进行针对从放大器2的输出端预测负载6侧而得的高频的阻抗满足逆F类动作的阻抗条件的谐波处理。
(a1)分布常数电路4C
分布常数电路4C通过开路短截线的传输线路，使针对奇次谐波的阻抗短路。开路短截线的一端为开放端，线路长度为奇次谐波的各波长λn(n为奇数)的1/4波长的λn/4。
若将开路短截线的线路长度设为奇次谐波的波长λn(n为奇数)的1/4波长，则开路短截线的开放端的电压波形成为波腹(antinode)而成为开放状态，成为与开路短截线的连接端的放大器2的输出端A中的奇次谐波成为短路状态。
越是高阶数则奇次谐波成分越小，因此逆F类动作的阻抗条件的满足以有限个的奇次谐波足够。
例如，设为n＝3、5、7时，使用与3次谐波(频率f3)、5次谐波(频率f5)及7次谐波(频率f7)对应的线路长度L3、L5、L7这3个开路短截线，从而3次谐波、5次谐波、7次谐波的奇次谐波的阻抗被短路。
具有n次谐波的线路长度Ln的开路短截线对于n次谐波的奇数倍的谐波，也使阻抗短路，因此即使是限定个数的开路短截线，也能够有效地满足逆F类动作的阻抗条件。
3次谐波的开路短截线的线路长度L3为波长λ3的1/4波长λ3/4，基波的波长λ1的1/4波长λ1/4的3分之1的长度。
5次谐波的开路短截线的线路长度L5为波长λ5的1/4波长λ5/4，基波的波长λ1的1/4波长λ1/4的5分之1的长度。
关于7次谐波的开路短截线的线路长度L7也相同，是基波的波长λ1的1/4波长λ1/4的7分之1的长度。
具有n次谐波的线路长度Ln的开路短截线对于n次谐波的奇数倍的谐波，也使阻抗短路，因此即使为限定个数的开路短截线，也能够有效地满足逆F类动作的阻抗条件。若利用奇数倍的谐波的关系，能够通过3次谐波的开路短截线省略9次谐波的开路短截线。由此，通过使用与3次谐波、5次谐波、7次谐波对应的线路长度L3、L5、L7这3个开路短截线，能够使至3次谐波、5次谐波、7次谐波、9次谐波为止的奇次谐波的阻抗短路。
(a2)集中常数电路5C
集中常数电路5C为电容性负载，由与负载串联连接的电感器Lf和并联连接的电容器Cf构成，将针对偶次谐波的阻抗设为高阻抗，对于基波设为预定的电感性负载。也可以如图中虚线所示，电容器Cf串联连接在输出端A与接地端之间。
(b)逆F类放大器1D
在图8的(b)中，逆F类放大器1D由放大器2和阻抗调整部3D构成。放大器2将LDMOS的漏极电压通过直流电压Vdc偏置，将所得的方形波状的电流波形所包含的谐波成分通过阻抗调整部3D去除之后，输出至负载6。
在图8的(a)所示的逆F类放大器1C的结构例中，在分布常数电路4C中，通过开路短截线的传输线路使针对3次谐波、5次谐波和7次谐波的阻抗短路。与此相对，在图8的(b)所示的逆F类放大器1D的结构例中，在逆F类放大器1C的结构例的分布常数电路4C所具备的传输线路中，对于针对3次谐波的阻抗，将开路短截线的传输线路置换为集中常数电路，对于针对剩下的5次谐波、7次谐波和9次谐波的阻抗，与逆F类放大器1C的结构例同样地由开路短截线的传输线路的分布常数电路4D构成。放大器2也可以设为与逆F类放大器1C相同的结构。
(b1)阻抗调整部3D
在图8的(b)所示的逆F类放大器1D的结构例中，阻抗调整部3D由如下部件构成：对于从输出端A预测负载6侧而得的阻抗，使针对奇次谐波(5次谐波、7次谐波和9次谐波)的阻抗短路而设为零的分布常数电路4D；将针对偶次谐波的阻抗开放而设为高阻抗，且对基波设为预定的电感性负载的电容性负载5Da；以及使针对3次谐波的阻抗短路的串联谐振电路5Db，进行针对从放大器2的输出端A预测负载6侧而得的高频的阻抗满足逆F类动作的阻抗条件的谐波处理。此时，电容性负载5Da和串联谐振电路5Db构成集中常数电路5D。
(b2)分布常数电路4D
