JP2013200141A - 角度検出装置およびモータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】励磁周期の整数倍とモータの回転周期とが近接した場合、ＡＤ変換後の信号波の波形が０レベルの点を通過しないことが存在する。
【解決手段】一実施形態によれば、それぞれ励磁波を回転軸の回転角で振幅変調して得られた位相が異なる複数相の信号波をＡＤ変換するＡＤ変換部２２と、励磁信号およびＡＤ変換部２２から複数相の信号波が入力され、励磁信号の位相をこの位相および信号波の位相間の位相差分だけ遅延させる補正部２３と、その位相が補正された励磁信号ＲＳに同期してＡＤ変換部２２からの出力信号を同期検波する検波器２４と、検波器２４の出力信号によって推定回転角を算出し、推定回転角をＡＤ変換部２２へ出力する角度計算部２５とを備えた角度検出装置１０が提供される。
【選択図】図２

Description

一実施形態は角度検出装置およびモータ駆動制御装置に関する。

車両のシステムは、レゾルバの励磁コイルへ励磁波を与える。システムは、レゾルバのｓｉｎ相コイル及びｃｏｓ相コイルから２つの信号波を受ける。励磁波は一定の振幅レベルを有する正弦波状の波形を持つ。信号波とは励磁波が回転角によって振幅変調されて得られる波形を持つ振幅変調波を言う。例えば２相の信号波はｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ、及びｃｏｓθ・ｓｉｎωｔである。ωは励磁波又は励磁信号の角周波数を表す。

従来、レゾルバが出力する交流信号をＡＤ（アナログｔｏディジタル）変換し、交流信号の振幅がゼロの点を検出するレゾルバディジタルコンバータが知られている（例えば特許文献１、２参照）。２相の交流信号の電圧レベルがゼロレベルにクロスするゼロクロス点の時間の差を測定することにより回転角を求める回路が知られている（例えば特許文献３、４参照）。

特開２０１１−８９８８５号公報 米国特許出願公開第２０１１／００９０１０４号明細書 特開平０９−３７５８５号公報 特開２０１０−１１０１４７号公報

しかし、励磁周期の整数倍とモータの回転周期とが近接した場合、ＡＤ変換後の信号波の波形が０レベルの点を通過しないことが存在する。結果として、位相の補正値に偏りが生じ、角度検出値の誤差が増える。

一例として励磁信号のパルス信号の繰返し周波数は１０ｋＨｚであり、モータの回転の角周波数が２．５ｋＨｚであるとする。励磁周期（１／１０ｋＨｚ）がモータ回転周期（１／２．５ｋＨｚ）の４倍であるとする。レゾルバディジタルコンバータはＡＤ変換後のディジタルの信号ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ及び信号ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔをそれぞれハイパスフィルタへ入力する。ハイパスフィルタは各信号を歪ませる。信号波の一周期のうち、ゼロクロス点として検出されるべき位相点において信号波の振幅が０レベルに届かないことが起きる。レゾルバディジタルコンバータはゼロクロス点を必ずしも検出することができない。

このような課題を解決するため、一実施形態によれば、それぞれ励磁波を回転軸の回転角で振幅変調して得られた位相が異なる複数相の信号波をアナログ／ディジタル変換するＡＤ変換部と、励磁信号および前記ＡＤ変換部から前記複数相の信号波が入力され、前記励磁信号の位相をこの位相および前記信号波の位相間の位相差分だけ遅延させる補正部と、前記位相が補正された励磁信号に同期して前記ＡＤ変換部からの出力信号を同期検波する検波器と、前記検波器の出力信号によって推定回転角を算出し、前記推定回転角を前記ＡＤ変換部へ出力する角度計算部と、を備えたことを特徴とする角度検出装置が提供される。

また、別の一実施形態によれば、モータのステータおよびロータの何れか一方に設けられ、励磁波を印加される励磁コイルと、前記ロータおよび前記ステータの何れか他方に設けられ、それぞれ前記励磁コイルへの前記励磁波を前記ロータの回転軸の回転角で振幅変調し、位相が異なる複数相の信号波を生成する検出コイルと、前記複数相の信号波をそれぞれ、アナログ／ディジタル変換するＡＤ変換部と、励磁信号および前記ＡＤ変換部から前記複数相の信号波が入力され、前記励磁信号の位相をこの位相および前記信号波の位相間の位相差分だけ遅延させる補正部と、前記位相が補正された前記励磁信号に同期して前記ＡＤ変換部からの出力信号を同期検波する検波器と、前記検波器の出力信号によって前記回転角を算出し、算出した前記回転角を前記ＡＤ変換部へ出力する角度計算部と、前記角度計算部が算出した前記回転角により前記モータへの駆動電流を生成するインバータ回路を制御する制御部とを備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置が提供される。

実施の形態に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置を含む車両の構成例を示す図である。 実施の形態に係る角度検出装置のブロック図である。 （ａ）から（ｄ）は実施の形態に係る角度検出装置に接続されるレゾルバの入力及び出力の複数の波形例をそれぞれ示す図である。 （ａ）は実施の形態に係る角度検出装置のＡＤ変換部内の構成例を示す図であり、（ｂ）は角度検出装置の角度計算部内の構成例を示す図である。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部のブロック図である。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部に用いられる２乗和平均計算部内の平均値検出部のブロック図である。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部における理想状態の信号波の位相補正を説明するための複数のタイムチャートである。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部における位相が遅れた信号波の位相補正を説明するための複数のタイムチャートである。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部における位相が進んだ信号波の位相補正を説明するための複数のタイムチャートである。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部に用いられる検出部内の立上り検出部を説明するための複数の図である。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部に用いられる検出部内の位相補正方向出力部のブロック図である。 実施の形態に係る角度検出装置の補正部に用いられる位相補正量調整部のブロック図である。 実施の形態に係る角度検出装置のＡＤ変換部の出力波形例を示す図である。 実施形態の変形例に係る角度検出装置の補正部に用いられる検出部を説明するための複数の図である。 実施形態の変形例に係る角度検出装置の補正部に用いられる位相補正量調整部のブロック図である。

以下、実施の形態に係る角度検出装置およびモータ駆動制御装置について、図１〜図１５を参照しながら説明する。尚、各図において同一箇所については同一の符号を付すとともに、重複した説明は省略する。

図１は実施の形態に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置を含む車両の構成例を示す図である。

レゾルバディジタルコンバータ１０はモータ１１の回転軸の回転角をレゾルバ１２からの信号を用いて検出するディジタル回路である。回転角あるいは回転角度位置とはモータ１１の回転軸に取付けられたレゾルバロータ１３の回転角を言う。

モータ駆動制御装置１４は、２相の巻線であるｃｏｓ相コイル１７、ｓｉｎ相コイル１８と、レゾルバディジタルコンバータ１０と、インバータ制御部６２（制御部）とを有する。モータ駆動制御装置１４はモータ１１への駆動電流値である指令値を求め、この指令値に応じた３相の電流をレゾルバ出力信号に基づき生成し、各相の電流を対応の３つのライン１５からモータ１１へ供給するためのＬＳＩ（ｌａｒｇｅ ｓｃａｌｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）あるいはプロセッサである。

