JP2013205100A - 位置検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】レゾルバデジタルコンバータを、動作速度が比較的遅いソフトウェア処理手段を用いて構成するなどすることで、ノイズに対する耐性が顕著に低下すること。
【解決手段】励磁信号Ｓｃは、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって振幅変調され、それらが差動増幅回路３４，３６によって電圧変換された被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓは、マイコン４０に入力される。そして、デジタルデータに変換された被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのそれぞれにｃｏｓφ、ｓｉｎφが乗算され、減算処理がなされることで誤差相関量εが算出される。誤差相関量εに、励磁信号Ｓｃが正であるか負であるかに応じた２値の検波信号Ｒｄが乗算された被検波量εｃが角度算出部６２に入力されることで、算出角度φが算出される。励磁信号Ｓｃのサンプリングタイミングは、励磁信号Ｓｃの絶対値が規定値を越えるタイミングに設定される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流の励磁信号が位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調された被変調波を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する位置検出装置に関する。

この種の位置検出装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、レゾルバによって回転体の回転角度に応じて励磁信号が振幅変調された被変調波に基づき、回転角度情報をデジタルデータにて表現するレゾルバデジタル変換器が周知である。

特許第３４４２４１６号公報

ただし、上記位置検出装置を、たとえば動作速度が比較的遅いソフトウェア処理手段を用いて構成する場合、ノイズに対する耐性が顕著に低下することが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、交流の励磁信号を位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調した被変調波を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値に基づき前記位置情報を復調する新たな位置検出装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する復調手段（４０）を備え、前記復調手段は、前記励磁信号をサンプリングする励磁信号サンプリング手段と、前記入力された前記被変調波に基づき前記位置情報を復調するに際して、前記励磁信号サンプリング手段の出力値を入力とし、前記位置情報から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段（６０）と、
前記励磁信号の値の絶対値が規定値以下であるものが、前記位置情報の復調に用いられることを回避する回避手段と、
を備えることを特徴とする。

励磁信号の絶対値が規定値以下となるところでサンプリングを行なう場合、これに対応する被変調波のサンプリングタイミングのずれによって、サンプリングされた被変調波に含まれる励磁信号の符号と、サンプリングされた励磁信号の符号とが相違するおそれがある。また、サンプリングされた励磁信号にノイズが混入する場合、サンプリングされた励磁信号の符号とサンプリングされた被変調波に含まれる励磁信号の符号との不一致を生じやすいものともなる。上記発明では、この点に鑑み、回避手段を備えることで、こうした事態を回避する。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態における励磁信号のサンプリングタイミングを示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるサンプリングタイミングの変更処理の手順を示す流れ図。 上記変更処理態様を例示するタイムチャート。 第３の実施形態にかかるサンプリング位相の変更処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるサンプリング位相の変更処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるサンプリング周期の変更処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかる復調禁止処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる位置検出装置をレゾルバのデジタルコンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。インバータＩＮＶは、モータジェネレータ１０と図示しないバッテリとの間の電力の授受を仲介する。モータジェネレータ１０の回転子１０ａには、レゾルバ２０の１次側コイル２２が機械的に連結されている。

１次側コイル２２は、マイクロコンピュータ（マイコン４０）内蔵の発振器４２から出力される正弦波状の交流信号（励磁信号Ｓｃ）によって励磁される。詳しくは、励磁信号Ｓｃは、増幅回路３０に入力され、ここでその振幅値が増幅された後、１次側コイル２２に入力される。これにより、励磁信号Ｓｃによって１次側コイル２２に生じた磁束は、一対の２次側コイル２４，２６を鎖交する。ここで、２次側コイル２４，２６のそれぞれと１次側コイル２２との相互インダクタンスは、回転子１０ａの電気角（回転角度θ）に応じて周期的に変化するように構成されている。これにより、２次側コイル２４，２６を鎖交する磁束数は、周期的に変化する。特に、本実施形態では、２次側コイル２４，２６のそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるようになっている。これにより、２次側コイル２４，２６のそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。すなわち、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎωｔ」とすると、被変調波は、それぞれ「ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「ｃｏｓθｓｉｎωｔ」となる。

上記増幅回路３０の出力は、差動増幅回路３２によって電圧変換され、入力側励磁信号ＳＣとされる。一方、２次側コイル２４の出力電圧は、差動増幅回路３４によって電圧変換され、被変調波Ｓｉｎとされる。また、２次側コイル２６の出力電圧は、差動増幅回路３６によって電圧変換され、被変調波Ｃｏｓとされる。これら入力側励磁信号ＳＣと、被変調波Ｓｉｎと被変調波Ｃｏｓとのそれぞれは、マイコン４０に入力され、マイコン４０内のセレクタ４４によって、アナログデジタル変換器４６に時分割で入力される。

アナログデジタル変換器４６では、入力側励磁信号ＳＣが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（励磁信号Ｓｃをサンプリングする）。このデジタルデータがレファレンスＲＥＦである。また、被変調波Ｓｉｎが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｓｉｎをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＳＩＮである。また、被変調波Ｃｏｓが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｃｏｓをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＣＯＳである。

