WO2022185825A1 - 変位検出装置 - Google Patents

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WO2022185825A1
WO2022185825A1 PCT/JP2022/004142 JP2022004142W WO2022185825A1 WO 2022185825 A1 WO2022185825 A1 WO 2022185825A1 JP 2022004142 W JP2022004142 W JP 2022004142W WO 2022185825 A1 WO2022185825 A1 WO 2022185825A1
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signal
value
displacement
excitation
detection device
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PCT/JP2022/004142
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哲也 清水
健太郎 大友
崚平 木戸
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村田機械株式会社
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
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    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • G01D5/245—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains using a variable number of pulses in a train
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2203/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the means for detecting the position of the rotor
    • H02P2203/01—Motor rotor position determination based on the detected or calculated phase inductance, e.g. for a Switched Reluctance Motor

Definitions

  • the present invention relates to a displacement detection device that detects displacement of an object to be measured.
  • Patent Document 1 discloses a rotary resolver, which is a displacement detection device of this type.
  • the rotary resolver of Patent Document 1 is used to obtain the rotation angle of the motor.
  • This rotary resolver includes an AD converter and a corrector.
  • the AD converter performs analog/digital conversion of multiple phase signal waves having different phases.
  • the phase of the AD-converted signal wave lags behind the phase of the excitation signal.
  • An excitation signal having a reference phase position within an excitation period is input to the correction unit, and a multi-phase signal wave is input from the AD conversion unit.
  • the correction unit detects the zero-crossing phase of the sum-of-squares average signal of the signal waves of multiple phases, and corrects the phase of the excitation signal based on the position of the zero-crossing phase and the correction direction of the phase shift in the phase section obtained by equally dividing the excitation period. is corrected to delay the The phase of the excitation signal is delayed by the amount of deviation from the reference phase position, which is the phase difference between this phase and the phase of the signal wave.
  • the resolution for detecting the rotation angle of the motor can also be improved by lengthening the excitation period. However, if the excitation period becomes long, the detection followability deteriorates when the rotation angle of the motor changes at high speed. As described above, the configuration of Patent Document 1 has room for improvement because it is difficult to achieve both high-speed response and high resolution at the same time.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and its object is to provide a displacement detection device capable of realizing high-speed response and high resolution, in which errors that change due to external factors such as temperature can be eliminated on the spot by calculation. is to provide
  • a displacement detection device having the following configuration. That is, this displacement detection device detects the displacement of the object to be measured in the displacement detection direction.
  • the displacement detection device includes a scale, a sensor head, and a signal processing arithmetic device. On the scale, magnetically responsive portions and non-magnetically responsive portions are alternately arranged at a predetermined detection pitch in the displacement detection direction.
  • the sensor head has an excitation element and at least four magnetic sensing elements. An excitation signal is applied to the excitation element.
  • the output signals of the four magnetic sensing elements are sine function, cosine function, minus sine function and minus cosine function, respectively.
  • An output signal of the magnetic detection element is input to the signal processing operation device.
  • the signal processing arithmetic unit calculates and outputs relative displacement information of the scale with respect to the sensor head.
  • the signal processing arithmetic device includes a first differential amplifier, a second differential amplifier, and an arithmetic processing section.
  • the first differential amplifier outputs a first AC signal obtained by synthesizing the cosine function and the minus cosine function.
  • the second differential amplifier outputs a second AC signal obtained by synthesizing the sine function and the minus sine function.
  • the arithmetic processing unit determines a value that substantially indicates a phase shift amount between the excitation signal and the first AC signal and the second AC signal at least at the start of use of the displacement detection device.
  • the arithmetic processing unit When detecting the displacement of the object to be measured, acquires the value of the first AC signal and the value of the second AC signal at the timing based on the determined value, and obtains the first AC signal An arctan operation is performed using the value of the signal and the value of the second AC signal to output the relative displacement information.
  • each signal can be acquired at the timing when the first AC signal and the second AC signal are sufficiently deviated from zero. Therefore, a highly accurate tan value can be obtained by dividing the signal value. An accurate displacement can be obtained by performing an arctan operation on this tan value. Moreover, since the displacement is obtained by the arctan calculation, it is possible to obtain the displacement a plurality of times per cycle of the excitation signal. Therefore, in addition to high resolution, high-speed detection response can be easily achieved.
  • the displacement detection device includes an amplitude adjustment section that adjusts the amplitude of the first AC signal output by the first differential amplifier and the amplitude of the second AC signal output by the second differential amplifier. is preferred.
  • the amplitude can be changed in response to changes in the transformer ratio of the magnetic detection head.
  • the amplitude adjustment section preferably adjusts the amplitude of the alternating current flowing through the excitation element.
  • the amplitude adjustment section adjusts amplification gains of the first differential amplifier and the second differential amplifier.
  • the displacement detection device described above preferably has the following configuration. That is, at least at the start of use of the displacement detection device, a plurality of identification excitation signals generated by shifting the phases of the excitation signal by mutually different phase shift amounts are applied to the excitation element. As each of the identification excitation signals is applied to the excitation element, the arithmetic processing unit calculates the value of the first AC signal and the value of the second AC signal at a timing constant with respect to the original excitation signal. A signal value is obtained, and a total degree of deviation of the value of the first AC signal and the value of the second AC signal from zero is obtained. The arithmetic processing unit obtains a phase shift amount of the identification excitation signal having the largest sum among the plurality of identification excitation signals, and substantially adjusts the phase shift amount based on the phase shift amount. to find the value that is typically shown.
  • the displacement detection device described above preferably has the following configuration. That is, at least at the start of use of the displacement detection device, the arithmetic processing section repeatedly acquires the value of the first AC signal and the value of the second AC signal at a sampling period shorter than the signal period.
  • the arithmetic processing unit acquires a total degree of deviation of the value of the first AC signal and the value of the second AC signal from zero for each of a plurality of sampling timings.
  • the arithmetic processing unit obtains a sampling timing at which the total is maximum among a plurality of sampling timings at which the total is obtained, and calculates a value that substantially indicates the phase shift amount based on the sampling timing. Ask.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a displacement detection device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. The figure which shows the waveform of an excitation signal, a 1st alternating current signal, and a 2nd alternating current signal.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an identification excitation signal having the same phase as the original excitation signal in the first embodiment
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an identification excitation signal generated by delaying the phase of the original excitation signal by 40°
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an identification excitation signal generated by delaying the phase of the original excitation signal by 340°
  • FIG. 11 is a flowchart showing a first example of amplitude adjustment processing in the fourth embodiment; 14 is a flowchart showing a second example of amplitude adjustment processing in the fourth embodiment;
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a displacement detection device 100 according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing waveforms of the excitation signal, the first AC signal y1 and the second AC signal y2.
  • a displacement detection device 100 shown in FIG. 1 is used to detect displacement in a predetermined direction of an object to be measured.
  • the direction in which the displacement of the object to be measured is detected may be called the displacement detection direction.
  • Displacement is a value that indicates how much the current position has changed compared to the reference position (for example, the initial position).
  • the reference position for example, the initial position.
  • the displacement detection device 100 can be used as a position detection device.
  • the displacement detection device 100 mainly includes a scale 1, a magnetic detection head (sensor head) 2, and a detection signal processing device (signal processing operation device) 3.
  • Either the scale 1 or the magnetic detection head 2 is attached to the object to be measured.
  • the scale 1 is attached to a movable member (not shown)
  • the magnetic detection head 2 is attached to a fixed member (not shown) which is the object to be measured.
  • the movable member is linearly movable along a path parallel to the displacement detection direction.
  • the scale 1 may be attached to the fixed member, which is the object to be measured
  • the magnetic detection head 2 may be attached to the movable member.
  • both the scale 1 and the magnetic detection head 2 may be attached to movable members that are displaced relative to each other.
  • the displacement detection device 100 detects the relative displacement of the object to be measured (that is, the scale 1 and the magnetic detection head 2).
  • the scale 1 is used as a scale for detecting the displacement of the measurement object in the longitudinal direction of the scale 1.
  • the scale 1 is elongated in a direction parallel to the movement stroke so as to include the movement stroke of the magnetic detection head 2 accompanying the movement of the movable member.
  • the scale 1 may be formed in the shape of an elongated block, or may be formed in the shape of an elongated rod.
  • the scale 1 includes a non-magnetic response section 11 and a magnetic response section 12.
  • the non-magnetic response section 11 is made of, for example, a metal that does not have significant magnetism, or a material that does not have magnetism, such as plastic.
  • the magnetic response section 12 is made of, for example, metal having ferromagnetism.
  • the non-magnetic responsive portions 11 and the magnetic responsive portions 12 are alternately arranged in the longitudinal direction of the scale 1 .
  • the magnetic response units 12 are arranged in the longitudinal direction of the scale 1 at predetermined detection pitches C0. Since the magnetic response portions 12 are arranged side by side while forming a predetermined interval, there is a non-magnetic portion, which is a portion with no (or relatively weak) magnetism, between two magnetic response portions 12 adjacent to each other. A response part is formed. Therefore, in the magnetic response section 12, presence or absence or strength of the magnetic response appears alternately and repeatedly at each detection pitch C0 in the longitudinal direction of the scale 1.
  • the magnetic detection head 2 is arranged at a predetermined distance from the magnetic response section 12, as shown in FIG.
  • the magnetic detection head 2 can be shaped like a cylinder, and the scale 1 can be inserted into the cylinder hole.
  • the shape of the magnetic detection head 2 is not limited.
  • the magnetic detection head 2 includes a primary coil (excitation element) 21 and a plurality of secondary coils (magnetic detection elements) 22 . Four secondary coils 22 are provided in this embodiment.
  • the primary coil 21 is used to generate an alternating magnetic field. As shown in FIG. 1, the primary coil 21 is arranged in a portion of the magnetic detection head 2 farther from the scale 1 than the secondary coil 22 is.
  • an excitation signal (A ⁇ sin ⁇ t) obtained by DA-converting an excitation wave generated by a device such as an FPGA included in the detection signal processing device 3 described later is It is applied to the primary coil 21 concerned.
  • FPGA is an abbreviation for Field Programmable Gate Array.
  • the four secondary coils 22 are arranged side by side in a direction parallel to the longitudinal direction of the scale 1, as shown in FIG.
  • the secondary coil 22 is arranged in a portion of the magnetic detection head 2 closer to the scale 1 than the primary coil 21 is.
  • An induced current induced by the magnetic field strengthened by the magnetic response section 12 flows through the four secondary coils 22 .
  • the magnetic detection head 2 detects and outputs an electric signal (for example, a voltage signal) based on this induced current.
  • the four secondary coils 22 are arranged side by side at predetermined unit pitches C1 in the displacement detection direction.
  • the unit pitch C1 is determined based on the detected pitch C0 so as to have a predetermined relationship with the detected pitch C0.