モータ１１はブラシレスの交流のモータである。モータ１１は例えば電動パワーステアリング装置の駆動用である。

レゾルバ１２はモータ１１の回転角センサである。レゾルバ１２はモータステータに固定されたレゾルバステータ１６と、このレゾルバステータ１６に設けられたｃｏｓ相コイル１７及びｓｉｎ相コイル１８と、モータロータと共に回転する上記レゾルバロータ１３と、このレゾルバロータ１３に設けられた励磁コイル１９とを備えている。

ｃｏｓ相コイル１７及びｓｉｎ相コイル１８は互いに９０度の位相差をもって配置されている。励磁コイル１９はモータロータ及びレゾルバロータ１３と共に回転する。

励磁信号発生器２０は励磁信号及び励磁パルス信号を発生させる。励磁信号とは正弦波状の波形を持つ励磁信号ｓｉｎωｔを言う。励磁パルス信号とは励磁信号から、励磁信号の周期と同じ繰返し周期を有するパルス信号列に変換した信号を言う。ｓｉｎωｔはｓｉｎ（２π／Ｔ）・ｔを表す時間関数である。ここでπは円周率、Ｔは励磁信号の一周期をそれぞれ表し、ｔは時間を表す。また、ωＴはｄｅｇ又はｒａｄで表される。

励磁信号発生器２０は、励磁波を出力する励振器と、励振器の出力を増幅する増幅器と、増幅出力された励磁波の振幅レベルを制限するコンパレータとを有する。励磁信号発生器２０は励振器から出力される励磁信号ｓｉｎωｔを励磁コイル１９へ入力する。励磁信号発生器２０はコンパレータから出力される励磁信号をレゾルバディジタルコンバータ１０へ入力する。

モータ駆動制御装置１４は、スイッチングインバータ６０（インバータ回路）を制御するインバータ制御部６２を備える。スイッチングインバータ６０はモータ１１への駆動電流を生成する。スイッチングインバータ６０はそれぞれモータ１１への３相の電圧を生成する複数のスイッチング素子を有する。インバータ制御部６２はレゾルバディジタルコンバータ１０が算出した回転角及び指令値によってスイッチングインバータ６０の複数のスイッチング素子をオンオフ駆動する。更に車両のシステムは、モータ駆動電流の指令値を求める計算部６１と、操舵トルク用の舵角センサ６３と、ステアリングの操舵角用のトルクセンサ６４と、車速用の車速センサ６５とを備える。

図２はレゾルバディジタルコンバータ１０のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。

レゾルバディジタルコンバータ１０はレゾルバ１２により生成された２相のレゾルバ出力信号をポート２１より受ける。２相のレゾルバ出力信号とは互いに位相がπ／２異なるｓｉｎ相信号ｓｉｎφ及びｃｏｓ相信号ｃｏｓφを言う。ｓｉｎ相信号ｓｉｎφはｓｉｎ相コイル１８からのｓｉｎωｔ・ｓｉｎθで表される。φは時間関数を、θはレゾルバディジタルコンバータ１０が推定したモータ１１の回転角をそれぞれ表す。ｃｏｓ相信号ｃｏｓφはｃｏｓ相コイル１７からのｓｉｎωｔ・ｃｏｓθで表される。

図３（ａ）〜図３（ｄ）にレゾルバ１２の入力及び出力の複数の波形例を示す。図３（ａ）は励磁信号ｓｉｎωｔの波形を示す図である。励磁信号ｓｉｎωｔは励磁周期Ｔを有する励磁波である。図３（ｂ）は励磁信号ＲＳの波形を示す図である。励磁信号ＲＳは複数の矩形パルスの繰返し波形を有する。励磁信号ＲＳは励磁周期Ｔを有する。図３（ｃ）はｓｉｎ相信号の波形を示す図である。図３（ｄ）はｃｏｓ相信号の波形を示す図である。

ｃｏｓ相信号は励磁信号ｓｉｎωｔをレゾルバロータ１３（回転軸）の回転角θで振幅変調して得られる。ｃｏｓ相信号の振幅の包絡線は励磁周期Ｔよりも長い周期で正弦波状に変化している。

ｓｉｎ相信号もｃｏｓ相信号の例と同様である。励磁信号ＲＳの位相に対してｃｏｓ相信号の位相は遅れる。励磁信号ＲＳの位相に対してｓｉｎ相信号の位相は遅れる。ＤＴは位相遅れ時間を表す。

図２のレゾルバディジタルコンバータ１０は、アナログのｓｉｎ相信号及びｃｏｓ相信号をＡＤ変換し差分信号波ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔを出力するＡＤ変換部２２と、ＡＤ変換部２２からディジタルのｓｉｎ相信号及びｃｏｓ相信号が入力され、励磁信号発生器２０から入力された励磁信号ＲＳの位相を遅延させる位相補正部２３（補正部）とを備えている。

更にレゾルバディジタルコンバータ１０は、ＡＤ変換部２２からの差分信号波ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔを同期検波する検波器２４と、検波器２４からの差分信号波によって回転角θ（推定回転角）を算出する角度計算部２５とを備えている。回転角θとは推定されたθの値データを言う。検波器２４による検波は位相補正部２３が位相を補正した励磁信号ＲＳに同期する。角度計算部２５は回転角θをＡＤ変換部２２へ与える。

ＡＤ変換部２２は、第１のΔΣＡＤ変換器２６と、第１のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２７と、第１の乗算器２８とを備えている。第１のΔΣＡＤ変換器２６はアナログのｓｉｎ相信号を変換し離散的なｓｉｎ相信号を出力する。第１のＨＰＦ２７はΔΣＡＤ変換器２６から出力される信号の高周波成分を通過させる。第１の乗算器２８は、ＨＰＦ２７からの出力信号と、角度計算部２５から入力される回転角θとを乗算する。

ＡＤ変換部２２は、アナログのｃｏｓ相信号用に、第２のΔΣＡＤ変換器２６、第２のＨＰＦ２７及び第２の乗算器２８を備えている。更にＡＤ変換部２２は、第１の乗算器２８の出力から、第２の乗算器２８の出力を減算する減算器２９を備えている。

図４（ａ）は第１のΔΣＡＤ変換器２６のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。

ΔΣＡＤ変換器２６は、オーバサンプリング周波数ｆｏｓでアナログ信号をサンプリングしてパルス密度変調信号を出力するΔΣ変調器２６ａと、ΔΣ変調器２６ａの出力に含まれる高周波ノイズを除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）２６ｂと、ＬＰＦ２６ｂの出力データを間引き、得られた１６ビットデータを基準サンプリング周波数で出力するデシメーションフィルタ２６ｃとを備えている。

ΔΣＡＤ変換器２６はアナログ信号をオーバサンプリングし、必要な分解能を有するディジタル信号を生成する。例えば１６ビットデータをΔΣＡＤ変換器２６は生成する。第２のΔΣＡＤ変換器２６の構成は第１のΔΣＡＤ変換器２６の構成と同じである。

図２の第１のＨＰＦ２７は例えば信号の微分回路である。第１の乗算器２８はｓｉｎφに回転角θの余弦関数値ｃｏｓθを乗じる。第１の乗算器２８は（ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）・ｃｏｓφを出力する。

第２のＨＰＦ２７は第１のＨＰＦ２７の構成と同じ構成を有する。第２の乗算器２８はｃｏｓφに回転角φの正弦関数値ｓｉｎφを乗じる。第２の乗算器２８は（ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）・ｓｉｎφを出力する。

減算器２９は第１の乗算器２８の出力から第２の乗算器２８の出力を減算する。減算器２９は差分信号波ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔを出力する。