在使针对奇次谐波的阻抗短路的开路短截线的中，线路长度最长的开路短截线是针对3次谐波的。分布常数电路4D是将逆F类放大器1C的分布常数电路4C所具备的针对3次谐波的开路短截线去除的结构，由此省去线路长度长的开路短截线的长度而将电路尺寸小型化。
与分布常数电路4C同样地，分布常数电路4D通过开路短截线的传输线路使针对奇次谐波的阻抗短路。开路短截线的一端为开放端，线路长度为奇次谐波的各波长λn(n为奇数)的1/4波长的λn/4。分布常数电路4D并未具备针对3次谐波的开路短截线，因此除了针对5次谐波、7次谐波的开路短截线之外，还具备在分布常数电路4C中省略的针对9次谐波的开路短截线。
若将开路短截线的线路长度设为奇次谐波的波长λn(n为奇数)的1/4波长，则开路短截线的开放端的电压波形成为波腹而成为开放状态，成为与开路短截线的连接端的放大器2的输出端A中的奇次谐波成为短路状态。
(b3)集中常数电路5D
集中常数电路5D具备电容性负载5Da和串联谐振电路5Db。电容性负载5Da是电容性负载，由与负载串联连接的电感器Lf和并联连接的电容器Cf构成，将针对偶次谐波的阻抗设为高阻抗，对于基波设为预定的电感性负载。
也可以如图中虚线所示，电容器Cf串联连接在输出端A与接地端之间。串联谐振电路5Db由电感器Lf3和电容器Cf3的串行电路构成，取代针对3次谐波的开路短截线的传输线路而使用集中常数电路，使针对频率f3的3次谐波的阻抗短路。
逆F类放大器1D去除线路长度较长的开路短截线，从而实现电路尺寸的小型化。在基波的频率较低的情况下，使针对奇次谐波的阻抗短路的开路短截线的线路长度也变长，因此对于更高阶的奇次谐波，也可以取代线路长度较长的开路短截线而置换为集中常数电路，由此实现电路尺寸的小型化。
[电容性负载的方式例]
使用图9，说明电容性负载的方式例1、2。图9的(a)～图9的(c)表示方式例1，图9的(d)表示方式例2。
(a)方式例1
方式例1的电容性负载由与输出变压器17E的线圈串联连接的电感器Lf和与输出变压器17E的1次侧线圈并联连接的电容器Cf构成。图9的(a)所示的例子是电感器Lf与输出变压器17E的1次侧线圈串联连接的结构例，图9的(b)所示的例子是电感器Lf与输出变压器17E的2次侧线圈串联连接的结构例。图9的(c)所示的例子是电感器Lf与输出变压器17E的1次侧线圈串联连接，且电容器Cf在1次侧线圈的两端分别与接地端连接的结构例。电感器Lf也可以利用变压器的漏感(leakage inductor)。
(b)方式例2
方式例2的电容性负载由在输出变压器17F的2次侧与输出变压器17F的线圈串联连接的电感器Lf和并联连接的电容器Cf构成。图9的(d)示出了方式例2。
[基于逆F类放大器的推挽结构的高频放大器]
本发明的高频放大器设为在逆F类放大器中还使用将彼此反相的高频信号放大的2个放大器的推挽结构，能够得到高输出且失真小的输出。逆F类放大器的推挽结构的2个放大器经由输出变压器与负载连接。以下，示出了在基于逆F类放大器的推挽结构的高频放大器中应用了上述的电感性负载的各方式的结构例。
(a)结构例5
图10示出了高频放大器的结构例5。结构例5是应用了电容性负载的方式例1的结构。其中，在此示出了电感器Lf设在输出变压器17E的两端的结构。
结构例5的高频放大器11E具备：放大器12E和阻抗调整部13E，放大器12E和阻抗调整部13E通过成对结构形成推挽电路。
放大器12E具备放大器12Ea和放大器12Eb这2个放大器(LDMOS)。放大器12Ea、12Eb经由输出变压器17E的1次侧的电感器被直流电压Vdc偏置。放大器12Ea和放大器12Eb被施加彼此反相的高频信号作为栅极信号，由此彼此反相地进行放大动作，并进行推挽动作。
