JP2024075149A - 変位検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】変位を検出するために用いられる信号に位相ズレが存在する場合でも当該信号の振幅を短時間で求めることが可能な変位検出装置を提供する。
【解決手段】変位検出装置１００は、スケール１と、センサヘッド２と、処理装置３と、を備える。スケール１には、磁気応答部１２と非磁気応答部１１とが交互に配列される。センサヘッド２は、出力信号を出力する二次コイル２２を有する。処理装置３は、センサヘッド２に対するスケール１の相対変位、及び、相対変位の変化速度のうち少なくとも一方である変位情報を演算して出力する。処理装置３は、処理対象の信号に対して、第１時刻における第１信号値と、第１時刻に対して１／４周期シフトさせた第２時刻における第２信号値と、を求め、第１信号値と第２信号値との二乗和平方根を処理対象の信号の振幅として算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、主として、測定対象物の変位情報を検出する変位検出装置に関する。

特許文献１の位置検出装置は、多極磁石と、２つのホール素子（磁気センサ）と、を備える。２つのホール素子に対して多極磁石が相対移動することにより、２つのホール素子は磁束の変化に基づく信号をそれぞれ出力する。位置検出装置は、２つのホール素子が出力した信号に基づいて位置信号を出力する。また、位置検出装置は、２つの信号の振幅を一定にするため、２つの信号の二乗和平方根で、２つの信号をそれぞれ除算する。

特開２０１３－２４６０３０号公報

電磁誘導現象を利用した変位検出装置では、変位を検出するために、信号の振幅が必要になることがある。また、信号に位相ズレが含まれている場合は、位相ズレ量を特定して補正した後に、振幅を算出する必要がある。しかし、位相ズレ量を特定するために時間が掛かることもあり、改善が求められていた。

本発明は以上の事情に鑑みてされたものであり、その主要な目的は、変位を検出するために用いられる信号に位相ズレが存在する場合でも当該信号の振幅を短時間で求めることが可能な変位検出装置を提供することにある。

課題を解決するための手段及び効果

本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。

本発明の観点によれば、以下の構成の変位検出装置が提供される。即ち、変位検出装置は、スケールと、センサヘッドと、処理装置と、を備える。前記スケールは、変位検出方向に所定の検出ピッチで磁気応答部と非磁気応答部とが交互に配列される。前記センサヘッドは、サイン関数、コサイン関数、マイナスサイン関数及びマイナスコサイン関数で表現される出力信号のそれぞれを出力する少なくとも４つの磁気検出素子を有する。前記処理装置には前記磁気検出素子の前記出力信号が入力され、前記処理装置は、前記センサヘッドに対する前記スケールの相対変位、及び、前記相対変位の変化速度のうち少なくとも一方である変位情報を演算して出力する。前記処理装置は、前記コサイン関数と前記マイナスコサイン関数の差分に基づく第１差動信号、及び、前記サイン関数と前記マイナスサイン関数の差分に基づく第２差動信号を生成する。前記処理装置は、前記コサイン関数の前記出力信号及び前記マイナスコサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方、又は、前記第１差動信号に対して振幅算出処理を行って振幅を算出する。前記処理装置は、前記サイン関数の前記出力信号及び前記マイナスサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方、又は、前記第２差動信号に対して前記振幅算出処理を行って振幅を算出する。前記処理装置は、前記振幅算出処理の後に、前記第１差動信号及び前記第２差動信号に基づいて前記スケールの前記変位情報を出力する。前記処理装置が行う前記振幅算出処理は、処理対象の信号に対して、第１時刻における第１信号値と、前記第１時刻に対して１／４周期シフトさせた第２時刻における第２信号値と、を求め、前記第１信号値と前記第２信号値との二乗和平方根を処理対象の信号の振幅とする処理である。

位相が１／４周期異なる２つの信号の信号値の二乗和平方根は振幅に等しい。従って、位相ズレが存在する場合であっても、位相ズレ量を特定することなく短時間で振幅を算出できる。

前記の変位検出装置においては、以下の構成とすることが好ましい。即ち、前記処理装置は、前記第１差動信号に対して振幅算出処理を行って振幅を算出する。前記処理装置は、前記第２差動信号に対して振幅算出処理を行って振幅を算出する。前記処理装置は、前記第１差動信号の振幅と、前記第２差動信号の振幅と、に基づいて、前記スケールの前記変位情報を出力する。