減算器２９による信号への物理的な演算結果は式（Ｉ）のようになる。差分信号波ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔは励磁信号ｓｉｎωｔが回転角φ及び回転角θ間の差分信号ｓｉｎ（θ−φ）で振幅変調された波形を有する。

（ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）・ｃｏｓφ−（ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）・ｓｉｎφ
＝（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ）・ｓｉｎωｔ
＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔ …（Ｉ）
また、図２の位相補正部２３は励磁信号ＲＳの位相を遅延させる。位相補正部２３による遅延の量はＤＴ（図３（ｄ）参照）である。遅延の量ＤＴは、２相の信号波の位相及び励磁信号位相間の位相遅れ（位相差）である。

図５は位相補正部２３のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。

位相補正部２３は、ｃｏｓ相信号の２乗及びｓｉｎ相信号の２乗を加算して加算結果の時間平均値を計算し、励磁周期Ｔの半分の周期を有する２乗和平均信号を出力する２乗和平均計算部３４と、２乗和平均信号の振幅が０（基準レベル）であるタイミングでの２乗和平均信号の位相を検出し、位相ズレ量を求める０点検出部３５（検出部）とを備えている。

位相ズレ量とは理想的な信号波形のゼロクロス点での位相と、実際の入力信号波形のゼロクロス点での位相との位相のズレ量を言う。位相ズレ量は２乗和平均信号の一励磁周期Ｔ内の値で表される。値は−９０ｄｅｇから＋９０ｄｅｇの範囲内である。位相補正部２３は２乗和平均信号を１６ビットで出力する。

更に位相補正部２３は、０点検出部３５により求められた位相ズレ量によって２乗和平均信号の位相を補正する位相補正量調整部３６と、ポート２０１、２０２、２０３、２０４とを備えている。位相補正部２３はポート２０２から入力される１６ビットの励磁信号ＲＳに対して位相補正量調整部３６からの位相補正量情報０、＋１又は−１を加算する加算器３７を備える。

２乗和平均計算部３４は、ポート２００からのｓｉｎ相信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）を２乗する乗算器３８と、ポート２０１からのｃｏｓ相信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）を２乗する乗算器３９と、乗算器３８の出力及び乗算器３９の出力を加算する加算器４０とを備えている。

加算器４０の出力は１６ビットにより表される。１０進数によるその値は常に０に等しいか又は０よりも大きい（図５中の加算器４０の出力波形参照）。２乗和平均計算部３４による信号への物理的な演算結果は式（ＩＩ）のようになる。

（ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）^２＋（ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）^２
＝（ｓｉｎ^２θ＋ｃｏｓ^２θ）・ｓｉｎ^２ωｔ
＝ｓｉｎ^２ωｔ＝（１−ｃｏｓ２ωｔ）／２ …（ＩＩ）
更に２乗和平均計算部３４は加算器４０の出力の時間平均値を求める平均値検出部４１と、加算器４０の出力から平均値検出部４１の出力を減算する減算器４２とを備えている。

図６は平均値検出部４１のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。平均値検出部４１は入力１６ビットデータにより表される値の時間平均を計算する。平均値検出部４１は、それぞれパラメータαを第ｎ番目の１６ビットデータに乗算する１６ビットの乗算器４１ａと、１６ビットのフリップフロップ４１ｂとを備える（同図は１ビット分だけを表している）。ｎは自然数を表し、例えばサンプリング時刻に相当する。

平均値検出部４１は、フリップフロップ４１ｂからの第ｎ−１番目の１６ビットデータにパラメータ（１−α）を乗算する乗算器４１ｃと、乗算器４１ａの出力及び乗算器４１ｃの出力を加算する加算器４１ｄとを備える。パラメータα、α−１はともに０〜１の範囲の値である。

平均値検出部４１による処理は、第ｎ番目の１６ビットデータから、１サンプリング前の第ｎ−１番目の１６ビットデータの決められたパーセントの量を引く減算である。サンプリングの回数が増加すると、平均値検出部４１は入力された１６ビットデータを平均値に収束させる。

２乗和平均計算部３４はｓｉｎ相信号の２乗及びｃｏｓ相信号の２乗を加算し、加算結果から加算結果の時間平均値を引く。２乗和平均計算部３４は元のｓｉｎ相信号の周波数の２倍の周波数で振動する２乗和平均信号を出力する（図５中の２乗和平均計算部３４の出力波形参照）。

平均値検出部４１は１６ビットデータの初期値を与えられた後、２乗和平均信号の振幅の平均値を常に加算することを続ける。あるいは平均値検出部４１は、２乗和平均信号の振幅の平均値を決められた時間間隔毎にリセットする。平均値検出部４１はリセット、加算の再開を繰返してもよい。

図５の０点検出部３５は２乗和平均信号の振幅がゼロクロスするタイミングを検出する。２乗和平均信号は一励磁周期Ｔ内に４つのゼロクロス点を有する。

図７（ｄ）に理想状態における２乗和平均信号の波形例を示す。２乗和平均信号５３はゼロクロス点５５、５６、５７及び５８を有する。理想状態における２乗和平均信号５３のゼロクロス点５５〜５８の４つの位相を基準位相として０点検出部３５は用いる。理想状態では位相ズレの量が０である。

図８（ｄ）に図７（ｄ）の基準位相よりも遅れた位相を有する２乗和平均信号５３を示す。図９（ｄ）に図７（ｄ）の基準位相よりも進んだ位相を有する２乗和平均信号５３を示す。

図７（ｄ）では２乗和平均信号５３の最初のゼロクロス点５５は位相区間０、１の境界上に位置する。図８（ｄ）ではゼロクロス点５５は位相区間１、２の境界上に位置する。図９（ｄ）ではゼロクロス点５５は位相区間７、０の境界上に位置する。

図８（ｄ）に示されるように、本来位相区間０、１の境界上に出現すべきゼロクロス点５５が、１区間幅だけ遅れた位置に出現している。図９（ｄ）に示されるように、本来位相区間０、１の境界上に出現すべきゼロクロス点５５が、１区間幅だけ進んだ位置に出現している。

０点検出部３５による処理はゼロクロス点５５での２乗和平均信号５３の位相を検出する。０点検出部３５は、例えば位相区間０、１の境界上といった基準位置（励磁周期Ｔ内での位相の基準位相位置）からの位相ズレ量を励磁鋸波信号５０（励磁信号）の既知の基準位相タイミングにより求める。

０点検出部３５は、入力された信号波形について、検出位相が位相区間０、１の境界からの遅れ又は進みを判定する。判定結果により０点検出部３５は遅れた位相を早める方向又は進んだ位相を元に戻す方向を示す補正方向情報と、補正量情報とを生成する。

ゼロクロス点５６、５７、５８に対する０点検出部３５の処理もゼロクロス点５５の例と実質同じである。

０点検出部３５の構成について述べる。図５に戻って０点検出部３５は、信号波形が立上り中に０レベルにクロスする立上りタイミングを検出する立上り検出部４３と、信号波形が立下り中に０レベルにクロスする立下りタイミングを検出する立下り検出部４４とを備える。信号波形とは２乗和平均信号５３の波形を言う。

図１０（ａ）は立上り検出部４３の構成例を示す図である。立上り検出部４３には例えばコンパレータ５９が用いられる。コンパレータ５９は例えば２本の入力端子を有する。一方の入力端子は電位０に接地される。