阻抗调整部13E具备分布常数电路14E和集中常数电路15E。分布常数电路14E具备使奇次谐波短路的分布常数电路14Ea和分布常数电路14Eb这2个分布常数电路。分布常数电路14Ea和分布常数电路14Eb通过成对的结构形成推挽电路，分别具备使奇次谐波短路的多个开路短截线。在图10所示的结构例5中，分布常数电路14Ea和分布常数电路14Eb分别具备使3次谐波短路的线路长度为λ3/4的开路短截线、使5次谐波短路的线路长度为λ5/4的开路短截线、以及使7次谐波短路的线路长度为λ7/4的开路短截线这3个开路短截线。
集中常数电路15E由与输出变压器17E的1次侧串联连接的电感器Lf和并联连接的电容器Cf构成，对基波设为预定的电感性负载，且形成将偶次谐波阻抗调整为高阻抗的电容性负载。
阻抗调整部13E的输出端经由匹配电路18E与负载16E连接。匹配电路18E是对基波进行匹配的电路，由串联连接的电感器Lo和并联连接的电容器Co构成。作为负载16E示出了50ohm的例子，但这仅是一例并不限定于此。
(b)结构例6
图11示出了高频放大器的结构例6。结构例6是应用电容性负载的方式例2的结构。
结构例6的高频放大器11F具备放大器12F和阻抗调整部13F，放大器12F和阻抗调整部13F通过设为成对结构而形成推挽电路。高频放大器11F的结构除了构成电容性负载的集中常数电路15F的方式之外，与高频放大器11E的结构相同。
放大器12F具备放大器12Fa和放大器12Fb这2个放大器(LDMOS)。放大器12Fa、12Fb经由输出变压器17F的1次侧的电感器被直流电压Vdc偏置。放大器12Fa和放大器12Fb被施加彼此反相的高频信号作为栅极信号，由此彼此反相地进行放大动作，进行推挽动作。
阻抗调整部13F具备分布常数电路14F和集中常数电路15F。分布常数电路14F具备使奇次谐波短路的分布常数电路14Fa和分布常数电路14Fb这2个分布常数电路。分布常数电路14Fa和分布常数电路14Fb通过成对的结构形成推挽电路，分别具备使奇次谐波短路的多个开路短截线。在图11所示的结构例6中，分布常数电路14Fa和分布常数电路14Fb分别具备使3次谐波短路的线路长度为λ3/4的开路短截线、使5次谐波短路的线路长度为λ5/4的开路短截线以及使7次谐波短路的线路长度为λ7/4的开路短截线这3个开路短截线。
集中常数电路15F由与输出变压器17F的2次侧串联连接的电感器Lf和并联连接的电容器Cf构成，对基波设为预定的电感性负载，形成对偶次谐波阻抗调整为高阻抗的电容性负载。
阻抗调整部13F的输出端经由匹配电路18F与负载16F连接。匹配电路18F是对基波进行匹配的电路，由串联连接的电感器Lo和并联连接的电容器Co构成。作为负载16F示出了50ohm的例子，但这仅是一例并不限定于此。电感器Lf也可以设为包含在电感器Lo的结构。
[高频放大器的多层构造]
通过多层构造的应用，构成本发明的高频放大器，在构成多层构造的多层基板配置分布常数电路的传输线路。作为多层构造，可使用带状线(stripline)构造及微带状线构造。图12示出了多层基板的结构例。
(a)带状线构造
图12的(a)的多层基板是将上下表面形设为GND层且在上下的GND层之间的内层夹着基板材的带状线构造，在内层配置传输线路。在带状线构造中，波长缩短率vf(＝1/√εr)取决于基板材的相对介电常数εr，因此可使用高介电质的基板材来缩短传输线路的长度。在本发明的高频放大器中，2次谐波所使用的开路短截线的传输线路TL2的线路长度最长，因此通过将该传输线路TL2配置在带状线构造的内层的基板材内，可有助于电路尺寸的小型化。
(b)微带状线构造
图12的(b)的多层基板是将背表面设为GND层且在GND层的上层设有基板材的微带状线构造，在基板材内与基板上的表层即空气层配置传输线路。