  • the unit pitch C1 is set to be the sum of an integral multiple of the detection pitch C0 and 1/4 of the detection pitch C0.
  • C1 (n+1/4) ⁇ C0
  • each of the four secondary coils in order to specify each of the four secondary coils, they are referred to as a first coil 22a, a second coil 22b, a third coil 22c, and a fourth coil 22d in order from the left side shown in FIG. Sometimes.
  • each secondary coil 22 When an alternating current of an appropriate frequency is passed through the primary coil 21, a magnetic field is generated in the primary coil 21, the direction and strength of which change periodically. On the other hand, an induced current is generated in the secondary coil 22 in a direction that hinders the change in the magnetic field of the coil. If a ferromagnetic material exists in the vicinity of the primary coil 21, this ferromagnetic material acts to strengthen the magnetic field generated by the primary coil 21. FIG. This effect increases as the ferromagnetic material approaches the primary coil 21 .
  • the primary coil 21 and the secondary coil 22 approach the magnetic response section 12 as the magnetic detection head 2 relatively moves from one side of the scale 1 to the other side in the longitudinal direction. After coming closest, they move away.
  • the induced current generated in the secondary coil 22 is an alternating current, and the magnitude of the amplitude varies depending on the positional relationship between the secondary coil 22 and the magnetic response section 12 .
  • the secondary coils 22 are spaced apart by the unit pitch C1 so that the positional relationship with the nearest magnetic response section 12 is substantially shifted by 1/4 of the detection pitch C0.
  • the first coil 22a, the second coil 22b, the third coil 22c, and the fourth coil 22d are separated from each other by 1/4 of the detection pitch C0, they are out of phase with each other by 90°. outputs a voltage signal That is, when the voltage signal output by the first coil 22a is expressed as cos+ phase, the second coil 22b outputs a sin+ phase voltage signal, the third coil 22c outputs a cos ⁇ phase voltage signal, and the fourth coil 22c outputs a voltage signal of cos ⁇ phase.
  • the coil 22d outputs a sin-phase voltage signal.
  • the detection signal processing device 3 processes the voltage signals output from the first coil 22a, the second coil 22b, the third coil 22c, and the fourth coil 22d, and calculates the relative displacement of the scale 1 with respect to the magnetic detection head 2. Output.
  • the detection signal processing device 3 includes, for example, a first differential amplifier 31, a second differential amplifier 32, and an arithmetic processing section 35, as shown in FIG.
  • the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 are part of the circuits (or electronic components) that make up the analog circuits of the detection signal processing device 3 .
  • the arithmetic processing unit 35 is realized by executing a program by an FPGA or the like provided in the detection signal processing device 3 .
  • the first differential amplifier 31 is used to amplify the difference between the outputs of the first coil 22a and the third coil 22c.
  • the first differential amplifier 31 amplifies the difference between the voltage signals output from the first coil 22a and the third coil 22c, and outputs it as the first AC signal y1.
  • the first AC signal y1 is processed by a filter, converted from an analog signal to a digital signal by an AD converter, and input to the arithmetic processing unit 35.
  • the second differential amplifier 32 is used to amplify the difference between the outputs of the second coil 22b and the fourth coil 22d.
  • the second differential amplifier 32 amplifies the difference between the voltage signals output from the second coil 22b and the fourth coil 22d and outputs it as a second AC signal y2.
  • the second AC signal y2 is processed by a filter, converted from an analog signal to a digital signal by an AD converter, and input to the arithmetic processing unit 35.
  • the calculation processing unit 35 performs arctan calculation on the first AC signal y1 and the second AC signal y2 of digital signals. Specifically, the arithmetic processing unit 35 divides the second AC signal y2, which is a digital signal, by the first AC signal y1. This result corresponds to the value of tan ⁇ . After that, the arithmetic processing unit 35 obtains the arctan value of the calculation result. As a result, the phase ⁇ representing the displacement of the scale 1 with respect to the magnetic detection head 2 can be obtained as relative displacement information of the scale 1 . Strictly speaking, ⁇ is the phase, but substantially indicates the relative displacement of the scale 1 with respect to the magnetic detection head 2 . Therefore, ⁇ may be referred to as displacement below.
  • the displacement ⁇ obtained by the arithmetic processing unit 35 is input to a filter to remove high frequency components. Accordingly, noise and the like can be removed.
  • the value after filtering is output from the detection signal processing device 3 as position information after undergoing post-processing such as linearity calibration.
  • phase shift amount d is generated between the excitation signal applied to the primary coil 21 and the outputs of the secondary coil 22 (the first AC signal y1 and the second AC signal y2). Specifically, the phases of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are delayed from the excitation signal by the phase shift amount d. This phase shift amount d is generated based on the difference in coil design, resistance factors of the wiring portion (wiring type, length, routing), and the like. The magnitude of the phase shift amount d varies depending on the ambient environment such as temperature.
  • the timing for obtaining the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 for detecting the displacement of the scale 1 with respect to the magnetic detection head 2 is adjusted to the above phase shift. Considering the amount d, each signal is determined in advance so as to be a value sufficiently deviated from zero. This timing is determined relative to the timing of the excitation signal.
  • tan ⁇ is calculated by dividing the second AC signal y2 by the first AC signal y1. Therefore, when the values of the two signals are near zero, the accuracy of tan ⁇ decreases. Considering this, it is most preferable that the timing at which the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 are acquired coincides with the timing at which the values of the two signals reach positive or negative peaks. However, if the values of the two signals deviate from zero to some extent, the accuracy of tan ⁇ can be sufficiently ensured, so it is not necessary to strictly acquire the values of the signals at the peak timing.
  • the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are expressed by the following equations.
  • y1 a*cos ⁇ *sin( ⁇ t+d)
  • y2 a ⁇ sin ⁇ sin( ⁇ t+d) d in this equation represents the phase shift.
  • the timing at which the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 show positive or negative peaks means the timing at which the phase of ⁇ t+d is 90° or 270°. On the other hand, at the timing when the phase of ⁇ t+d is 0° or 180°, both the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 are near zero.
  • the value of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are obtained at sufficiently different timings from the timing at which ⁇ t+d is 0° or 180°, for example. be. If the phase shift amount d can be obtained with a certain degree of accuracy, it is possible to appropriately generate timings for extracting the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 used in the arctan calculation.
  • the phase shift amount d can be determined, for example, by using the sequential phase shift method of the excitation signal as shown in FIGS.
  • the arithmetic processing unit 35 generates a plurality of identification excitation signals based on the excitation signals described above, and sequentially applies the identification excitation signals to the primary coil 21 .
  • a plurality of identification excitation signals are generated by shifting the phase of the original excitation signal by mutually different shift amounts. Examples of identifying excitation signals are shown in FIGS.
  • FIG. 3 shows the case where the phase shift amount D is 0°
  • FIG. 4 shows the case where it is 40°
  • FIG. 5 shows the case where it is 340°.
  • the plurality of identifying excitation signals may include those with no phase shift, that is, those with the same phase as the original excitation signal.
  • the identification excitation signal can be expressed as A ⁇ sin( ⁇ t+D) where D is the amount of phase shift in the delay direction.
  • the arithmetic processing unit 35 actually applies the identification excitation signal to the primary coil 21 each time it generates the identification excitation signal.
  • Each identification excitation signal is applied to the primary coil 21 for a sufficient period of time, for example, over one cycle of the excitation signal.
  • the arithmetic processing unit 35 Each time the identification excitation signal is applied to the primary coil 21, the arithmetic processing unit 35 generates the first AC signal y1 and the second AC signal at the timing when the original excitation signal A ⁇ sin ⁇ t reaches the amplitude peak position. Get the value of y2. Regarding the amplitude peak position, the phase of ⁇ t may be either 90° or 270°, but the examples in FIGS.
  • the timing at which the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are acquired is constant regardless of which identification excitation signal is applied.
  • the phase of the identification excitation signal changes at intervals of 10°
  • the phases of the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 also change at intervals of 10° accordingly. Therefore, as shown in FIGS. 3 to 5, if the identification excitation signal is different, the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are also different.
  • the arithmetic processing unit 35 determines that the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 obtained at the above timing deviate from zero each time the respective identification excitation signals are applied to the primary coil 21.
  • a value is calculated that substantially represents the sum of the degrees.
  • this value may be referred to as a total signal divergence value.
  • the sum of squares of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 is obtained as the total value of signal divergence as shown in the following equation.
  • Signal divergence total value ⁇ ((first AC signal y1) ⁇ 2 + (second AC signal y2) ⁇ 2)
  • the sum of the absolute values of the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 may be obtained as the total value of signal divergence, as in the following equation.
  • Signal deviation total value
  • the computational load can be reduced more than the square root of the sum of squares.
  • the phase shift estimation amount d e is a value in the vicinity of the phase shift amount d. Therefore, the phase shift estimation amount d e can be said to be a value that substantially indicates the phase shift amount d.
  • the timings for acquiring the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are determined based on the obtained phase shift estimation amount d e .
  • the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 are obtained at timings that are sufficiently different from the timings at which ⁇ t+d e becomes 0° or 180°.
  • the acquisition timing is preferably the timing when ⁇ t+d e becomes 90° or 270°. As described above, tan ⁇ (and thus displacement ⁇ ) can be obtained with good accuracy.
  • the displacement ⁇ is obtained by calculating the arctan for the value obtained by dividing the second AC signal y2 by the first AC signal y1. Therefore, the displacement ⁇ can be obtained at an arbitrary timing by avoiding the timing when the signal values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 for one cycle are near zero.
  • the frequency of obtaining the displacement ⁇ may be once per cycle of the excitation signal, or may be twice or more.
  • a displacement detection device 100 detects the displacement of the object to be measured in the displacement detection direction.
  • a displacement detection device 100 includes a scale 1 , a magnetic detection head 2 , and a detection signal processing device 3 .
  • magnetic response sections 12 and non-magnetic response sections 11 are alternately arranged at a predetermined detection pitch in the displacement detection direction.
  • the magnetic sensing head 2 has a primary coil 21 to which an excitation signal is applied, and at least four secondary coils 22 whose output signals are sine, cosine, minus sine and minus cosine functions, respectively.
  • the output signal of the secondary coil 22 is input to the detection signal processing device 3 .
  • a detection signal processing device 3 calculates and outputs relative displacement information of the scale 1 with respect to the magnetic detection head 2 .
  • the detection signal processing device 3 includes a first differential amplifier 31 , a second differential amplifier 32 and an arithmetic processing section 35 .
  • the first differential amplifier 31 outputs a first AC signal y1 obtained by synthesizing the cosine function and the minus cosine function.
  • the second differential amplifier 32 outputs a second AC signal y2 obtained by synthesizing the sine function and the minus sine function.