図１０（ｂ）はコンパレータ５９へ入力される２乗和平均信号５３の波形を示す図である。他方の入力端子からコンパレータ５９は２乗和平均信号５３を入力される。

図１０（ｃ）はコンパレータ５９の出力信号例を示す図である。立上り検出部４３によるゼロクロス検出のタイミングはＬｏｗからＨｉｇｈへの信号のポジティブエッジクロックに相当する。

立下り検出部４４の構成は立上り検出部４３の構成と実質同じである。立下り検出部４４によるゼロクロス検出のタイミングはＨｉｇｈからＬｏｗへの信号のネガティブエッジクロックに相当する。立下り検出部４４の動作の開始タイミングと、立上り検出部４３の動作の開始タイミングとは異なる。

図５において０点検出部３５は、立上り検出部４３の出力側の２つの位相補正方向出力部４５ａ、４５ｂと、立下り検出部４４の出力側の２つの位相補正方向出力部４５ｃ、４５ｄとを備える（数字１、２、５、６及び３、４、７、０については後述する）。

図１１は位相補正方向出力部４５ａのブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。

位相補正方向出力部４５ａは一励磁周期Ｔの８等分割による位相区間の区間番号（番号）０、１、２、３、４、５、６、７と、それぞれ理想状態におけるゼロクロス位相の位置を表す基準位相位置とによって位相ズレの補正方向を出力する。

補正方向とは位相を進めるプラス方向と、位相を戻すマイナス方向とを言う。区間番号０〜７は励磁周期Ｔを分割して得られた８個の順番付きの位相区間である。区間番号０〜７は立上りタイミングにおける２乗和平均信号のゼロクロス位相が８個の位相区間の何れに属するかを表す。

位相補正方向出力部４５ａは、ディジタルの励磁信号５１のディジタルの振幅レベルにより立上りタイミングのゼロクロス位相の区間番号を決定する振分け部３００と、立上り又は立下りの検出パルス、区間番号０〜７及び基準位相位置によって補正方向及び位相ズレの補正量を出力する出力部３０１とを備える。ＡＤ変換後の励磁信号５１（図７（ｂ））は１６ビットにより表されている。

位相補正方向出力部４５ａは、任意のゼロクロスが発生したときに、２乗和平均信号のゼロクロス点での位相が、位相区間０〜７のうちの何れかの内あるいは隣接する位相区間の境界上に位置するかを求める。位相補正方向出力部４５ａは位相位置を求めた後、位相補正方向及び補正量を求める。

図７（ａ）は各位相が基準位相位置に位置する励磁鋸波のタイムチャートである。同図の励磁鋸波信号５０は図５中のポート２０２の出力に相当する。励磁周期Ｔは（１／１０ｋＨｚ）秒であるとする。励磁鋸波信号５０は位相ズレの量の抽出処理のための元の波形である。

図７（ｂ）は理想状態において位相を調整された後の励磁鋸波のタイムチャートである。同図の励磁鋸波５１はポート２０３の出力に相当する。図７（ｃ）は理想状態においてＡＤ変換部２２によるＡＤ変換後のｓｉｎ相信号のタイムチャートである。同図はポート２００におけるｓｉｎ相信号を示す。

図７（ｄ）は理想状態において２乗和平均信号のタイムチャートである。２乗和平均信号５３の周波数はｓｉｎ相信号５２の周波数の２倍である。図７（ａ）から図７（ｄ）において各タイムチャートは時間軸を共有する。

また、励磁鋸波信号５０はボトム値０ｘ００００からトップ値０ｘｆｆｆｆまでの範囲の値をとる。０ｘは１６進数を表す。励磁鋸波信号５０の値は点５４において０ｘ４０００である。

図８（ａ）から図８（ｄ）に、位相が遅れた２乗和平均信号５３の位相を補正するときの波形及び位相間の関係を示す。

図８（ａ）は位相が遅れた励磁鋸切信号５０のタイムチャートである。図８（ｂ）は位相遅れ状態において励磁鋸波５１のタイムチャートである。図８（ｃ）は位相遅れ状態においてｓｉｎ相信号５２のタイムチャートである。図８（ｄ）は位相遅れ状態において２乗和平均信号５３のタイムチャートである。

図９（ａ）から図９（ｄ）に、位相が進んだ２乗和平均信号５３の位相を補正するときの波形及び位相間の関係を示す。

図９（ａ）は位相が進んだ励磁鋸切信号５０のタイムチャートである。図９（ｂ）は位相進み状態において励磁鋸波５１のタイムチャートである。図９（ｃ）は位相進み状態においてｓｉｎ相信号５２のタイムチャートである。図９（ｄ）は位相進み状態において２乗和平均信号５３のタイムチャートである。

図７（ａ）から図９（ｄ）の間で同じ符号は互いに実質同等な要素を表す。

位相補正方向出力部４５ａは加算器３７からフィードバック入力される１６ビットデータのうち上位３ビットによって２乗和平均信号５３のゼロクロス時の信号波形の位相を求める。

遅れの図８（ｄ）のように周期Ｔ内で最初の立上りゼロクロス点５５が位相区間１、２間の境界上に位置する場合、位相補正方向出力部４５ａはＡＤ変換後の励磁信号５１の位相を早める。位相補正方向出力部４５ａによる１６ビット位相データを進める量は１サンプリングレート分である。１サンプリングレートとは１区間幅に相当する時間長よりも十分短いサンプリング時間幅を指す。１サンプリングレートによって１サンプリング時間内のデータがシフトする。複数回数のシフトを繰返すことによって、図８（ｂ）のように位相補正方向出力部４５ａは励磁信号５１のデータを右に１区間幅動かす。

進みの図９（ｄ）のように周期Ｔ内で最初の立上りゼロクロス点５５が位相区間７、０間の境界上に位置する場合、位相補正方向出力部４５ａはＡＤ変換後の励磁信号５１の位相を１区間分遅くする。位相補正方向出力部４５ａは、１６ビット位相データを１サンプリングレート分の量づつ遅らせる。複数回数のシフトを繰返すことによって、図９（ｂ）のように位相補正方向出力部４５ａは励磁信号５１のデータを左に１区間動かす。

位相補正方向出力部４５ａによる補正可能な位相ズレ量の最大量は２つの区間幅分の量である。２つの区間幅は２乗和平均信号５３の位相９０ｄｅｇに相当する。図７（ｄ）の信号波形が２つの区間幅分の遅れ又は２つの区間幅の進みを位相補正方向出力部４５ａは補正する。図７（ｄ）の位相区間０、１の境界上のゼロクロス点５５が、たとえ同図の位相区間２内の終端の直前までズレたとしても、そのズレ量を位相補正方向出力部４５ａは補正する。

図１１の振分け部３００は、８個のアンドゲート２０５と、オアゲート２０６、２０７とを備える。８個のアンドゲート２０５にはそれぞれアンドゲート２０５間で共通の３ビットが入力される。３ビットとは１６ビットの上位３ビットを言う。１６ビットはＡＤ変換後の励磁信号５１の振幅がとる３２７６７〜−３２７６８の範囲を表す。

８個のアンドゲート２０５は相互に異なる３ビットパターンデータを入力される。３ビットパターンデータを予め位相補正方向出力部４５ａは記憶する。出力部３０１は、検出パルスの情報及びオアゲート２０６のオンによって回路を閉じるスイッチ２０８と、検出パルスの情報及びオアゲート２０７のオンによって回路を閉じるスイッチ２０９と、"プラス１"を表す信号を出力する演算器２１０と、"マイナス１"を表す信号を出力する演算器２１１とを備える。