これにより、差動信号を生成する前の出力信号の振幅を短時間で算出できる。

前記の変位検出装置においては、以下の構成とすることが好ましい。即ち、前記処理装置は、前記コサイン関数の前記出力信号及び前記マイナスコサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方に対して振幅算出処理を行って第１振幅を算出する。前記処理装置は、前記サイン関数の前記出力信号及び前記マイナスサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方に対して前記振幅算出処理を行って第２振幅を算出する。前記処理装置は、前記第１振幅と前記第１差動信号に基づいて前記第１時刻での前記第１差動信号の振幅を算出する。前記処理装置は、前記第２振幅と前記第２差動信号に基づいて前記第１時刻での前記第２差動信号の振幅を算出する。

これにより、差動信号を生成した後に振幅を短時間で算出できる。

前記の変位検出装置においては、前記処理装置は、ａｒｃｔａｎ演算により前記スケールの前記変位情報を算出することが好ましい。

これにより、簡単な演算で変位情報を得ることができる。

本発明の一実施形態に係る変位検出装置の構成を示すブロック図。 処理対象の信号に位相ズレが存在しない場合の時刻ｔでの振幅算出処理を説明する図。 処理対象の信号に位相ズレが存在する場合の時刻ｔでの振幅算出処理を説明する図。 変形例に係る変位検出装置の構成を示すブロック図。

次に、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。

図１に示す変位検出装置１００は、測定対象物の所定の方向での変位を検出する。以下の説明では、測定対象物の変位（変位情報）が検出される方向を変位検出方向と称する。

変位とは、基準位置に対する現在位置の変化量である。基準位置は、例えば初期位置である。基準位置の位置情報を定義することにより、基準位置と変位とに基づいて測定対象物の位置を算出できる。従って、変位検出装置１００は、位置検出装置として使用可能である。

変位検出装置１００は、主として、スケール１と、センサヘッド２と、処理装置３と、を備える。

スケール１及びセンサヘッド２のうち何れかが、測定対象物に取り付けられる。例えば、スケール１が図略の可動部材に取り付けられ、センサヘッド２が、測定対象物である図略の固定部材に取り付けられる。可動部材は、変位検出方向と平行な経路に沿って直線的に移動可能である。

また、測定対象物である固定部材にスケール１が取り付けられ、可動部材にセンサヘッド２が取り付けられてもよい。更に、スケール１とセンサヘッド２の両方が、互いに相対変位する可動部材にそれぞれ取り付けられてもよい。この場合、変位検出装置１００は、測定対象物（即ち、スケール１及びセンサヘッド２）の相対変位を検出する。

スケール１は、測定対象物が当該スケール１の長手方向における変位を検出するための目盛として用いられる。スケール１は、可動部材の移動に伴うセンサヘッド２の移動ストロークを含むように、当該移動ストロークと平行な方向に細長く形成されている。スケール１は、細長いブロック状に形成されてもよいし、細長い棒状に形成されてもよい。

スケール１は、非磁気応答部１１と、磁気応答部１２と、を備える。非磁気応答部１１は、例えば、顕著な磁性を有しない金属、又は、磁性を有しないプラスチック等の材料から構成されている。磁気応答部１２は、例えば、強磁性を有する金属等から構成されている。非磁気応答部１１及び磁気応答部１２は、スケール１の長手方向において、交互に配列されている。隣接する非磁気応答部１１同士の間隔、及び、隣接する磁気応答部１２同士の間隔は、予め定められた検出ピッチＣ０である。従って、スケール１は、長手方向で検出ピッチＣ０毎に、磁気応答性の有無又は強弱が交互に繰返し現れる。

センサヘッド２は、図１に示すように、磁気応答部１２と所定の間隔をあけて配置されている。例えば、スケール１は細長い棒状であり、センサヘッド２は筒状であり、センサヘッド２にスケール１が差し込まれる。ただし、センサヘッド２の形状は、この例に限定されない。センサヘッド２は、一次コイル２１と、複数の二次コイル（磁気検出素子）２２と、を備える。二次コイル２２は、本実施形態においては４つ設けられている。なお、一次コイル２１を省略することができる。