  • the arithmetic processing unit 35 obtains a value (estimated phase shift amount d e ).
  • the arithmetic processing unit 35 calculates the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 at the timing based on the determined phase shift estimation amount d e . get.
  • the calculation processing unit 35 performs arctan calculation using the obtained values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2, and outputs relative displacement information.
  • each signal can be acquired at the timing when the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are sufficiently deviated from zero. Therefore, a highly accurate value of tan ⁇ can be obtained by dividing the value of the signal.
  • An accurate displacement ⁇ can be obtained by performing an arctan operation on the value of tan ⁇ . Moreover, since the displacement is obtained by the arctan calculation, it is possible to obtain the displacement a plurality of times per cycle of the excitation signal by avoiding the timing when the value of each signal approaches zero. Therefore, in addition to high resolution, high-speed detection response can be easily achieved.
  • a plurality of identification excitation signals based on excitation signals are applied to the primary coil 21 .
  • the plurality of identification excitation signals are generated by shifting the phases of the original excitation signals by phase shift amounts D different from each other.
  • the arithmetic processing unit 35 calculates the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal at constant timings with respect to the original excitation signal. Obtain the value of y2, and obtain the sum of the degree of divergence between the values of the two signals from zero (signal divergence total value).
  • the arithmetic processing unit 35 obtains the phase shift amount D of the identification excitation signal having the maximum sum among the plurality of identification excitation signals. Based on this phase shift amount D, the arithmetic processing unit 35 obtains the phase shift estimation amount d e .
  • the arithmetic processing unit 35 employs a waveform tracing method for the output signal from the secondary coil 22 (that is, the first AC signal y1 and the second AC signal y2) instead of the sequential phase shift method for the excitation signal. is used to perform the phase shift amount determination process to determine the phase shift amount used in the identification process.
  • the arithmetic processing unit 35 sets the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 to a value sufficiently shorter than the signal period so as to copy the waveforms of the first AC signal y1 and the second AC signal y2. Acquired at sampling intervals.
  • the normal excitation signal A ⁇ sin ⁇ t is applied to the primary coil 21 instead of the aforementioned identification excitation signal.
  • AD conversion by the AD converter be performed at high speed.
  • the arithmetic processing unit 35 calculates the above-described signal divergence total value for the pair of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 at each sampling timing.
  • the signal divergence total value may be the square root of the sum of the squares of the two signal values, or may be the sum of the absolute values, as described above.
  • the arithmetic processing unit 35 compares the signal divergence total values. Thereby, the sampling timing at which the total value of signal divergence reaches the maximum value can be obtained. As shown in FIG. 6, the phase shift estimated amount d e can be easily obtained based on the sampling timing at which the total value of signal divergence reaches its maximum value.
  • the subsequent processing for obtaining the displacement ⁇ of the object to be measured is substantially the same as that of the first embodiment, so the description is omitted.
  • the arithmetic processing section 35 repeats the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 at a sampling period shorter than the signal period. to get.
  • the arithmetic processing unit 35 obtains the total degree of deviation of the signal value from zero for each of the plurality of sampling timings.
  • the arithmetic processing unit 35 obtains the sampling timing at which the total is the maximum among the plurality of sampling timings at which the total is obtained.
  • the arithmetic processing unit 35 obtains the phase shift estimation amount d e based on the sampling timing at which the total is maximum.
  • the timing at which the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 are sufficiently different from zero can be obtained by examining the waveform for a short period of time, such as one cycle of the excitation signal. can.
  • the waveform to be sampled means the output signal from the secondary coil 22, that is, the first AC signal y1 and the second AC signal y2.
  • the arithmetic processing unit 35 acquires the value of the AC signal using two cycles of the sampling waveform instead of one cycle.
  • first cycle first time
  • second period second time
  • the arithmetic processing unit 35 obtains the sampling timing at which the total value of signal divergence becomes the maximum value among the sampling timings for two cycles (total of 6 times).
  • the detection signal processing device 3 of the present embodiment has an amplitude a of the waveform (a ⁇ cos ⁇ sin ⁇ t) input from the first differential amplifier 31 to the AD converter, and The amplitude a of the waveform (a ⁇ sin ⁇ sin ⁇ t) can be adjusted.
  • This embodiment can be combined with any of the first to third embodiments described above.
  • the value of each signal is acquired at the timing when the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are sufficiently deviated from zero, and the arctan calculation is performed. conduct.
  • the amplitudes of the waveforms output by the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 are not appropriate for the input voltage range of the AD converter.
  • the allowable physical size of the magnetic detection head 2 varies depending on the object to be measured, the size of the surrounding space, and the like. In consideration of such circumstances, in order to increase the versatility of the displacement detection device 100, it is possible to select and use one head from a plurality of types of magnetic detection heads 2 having different sizes according to the situation. may be configured to The transformer ratio between the primary coil 21 and the secondary coil 22 differs depending on the type of head. If the transformer ratio of the magnetic detection head 2 differs from the transformer ratio assumed in the detection signal processing device 3, the amplitude of the waveforms output from the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 may be excessive or becomes too small.
  • An AD converter is arranged downstream of the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 in the direction of signal flow. If the amplitude of the output signals of the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 is too large with respect to the signal input range of the AD converter, the waveform will saturate in the AD converter and erroneous detection of the displacement ⁇ will occur. end up On the other hand, if the amplitudes of the output signals of the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 are too small, the SN ratio deteriorates and the detection accuracy of the displacement ⁇ deteriorates.
  • the amplitude A of the excitation signal (A ⁇ sin ⁇ t) output by the arithmetic processing unit 35 can be changed.
  • the arithmetic processing unit 35 determines whether the peaks of the waveforms of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 are within a predetermined range. investigate.
  • the values (including peaks) of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 can be obtained from each of the two AD converters.
  • the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 obtained at the timing based on the determined phase shift estimation amount d e are calculated as the peaks of the respective waveforms.
  • the peaks of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 can be easily obtained.
  • the value of the first AC signal y1 and the value of the second AC signal y2 obtained substantially at the peak timing of the waveform are defined as the square root of the sum of squares as described above.
  • a total signal divergence value is calculated. This signal divergence total value substantially indicates the magnitude of the amplitude a of the first AC signal y1 and the second AC signal y2.
  • the total signal divergence value may be defined as the sum of absolute values as described above. Also in this case, the total signal divergence value roughly indicates the magnitude of the amplitude a of the first AC signal y1 and the second AC signal y2.
  • the arithmetic processing unit 35 changes the amplitude of the excitation wave output (amplitude A described above) to, for example, 1/2.
  • the amplitude a of the waveform (a ⁇ cos ⁇ sin ⁇ t) output by the first differential amplifier 31 is halved, and the amplitude a of the waveform (a ⁇ sin ⁇ sin ⁇ t) output by the second differential amplifier 32 is becomes 1/2 times.
  • the arithmetic processing unit 35 changes the amplitude of the excitation wave output (amplitude A described above), for example, to double.
  • the amplitude a of the waveform (a ⁇ cos ⁇ sin ⁇ t) output by the first differential amplifier 31 is doubled
  • the amplitude a of the waveform (a ⁇ sin ⁇ sin ⁇ t) output by the second differential amplifier 32 is doubled. be doubled.
  • the detection signal processing device 3 first initializes the value of the amplitude A of the excitation signal to the maximum value (step S101).
  • the detection signal processing device 3 obtains the phase shift amount by, for example, a sequential phase shift method (step S102).
  • the detection signal processing device 3 obtains the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 at timings based on the phase shift estimation amount d e obtained in step S102.
  • the detection signal processing device 3 calculates the above-described signal deviation total value from the two values, and checks whether or not the signal deviation total value is equal to or less than a predetermined threshold value (step S103).
  • step S103 If it is determined in step S103 that the total value of signal divergence is equal to or less than the predetermined threshold value, the adjustment process ends, and the currently set amplitude A of the excitation signal is used in subsequent processes.
  • step S103 If it is determined in step S103 that the total value of signal divergence exceeds the predetermined threshold value, the detection signal processing device 3 changes the amplitude A of the excitation signal to, for example, 1/2 of the current set value. (step S104). After that, the process returns to step S102.
  • the amplitude A of the excitation signal can be adjusted so that the amplitude a of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 is greater than 1/2 of the threshold and equal to or less than the threshold.
  • the amplification gains of the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 can also be changed. Also by this method, the amplitude a of the waveform (a ⁇ cos ⁇ sin ⁇ t) input from the first differential amplifier 31 to the AD converter and the waveform (a ⁇ sin ⁇ • The amplitude a of sin ⁇ t) can be varied.
  • the detection signal processing device 3 sets an appropriate value as the phase shift estimation amount d e indicating the phase shift (step S201).
  • the value set in step S201 is arbitrary and can be random, for example.
  • the setting of this phase shift estimation amount d e is provisional and is later changed to an actually estimated value.
  • the detection signal processing device 3 initializes the amplitude A of the excitation signal to the maximum value (step S202).
  • the detection signal processing device 3 acquires the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 at timings based on the phase shift estimation amount d e temporarily set in step S201.
  • the detection signal processing device 3 calculates the total signal deviation value (in other words, the amplitude a of the first AC signal y1 and the second AC signal y2) from the two values, and the total signal deviation value is equal to or less than a predetermined threshold. It is checked whether or not (step S203).
  • step S203 If it is determined in step S203 that the total value of signal divergence is equal to or less than the predetermined threshold value, the process proceeds to step S205, which will be described later.
  • step S203 If it is determined in step S203 that the total value of signal divergence exceeds the predetermined threshold value, the detection signal processing device 3 changes the amplitude A of the excitation signal to, for example, 1/2 of the current set value. (step S204). After that, the process returns to step S203.
  • the first AC signal y1 and the amplitude A of the excitation signal is changed so that the value of the second AC signal y2 is within a predetermined range.
  • the detection signal processing device 3 generates an excitation signal with the amplitude A determined by the processing of steps S202 to S204, and obtains the phase shift estimation amount d e by, for example, a sequential phase shift method (step S205).
  • the detection signal processing device 3 obtains the values of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 at timings based on the phase shift estimation amount d e obtained in step S205.
  • the detection signal processing device 3 calculates a signal deviation total value from the two signal values, and checks whether or not the signal deviation total value is within a predetermined range (step S206).
  • the predetermined range corresponds to a range that is larger than 1/2 of the threshold value in step S203 and equal to or less than the threshold value.
  • step S206 If it is determined in step S206 that the total value of signal divergence is within the predetermined range, the adjustment process ends, and the currently set amplitude A of the excitation signal and the estimated amount of phase shift d e are used.
  • step S206 If it is determined in step S206 that the total signal divergence value is out of the predetermined range, it is considered that the phase shift estimation amount d e provisionally set in step S201 is not appropriate. Therefore, the process returns to step S202, and the adjustment of the amplitude A of the excitation signal is redone.