位相補正方向出力部４５ｂ、４５ｃ、４５ｄは位相補正方向出力部４５ａの構成と実質同じ構成を有する。

位相補正方向出力部４５ａ〜４５ｄのうち、位相補正方向出力部４５ａ、４５ｂは、立上り検出部４３から立上り検出パルスを通知される。位相補正方向指令部４５ｃ、４５ｄは、立下り検出部４４から立下り検出パルスを通知される。

第１の位相補正方向出力部４５ａは立上りゼロクロス点での検出位相が位相区間１、２内（図８（ｄ）参照）に出現する２乗和平均信号５３の位相を補正するためのものである。同図のように、２乗和平均信号５３は１励磁周期Ｔ内に立上りの検出点を２つ有する（ゼロクロス点５５、５７）。位相補正方向出力部４５ａは前半の位相区間１、２内のゼロクロス点５５の位相ズレと、後半の位相区間５、６内のゼロクロス点５７の位相ズレとの両方を、前半のゼロクロス点５５の位相ズレ量を補正することによって補正する。

第２の位相補正方向出力部４５ｂは立上りゼロクロス点での検出位相が位相区間７、０内（図９（ｄ）参照）に出現する２乗和平均信号５３の位相を補正するためのものである。同図のように、２乗和平均信号５３は１励磁周期Ｔ内に立上りの検出点を２つ有する（ゼロクロス点５５、５７）。位相補正方向出力部４５ｂは前半の位相区間７、０内のゼロクロス点５５の位相ズレと、後半の位相区間３、４内のゼロクロス点５７の位相ズレとの両方を、前半のゼロクロス点５５の位相ズレ量を補正することによって補正する。

同様に、第３の位相補正方向出力部４５ｄは立下りゼロクロス点での検出位相が位相区間３、４内（図８（ｄ）参照）に出現する２乗和平均信号５３の位相を補正するためのものである。同図のように、２乗和平均信号５３は１励磁周期Ｔ内に立下りの検出点を２つ有する（ゼロクロス点５６、５８）。位相補正方向出力部４５ｄは前半の位相区間３、４内のゼロクロス点５６の位相ズレと、後半の位相区間７、０内のゼロクロス点５８の位相ズレとの両方を、前半のゼロクロス点５６の位相ズレ量を補正することによって補正する。

第４の位相補正方向出力部４５ｃは立下りゼロクロス点での検出位相が位相区間１、２内（図９（ｄ）参照）に出現する２乗和平均信号５３の位相を補正するためのものである。同図のように、２乗和平均信号５３は１励磁周期Ｔ内に立上りの検出点を２つ有する（ゼロクロス点５６、５８）。位相補正方向出力部４５ｃは前半の位相区間１、２内のゼロクロス点５６の位相ズレと、後半の位相区間５、６内のゼロクロス点５８の位相ズレとの両方を、前半のゼロクロス点５６の位相ズレ量を補正することによって補正する。

位相補正方向出力部４５ａ、４５ｂ、４５ｃ、４５ｄは、立上り又は立下りを識別する検出パルス（検出情報）と、立上り又は立下りのゼロクロス点の位相位置とに応じて、位相補正方向を示すコマンドを位相補正量調整部３６に通知する。

図１２は位相補正量調整部３６のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。位相補正量調整部３６は励磁信号ＲＳの振幅レベルを表す１６ビットに対応する１６個のフリップフロップ２１２（遅延素子）と、入力側の選択部３０２と、各フリップフロップ２１２の前段側の演算回路２１３とを備えている。選択部３０２は位相ズレの補正方向及び補正量により２乗和平均信号５３の位相を進めるか、又は戻すか、又は２乗和平均信号５３を通過させるかを切替える。選択部３０２はオアゲート２１６、"プラス１"を表す信号を出力する演算器２１４、"マイナス１"を表す信号を出力する演算器２１５及び演算回路２１６を備える。演算回路２１３は選択部３０２による選択によって１６ビットのフリップフロップ２１２の値の保持、各値のインクリメント、あるいは各値のデクリメントを実行する。

図２に戻り角度計算部２５は、モータ１１の角速度を算出する角速度算出部（ＰＩ［ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎ ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ］制御器）３０と、角速度算出部３０からの角速度を積分してモータ１１の回転角度θを算出する回転角度算出部（積分器）３１と、回転角度算出部３１からの回転角度θに応じた余弦関数値ｃｏｓθを第１の乗算部２８へ出力するＣＯＳテーブル３２と、回転角度θに応じた正弦関数値ｓｉｎθを第２の乗算器２８へ出力するＳＩＮテーブル３３とを備えている。

図４（ｂ）は角速度算出部３０のブロック図である。角速度算出部３０は、検波器２４からの制御偏差εを積分してモータ１１の角速度を算出する積分器３０ａと、積分器３０ａの出力に比例要素のフィードバックゲインを挿入するための比例ゲイン調整器３０ｂと、積分器３０ａの出力に比例ゲイン調整器３０ｂの出力を加算する加算器３０ｃとを備えている。角速度算出部３０による算出は、比例ゲインの調整と積分器３０ａによる位相補償とを用いたＰＩ（比例＋積分）制御である。

このような構成のレゾルバディジタルコンバータ１０（図１）を有する車両のシステムは、計算部６１によりトルクセンサ６４等から情報を収集する。インバータ制御部６２はそれぞれモータ１１への入力の目標電圧に対応したパルス幅を持つ３相のＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御電圧信号を生成して、各電圧信号をスイッチングインバータ６０へ出力する。スイッチングインバータ６０はそれぞれ各ＰＷＭ制御電圧信号に対応した３相の交流駆動電流を発生させ、発生した各電流をモータ１１へ供給する。３相の交流駆動電流とは正弦波状の電流を言う。モータ回転軸は回転する。

システムは、励磁信号発生器２０に、レゾルバディジタルコンバータ１０への励磁パルス信号を加えさせる。励磁信号発生器２０はレゾルバ１２に励磁信号を加える。レゾルバロータ１３の回転とともに励磁コイル１９が回る。軸回転によりレゾルバロータ１３とレゾルバステータ１６との位置関係が変わる。磁界が誘起される。レゾルバ１２は自身の動作によって励磁信号の位相遅延を引起こす。レゾルバ１２及びレゾルバディジタルコンバータ１０間の信号伝達が位相遅延を引起こす。

ＡＤ変換部２２の２つのΔΣＡＤ変換器２６はｓｉｎ相信号及びｃｏｓ相信号をオーバサンプリングする。ΔΣＡＤ変換器２６の出力のビット数はデシメーション比に依存する。デシメーション比とはデシメーションフィルタ２６ｃのオーバサンプリングレートと、予め決められたサンプリングレートとの比を言う。デシメーション比は１６である。２つのＨＰＦ２７は結果として各ΔΣＡＤ変換器２６の出力信号の波形を歪ませる。