一次コイル２１は、交流磁界を発生させるために用いられる。一次コイル２１に交流電流を流すと、その周囲に、向き及び強さが周期的に変化する磁界が発生する。処理装置３により生成された励磁波をＤＡ変換して得られた周期的な励磁信号（Ａ・ｓｉｎωｔ）が、当該一次コイル２１に印加されている。励磁信号の周期を励磁周期と称する。図１に示すように、一次コイル２１は、センサヘッド２において、二次コイル２２よりもスケール１から遠い側の部分に配置されている。

４つの二次コイル２２は、図１に示すように、スケール１の長手方向と平行な方向に並べて配置されている。二次コイル２２は、センサヘッド２において、一次コイル２１よりもスケール１に近い側の部分に配置されている。４つの二次コイル２２には、磁気応答部１２で強められた磁界によって発生した誘導電流が流れる。センサヘッド２は、この誘導電流に基づく電気信号（例えば電圧信号）を検出して出力する。

図１に示すように、当該４つの二次コイル２２は、変位検出方向において予め定められた単位ピッチＣ１毎に並べて配置されている。当該単位ピッチＣ１は、前述の検出ピッチＣ０との間で以下の関係を有する。具体的には、以下の式にて示すように、単位ピッチＣ１は、検出ピッチＣ０の整数倍と、検出ピッチＣ０の１／４と、の和となるように設定される。
Ｃ１＝（ｎ＋１／４）・Ｃ０
ただし、ｎは整数である。本実施形態においては、ｎ＝０であるが、これに限定されない。

以下の説明においては、当該４つの二次コイルのそれぞれを特定するために、図１に示す左側から順に、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、及び第４コイル２２ｄと呼ぶことがある。

ここで、各二次コイル２２で出力する信号（例えば、電圧信号）について、簡単に説明する。一次コイル２１に交流電流を流すと、一次コイル２１には、向き及び強さが周期的に変化する磁界が発生する。一方、二次コイル２２には、コイルの磁界の変化を妨げる向きの誘導電流が発生する。一次コイル２１の近傍に強磁性体が存在すると、この強磁性体は、一次コイル２１が発生させる磁界を強めるように作用する。この作用は、強磁性体が一次コイル２１に近づく程大きくなる。

磁気応答部１２に着目すると、センサヘッド２がスケール１の長手方向一側から他側へ相対移動するにつれて、一次コイル２１から磁気応答部１２までの距離、及び、二次コイル２２から磁気応答部１２までの距離が変化する。具体的には、これらの距離は、センサヘッド２の移動につれて徐々に小さくなり最小値を超えた後は徐々に大きくなる。二次コイル２２に発生する誘導電流は交流電流であるが、その振幅の大きさは、当該二次コイル２２と、磁気応答部１２と、の位置関係に応じて異なる。

磁気応答部１２は実際には検出ピッチＣ０毎に並べて配置されるので、振幅の大きさの変化は、検出ピッチＣ０毎に繰り返される。即ち、横軸にセンサヘッド２の位置をとり、縦軸に振幅の大きさをとると、振幅と位置との関係は、検出ピッチＣ０を周期とする周期曲線（具体的には、正弦曲線ｙ＝ｓｉｎθ）となる。このθを求めることができれば、繰返し単位である検出ピッチＣ０の中でスケール１がセンサヘッド２に対してどの位置にあるかを取得することができる。

しかし、正弦曲線ｙ＝ｓｉｎθの１周期分を考えると、特別な場合を除いてｙに対応するθの値は２つ考えられ、ただ１つに定まらない。そこで、本実施形態では、二次コイル２２を、最も近い磁気応答部１２との位置関係が検出ピッチＣ０の１／４ずつ実質的にズレるように、上述の単位ピッチＣ１で定められる間隔をあけて４つ配置している。

図１に示すように、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、第４コイル２２ｄのそれぞれは、互いに検出ピッチＣ０の１／４だけ離れているので、互いに位相が９０°ズレている電圧信号（出力信号）を出力する。即ち、第１コイル２２ａが出力する電圧信号をｃｏｓ＋相と表現した場合、第２コイル２２ｂはｓｉｎ＋相の電圧信号を出力し、第３コイル２２ｃはｃｏｓ－相の電圧信号を出力し、第４コイル２２ｄはｓｉｎ－相の電圧信号を出力する。これらの信号は、それぞれ、コサイン関数の出力信号、サイン関数の出力信号、マイナスコサイン関数の出力信号、マイナスサイン関数の出力信号に相当する。