  • step S203 In the process of readjusting the amplitude A, in step S203, at the timing based on the phase shift estimation amount d e acquired in step S205 (in other words, the phase shift estimation amount d e acquired most recently), the first AC The values of the signal y1 and the second AC signal y2 are obtained. As a result, a more appropriate value of the amplitude A can be obtained by the processing of steps S202 to S204.
  • the displacement detection device 100 of the present embodiment has the amplitude of the first AC signal y1 output by the first differential amplifier 31 and the amplitude of the second AC signal y2 output by the second differential amplifier 32. is provided with an amplitude adjuster for adjusting the amplitude a of
  • the amplitude a of the first AC signal y1 and the second AC signal y2 can be automatically changed in response to changes in the transformer ratio of the magnetic detection head 2.
  • the adjustment of the amplitude a described above can be performed by adjusting the amplitude A of the alternating current flowing through the primary coil 21 with the "excitation wave output" block of the detection signal processing device 3.
  • the portion that realizes the "excitation wave output” corresponds to the amplitude adjustment section.
  • the gain setting process of the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 can be omitted. Therefore, simple processing can be realized.
  • the adjustment of the amplitude a described above can also be performed by adjusting the amplification gains of the first differential amplifier 31 and the second differential amplifier 32 .
  • the "gain change" block (not shown) provided in the detection signal processing device 3 corresponds to the amplitude adjustment section.
  • the amplitude a of the waveform can be adjusted more directly.
  • the scale 1 is not limited to the configuration described above, and may have an appropriate configuration as long as different magnetic properties (strength of magnetism, direction of generated magnetic field, etc.) are repeated.
  • the magnetic response section 12 may be configured by alternately arranging a ferromagnetic material and a weakly magnetic material/non-magnetic material in the longitudinal direction of the scale 1 . By arranging the north and south poles of magnets, repetition of changes in magnetic properties may be realized.
  • the primary coil 21 is arranged on the side closer to the scale 1, and the secondary coil 22 is positioned closer to the scale 1. may be arranged on the far side from the
  • the magnetic detection element may be composed of a conductive pattern on a printed circuit board, a Hall element, or the like.
  • the determination of the phase shift estimation amount d e in the arithmetic processing unit 35 may be performed at other appropriate timings that do not affect the use of the displacement detection device 100 , in addition to the start of use of the displacement detection device 100 .
  • the interval at which the phase shift amount D of the identification excitation signal is changed is not limited to 10°, but may be 20°, 45°, or the like.
  • the processing may be terminated.
  • the calculated signal divergence total value tends to increase and then decrease as sampling is repeated, the process may be terminated.
  • the linearity calibration and high-speed prediction calculation shown in FIG. 1 may be omitted as appropriate depending on the conditions of use.
  • the amplitude A of the excitation signal is changed by multiplying by 1/2, but it may be multiplied by another arbitrary number smaller than 1.
  • the amplitude may be varied geometrically instead of geometrically.
  • the amplitude may be changed multiple times as shown in FIGS. 8 and 9, it may be changed only once.
  • the amplification gains of the differential amplifiers 31 and 32 can also be changed in various ways as described above.
  • the maximum value is set as the initial value of the amplitude A of the excitation signal, and is changed to decrease as necessary.
  • the minimum value may be set as the initial value of the amplitude A of the excitation signal, and changed to be increased as necessary.
  • the amplitude of the excitation signal can be changed, for example, by multiplying it by any number greater than 1 (eg, 2).
  • the amplification gains of the differential amplifiers 31 and 32 can also be changed in various ways in the same manner as described above.

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Abstract

変位検出装置（１００）が備える検出信号処理装置（３）は、第１差動増幅器（３１）と、第２差動増幅器（３２）と、演算処理部（３５）と、を備える。第１差動増幅器（３１）は、コサイン関数とマイナスコサイン関数を合成して得られた第１交流信号を出力する。第２差動増幅器（３２）は、サイン関数及びマイナスサイン関数を合成して得られた第２交流信号を出力する。演算処理部（３５）は、少なくとも変位検出装置（１００）の使用開始時に、励磁信号と第１交流信号及び第２交流信号との位相ズレ量を実質的に示す値を決定する。変位の検出時に、演算処理部（３５）は、決定された前記値に基づくタイミングで取得した第１交流信号の値と第２交流信号の値を用いてａｒｃｔａｎ演算を行い、磁気検出ヘッド（２）に対するスケール（１）の相対変位情報を出力する。

Description

変位検出装置
　本発明は、測定対象物の変位を検出する変位検出装置に関する。
　従来から、電磁誘導現象を利用して測定対象物の変位を測定する変位検出装置が知られている。特許文献１は、この種の変位検出装置である回転レゾルバを開示する。
　特許文献１の回転レゾルバは、モータの回転角度を得るために使用される。この回転レゾルバは、ＡＤ変換部と、補正部と、を備える。ＡＤ変換部は、位相が異なる複数相の信号波をアナログ／デジタル変換する。ＡＤ変換された信号波の位相は、励磁信号の位相に対して遅れる。補正部には、基準位相位置を励磁周期内に有する励磁信号が入力されるとともに、ＡＤ変換部からの複数相の信号波が入力される。補正部は、複数相の信号波の２乗和平均信号のゼロクロス位相を検出し、励磁周期の等分割による位相区間における、ゼロクロス位相の位置及び位相ズレの補正方向に基づいて、励磁信号の位相を遅延させるように補正する。励磁信号の位相の遅延は、この位相及び前記信号波の位相間の位相差分である、前記基準位相位置からのズレ量だけ行われる。
日本国特許第５８０２５８８号公報
　上記特許文献１の構成では、ＡＤ変換部からの複数相の信号波が、最終的には、モータの回転角度に応じて位相が変化する信号に変換される。この信号の位相を求めることで、モータの回転角度を得ることができる。
　特許文献１の構成でモータの回転角度を正確に検出するためには、信号の位相を正確に求める必要がある。信号の位相の検出は、通常、励磁信号における基準のタイミングから、信号波形に特徴的な点（例えば、ゼロクロス点）が現れたタイミングまで、カウンタを用いて反復的にカウントすることで行われる。信号の位相を高精度で検出するには、カウンタの時間分解能を上げる必要がある。しかし、電子回路の動作クロックを高くするのも限界があるため、カウンタの時間分解能を高めることが難しい場合がある。
　モータの回転角度を検出する分解能は、励磁周期を長くすることによっても向上できる。しかし、励磁周期が長くなると、モータの回転角度が高速で変化した場合の検出追従性が低下してしまう。このように、特許文献１の構成は、高速応答性と高分解能の両方を同時に実現することが難しく、改善の余地があった。
　本発明は以上の事情に鑑みてされたものであり、その目的は、温度等の外部要因で変化する誤差を計算によりその場で解消可能な、高速応答性と高分解能を実現できる変位検出装置を提供することにある。
課題を解決するための手段及び効果
　本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。