図１３はＡＤ変換部２２の出力波形例を示す図である。同図は発明者がシミュレーションによって得た結果を示す。同図の波形１００はディジタルｓｉｎ相信号あるいはディジタルｃｏｓ相信号を示す。横軸は時間、縦軸はｄｅｇを表す。波形１０１はモータ回転角を表す。条件は、モータ１１の回転周波数は２５００Ｈｚ及び励磁信号の周波数は１０ｋＨｚ。波形１００の形状については、波形１００は点１０５を通る縦線に関して略左右対称性を有する。波形１００はそれぞれゼロにクロスしない点１０３、１０４、１０５、１０６、１０７を有する。２つのＨＰＦ２７は波形を歪ませる。

レゾルバディジタルコンバータ１０による処理は本来波形１００が通るべきゼロクロス点において、波形１００がゼロクロスするように、２乗和平均信号の位相を補正する。

レゾルバ１２は動作の原理から、ＡＤ変換部２２からの信号は式（ＩＩＩ）で表される。

ＳＩＮ相側 …Ｋ・ｅｘｔ（ｔ）・ｓｉｎ（φ）
ＣＯＳ相側 …Ｋ・ｅｘｔ（ｔ）・ｃｏｓ（φ） …（ＩＩＩ）
ここでＫは途中経路の係数を表す。ｅｘｔ（ｔ）は励磁信号を表す。φはモータ軸の回転角度を表す。それぞれの２乗和を計算すると、式（ＩV）のように励磁信号の２乗が得られる。

［Ｋ・ｅｘｔ（ｔ）・ｓｉｎ（φ）］^２＋［Ｋ・ｅｘｔ（ｔ）・ｃｏｓ（φ）］^２＝Ｋ^２・ｅｘｔ（ｔ）^２ …（ＩＶ）
レゾルバディジタルコンバータ１０は式（ＩＶ）により表される信号からその平均値を差し引く。レゾルバディジタルコンバータ１０は減算されて得た信号のゼロクロス点と励磁の位相とを以下に詳述するように合わせることで位相を調整する。

図５において位相補正部２３はポート２０２から、励磁信号ＲＳを入力される。位相補正部２３はポート２０１、２０２から、ｓｉｎ相信号、ｃｏｓ相信号を入力される。０点検出部３５は、位相補正部２３から２乗和平均信号を入力される。０点検出部３５は加算器３７からのＡＤ変換後の励磁信号５１の１６ビット振幅データのうちの上位３ビットが入力される。

理想状態と異なり、０点検出部３５は位相がずれた２乗和平均信号を受ける。０点検出部３５へ入力された２乗和平均信号は、先に立上りゼロクロスを立上り検出部４３によって検出される。立上り検出部４３の動作の開始の後、立下り検出部４４の動作が開始する。２乗和平均信号は最初に立上り検出部４３によって立上りゼロクロスを検出され、その後、立下り検出部４４によって立下りゼロクロスを検出される。

立上り検出部４３は立上りの未知のゼロクロス点を検出する。立上りゼロクロスを検出したことを示す検出パルスを立上り検出部４３は、位相補正方向指令部４５ａ、４５ｂに通知する。位相補正方向出力部４５ａ、４５ｂは検出パルスの入力を契機として、同じ上位３ビットデータを参照する。位相補正方向出力部４５ａ、４５ｂはゼロクロス点の位相位置が位相区間０〜７のうちの何れの区間内あるいは区間間の境界に位置するかを抽出する。

３ビットパターンが００１、０１０、１０１、１１０のうちの何れかであると、位相補正方向出力部４５ａはゼロクロス点が区間番号１、２、５、６の何れかの内であり、遅れを判別する。検出パルスが示す立上り情報と、オアゲート２０６のオンとによってスイッチ２０８が回路を閉じる。位相補正方向出力部４５ａは１６ビットの２乗和平均信号とともに位相を進めるコマンドを出力する。位相補正方向出力部４５ａは前半のゼロクロス点を検出すると、後半のゼロクロス点の検出タイミングにおいて、２乗和平均信号とともに位相を進めるコマンドを出力する。

また、３ビットパターンが０１１、１００、１１１、０００のうちの何れかであると、位相補正方向出力部４５ｂはゼロクロス点が区間番号３、４、７、０の何れかの内であり、進みを判別する。検出パルスが示す立上り情報と、オアゲート２０７のオンとによってスイッチ２０９が回路を閉じる。位相補正方向出力部４５ａは１６ビットの２乗和平均信号とともに位相を遅らせるコマンドを出力する。位相補正方向出力部４５ｂは前半のゼロクロス点を検出すると、後半のゼロクロス点の検出タイミングにおいて、２乗和平均信号とともに位相を遅らせるコマンドを出力する。

立上りの例と同様に、立下り検出部４４は立下りの未知のゼロクロス点を検出すると、立下りを示す検出パルスを位相補正方向指令部４５ｃ、４５ｄに通知する。位相補正方向出力部４５ｃ、４５ｄは上位３ビットデータを参照する。

３ビットパターンが００１、０１０、１０１、１１０のうちの何れかであると、位相補正方向出力部４５ｃはゼロクロス点が区間番号１、２、５、６の何れかの内であり、進みを判別する。位相補正方向出力部４５ｃは２乗和平均信号とともに位相を遅らせるコマンドを出力する。位相補正方向出力部４５ｃは前半のゼロクロス点を検出すると、後半のゼロクロス点の検出タイミングにおいて、２乗和平均信号とともに位相を遅らせるコマンドを出力する。

また、３ビットパターンが０１１、１００、１１１、０００のうちの何れかであると、位相補正方向出力部４５ｄはゼロクロス点が区間番号３、４、７、０の何れかの内であり、遅れを判別する。位相補正方向出力部４５ｄは２乗和平均信号とともに位相を進めるコマンドを出力する。位相補正方向出力部４５ｄは前半のゼロクロス点を検出すると、後半のゼロクロス点の検出タイミングにおいて、２乗和平均信号とともに位相を進めるコマンドを出力する。

また、位相補正方向指令部４５ａ〜４５ｄによる１６ビットデータは例えば４μ秒など高速なサンプリング時間でずらされる。一つの位相区間の時間幅に比べて十分短い時間を持つサンプリングレートによって０点検出部３５は動作する。位相補正方向指令部４５ａ〜４５ｄは、位相を進める又は遅らせるためのコマンド信号をサンプリングレートにおいて出力する。

位相補正量調整部３６は、サンプリング間隔で一区間幅分の１６ビットデータに対して＋１又は−１の処理を行う。位相補正量調整部３６がサンプリングレートで出力した１６ビットデータは同じサンプリングレートで加算器３７に移動する。加算器３７からの１６ビットデータはサンプリングレートで０点検出部３５に入力される。位相補正量調整部３６はサンプリング間隔毎に、＋１、−１の量の補正を繰返す。

０点検出部３５、位相補正量調整部３６及び加算器３７はこれらによって形成されるループ内の処理を複数回数に亘るサンプリングにより続行する。その結果、一つの位相区間の時間長分に相当する位相補正が完了する。最大で２つの位相区間分の位相量が遅らされ、又は進められる。仮に一つの位相区間の時間長分に相当する量の位相を一括して補正することはノイズの影響によって予期しない値のジャンプを引起こす。ループ処理を複数回数に亘って位相補正量調整部３６が実行し、位相を少しの量ずつシフトすることにより、２乗和平均信号の位相は理想状態の位相に近づく。

このように立上り又は立下りが検出されると、検出された位相の区間番号によって位相が補正される。抽出されたゼロクロス点での励磁信号の位相を検出し、検出位相に応じて２乗和平均信号の補正方向が得られる。繰返しループ処理が実行されることにより９０度から−９０度の範囲の値のズレ量の位相を持つ励磁信号が補正量も適切に補正される。励磁信号の位相のズレが調整される。