在微带状线构造中，空气层与基板的实效相对介电常数εr’是基板材的相对介电常数εr的0.6～0.8倍，因此相较于设为带状线构造的情况，线路长度变长。另一方面，4次谐波、8次谐波所使用的开路短截线的传输线路TL4、TL8的线路长度比2次谐波的传输线路TL短，因此在实效相对介电常数εr’小的空气层配置有传输线路的微带状线构造中，传输线路TL4、TL8的线路长度并不会超过2次谐波的传输线路TL的线路长度，针对电路尺寸的小型化的影响较小。
(c)多层构造
图12的(c)示出了将带状线构造与微带状线构造进行层叠而得的多层构造。
在该多层构造中，通过将带状线构造和微带状线构造进行层叠而形成为多层，其中，带状线构造是在上表面GND层与下表面GND层之间夹着基板材，在基板材内配置有线路长度长的传输线路TL2的构造，微带状线构造是将带状线构造的上表面GND层设为里GND层，且在里GND层上的基板材的上表面配置有线路长度短的传输线路TL4、TL8的构造。传输线路TL2与传输线路TL4、TL8经由多层贯穿通孔而连接。
其中，上述实施方式及变形例中的记述是本发明的宽带RF电源的一例，本发明并不限定于各实施方式，可根据本发明的要旨进行各种变形，并不将这些从本发明的范围中排除。
产业上可利用性
本发明的高频放大器能够应用于半导体制造装置或液晶面板制造装置等中使用的高频电源(RF发生器)。
符号说明
1、1a、1b高频放大器
1A、1B F类放大器
1C逆F类放大器
1D逆F类放大器
2放大器
3、3A、3B、3C、3D阻抗调整部
4、4A、4B、4C、4D分布常数电路
4a、4b分布常数电路
5、5A、5B、5C、5D集中常数电路
5Ba、5Bb集中常数电路
5Da电容性负载
5Db串联谐振电路
5a集中常数电路
5b集中常数电路
6负载
8匹配电路
11A、11B、11C、11D、11E、11R高频放大器
12A、12B、12C、12D、12E、12R放大器
12Aa、12Ab放大器
12Ba、12Bb放大器
12Ca、12Cb放大器
12Da、12Db放大器
12Ea、12Eb放大器
12Ra、12Rb放大器
13A、13B、13C、13D、13E、13R阻抗调整部
14A、14B、14C、14D、14E、14R分布常数电路
14Aa、14Ab分布常数电路
14Ba、14Bb分布常数电路
14Ca、14Cb分布常数电路
14Da、14Db分布常数电路
14Ea、14Eb分布常数电路
14Ra、14Rb分布常数电路
15A、15B、15C、15D、15E、15R集中常数电路
16A、16B、16C、16D、16E、16R负载
17A、17B、17C、17D、17E、17R输出变压器
18A，18B、18C、18D、18E、18R匹配电路
101A、101B F类放大器
102A、102B直流供电电路
103A、103B传输线路
104A并联谐振电路
104B串联谐振电路
106A、106B负载
TL、TL2、TL4、TL8传输线路。

Claims (14)

1.一种高频放大器，其特征在于，具备：
放大器，其对高频信号进行放大；以及
阻抗调整部，其调整针对高频的阻抗，该高频是从所述放大器侧预测负载侧而得的，
所述阻抗调整部具备分布常数电路和集中常数电路，
所述分布常数电路具备与谐波进行谐振的线路长度的传输线路，
所述集中常数电路具备与所述分布常数电路的谐波以外的谐波以及基波进行谐振的谐振电路。
2.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于，
所述分布常数电路的传输线路是将偶次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线，
所述集中常数电路的谐振电路是将基波和奇次谐波阻抗调整为高阻抗的电感性负载，
所述阻抗调整部进行F类动作的阻抗调整。