　本発明の観点によれば、以下の構成の変位検出装置が提供される。即ち、この変位検出装置は、変位検出方向における測定対象物の変位を検出する。前記変位検出装置は、スケールと、センサヘッドと、信号処理演算装置と、を備える。前記スケールには、変位検出方向に所定の検出ピッチで磁気応答部と非磁気応答部とが交互に配列される。前記センサヘッドは、励磁素子と、少なくとも４つの磁気検出素子と、を有する。前記励磁素子には、励磁信号が印加される。４つの前記磁気検出素子の出力信号は、それぞれ、サイン関数、コサイン関数、マイナスサイン関数及びマイナスコサイン関数である。前記信号処理演算装置には、前記磁気検出素子の出力信号が入力される。前記信号処理演算装置は、前記センサヘッドに対する前記スケールの相対変位情報を演算して出力する。前記信号処理演算装置は、第１差動増幅器と、第２差動増幅器と、演算処理部と、を含む。前記第１差動増幅器は、前記コサイン関数及びマイナスコサイン関数を合成して得られた第１交流信号を出力する。前記第２差動増幅器は、前記サイン関数及び前記マイナスサイン関数を合成して得られた第２交流信号を出力する。前記演算処理部は、少なくとも当該変位検出装置の使用開始時に、前記励磁信号と前記第１交流信号及び前記第２交流信号との位相ズレ量を実質的に示す値を決定する。測定対象物の変位の検出時に、前記演算処理部は、決定された前記値に基づくタイミングで前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を取得し、得られた前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を用いてａｒｃｔａｎ演算を行って、前記相対変位情報を出力する。
　これにより、第１交流信号及び第２交流信号がゼロから十分に乖離したタイミングで、各信号の値を取得することができる。従って、信号の値の除算によって、精度の高いｔａｎの値を得ることができる。このｔａｎの値に対してａｒｃｔａｎ演算を行うことで、正確な変位を取得することができる。また、ａｒｃｔａｎ演算で変位を求めているので、励磁信号の１周期あたりに複数回、変位を求めることも可能である。従って、高分解能に加えて、検出の高速応答性も容易に実現することができる。
　前記の変位検出装置は、前記第１差動増幅器が出力する前記第１交流信号の振幅、及び、前記第２差動増幅器が出力する前記第２交流信号の振幅を調整する振幅調整部を備えることが好ましい。
　これにより、例えば、磁気検出ヘッドのトランス比が変化するのに対応して振幅を変更することができる。この結果、変位の検出のために好適な波形を安定して得ることができる。
　前記の変位検出装置においては、前記振幅調整部は、前記励磁素子に流れる交流電流の振幅を調整することが好ましい。
　これにより、第１差動増幅器及び第２差動増幅器のゲイン設定処理を省略することができる。従って、簡素な処理を実現できる。
　前記の変位検出装置においては、前記振幅調整部は、前記第１差動増幅器及び前記第２差動増幅器の増幅ゲインを調整することが好ましい。
　これにより、第１差動増幅器及び第２差動増幅器が出力する波形の振幅を、より直接的に調整することができる。
　前記の変位検出装置において、以下の構成とすることが好ましい。即ち、少なくとも当該変位検出装置の使用開始時に、前記励磁信号から互いに異なる位相シフト量だけ位相をシフトさせて生成された複数の同定用励磁信号が前記励磁素子に印加される。それぞれの前記同定用励磁信号が前記励磁素子に印加されるのに伴って、前記演算処理部は、元の励磁信号に対して一定となるタイミングで前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を取得して、前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値がゼロから乖離している度合いの合計を取得する。前記演算処理部は、複数の前記同定用励磁信号の中で、前記合計が最大であった前記同定用励磁信号の位相シフト量を求め、この位相シフト量に基づいて、前記位相ズレ量を実質的に示す値を求める。
　これにより、位相の異なる同定用励磁信号で励磁素子を励磁して調べることで、第１交流信号及び第２交流信号がゼロから十分に乖離しているタイミングを得ることができる。
　前記の変位検出装置において、以下の構成とすることが好ましい。即ち、少なくとも当該変位検出装置の使用開始時に、前記演算処理部は、前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を、信号周期よりも短いサンプリング周期で反復して取得する。前記演算処理部は、複数のサンプリングタイミングのそれぞれについて、前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値がゼロから乖離している度合いの合計を取得する。前記演算処理部は、前記合計が取得された複数のサンプリングタイミングの中で、当該合計が最大であったサンプリングタイミングを求め、このサンプリングタイミングに基づいて、前記位相ズレ量を実質的に示す値を求める。
　これにより、第１交流信号及び第２交流信号がゼロから十分に乖離しているタイミングを、短時間で得ることができる。
本発明の一実施形態に係る変位検出装置の構成を示すブロック図。 励磁信号、第１交流信号及び第２交流信号の波形を示す図。 第１実施形態において、元の励磁信号と位相が同じ同定用励磁信号を説明する図。 元の励磁信号から位相を４０°遅らせて生成した同定用励磁信号を説明する図。 元の励磁信号から位相を３４０°遅らせて生成した同定用励磁信号を説明する図。 第２実施形態において、第１交流信号及び第２交流信号の値の取得を説明する図。 第３実施形態において、第１交流信号及び第２交流信号の値の取得を説明する図。 第４実施形態において、振幅調整処理の第１例を示すフローチャート。 第４実施形態において、振幅調整処理の第２例を示すフローチャート。
　次に、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る変位検出装置１００の構成を示すブロック図である。図２は、励磁信号、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の波形を示す図である。
　図１に示す変位検出装置１００は、測定対象物の所定の方向での変位を検出するために用いられる。以下の説明では、測定対象物の変位が検出される方向を変位検出方向と呼ぶことがある。
　変位とは、基準位置（例えば、初期位置）と比較して、現在の位置がどれだけ変化しているかを表す値である。基準位置を適宜の方法で定義することにより、測定対象物の位置そのものを変位から計算することもできる。従って、変位検出装置１００は、位置検出装置として使用可能である。
　変位検出装置１００は、主として、スケール１と、磁気検出ヘッド（センサヘッド）２と、検出信号処理装置（信号処理演算装置）３と、を備える。
　スケール１及び磁気検出ヘッド２のうち何れかが、測定対象物に取り付けられる。例えば、スケール１が図略の可動部材に取り付けられ、磁気検出ヘッド２が、測定対象物である図略の固定部材に取り付けられる。可動部材は、変位検出方向と平行な経路に沿って直線的に移動可能である。
　また、測定対象物である固定部材にスケール１が取り付けられ、可動部材に磁気検出ヘッド２が取り付けられても良い。更に、スケール１と磁気検出ヘッド２の両方が、互いに相対変位する可動部材にそれぞれ取り付けられても良い。この場合、変位検出装置１００は、測定対象物（即ち、スケール１及び磁気検出ヘッド２）の相対変位を検出する。
　スケール１は、測定対象物が当該スケール１の長手方向における変位を検出するための目盛として用いられる。スケール１は、可動部材の移動に伴う磁気検出ヘッド２の移動ストロークを含むように、当該移動ストロークと平行な方向に細長く形成されている。スケール１は、細長いブロック状に形成されても良いし、細長い棒状に形成されても良い。
　スケール１は、非磁気応答部１１と、磁気応答部１２と、を備える。非磁気応答部１１は、例えば、顕著な磁性を有しない金属、又は、磁性を有しないプラスチック等の材料から構成されている。磁気応答部１２は、例えば、強磁性を有する金属等から構成されている。非磁気応答部１１及び磁気応答部１２は、スケール１の長手方向において、交互に配列されている。
　磁気応答部１２は、予め定められた検出ピッチＣ０毎に、スケール１の長手方向に並べて設けられている。磁気応答部１２は、所定の間隔を形成しながら並べて配置されているので、互いに隣接する２つの磁気応答部１２の間には、磁性がない（又は、相対的に弱い）部分である非磁気応答部が形成される。従って、磁気応答部１２においては、スケール１の長手方向で検出ピッチＣ０毎に、磁気応答性の有無又は強弱が交互に繰返し現れる。
　磁気検出ヘッド２は、図１に示すように、磁気応答部１２と所定の間隔をあけて配置されている。スケール１が細長い棒状に形成されている場合、磁気検出ヘッド２は例えば筒状に形成され、その筒孔にスケール１が差し込まれる構成とすることができる。ただし、磁気検出ヘッド２の形状は限定されない。磁気検出ヘッド２は、１次コイル（励磁素子）２１と、複数の２次コイル（磁気検出素子）２２と、を備える。２次コイル２２は、本実施形態においては４つ設けられている。
　１次コイル２１は、交流磁界を発生するために用いられる。図１に示すように、１次コイル２１は、磁気検出ヘッド２において、２次コイル２２よりもスケール１から遠い側の部分に配置されている。
　１次コイル２１に適宜の周波数の交流電流を流すと、その周囲に、向き及び強さが周期的に変化する磁界が発生する。本実施形態においては、図１に示すように、後述の検出信号処理装置３に含まれるＦＰＧＡ等の装置により生成された励磁波をＤＡ変換して得られた励磁信号（Ａ・ｓｉｎωｔ）が、当該１次コイル２１に印加されている。ＦＰＧＡは、Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙの略称である。
　４つの２次コイル２２は、図１に示すように、スケール１の長手方向と平行な方向に並べて配置されている。２次コイル２２は、磁気検出ヘッド２において、１次コイル２１よりもスケール１に近い側の部分に配置されている。４つの２次コイル２２には、磁気応答部１２で強められた磁界によって誘起された誘導電流が流れる。磁気検出ヘッド２は、この誘導電流に基づく電気信号（例えば電圧信号）を検出して出力する。
　図１に示すように、当該４つの２次コイル２２は、変位検出方向において予め定められた単位ピッチＣ１毎に並べて配置されている。当該単位ピッチＣ１は、前述の検出ピッチＣ０との間で所定の関係を有するように、検出ピッチＣ０に基づいて定められている。具体的に説明すると、以下の式で示すように、単位ピッチＣ１は、検出ピッチＣ０の整数倍と、検出ピッチＣ０の１／４と、の和となるように設定される。
　Ｃ１＝（ｎ＋１／４）・Ｃ０
　ただし、ｎは整数である。本実施形態においては、ｎ＝０であるが、これに限定されない。
　以下の説明においては、当該４つの２次コイルのそれぞれを特定するために、図１に示す左側から順に、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、及び第４コイル２２ｄと呼ぶことがある。
　ここで、各２次コイル２２で出力する信号（例えば、電圧信号）について、簡単に説明する。１次コイル２１に適宜の周波数の交流電流を流すと、１次コイル２１には、向き及び強さが周期的に変化する磁界が発生する。一方、２次コイル２２には、コイルの磁界の変化を妨げる向きの誘導電流が発生する。１次コイル２１の近傍に強磁性体が存在すると、この強磁性体は、１次コイル２１が発生させる磁界を強めるように作用する。この作用は、強磁性体が１次コイル２１に近づく程大きくなる。
　磁気応答部１２に着目すると、磁気検出ヘッド２がスケール１の長手方向一側から他側へ相対移動するにつれて、１次コイル２１及び２次コイル２２が当該磁気応答部１２に近づいていくが、最も近づいた後は離れていく。２次コイル２２に発生する誘導電流は交流電流であるが、その振幅の大きさは、当該２次コイル２２と、磁気応答部１２と、の位置関係に応じて異なる。
　磁気応答部１２は実際には検出ピッチＣ０ごとに並べて配置されるので、振幅の大きさの変化は、検出ピッチＣ０ごとの繰り返しになる。即ち、横軸に磁気検出ヘッド２の位置をとり、縦軸に振幅の大きさをとると、振幅と位置との関係は、検出ピッチＣ０を周期とする周期曲線（具体的には、正弦曲線ｙ＝ｓｉｎθ）となる。このθを求めることができれば、繰返し単位である検出ピッチＣ０の中でスケール１が磁気検出ヘッド２に対してどの位置にあるかを取得することができる。
　しかし、正弦曲線ｙ＝ｓｉｎθの１周期分を考えると、特別な場合を除いてｙに対応するθの値は２つ考えられ、ただ１つに定まらない。そこで、本実施形態では、２次コイル２２を、最も近い磁気応答部１２との位置関係が検出ピッチＣ０の１／４ずつ実質的にズレるように、上述の単位ピッチＣ１で定められる間隔をあけて４つ配置している。
　図１に示すように、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、第４コイル２２ｄのそれぞれは、互いに検出ピッチＣ０の１／４だけ離れているので、互いに位相が９０°ズレている電圧信号を出力する。即ち、第１コイル２２ａが出力する電圧信号をｃｏｓ＋相と表現した場合、第２コイル２２ｂはｓｉｎ＋相の電圧信号を出力し、第３コイル２２ｃはｃｏｓ－相の電圧信号を出力し、第４コイル２２ｄはｓｉｎ－相の電圧信号を出力することとなる。
　検出信号処理装置３は、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、第４コイル２２ｄから出力された電圧信号を処理し、磁気検出ヘッド２に対するスケール１の相対変位を算出して出力する。