処理装置３は、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、第４コイル２２ｄから出力された電圧信号を処理し、センサヘッド２に対するスケール１の相対変位を算出して出力する。処理装置３は、図１に示すように、アナログ回路部３１と、ＦＰＧＡ３２と、を備える。ＦＰＧＡは、Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙの略称である。

アナログ回路部３１は、アナログ回路及び電子部品から構成される。上述したＤＡ変換を行う電子部品は、アナログ回路部３１に実装されている。アナログ回路部３１には、２つの差動増幅器と、２つのＡＤ変換器と、が実装されている。以下では、これらを区別するために、第１差動増幅器、第２差動増幅器、第１ＡＤ変換器、第２ＡＤ変換器と称する。

第１差動増幅器は、第１コイル２２ａ及び第３コイル２２ｃのそれぞれの出力の差分を増幅するために用いられる。第１差動増幅器は、第１コイル２２ａ及び第３コイル２２ｃから出力された電圧信号の差分を増幅して、第１差動信号ｙ１として出力する。

センサヘッド２に対するスケール１の変位を表す位相をθとしたとき、上記第１差動信号ｙ１は、以下の式で表すことができる。
ｙ１＝ａｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ

当該第１差動信号ｙ１は、図略のフィルタにより処理された後、第１ＡＤ変換器によりアナログ信号からデジタル信号に変換され、ＦＰＧＡ３２に入力される。

第２差動増幅器は、第２コイル２２ｂ及び第４コイル２２ｄのそれぞれの出力の差分を増幅するために用いられる。第２差動増幅器は、第２コイル２２ｂ及び第４コイル２２ｄから出力された電圧信号の差分を増幅して、第２差動信号ｙ２として出力する。

センサヘッド２に対するスケール１の変位を表す位相をθとしたとき、上記第２差動信号ｙ２は、以下の式で表すことができる。
ｙ２＝ａｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ

当該第２差動信号ｙ２は、上記第１差動信号ｙ１と同じように、図略のフィルタにより処理された後、第２ＡＤ変換器によりアナログ信号からデジタル信号に変換され、ＦＰＧＡ３２に入力される。

図１には、ＦＰＧＡ３２のブロック内に、振幅算出、ａｒｃｔａｎ演算、フィルタ等の機能ブロックが記載されている。これらの機能ブロックは、ＦＰＧＡがプログラムを実行して信号処理を行うことにより実現される機能を示している。

ＦＰＧＡ３２は、第１ＡＤ変換器から入力された第１差動信号ｙ１に対して振幅算出処理を行って、第１差動信号ｙ１の振幅を算出する。同様に、ＦＰＧＡ３２は、第２ＡＤ変換器から入力された第２差動信号ｙ２に対して振幅算出処理を行って、第２差動信号ｙ２の振幅を算出する。なお、振幅算出処理の詳細は後述する。

次に、ＦＰＧＡ３２は、振幅算出処理を行うことで振幅を算出した第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２に対して、ａｒｃｔａｎ演算を行う。具体的には、ＦＰＧＡ３２は、デジタル信号の第２差動信号ｙ２を第１差動信号ｙ１で除算する。この結果は、ｔａｎθの値に相当する。その後、ＦＰＧＡ３２は、計算結果のａｒｃｔａｎの値を求める。これにより、センサヘッド２に対するスケール１の変位を表す位相θを、スケール１の相対変位情報として得ることができる。θは厳密には位相であるが、実質的には、センサヘッド２に対するスケール１の相対変位を示している。従って、以下ではθを変位と呼ぶことがある。

ＦＰＧＡ３２により求められた変位θは、高周波成分を除くためにフィルタに入力される。これにより、ノイズ等を除去することができる。フィルタ処理後の値は、直線性較正等の後処理を経た後、位置情報として処理装置３から出力される。