従来例では、励磁周期Ｔの整数倍とモータ１１の回転周期とが近接した場合、ＡＤ変換後の波形が“０”点を必ずしも通過しないという技術的課題が存在する。その結果、補正値に偏りが生じ、その結果角度検出値の誤差が増えることがある。レゾルバディジタルコンバータ１０及びモータ駆動制御装置１４によれば、入力信号の２剰和の位相と、励磁信号の位相とを調整することで、角度検出値の誤差が解消され、技術的課題が克服される。

例えば励磁周期（１／１０ｋＨｚ）がモータ１１の回転周期（１／２．５ｋＨｚ）の４倍であると、図１３のように、ディジタルｓｉｎ相信号、ディジタルｃｏｓ相信号はＨＰＦ２７によって歪む。ディジタルｓｉｎ相信号、ディジタルｃｏｓ相信号を使った位相補正は精度が低い。実施形態に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置によれば、ディジタルｓｉｎ相信号及びディジタルｃｏｓ相信号をそれぞれ２乗し、２乗和平均信号のゼロクロス点を使うため、精度が向上する。

（変形例）
０点検出部３５の代わりの別のゼロクロス点の検出部を実施形態に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置は用いても良い。変形例に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置は、以下に特に断らない限り、それぞれレゾルバディジタルコンバータ１０及びモータ駆動制御装置１４と実質同じ構成を有する。

図１４（ａ）は変形例に係る角度検出装置に用いられる検出部のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。

位相遅れ時間測定部４６（検出部）は位相遅れ時間ＤＴを測定する。位相遅れ時間測定部４６はゼロクロスタイミングでの２乗和平均信号の位相を検出し、位相ズレ量を求める。

図５、図１４（ａ）に示されるように、位相遅れ時間測定部４６は、加算器４０（図５）の出力からの２乗和平均信号のゼロクロス点を検出する他の０点検出部４６ａと、０点検出部４６ａからの検出信号及びポート２０２（図５）からの励磁信号ＲＳを入力されるカウンタ４６ｂとを備える。位相遅れ時間測定部４６は、励磁信号ＲＳの立上りのタイミングからカウンタ４６ｂによる計数を開始させる。位相遅れ時間測定部４６は立上りタイミングの検出信号又は立下がりタイミングの検出信号によりカウンタ４６ｂに計数を止めさせる。

図１４（ｂ）は励磁信号ＲＳのタイムチャートである。図１４（ｃ）は２乗和平均信号波形のタイムチャートである。図１４（ｄ）はカウンタ４６ｂの動作のクロックのタイムチャートである。図１４（ｅ）はカウンタ４６ｂの値のタイムチャートである。既述の符号は同じ要素を表す。

カウンタ４６ｂの初期値は０ｘ００００であるとする。励磁信号ＲＳの立上りによりカウンタ４６ｂは計数を開始する。カウンタ４６ｂはクロックの入力によって値を増やすことを続ける。カウンタ４６ｂは０点検出部４６ｂから、検出信号により、１６ビットのディジタルデータによって表される振幅レベルが０になったことを通知される。カウンタ４６ｂは計数を止める。計数値４をＤＴとして位相遅れ時間測定部４６は出力する。

位相遅れ時間測定部４６は、励磁信号ＲＳを元の信号として使い、２乗和平均信号のゼロクロス点４７を直接検出する。位相遅れ時間測定部４６は高い精度で位相ズレ量を検出することができる。

また、位相補正量調整部３６の代わりの別の位相補正量調整部を実施形態に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置は用いても良い。

図１５は変形例に係る角度検出装置に用いられる位相補正量調整部のブロック図である。既述の符号はそれらと同じ要素を表す。

位相補正量調整部４８は、位相遅れ時間測定部４６が求めた位相遅れ時間ＤＴに応じた位相ディレイ（位相差）で励磁信号ＲＳを遅らせ、遅延した励磁信号ＲＳを検波器２４（図２）へ出力する。

位相補正量調整部４８は、互いに直列に多段接続されたそれぞれ１６ビット分のフリップフロップＤを有するレジスタ回路（多段ディレイ部）４８ｂと、区間番号０〜７に応じて複数のフリップフロップＤのうちの１又は複数のフリップフロップＤを選択する切替え回路（タップ切替部）４８ａとを備える。１６個のフリップフロップＤとは、１６ビットで表される励磁信号を、パラレルｔｏシリアル変換した得られたシリアルの１６ビットの励磁信号を表すフリップフロップＤを言う。

レジスタ回路４８ｂは、先頭のフリップフロップＤから励磁信号ＲＳを入力される。レジスタ回路４８ｂは励磁信号ＲＳを順次遅延させる。レジスタ回路４８ｂは複数のタップを有する。タップとは各フリップフロップＤの出力を言う。

切替え回路４８ａは、位相遅れ時間測定部４６からの位相遅れ時間ＤＴの大きさに応じてレジスタ回路４８ｂの複数のタップを切替え選択して、同期信号を生成する。切替え回路４８ａは、選択したフリップフロップＤから補正後の励磁信号を出力させる。

位相遅れ時間ＤＴにより、励磁信号ＲＳの位相のズレ量が位相補正量調整部４８に知らされる。位相遅れ時間ＤＴにより複数個のディレイ素子のうちの遅延に必要な個数が選択される。結果的に選択されたフリップフロップＤの個数が位相補正量を表す。励磁信号の位相のズレ量が補正される。検波器２４へ同期検波用の補正後の励磁信号が入力される。

図１２の位相補正量調整部３６と位相補正量調整部４８とを比べると、位相補正量調整部３６は遅延素子を直列に接続していない点で、遅延素子を直列に接続している位相補正量調整部４８と異なる。位相補正量調整部３６の回路は位相補正量調整部４８の回路よりもより簡素である。直列の遅延素子の接続無しの位相補正量調整部３６の回路規模はその接続付きの位相補正量調整部４８の回路規模よりもより小さい。

（その他）
各ブロック図は例示である。

上記実施形態はベストモードの開示であるが、レゾルバディジタルコンバータ１０は立上り検出部４３及び立下り検出部４４の一方だけを使ってゼロクロス点を検出してもよい。レゾルバディジタルコンバータ１０は、立上りクロス点５５、５７だけ、あるいは立下りクロス点５６、５８だけを検出してもよい。

立上り検出部４３及び立下り検出部４４の両方を有するレゾルバディジタルコンバータ１０による位相検出の精度は、それらの一方のみを有するレゾルバディジタルコンバータ１０によるそれよりも高い。

上記説明では、ゼロクロス点は２乗和波形の振幅レベルとして電圧値０を用いていたが、ゼロクロス点の代わりに予め決められた電圧値を用いても良い。ゼロクロス点以外の電圧値を使って実施した実施品に対して本実施形態に係る角度検出装置の優位性は何ら損なわれるものではない。

上記説明では、ｃｏｓφ信号及びｓｉｎφ信号の２相であったが、３相又は４相以上の信号波を実施形態に係る角度検出装置は用いてもよい。ｓｉｎφ、ｃｏｓφの振幅は１であったが、言うまでもなく１と異なる振幅でもよい。