　検出信号処理装置３は、例えば、図１に示すように、第１差動増幅器３１と、第２差動増幅器３２と、演算処理部３５と、を備える。
　本実施形態において、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２は、検出信号処理装置３が備えるアナログ回路を構成する一部の回路（又は電子部品）から構成される。演算処理部３５は、検出信号処理装置３に備えられたＦＰＧＡ等がプログラムを実行することにより実現されている。
　第１差動増幅器３１は、第１コイル２２ａ及び第３コイル２２ｃの出力の差分を増幅するために用いられる。第１差動増幅器３１は、第１コイル２２ａ及び第３コイル２２ｃから出力された電圧信号の差分を増幅して、第１交流信号ｙ１として出力する。
　磁気検出ヘッド２に対するスケール１の変位を表す位相をθとしたとき、上記第１交流信号ｙ１は、以下の式で表すことができる。
　ｙ１＝ａｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ
　当該第１交流信号ｙ１は、フィルタにより処理された後、ＡＤ変換器によりアナログ信号からデジタル信号に変換され、演算処理部３５に入力される。
　第２差動増幅器３２は、第２コイル２２ｂ及び第４コイル２２ｄの出力の差分を増幅するために用いられる。第２差動増幅器３２は、第２コイル２２ｂ及び第４コイル２２ｄから出力された電圧信号の差分を増幅して、第２交流信号ｙ２として出力する。
　磁気検出ヘッド２に対するスケール１の変位を表す位相をθとしたとき、上記第２交流信号ｙ２は、以下の式で表すことができる。
　ｙ２＝ａｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ
　当該第２交流信号ｙ２は、上記第１交流信号ｙ１と同じように、フィルタにより処理された後、ＡＤ変換器によりアナログ信号からデジタル信号に変換され、演算処理部３５に入力される。
　演算処理部３５は、デジタル信号の第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２に対して、ａｒｃｔａｎ演算を行う。具体的には、演算処理部３５は、デジタル信号の第２交流信号ｙ２を第１交流信号ｙ１で除算する。この結果は、ｔａｎθの値に相当する。その後、演算処理部３５は、計算結果のａｒｃｔａｎの値を求める。これにより、磁気検出ヘッド２に対するスケール１の変位を表す位相θを、スケール１の相対変位情報として得ることができる。θは厳密には位相であるが、実質的には、磁気検出ヘッド２に対するスケール１の相対変位を示している。従って、以下ではθを変位と呼ぶことがある。
　演算処理部３５により求められた変位θは、高周波成分を除くためにフィルタに入力される。これにより、ノイズ等を除去することができる。フィルタ処理後の値は、直線性較正等の後処理を経た後、位置情報として検出信号処理装置３から出力される。
　次に、１次コイル２１と２次コイル２２の間に生じる位相ズレについて詳細に説明する。
　知られているように、１次コイル２１に印加された励磁信号と、２次コイル２２の出力（第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２）の間には、図２に示すように、位相ズレ量ｄが発生する。具体的には、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の位相が、励磁信号に対して、位相ズレ量ｄだけ遅れる。この位相ズレ量ｄは、コイル設計の違い、配線部の抵抗要因（配線の種類、長さ、引き回し）等に基づいて生じるものである。位相ズレ量ｄの大きさは、温度等の周辺環境によって様々に変化する。
　本実施形態の演算処理部３５においては、磁気検出ヘッド２に対するスケール１の変位を検出するために第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値を取得するタイミングを、上記の位相ズレ量ｄを考慮しつつ、それぞれの信号がゼロから十分に乖離した値となるように予め定めている。このタイミングは、励磁信号のタイミングとの間で相対的に定まるものである。
　上述のように、第２交流信号ｙ２を第１交流信号ｙ１で除算することにより、ｔａｎθが計算される。従って、２つの信号の値がゼロ付近であると、ｔａｎθの精度が低下する。これを考慮すれば、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値が取得されるタイミングは、２つの信号の値が正又は負のピークとなるタイミングと一致することが最も好ましい。ただし、２つの信号の値がゼロからある程度乖離していればｔａｎθの精度を十分に確保できるので、信号の値が厳密にピークとなるタイミングで取得される必要はない。
　励磁信号をＡ・ｓｉｎωｔと表す場合、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２は、下記の式で表される。
　ｙ１＝ａ・ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋ｄ）
　ｙ２＝ａ・ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋ｄ）
　この式におけるｄが、上記の位相ズレを表す。
　第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値が正又は負のピークを示すタイミングとは、ωｔ＋ｄの位相が９０°又は２７０°となるタイミングを意味する。一方、ωｔ＋ｄの位相が０°又は１８０°となるタイミングでは、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値が何れもゼロ付近となってしまう。
　従って、本実施形態では、変位θの測定にあたって、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２は、例えば、ωｔ＋ｄが０°又は１８０°となるタイミングに対して十分に異なるタイミングで取得される。位相ズレ量ｄをある程度の精度で求めることができれば、ａｒｃｔａｎ演算で用いられる第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値の取出しタイミングを適切に生成することができる。
　位相ズレ量ｄは、例えば、図３から図５までに示すような励磁信号の逐次位相シフト手法を用いて決定することができる。
　以下、具体的に説明する。演算処理部３５は、前述の励磁信号に基づいて複数の同定用励磁信号を生成し、順次、同定用励磁信号を１次コイル２１に印加する。複数の同定用励磁信号は、元の励磁信号に対して互いに異なるシフト量だけ位相をシフトすることにより生成される。同定用励磁信号の例が、図３から図５までに示されている。
　同定用励磁信号に関し、図３は位相シフト量Ｄが０°の場合、図４は４０°の場合、図５は３４０°の場合を示している。このように、複数の同定用励磁信号の中に、位相シフトなし、即ち、元の励磁信号に対して位相が同一であるものが含まれていても良い。
　逐次位相シフト手法を詳細に説明する。元の励磁信号をＡ・ｓｉｎωｔとしたときに、同定用励磁信号は、遅れ方向の位相シフト量をＤとして、Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋Ｄ）と表すことができる。Ｄの値を、０°，１０°，２０°，・・・，というように逐次変化させることで、複数の同定用励磁信号を生成することができる。
　演算処理部３５は、同定用励磁信号を生成する毎に、同定用励磁信号を実際に１次コイル２１に印加する。それぞれの同定用励磁信号は、十分な時間、例えば励磁信号の１周期分以上にわたって、１次コイル２１に印加される。
　演算処理部３５は、それぞれの同定用励磁信号が１次コイル２１に印加される毎に、元の励磁信号Ａ・ｓｉｎωｔが振幅ピーク位置となるタイミングで、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値を取得する。振幅ピーク位置に関して、ωｔの位相は９０°及び２７０°の何れでも良いが、図３から図５の例では、９０°のタイミングで取得する例を示している。
　このように、どの同定用励磁信号が印加される場合でも、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値が取得されるタイミングは一定である。しかし、同定用励磁信号の位相が１０°間隔で変化するので、それに応じて、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値の位相も、１０°間隔で変化する。従って、図３から図５までに示すように、同定用励磁信号が異なれば、取得される第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値も異なることになる。
　演算処理部３５は、それぞれの同定用励磁信号が１次コイル２１に印加される毎に、上記のタイミングで取得した第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値がゼロから乖離している度合いの合計を実質的に示す値を算出する。以下、この値を信号乖離合計値と呼ぶことがある。本実施形態では、信号乖離合計値として、以下の式のように、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の２乗和の平方根を求めている。
　信号乖離合計値＝√（（第１交流信号ｙ１）＾２＋（第２交流信号ｙ２）＾２）
　ただし、以下の式のように、信号乖離合計値として、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値の絶対値の和が求められても良い。
　信号乖離合計値＝｜第１交流信号ｙ１｜＋｜第２交流信号ｙ２｜
　この場合、前記の２乗和の平方根よりも演算の負担を軽減することができる。
　演算処理部３５は、それぞれの同定用励磁信号について信号乖離合計値を算出した後、信号乖離合計値同士を比較する。これにより、信号乖離合計値が最大値となった同定用励磁信号に対応する位相シフト量Ｄを求めることができる。今回の例では、位相シフト量Ｄを３４０°とした図５の同定用励磁信号に対して、信号乖離合計値が最大となる。演算処理部３５は、この位相シフト量Ｄである３４０°を３６０°から減算して、位相ズレ推定量ｄeを求める。今回の例では、位相ズレ推定量ｄeは２０°となる（ｄe＝３６０°－３４０°＝２０°）。
　今回の例で、同定用励磁信号の位相シフト量Ｄは１０°刻みで変化するので、位相ズレ推定量ｄeの精度は高くない。しかし、位相ズレ推定量ｄeは、位相ズレ量ｄの近傍の値となる。従って、位相ズレ推定量ｄeは、位相ズレ量ｄを実質的に示す値ということができる。決定された位相ズレ推定量ｄeが適宜の記憶部に記憶されると、初期処理が完了する。
　その後の変位θの測定では、得られた位相ズレ推定量ｄeに基づいて、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値を取得するタイミングが定められる。具体的には、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値は、ωｔ＋ｄeが０°又は１８０°となるタイミングとは十分に異なるタイミングで取得される。取得タイミングは、ωｔ＋ｄeが９０°又は２７０°となるタイミングとすることが好ましい。以上により、ｔａｎθ（ひいては、変位θ）を良好な精度で取得することができる。
　本実施形態では、第２交流信号ｙ２を第１交流信号ｙ１で除算した値に対してａｒｃｔａｎを求めることで、変位θを得る。従って、１周期分の第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２に関して、信号の値がゼロ付近となるタイミングを避けるようにすれば、任意のタイミングで変位θを得ることができる。変位θを取得する頻度は、励磁信号の１周期分あたり１回であっても良いし、２回以上であっても良い。励磁信号の１周期あたり複数回にわたって変位θを取得すれば、磁気検出ヘッド２に対してスケール１が高速で移動する場合であっても、高速で追従して変位を検出することができる。
　以上に説明したように、本実施形態の変位検出装置１００は、変位検出方向における測定対象物の変位を検出する。変位検出装置１００は、スケール１と、磁気検出ヘッド２と、検出信号処理装置３と、を備える。スケール１には、変位検出方向に所定の検出ピッチで磁気応答部１２と非磁気応答部１１とが交互に配列されている。磁気検出ヘッド２は、励磁信号が印加される１次コイル２１と、出力信号のそれぞれがサイン関数、コサイン関数、マイナスサイン関数及びマイナスコサイン関数である少なくとも４つの２次コイル２２を有する。検出信号処理装置３には、２次コイル２２の出力信号が入力される。検出信号処理装置３は、磁気検出ヘッド２に対するスケール１の相対変位情報を演算して出力する。検出信号処理装置３は、第１差動増幅器３１と、第２差動増幅器３２と、演算処理部３５と、を備える。第１差動増幅器３１は、コサイン関数及びマイナスコサイン関数を合成して得られた第１交流信号ｙ１を出力する。第２差動増幅器３２は、サイン関数及びマイナスサイン関数を合成して得られた第２交流信号ｙ２を出力する。演算処理部３５は、少なくとも当該変位検出装置１００の使用開始時に、励磁信号と第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２との位相ズレ量ｄを実質的に示す値（位相ズレ推定量ｄe）を決定する。磁気検出ヘッド２に対するスケール１の変位を検出する場合、演算処理部３５は、決定された位相ズレ推定量ｄeに基づくタイミングで、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値を取得する。演算処理部３５は、求められた第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値を用いてａｒｃｔａｎ演算を行い、相対変位情報を出力する。