次に、一次コイル２１と二次コイル２２の間に生じる位相ズレについて簡単に説明する。一次コイル２１に印加された励磁信号と、二次コイル２２の出力（第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２）の間には、図３に示すように、位相ズレ量ｄが発生する。具体的には、第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２の位相が、励磁信号に対して、位相ズレ量ｄだけ遅れる。この位相ズレ量ｄは、コイル設計の違い、配線部の抵抗要因（配線の種類、長さ、引き回し）等に基づいて生じるものである。位相ズレ量ｄの大きさは、温度等の周辺環境によって様々に変化する。

上述のように、第２差動信号ｙ２を第１差動信号ｙ１で除算することにより、ｔａｎθが計算される。このとき、２つの信号値がゼロ付近であると、ｔａｎθの精度が低下する。これを考慮すれば、第１差動信号ｙ１のピークの信号値と、第２差動信号ｙ２のピークの信号値と、が取得され、これらを用いてａｒｃｔａｎ演算が行われることが好ましい。また、ピークの信号値とは、言い換えれば、信号の波形の振幅に相当する。

励磁信号をＡ・ｓｉｎωｔと表す場合、第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２は、下記の式で表される。
ｙ１＝ａ・ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ＋ｄ）
ｙ２＝ａ・ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋ｄ）
この式におけるｄが、上記の位相ズレ量を表す。

ここで、位相ズレ量ｄを何らかの方法で求めることができれば、ωｔ＋ｄの位相が９０°又は２７０°となるタイミングで信号値を取得することにより、第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２のピークの信号値を取得できる。しかし、位相ズレ量ｄを求めるためには、第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２の信号値を複数回取得して解析を行う必要がある。そのため、位相ズレ量ｄの算出が完了するまでにある程度の時間が掛かる。その結果、位相ズレ量ｄの算出が完了するまでの間は変位検出装置１００が変位情報を出力することができない。

これに対し、本実施形態のＦＰＧＡ３２は、振幅算出処理を行うことにより、位相ズレ量ｄを求めることなく、第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２のピークの信号値（振幅）を取得する。以下、振幅算出処理について説明する。

初めに、位相ズレが存在しない状況について説明する。図２には、位相ズレが存在しない状況における、励磁信号と処理対象の信号の波形が示されている。処理対象の信号とは、振幅算出処理を行う対象の信号である。本実施形態では、第１差動信号ｙ１と第２差動信号ｙ２がそれぞれ処理対象の信号に相当する。また、処理対象の信号をＢ・ｓｉｎωｔと表す。Ｂが振幅であり、処理対象の信号が第１差動信号ｙ１の場合はＢ＝ａ・ｃｏｓθであり、処理対象の信号が第２差動信号ｙ２の場合はＢ＝ａ・ｓｉｎθである。また、時刻ｔのときの処理対象の信号の信号値を、時刻ｔの関数としてＤ（ｔ）と表す。

振幅算出処理は、図２に示す式（１）により時刻ｔでの振幅（ピークの信号値）を算出する処理である。即ち、時刻ｔでの振幅は、時刻ｔ－１での信号値と時刻ｔでの信号値との二乗和平方根として算出される。なお、時刻ｔ－１が第１時刻、Ｄ（ｔ－１）が第１信号値、時刻ｔが第２時刻、Ｄ（ｔ）が第２信号値に対応する。時刻ｔ－１は、時刻ｔを基準として過去の方向に１／４周期シフトさせた時刻である。位相ズレが存在しない場合は、時刻ｔでの位相は９０°に相当するので、図２の数式に示すように、二乗和平方根の値はＢとなる。また、１／４周期毎に振幅を算出する場合、２つの信号値の一方がピークであり、他方が０であるため、同様の計算となる。

また、式（１）には二乗和平方根が含まれるため、式（１）で算出される時刻ｔでの振幅は厳密には絶対値である。そのため、符号を特定する処理が必要となる場合がある。本実施形態では、１／４周期毎に振幅を算出するため、４回を１組として、各組の最初の信号値の符号を適用する。例えば、時刻ｔから時刻ｔ＋４までは時刻ｔのＤ（ｔ）の符号を適用し、時刻ｔ＋４から時刻ｔ＋７までは時刻ｔ４のＤ（ｔ４）の符号を適用する。この方法で振幅に符号を適用する場合は、適切な符号を適用するために、位相ズレ量が１８０°以下であることが予め判明していることが好ましい。なお、符号を適用する方法は一例であり、本実施形態とは異なっていてもよい。