3.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于，
所述电感性负载的谐振电路由连接在所述分布常数电路的输出侧的节点与负载的输入侧的节点之间的电感器、以及连接在负载的输入侧的节点与接地端之间的电容器构成。
4.根据权利要求2或3所述的高频放大器，其特征在于，
所述集中常数电路具备谐振电路来取代将2次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线。
5.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于，
所述分布常数电路的传输线路是将奇次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线，
所述集中常数电路是由将基波设为预定的电感性负载、将偶次谐波设为阻抗调整为高阻抗的电容性负载的电感器和电容器构成的电路，
所述阻抗调整部进行逆F类动作的阻抗调整。
6.根据权利要求5所述的高频放大器，其特征在于，
所述电容性负载由连接在所述分布常数电路的输出侧的节点与接地端之间的电容器、以及连接在所述节点与负载的输入侧的节点之间的电感器构成。
7.根据权利要求6所述的高频放大器，其特征在于，
所述集中常数电路具备电感器与电容器的串行电路，来取代将3次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线。
8.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于，
通过将彼此反相的高频信号放大的2个所述放大器构成推挽电路，
2个所述放大器经由输出变压器与负载连接，
在所述阻抗调整部中，所述电感性负载由所述输出变压器的漏电感和2次侧电容器构成。
9.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于，
通过将彼此反相的高频信号放大的2个所述放大器构成推挽电路，
2个所述放大器经由输出变压器与负载连接，
在所述阻抗调整部中，所述电感性负载由与输出变压器的1次侧串联连接的电感器和与输出变压器的1次侧或2次侧并联连接的电容器构成。
10.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于，
通过将彼此反相的高频信号放大的2个所述放大器构成推挽电路，
2个所述放大器经由输出变压器与负载连接，
在所述阻抗调整部中，所述电感性负载由与输出变压器的2次侧串联连接的电感器和与输出变压器的2次侧并联连接的电容器构成。
11.根据权利要求5所述的高频放大器，其特征在于，
通过将彼此反相的高频信号放大的2个所述放大器构成推挽电路，
2个所述放大器经由输出变压器与负载连接，
在所述阻抗调整部中，所述电容性负载由与输出变压器的1次侧或2次侧并联连接的电感器和串联连接的电容器构成。
12.根据权利要求2至7中的任一项所述的高频放大器，其特征在于，
所述开路短截线是一端为开放端且具备各谐波的1/4波长的线路长度的传输线路。
13.根据权利要求2所述的高频放大器，其特征在于，
所述分布常数电路由GND层和电介质的基板层的多层基板构成，在所述基板层内设有将2次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线。
14.根据权利要求5所述的高频放大器，其特征在于，
所述分布常数电路由GND层和电介质的基板层的多层基板构成，在所述基板层内设有将3次谐波阻抗调整为零阻抗的开路短截线。
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