　これにより、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２がゼロから十分に乖離したタイミングで、各信号の値を取得することができる。従って、信号の値の除算によって、精度の高いｔａｎθの値を得ることができる。このｔａｎθの値に対してａｒｃｔａｎ演算を行うことで、正確な変位θを取得することができる。また、ａｒｃｔａｎ演算で変位を求めているので、各信号の値がゼロに近くなるタイミングを避けるようにして、励磁信号の１周期当たりに複数回、変位を求めることが可能である。従って、高分解能に加えて、検出の高速応答性も容易に実現することができる。
　また、本実施形態の変位検出装置１００においては、励磁信号に基づく複数の同定用励磁信号が１次コイル２１に印加される。複数の同定用励磁信号は、元の励磁信号から互いに異なる位相シフト量Ｄだけ位相をシフトさせて生成される。それぞれの同定用励磁信号が１次コイル２１に印加されるのに伴って、演算処理部３５は、元の励磁信号に対して一定となるタイミングで第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値を取得して、２つの信号の値がゼロから乖離している度合いの合計（信号乖離合計値）を取得する。演算処理部３５は、複数の同定用励磁信号の中で、前記合計が最大であった同定用励磁信号の位相シフト量Ｄを求める。演算処理部３５は、この位相シフト量Ｄに基づいて位相ズレ推定量ｄeを求める。
　これにより、位相が様々に異なる同定用励磁信号で１次コイル２１を励磁して調べることで、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値がゼロから十分に乖離しているタイミングを得ることができる。
　次に、第２実施形態を説明する。なお、本実施形態の説明においては、前述の実施形態と同一又は類似の部材には図面に同一の符号を付し、説明を省略する場合がある。
　本実施形態において、演算処理部３５は、励磁信号の逐次位相シフト手法の代わりに、２次コイル２２からの出力信号（即ち、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２）の波形トレース手法を用いて、上記位相ズレ量決定処理を行って、同定処理に用いられる位相ズレ量を決定している。
　具体的に説明する。演算処理部３５は、初期処理において、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の波形を写し取るように、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値を、信号周期よりも十分に短いサンプリング周期で取得する。このとき、１次コイル２１には、前述の同定用励磁信号ではなく、通常の励磁信号Ａ・ｓｉｎωｔが印加される。サンプリング周期を短くするために、ＡＤ変換器によるＡＤ変換が高速に行われることが好ましい。
　演算処理部３５は、各サンプリングタイミングにおける第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の組について、前述の信号乖離合計値を算出する。信号乖離合計値は、前述と同様に、２つの信号値の２乗和の平方根としても良いし、絶対値の和としても良い。演算処理部３５は、それぞれのサンプリングタイミングについて信号乖離合計値を算出した後、信号乖離合計値同士を比較する。これにより、信号乖離合計値が最大値となったサンプリングタイミングを求めることができる。図６に示すように、位相ズレ推定量ｄeは、信号乖離合計値が最大値となったサンプリングタイミングに基づいて容易に得ることができる。その後に測定対象物の変位θを求める処理は、第１実施形態と実質的に同様であるので、説明を省略する。
　以上に説明したように、本実施形態の変位検出装置１００において、演算処理部３５は、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値を、信号周期よりも短いサンプリング周期で反復して取得する。演算処理部３５は、複数のサンプリングタイミングのそれぞれについて、信号の値がゼロから乖離している度合いの合計を取得する。演算処理部３５は、前記合計が取得された複数のサンプリングタイミングの中で、当該合計が最大であったサンプリングタイミングを求める。演算処理部３５は、当該合計が最大であったサンプリングタイミングに基づいて、位相ズレ推定量ｄeを求める。
　これにより、第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値がゼロから十分に乖離しているタイミングを、例えば励磁信号の１周期分等、短時間の波形を調べることで得ることができる。
　次に、第３実施形態を説明する。なお、本実施形態の説明においては、前述の実施形態と同一又は類似の部材には図面に同一の符号を付し、説明を省略する場合がある。
　本実施形態は、ＡＤ変換器の処理能力等の関係で、波形をサンプリングする際に１周期あたりのサンプリング回数を第２実施形態のように多くできない場合に適している。サンプリング対象の波形は、２次コイル２２からの出力信号、即ち、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２を意味する。
　以下、励磁信号の１周期あたりでサンプリングできる回数が３回である場合を例として、具体的に説明する。演算処理部３５は、初期処理において、１周期分ではなく２周期分のサンプリング波形を用いて、交流信号の値を取得する。第１周期目（第１回目）の測定では、図７の上側に示すように、励磁信号の波形に対して位相が０°、１２０°、２４０°となるタイミングで、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値が取得される。第２周期目（第２回目）の測定では、図７の下側に示すように、励磁信号の波形に対して位相が６０°、１８０°、３００°となるタイミングで、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値が取得される。
　その後は、第２実施形態と同様に、それぞれのサンプリングタイミングにおける信号乖離合計値が求められる。演算処理部３５は、２周期分（計６回）のサンプリングタイミングの中で、信号乖離合計値が最大値となったサンプリングタイミングを求める。
　このように、それぞれの周期でサンプリングタイミングの位相を異ならせることで、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２を実際よりも短い周期でサンプリングして位相ズレ推定量ｄeを決定するのと同じことになる。図７の例では、１周期あたりに６回サンプリングして位相ズレ推定量ｄeを求めるのと同等の効果が得られる。
　本実施形態では２周期分の波形がサンプリングされているが、１周期ごとに少しずつ位相をズラしながら、３周期分以上の波形をサンプリングしても良い。
　次に、第４実施形態について説明する。なお、本実施形態の説明においては、前述の実施形態と同一又は類似の部材には図面に同一の符号を付し、説明を省略する場合がある。
　本実施形態の検出信号処理装置３は、第１差動増幅器３１からＡＤコンバータへ入力される波形（ａ・ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａ、及び、第２差動増幅器３２からＡＤコンバータへ入力される波形（ａ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａを、調整可能である。本実施形態は、上述の第１実施形態から第３実施形態までの何れに対しても組み合わせることができる。
　上述のように、第１実施形態から第３実施形態までの構成では、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２がゼロから十分に乖離したタイミングで各信号の値を取得し、ａｒｃｔａｎ演算を行う。しかし、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２が出力する波形の振幅が、ＡＤコンバータの入力電圧範囲に対して適切でない場合も考えられる。
　以下、波形の振幅が大き過ぎたり小さ過ぎたりする具体的な例について説明する。磁気検出ヘッド２として許容される物理的な大きさは、測定対象物、周囲のスペースの大きさ等に応じて変化する。このような事情等を考慮して、変位検出装置１００の汎用性を高めるために、大きさが異なる複数種類の磁気検出ヘッド２から、状況に応じて１つのヘッドを選択して用いることが可能に構成される場合がある。１次コイル２１と２次コイル２２のトランス比は、ヘッドの種類に応じて異なる。磁気検出ヘッド２のトランス比が、検出信号処理装置３で想定しているトランス比と異なっていると、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２から出力される波形の振幅が過大又は過小となってしまう。
　信号が流れる方向において第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２よりも下流側には、ＡＤ変換器が配置されている。ＡＤ変換器の信号入力範囲に対して、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２の出力信号の振幅が大き過ぎると、ＡＤ変換器において波形が飽和し、変位θの誤検出が生じてしまう。一方、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２の出力信号の振幅が小さ過ぎると、ＳＮ比が悪化し、変位θの検出精度の低下を招く。
　そこで、本実施形態においては、演算処理部３５が出力する励磁信号（Ａ・ｓｉｎωｔ）の振幅Ａを変更可能に構成されている。前述の実施形態で説明した位相ズレの推定を行った後、演算処理部３５は、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２波形のピークが、予め定められた範囲に入っているか否かを調べる。第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値（ピークを含む）は、２つのＡＤコンバータのそれぞれから取得することができる。
　第１実施形態の逐次位相シフト手法を用いる場合、決定された位相ズレ推定量ｄeに基づくタイミングで取得した第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値を、それぞれの波形のピークであるとみなすことができる。第２実施形態の波形トレース手法を用いる場合、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２のピークは容易に求めることができる。
　本実施形態では、このように実質的に波形のピークのタイミングで取得された第１交流信号ｙ１の値及び第２交流信号ｙ２の値から、前述のように、２乗和の平方根として定義された信号乖離合計値が計算される。この信号乖離合計値は、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の振幅ａの大きさを実質的に示す。信号乖離合計値は、前述のように絶対値の和として定義されても良い。この場合も、信号乖離合計値は、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の振幅ａの大きさを概略的に示している。
　計算された信号乖離合計値が所定範囲よりも大きい場合、演算処理部３５は、励磁波出力の振幅（前述の振幅Ａ）を、例えば１／２倍となるように変更する。これにより、第１差動増幅器３１が出力する波形（ａ・ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａが１／２倍となり、第２差動増幅器３２が出力する波形（ａ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａが１／２倍となる。
　計算された信号乖離合計値が所定範囲よりも小さい場合、演算処理部３５は、励磁波出力の振幅（前述の振幅Ａ）を、例えば２倍となるように変更する。これにより、第１差動増幅器３１が出力する波形（ａ・ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａが２倍となり、第２差動増幅器３２が出力する波形（ａ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａが２倍となる。
　以上の調整により、ＡＤ変換器に対して適度な振幅の信号が入力されるので、変位θを高い精度で検出することができる。
　以下、具体的な処理の例について、図８のフローチャートを参照して説明する。
　図８に示す振幅の自動調整処理が開始されると、最初に、検出信号処理装置３は、励磁信号の振幅Ａの値を最大値で初期化する（ステップＳ１０１）。
　次に、検出信号処理装置３は、例えば逐次位相シフト手法によって、位相ズレ量を求める（ステップＳ１０２）。
　続いて、検出信号処理装置３は、ステップＳ１０２で求めた位相ズレ推定量ｄeに基づくタイミングで第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値を取得する。検出信号処理装置３は、前述の信号乖離合計値を２つの値から計算し、その信号乖離合計値が所定の閾値以下であるか否かを調べる（ステップＳ１０３）。