また、本実施形態では、振幅を算出する基準となる時刻ｔよりも過去に取得された信号値を用いる。これに代えて、振幅を算出する基準となる時刻ｔよりも１／４周期だけ未来に取得された信号値を用いてもよい。この場合、時刻ｔ＋１が到来した後に、時刻ｔでの振幅を算出することになる。

また、本実施形態では、１／４周期毎に振幅を算出するが、振幅を算出する頻度はこれに限られない。例えば、１／２周期毎に振幅を算出してもよい。

次に、位相ズレが存在する状況について説明する。図３には、励磁信号の波形と、位相ズレ量ｄが生じた処理対象の信号の波形と、が示されている。図３に示すように、位相ズレが生じているため、１／４周期の時点で取得した信号値Ｄ（ｔ）はピークから外れている。しかし、上述した式（１）を用いることにより、処理対象の信号の振幅を算出できる。即ち、図３の式（１）に波形の式を代入することで式（２）が得られる。また、サイン関数を１／４周期シフトさせた関数はコサイン関数であることを用いて、式（２）から式（３）を導くことができる。更に、同位相のサイン関数の二乗とコサイン関数の二乗の和が１であることを用いて、式（３）から処理対象の信号の振幅を算出することができる。

つまり、本実施形態の振幅算出処理を用いることにより、位相ズレが存在する状況であっても位相ズレ量ｄを算出することなく、各時刻での振幅（ピークの信号値）を算出することができる。そのため、位相ズレ量ｄを算出する場合と比較して、短時間で変位情報を出力できる。

次に、図４を参照して、上記実施形態の変形例を説明する。なお、本変形例の説明においては、前述の実施形態と同一又は類似の部材には図面に同一の符号を付し、説明を省略する場合がある。

上記実施形態と本変形例では、振幅算出処理を行う対象が異なる。上記実施形態の処理対象の信号は、第１差動信号ｙ１と第２差動信号ｙ２である。これに対し、本変形例の処理対象の信号は、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、及び第４コイル２２ｄの出力信号である。つまり、上記実施形態では第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２を生成した後に振幅を算出するのに対し、本変形例では第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２を生成する前に振幅を算出する。

詳細には、図４に示すように、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、及び第４コイル２２ｄの出力信号は、それぞれ個別にＡＤ変換されて、ＦＰＧＡ３２に入力される。次に、ＦＰＧＡ３２は、第１コイル２２ａ、第２コイル２２ｂ、第３コイル２２ｃ、及び第４コイル２２ｄの全ての出力信号に振幅算出処理を行う。次に、ＦＰＧＡ３２は、上記実施形態と同様、第１差動信号ｙ１と第２差動信号ｙ２を生成する。

第１差動信号ｙ１は、コサイン関数の出力信号と、マイナスコサイン関数の出力信号と、に基づいて既知の演算を行うことにより生成される。そのため、ＦＰＧＡ３２は、コサイン関数の出力信号の振幅（第１振幅）と、マイナスコサイン関数の出力信号の振幅（第１振幅）と、に基づいて、第１差動信号ｙ１の振幅を算出できる。ＦＰＧＡ３２は、サイン関数の出力信号とマイナスサイン関数の出力信号とに対して同様の処理を行って、第２振幅を算出して、第２差動信号ｙ２の振幅を算出する。以降の処理は上記実施形態と同じである。

本変形例では、ＦＰＧＡ３２は、コサイン関数の出力信号、マイナスコサイン関数の出力信号、サイン関数の出力信号、及びマイナスサイン関数の出力信号の全てに対して振幅算出処理を行う。これに代えて、ＦＰＧＡ３２は、コサイン関数の出力信号とマイナスコサイン関数の出力信号の一方のみに、振幅算出処理を行ってもよい。この場合、ＦＰＧＡ３２は、コサイン関数の出力信号について、時刻ｔでの信号値であるＤ（ｔ）と、振幅算出処理で算出した振幅Ｂと、の比率を算出する。次に、ＦＰＧＡ３２は、第１差動信号ｙ１の時刻ｔでの信号値であるＤ（ｔ）に、先ほど算出した比率を適用することで、第１差動信号ｙ１の振幅を算出する。ＦＰＧＡ３２は、第２差動信号ｙ２についても同じ処理を行って、第２差動信号ｙ２の振幅を算出する。