上記説明では、励磁コイル１９が廻っており、ｓｉｎ相コイル１７及びｃｏｓ相コイル１８が固定されていた。磁界を誘導する側と、磁界を誘導される側とは相対的に逆に配置されてもよい。実施形態に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置は、励磁コイル１９を固定し、ｓｉｎ相コイル１７及びｃｏｓ相コイル１８が廻る配置を用いても良い。

上記説明では、励磁周期（１／１０ｋＨｚ）とモータ１１の回転周期（１／２．５ｋＨｚ）との比が、１：４である場合の例であった。ΔΣＡＤ変換器２６から出力される信号波の振幅が０レベルになるタイミングにおいて励磁信号の位相と、モータ１１の回転角の位相との関係は１：４の場合に限られない。例えば整数ｊ、ｋを使って表すと、励磁周期のｊ倍と、モータ１１の回転周期のｋ倍とが一致する場合、励磁信号がゼロクロスし、モータ１１の回転角がゼロクロスする。この整数ｊ、ｋのペアの関係の場合でも、実施形態に係る角度検出装置及びモータ駆動制御装置は上記例と同等の効果を奏することができる。

レゾルバディジタルコンバータ１０の機能は主にＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）、あるいはＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ−ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）により実現される。レゾルバディジタルコンバータ１０内の信号入力ポートやＡＤ変換部２２にはアナログ回路が用いられる。上記説明でのアルゴリズム演算はゲート素子を使った信号への物理的な演算である。

上記説明では、ＡＤ変換部２２が差分信号波ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔを出力し、検波器２４がこの差分信号波ｓｉｎ（θ−φ）・ｓｉｎωｔに励磁信号ＲＳを掛け合わせて差分信号ｓｉｎ（θ−φ）を出力した。レゾルバディジタルコンバータ１０はＡＤ変換部２２内のＨＰＦ２７の出力信号に対して同期検波を行ってもよい。

いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１０…レゾルバディジタルコンバータ（実施の形態に係る角度検出装置）、１１…モータ、１２…レゾルバ、１３…レゾルバロータ、１４…モータ駆動制御装置（実施の形態に係るモータ駆動制御装置）、１５…ライン、１６…レゾルバステータ、１７…ｃｏｓ相コイル、１８…ｓｉｎ相コイル、１９…励磁コイル、２０…励磁信号発生器、２１…ポート、２２…ＡＤ変換部、２３…位相補正部（補正部）、２４…検波器、２５…角度計算部、２６…ΔΣＡＤ変換器、２６ａ…ΔΣ変調器、２６ｂ…ＬＰＦ、２６ｃ…デシメーションフィルタ、２７…ＨＰＦ、２８…乗算器、２９…減算器、３０…角速度算出部（ＰＩ制御器）、３１…回転角度算出部（積分器）、３２…ＣＯＳテーブル、３３…ＳＩＮテーブル、３４…２乗和平均計算部、３５…０点検出部（検出部）、３６…位相補正量調整部、３７…加算器、３８，３９…乗算器、４０…加算器、４１…平均値検出部、４１ａ，４１ｃ…乗算器、４１ｂ…フリップフロップ、４１ｄ…加算器、４２…減算器、４３…立上り検出部、４４…立下り検出部、４５ａ，４５ｂ，４５ｃ，４５ｄ…位相補正方向出力部、４６…位相遅れ時間測定部（検出部）、４７…ゼロクロス点、４８…位相補正量調整部、４８ｂ…タップ付き多段ディレイ部、４８ａ…タップ切替部、５０…励磁鋸波信号、５１…ＡＤ変換後の励磁信号、５２…ｓｉｎ相信号、５３…２乗和平均信号、５４…点、５５，５６，５７，５８…ゼロクロス点、５９…コンパレータ、６０…スイッチングインバータ（インバータ回路）、６１…計算部、６２…インバータ制御部（制御部）、６３…舵角センサ、６４…トルクセンサ、６５…車速センサ、１００，１０１…波形、１０３，１０４，１０５，１０６…点、２０１、２０２、２０３、２０４…ポート、２０５…アンドゲート、２０６，２０７…オアゲート、２０８，２０９…スイッチ、２１０，２１１，２１４，２１５…演算器、２１２…フリップフロップ（遅延素子）、２１３，２１６…演算回路、３０１…出力部、３０２…選択部。

Claims (5)

1. それぞれ励磁波を回転軸の回転角で振幅変調して得られた位相が異なる複数相の信号波をアナログ／ディジタル変換するＡＤ変換部と、
   励磁信号および前記ＡＤ変換部から前記複数相の信号波が入力され、前記励磁信号の位相をこの位相および前記信号波の位相間の位相差分だけ遅延させる補正部と、
   前記位相が補正された励磁信号に同期して前記ＡＤ変換部からの出力信号を同期検波する検波器と、
   前記検波器の出力信号によって推定回転角を算出し、前記推定回転角を前記ＡＤ変換部へ出力する角度計算部と、を備えたことを特徴とする角度検出装置。
2. 前記補正部は、
   ｃｏｓ相信号波の２乗およびｓｉｎ相信号波の２乗を加算して加算結果の時間平均値を計算し、前記信号波の励磁周期の半分の周期を有する２乗和平均信号を出力する２乗和平均計算部と、
   前記２乗和平均信号の振幅が基準レベルであるタイミングでの前記２乗和平均信号の位相を検出し、前記励磁周期内での前記位相の基準位相位置からのズレ量を前記励磁信号により求める検出部と、
   前記ズレ量によって前記位相を補正する位相補正量調整部とを備えることを特徴とする請求項１記載の角度検出装置。
3. 前記検出部は、
   前記２乗和平均信号が立上り中に前記基準レベルにクロスする立上りタイミングおよび前記２乗和平均信号が立下り中に前記基準レベルにクロスする立下りタイミングのうちの少なくとも何れか一方を検出することを特徴とする請求項２記載の角度検出装置。
4. 前記位相補正量調整部は、
   前記励磁信号の振幅レベルを表す複数ビットに対応する複数の遅延素子と、
   位相ズレの補正方向および前記位相ズレの補正量により前記２乗和平均信号の位相を進めるか、又は戻すか、又は前記２乗和平均信号を通過させるかを切替える選択部と、
   前記選択部による選択によって前記複数の遅延素子の値の保持、各値のインクリメント、あるいは各値のデクリメントを実行する演算回路とを備えたことを特徴とする請求項２記載の角度検出装置。
5. モータのステータおよびロータの何れか一方に設けられ、励磁波を印加される励磁コイルと、
   前記ロータおよび前記ステータの何れか他方に設けられ、それぞれ前記励磁コイルへの前記励磁波を前記ロータの回転軸の回転角で振幅変調し、位相が異なる複数相の信号波を生成する検出コイルと、
   前記複数相の信号波をそれぞれ、アナログ／ディジタル変換するＡＤ変換部と、
   励磁信号および前記ＡＤ変換部から前記複数相の信号波が入力され、前記励磁信号の位相をこの位相および前記信号波の位相間の位相差分だけ遅延させる補正部と、
   前記位相が補正された前記励磁信号に同期して前記ＡＤ変換部からの出力信号を同期検波する検波器と、
   前記検波器の出力信号によって前記回転角を算出し、算出した前記回転角を前記ＡＤ変換部へ出力する角度計算部と、
   前記角度計算部が算出した前記回転角により前記モータへの駆動電流を生成するインバータ回路を制御する制御部とを備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。

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