　ステップＳ１０３の判断で、上述の信号乖離合計値が所定の閾値以下であった場合、調整処理は終了し、現在設定されている励磁信号の振幅Ａが以降の処理で使われる。
　ステップＳ１０３の判断で、上述の信号乖離合計値が所定の閾値を上回っていた場合、検出信号処理装置３は、励磁信号の振幅Ａを、例えば現在の設定値の１／２となるように変更する（ステップＳ１０４）。その後、処理はステップＳ１０２に戻る。
　以上の処理により、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の振幅ａが、閾値の１／２よりも大きくかつ閾値以下となるように、励磁信号の振幅Ａを調整することができる。
　励磁信号の振幅Ａを変更することに代えて、又はそれに加えて、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２の増幅ゲインを変更することもできる。この方法によっても、第１差動増幅器３１からＡＤコンバータへ入力される波形（ａ・ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａ、及び、第２差動増幅器３２からＡＤコンバータへ入力される波形（ａ・ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ）の振幅ａを、変更することができる。
　位相ズレ量を実質的に示す値を決定する処理と、振幅を調整する処理と、の順序は逆であっても良い。以下、振幅を調整する処理を先行して行う処理の例について、図９のフローチャートを参照して説明する。
　図９に示す振幅の自動調整処理が開始されると、最初に、検出信号処理装置３は、位相ズレを示す位相ズレ推定量ｄeとして、適当な値を設定する（ステップＳ２０１）。ステップＳ２０１で設定される値は任意であり、例えばランダムとすることができる。この位相ズレ推定量ｄeの設定は暫定的なものであって、後に、実際に推定した値に変更される。
　次に、検出信号処理装置３は、励磁信号の振幅Ａを最大値で初期化する（ステップＳ２０２）。
　その後、検出信号処理装置３は、ステップＳ２０１で暫定的に設定された位相ズレ推定量ｄeに基づくタイミングで第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値を取得する。検出信号処理装置３は、２つの値から信号乖離合計値（言い換えれば、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の振幅ａ）を計算し、その信号乖離合計値が所定の閾値以下であるか否かを調べる（ステップＳ２０３）。
　ステップＳ２０３の判断で、上述の信号乖離合計値が所定の閾値以下であった場合、処理は後述のステップＳ２０５に進む。
　ステップＳ２０３の判断で、上述の信号乖離合計値が所定の閾値を上回っていた場合、検出信号処理装置３は、励磁信号の振幅Ａを、例えば現在の設定値の１／２となるように変更する（ステップＳ２０４）。その後、処理はステップＳ２０３に戻る。
　ステップＳ２０２～ステップＳ２０４の処理により、ステップＳ２０１で設定された位相ズレ推定量ｄeに基づくタイミングで取得された第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値を基準として、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値が所定範囲となるように、励磁信号の振幅Ａが変更される。
　次に、検出信号処理装置３は、ステップＳ２０２～ステップＳ２０４の処理により決定された振幅Ａで励磁信号を発生させ、例えば逐次位相シフト手法によって、位相ズレ推定量ｄeを求める（ステップＳ２０５）。
　続いて、検出信号処理装置３は、ステップＳ２０５で求めた位相ズレ推定量ｄeに基づくタイミングで第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値を取得する。検出信号処理装置３は、２つの信号値から信号乖離合計値を計算し、その信号乖離合計値が所定の範囲内であるか否かを調べる（ステップＳ２０６）。所定の範囲とは、ステップＳ２０３の閾値の１／２よりも大きく、閾値以下である範囲に相当する。
　ステップＳ２０６の判断で、上述の信号乖離合計値が所定の範囲内であった場合、調整処理は終了し、現在設定されている励磁信号の振幅Ａ及び位相ズレ推定量ｄeが以降の処理で使われる。
　ステップＳ２０６の判断で、上述の信号乖離合計値が所定の範囲を外れていた場合、ステップＳ２０１で仮設定された位相ズレ推定量ｄeが適切でなかったと考えられる。従って、処理はステップＳ２０２に戻り、励磁信号の振幅Ａの調整がやり直される。振幅Ａの再調整の過程で、ステップＳ２０３では、ステップＳ２０５で取得された位相ズレ推定量ｄe（言い換えれば、最も直近に取得された位相ズレ推定量ｄe）に基づくタイミングで、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の値が取得される。この結果、ステップＳ２０２～ステップＳ２０４の処理で、より適切な振幅Ａの値が得られる。
　ステップＳ２０２～ステップＳ２０６のループを反復すると、やがて、ステップＳ２０６の条件を満たす、励磁信号の振幅Ａと位相ズレ推定量ｄeの組合せが得られる。その時点で、図９に示す一連の処理が終了する。
　以上に説明したように、本実施形態の変位検出装置１００は、第１差動増幅器３１が出力する第１交流信号ｙ１の振幅、及び、第２差動増幅器３２が出力する第２交流信号ｙ２の振幅ａを調整する振幅調整部を備える。
　これにより、例えば、磁気検出ヘッド２のトランス比が変化するのに対応して、第１交流信号ｙ１及び第２交流信号ｙ２の振幅ａを自動的に変更することができる。この結果、変位の検出のために好適な波形を安定して得ることができる。
　上述の振幅ａの調整は、検出信号処理装置３の「励磁波出力」のブロックが、１次コイル２１に流れる交流電流の振幅Ａを調整することで行うことができる。この構成では、「励磁波出力」を実現する部分が、振幅調整部に相当する。
　この場合、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２のゲイン設定処理を省略することができる。従って、簡素な処理を実現できる。
　上述の振幅ａの調整は、第１差動増幅器３１及び第２差動増幅器３２の増幅ゲインを調整することで行うこともできる。この構成では、検出信号処理装置３が備える、図示しない「ゲイン変更」のブロックが、振幅調整部に相当する。
　この場合、波形の振幅ａを、より直接的に調整することができる。
　以上に本発明の好適な実施の形態を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。
　スケール１は、上述の構成に限定されず、互いに異なる磁気的な性質（磁性の強弱、発生する磁界の方向等）が繰り返されるのであれば、適宜の構成とすることができる。例えば、磁気応答部１２が、強磁性体と弱磁性体／非磁性体を、当該スケール１の長手方向に交互に並べることで構成されても良い。磁石のＮ極とＳ極を並べることで、磁気的な性質の変化の繰返しを実現しても良い。
　２次コイル２２がスケール１（磁気応答部１２）からの変位に応じた変化を捉えることが可能であれば、１次コイル２１がスケール１に近い側に配置され、２次コイル２２がスケール１から遠い側に配置されても良い。
　磁気検出素子は、２次コイル２２の代わりに、プリント基板の導電パターン、ホール素子等から構成されても良い。
　演算処理部３５における位相ズレ推定量ｄeの決定は、変位検出装置１００の使用開始時に加えて、変位検出装置１００の使用に影響しない他の適宜のタイミングで行われても良い。
　第１実施形態において、同定用励磁信号の位相シフト量Ｄを異ならせる間隔は、１０°に限定されず、例えば２０°、４５°等としても良い。
　第１実施形態において、同定用励磁信号の位相シフト量Ｄを増加させていくに従って、算出された信号乖離合計値が増大した後減少する傾向となり、信号乖離合計値の最大値を更新する見込みが薄いと判断した場合、処理を打ち切っても良い。同様に、第２実施形態において、サンプリングを反復して行うのに従って、算出された信号乖離合計値が増大した後減少する傾向となった場合は、処理を打ち切っても良い。
　図１に示す直線性較正、高速予測演算は、使用される条件に応じて適宜省略されても良い。
　第４実施形態において、励磁信号の振幅Ａの変更は１／２を乗じることで行われているが、１より小さい別の任意の数が乗じられても良い。振幅は、等比的に変更することに代えて、等差的に変更されても良い。図８及び図９に示すように振幅の変更が複数回行われても良いが、１回だけ行われても良い。差動増幅器３１，３２の増幅ゲインの変更も、上記と同様に、様々な方法で行うことができる。
　図８及び図９の例では、励磁信号の振幅Ａの初期値として最大値が設定され、必要に応じて減少するように変更されている。これに代えて、励磁信号の振幅Ａの初期値として最小値が設定され、必要に応じて増大するように変更されても良い。この場合、励磁信号の振幅の変更は、例えば、１より大きい任意の数（例えば、２）を乗じることで行うことができる。差動増幅器３１，３２の増幅ゲインの変更も、上記と同様に、様々な方法で行うことができる。
　１　スケール
　２　磁気検出ヘッド（センサヘッド）
　３　検出信号処理装置（信号処理演算装置）
　１１　非磁気応答部
　１２　磁気応答部
　２２　２次コイル（磁気検出素子）
　３１　第１差動増幅器
　３２　第２差動増幅器
　１００　変位検出装置

Claims (6)

  1. 　変位検出方向における測定対象物の変位を検出する変位検出装置であって、
    　変位検出方向に所定の検出ピッチで磁気応答部と非磁気応答部とが交互に配列されたスケールと、
    　励磁信号が印加される励磁素子と、出力信号のそれぞれがサイン関数、コサイン関数、マイナスサイン関数及びマイナスコサイン関数である少なくとも４つの磁気検出素子と、を有するセンサヘッドと、
    　前記磁気検出素子の出力信号が入力され、前記センサヘッドに対する前記スケールの相対変位情報を演算して出力する信号処理演算装置と、
    を備え、
    　前記信号処理演算装置は、
    　前記コサイン関数及びマイナスコサイン関数を合成して得られた第１交流信号を出力する第１差動増幅器と、
    　前記サイン関数及び前記マイナスサイン関数を合成して得られた第２交流信号を出力する第２差動増幅器と、
    　少なくとも当該変位検出装置の使用開始時に、前記励磁信号と前記第１交流信号及び前記第２交流信号との位相ズレ量を実質的に示す値を決定し、測定対象物の変位の検出時に、決定された前記値に基づくタイミングで前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を取得し、得られた前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を用いてａｒｃｔａｎ演算を行って、前記相対変位情報を出力する演算処理部と、
    を含むことを特徴とする変位検出装置。
  2. 　請求項１に記載の変位検出装置であって、
    　前記第１差動増幅器が出力する前記第１交流信号の振幅、及び、前記第２差動増幅器が出力する前記第２交流信号の振幅を調整する振幅調整部を備えることを特徴とする変位検出装置。
  3. 　請求項２に記載の変位検出装置であって、
    　前記振幅調整部は、前記励磁素子に流れる交流電流の振幅を調整することを特徴とする変位検出装置。
  4. 　請求項２に記載の変位検出装置であって、
    　前記振幅調整部は、前記第１差動増幅器及び前記第２差動増幅器の増幅ゲインを調整することを特徴とする変位検出装置。
  5. 　請求項１から４までの何れか一項に記載の変位検出装置であって、
    　少なくとも当該変位検出装置の使用開始時に、前記励磁信号から互いに異なる位相シフト量だけ位相をシフトさせて生成された複数の同定用励磁信号が前記励磁素子に印加され、
    　それぞれの前記同定用励磁信号が前記励磁素子に印加されるのに伴って、前記演算処理部は、元の励磁信号に対して一定となるタイミングで前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を取得して、前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値がゼロから乖離している度合いの合計を取得し、
    　前記演算処理部は、複数の前記同定用励磁信号の中で、前記合計が最大であった前記同定用励磁信号の位相シフト量を求め、この位相シフト量に基づいて、前記位相ズレ量を実質的に示す値を求めることを特徴とする変位検出装置。
  6. 　請求項１から４までの何れか一項に記載の変位検出装置であって、
    　少なくとも当該変位検出装置の使用開始時に、前記演算処理部は、前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値を、信号周期よりも短いサンプリング周期で反復して取得し、複数のサンプリングタイミングのそれぞれについて、前記第１交流信号の値及び前記第２交流信号の値がゼロから乖離している度合いの合計を取得し、
    　前記演算処理部は、前記合計が取得された複数のサンプリングタイミングの中で、当該合計が最大であったサンプリングタイミングを求め、このサンプリングタイミングに基づいて、前記位相ズレ量を実質的に示す値を求めることを特徴とする変位検出装置。
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