以上に説明したように、上記実施形態の変位検出装置１００は、スケール１と、センサヘッド２と、処理装置３と、を備える。スケール１には、変位検出方向に所定の検出ピッチＣ０で磁気応答部１２と非磁気応答部１１とが交互に配列される。センサヘッド２は、サイン関数、コサイン関数、マイナスサイン関数及びマイナスコサイン関数で表現される出力信号のそれぞれを出力する少なくとも４つの二次コイル２２を有する。処理装置３には二次コイル２２の出力信号が入力され、処理装置３は、センサヘッド２に対するスケール１の相対変位、及び、相対変位の変化速度のうち少なくとも一方である変位情報を演算して出力する。処理装置３は、コサイン関数とマイナスコサイン関数の差分に基づく第１差動信号ｙ１、及び、サイン関数とマイナスサイン関数の差分に基づく第２差動信号ｙ２を生成する。処理装置３は、コサイン関数の出力信号及びマイナスコサイン関数の出力信号の少なくとも一方、又は、第１差動信号ｙ１に対して振幅算出処理を行って振幅を算出する。処理装置３は、サイン関数の出力信号及びマイナスサイン関数の出力信号の少なくとも一方、又は、第２差動信号ｙ２に対して振幅算出処理を行って振幅を算出する。処理装置３は、振幅算出処理の後に、第１差動信号ｙ１及び第２差動信号ｙ２に基づいてスケール１の変位情報を出力する。処理装置３が行う振幅算出処理は、処理対象の信号に対して、第１時刻における第１信号値と、第１時刻に対して１／４周期シフトさせた第２時刻における第２信号値と、を求め、第１信号値と第２信号値との二乗和平方根を処理対象の信号の振幅とする処理である。

位相が１／４周期異なる２つの信号の信号値の二乗和平方根は振幅に等しい。従って、位相ズレが存在する場合であっても、位相ズレ量を特定することなく短時間で振幅を算出できる。

上記実施形態の変位検出装置１００において、処理装置３は、第１差動信号ｙ１に対して振幅算出処理を行って振幅を算出する。処理装置３は、第２差動信号ｙ２に対して振幅算出処理を行って振幅を算出する。第１差動信号ｙ１の振幅と、第２差動信号ｙ２の振幅と、に基づいて、スケール１の変位情報を出力する。

これにより、差動信号を生成した後に振幅を短時間で算出できる。

上記変形例の変位検出装置１００において、処理装置３は、コサイン関数の出力信号及びマイナスコサイン関数の出力信号の少なくとも一方に対して振幅算出処理を行って第１振幅を算出する。処理装置３は、サイン関数の出力信号及びマイナスサイン関数の出力信号の少なくとも一方に対して振幅算出処理を行って第２振幅を算出する。処理装置３は、第１振幅と第１差動信号ｙ１に基づいて第１時刻での第１差動信号ｙ１の振幅を算出する。処理装置３は、第２振幅と第２差動信号ｙ２に基づいて第１時刻での第２差動信号ｙ２の振幅を算出する。

これにより、差動信号を生成する前の出力信号の振幅を短時間で算出できる。

上記実施形態の変位検出装置１００において、処理装置３は、ａｒｃｔａｎ演算によりスケール１の変位情報を算出する。なお、この特徴は、上記実施形態に限られず、上記変形例にも適用されている。

これにより、簡単な演算で変位情報を得ることができる。

以上に本発明の好適な実施の形態及び変形例を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。

スケール１は、上述の構成に限定されず、互いに異なる磁気的な性質（磁性の強弱、発生する磁界の方向等）が繰り返されるのであれば、適宜の構成とすることができる。例えば、磁気応答部１２が、強磁性体と弱磁性体／非磁性体を、当該スケール１の長手方向に交互に並べることで構成されてもよい。磁石のＮ極とＳ極を並べることで、磁気的な性質の変化の繰返しを実現してもよい。

磁気検出素子は、二次コイル２２の代わりに、プリント基板の導電パターン、ホール素子等から構成されてもよい。

二次コイル２２がスケール１（磁気応答部１２）からの変位に応じた変化を捉えることが可能であれば、一次コイル２１がスケール１に近い側に配置され、二次コイル２２がスケール１から遠い側に配置されてもよい。

ＦＰＧＡ３２は、ｔａｎθを計算する以外の方法で、θを得ることもできる。具体的には、公知のシフト回路により第２差動信号ｙ２の位相が９０°シフトされて、第１差動信号ｙ１に加算される。加算後の信号は、周知の三角関数の加法定理により、ａｓｉｎ（ωｔ＋θ）と表すことができる。ＦＰＧＡ３２は、この信号と、基準差動信号ａｓｉｎωｔと、の位相差（具体的には、各信号がゼロと交差するタイミングの差）を計測することにより、θを得る。また、ＦＰＧＡ３２は、ＰＤ（Ｐｈａｓｅ－Ｄｉｇｉｔａｌ）変換によってθを得ることもできる。

フィルタ処理部におけるスケール１の相対速度に対する判別は、リアルタイムで行われなくてもよい。例えば、予め設定された一定の時間間隔で判別が行われてもよいし、スケール１の相対速度に応じて変化する時間間隔で行われてもよい。

変位検出装置は、スケール１の相対変位に代えて、又はそれに加えて、相対変位の変化速度（変位情報）を出力することもできる。相対変位の変化速度とは、実質的に、スケール１の相対速度を意味する。相対変位の変化速度は、スケール１の現在の相対変位と、所定時間前の相対変位と、の差を計算することにより、容易に得ることができる。

１ スケール
２ センサヘッド
３ 処理装置
１００ 変位検出装置

Claims (4)

1. 変位検出方向に所定の検出ピッチで磁気応答部と非磁気応答部とが交互に配列されたスケールと、
   サイン関数、コサイン関数、マイナスサイン関数及びマイナスコサイン関数で表現される出力信号のそれぞれを出力する少なくとも４つの磁気検出素子を有するセンサヘッドと、
   前記磁気検出素子の前記出力信号が入力され、前記センサヘッドに対する前記スケールの相対変位、及び、前記相対変位の変化速度のうち少なくとも一方である変位情報を演算して出力する処理装置と、
   を備え、
   前記処理装置は、
   前記コサイン関数と前記マイナスコサイン関数の差分に基づく第１差動信号、及び、前記サイン関数と前記マイナスサイン関数の差分に基づく第２差動信号を生成し、
   前記コサイン関数の前記出力信号及び前記マイナスコサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方、又は、前記第１差動信号に対して振幅算出処理を行って振幅を算出し、
   前記サイン関数の前記出力信号及び前記マイナスサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方、又は、前記第２差動信号に対して前記振幅算出処理を行って振幅を算出し、
   前記振幅算出処理の後に、前記第１差動信号及び前記第２差動信号に基づいて前記スケールの前記変位情報を出力し、
   前記処理装置が行う前記振幅算出処理は、処理対象の信号に対して、第１時刻における第１信号値と、前記第１時刻に対して１／４周期シフトさせた第２時刻における第２信号値と、を求め、前記第１信号値と前記第２信号値との二乗和平方根を処理対象の信号の振幅とする処理であることを特徴とする変位検出装置。
2. 請求項１に記載の変位検出装置であって、
   前記処理装置は、
   前記第１差動信号に対して振幅算出処理を行って振幅を算出し、
   前記第２差動信号に対して振幅算出処理を行って振幅を算出し、
   前記第１差動信号の振幅と、前記第２差動信号の振幅と、に基づいて、前記スケールの前記変位情報を出力することを特徴とする変位検出装置。
3. 請求項１に記載の変位検出装置であって、
   前記処理装置は、
   前記コサイン関数の前記出力信号及び前記マイナスコサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方に対して振幅算出処理を行って第１振幅を算出し、
   前記サイン関数の前記出力信号及び前記マイナスサイン関数の前記出力信号の少なくとも一方に対して前記振幅算出処理を行って第２振幅を算出し、
   前記第１振幅と前記第１差動信号に基づいて前記第１時刻での前記第１差動信号の振幅を算出し、
   前記第２振幅と前記第２差動信号に基づいて前記第１時刻での前記第２差動信号の振幅を算出することを特徴とする変位検出装置。
4. 請求項１に記載の変位検出装置であって、
   前記処理装置は、ａｒｃｔａｎ演算により前記スケールの前記変位情報を算出することを特徴とする変位検出装置。

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