アナログデジタル変換器４６の出力信号は、中央処理装置（ＣＰＵ５０）に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。図では、ＣＰＵ５０によって行われるソフトウェア処理のうち、特に、回転角度θの算出処理等について、ブロック図で示してある。

すなわち、乗算器５２では、回転角度θの算出値（算出角度φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを、被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、乗算器５４では、算出角度φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを、被変調波ＣＯＳに乗算する。誤差相関量算出部５６では、乗算器５２の出力値から乗算器５４の出力値を減算することで、誤差相関量εを算出する。

この誤差相関量εは、差動増幅回路３２，３４，３６や増幅回路３０のゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｃ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｃ１）
誤差相関量εは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなる。また、励磁信号Ｓｃの大きさの影響を除く場合、算出角度φと実際の回転角度θとの差に応じて絶対値が変化するものであって且つ、差が同一であれば、符号にかかわらず絶対値が同一となるものである。さらに、励磁信号Ｓｃの符号（ｓｉｎωｔの符号）の影響を除く場合、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量でもある。誤差相関量εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。

すなわち、レファレンスＲＥＦは、２値検波信号算出手段（検波信号生成部５８）に入力され、ここで、レファレンスＲＥＦの符号に応じて「１」または「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５８では、レファレンスＲＥＦがゼロ以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」として且つ、ゼロ未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。一方、同期検波部６０では、誤差相関量εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。

被検波量εｃは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなって且つ、その符号によって、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。

被検波量εｃは、角度算出部６２に入力される。角度算出部６２は、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に、２重積分要素と位相補償フィルタ「（ｂｓ＋１）／（ａｓ＋１）」とを備えるものを例示した。ここで、２重積分要素を用いたのは、回転角度θが一定速度で変化する場合に算出角度φに定常偏差が生じないことを狙ったものである。

上記算出角度φは、上記乗算器５２，５４に加えて、操作量算出処理部６４に入力される。操作量算出処理部６４では、モータジェネレータ１０を流れる電流を検出する図示しない電流センサの検出値や、算出角度φ等に基づき、インバータＩＮＶの操作信号を生成してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０の制御量（例えば出力トルク）がその指令値（例えば指令トルク）に制御される。

ところで、上記マイコン４０（おもにＣＰＵ５０）によって算出角度φの算出処理手段を構成すると、その動作速度を特に高速のものとしない場合にはノイズに対する耐性が非常に低くなることが発明者らによって見出された。

すなわち、たとえば入力側励磁信号ＳＣにノイズが混入することで、レファレンスＲＥＦの符号が実際の励磁信号Ｓｃの符号と相違することとなる場合、これが算出角度φの精度に大きく影響しやすくなる。なぜなら、算出角度φの算出処理をソフトウェア処理とするなどすることで、上記算出周期を低周波（たとえば、２００ｋＨｚ以下）とすることで１回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）が算出角度φに寄与する度合いが大きくなるからである。

また、ノイズに対する耐性低下の要因としては、励磁信号Ｓｃの１周期におけるレファレンスＲＥＦのサンプリング回数のうち、レファレンスＲＥＦが正となるものと負となるものとが相違する不均衡に起因したものもある。すなわち、上記被検波量εｃは、差動増幅回路３２，３４，３６のゲイン等によって定まる比例定数Ｋ（＞０）を用いることで、「Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）」となるものである。このため、ノイズが混入しない限り、レファレンスＲＥＦが正となるもののサンプリング回数と負となるもののサンプリング回数との不均衡は算出角度φの算出になんら影響しない。しかし、たとえば差動増幅回路３６にノイズが混入する場合、このノイズをオフセット量δと表現すると、被検波量εｃは、以下の式（ｃ２）となる。

εｃ＝
Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）−ｓｉｎφ・δ・Ｒｄ／｜Ｒｄ｜ …（ｃ２）
上記の式（ｃ２）の右辺第２項は、検波信号Ｒｄに応じた符号を有する量となる。このため、ノイズの重畳期間において検波信号Ｒｄの符号が正のものと負のものとの数が等しいなら、上記右辺第２項の平均値は、ゼロとなる。しかし、正となるものと負となるものとの数に差が生じる場合には、右辺第２項の平均値がゼロとならないため、算出角度φの算出精度に影響しやすい。特に、本実施形態のように、角度算出部６２を２重積分要素を備えて構成する場合にあっては、上記正となるものと負となるものとの数に差が生じることで、その影響が増幅される。

ここでたとえば、算出角度φの算出周期（励磁信号Ｓｃ等のサンプリング周期）を固定する場合、検波信号Ｒｄのうち正となるものの数が負となるものの数よりも多くなる現象が生じると、しばらくして負となるものの数が正となるものの数よりも多くなる現象が生じる。このため、より長いタイムスケールにおいては正となるものの数と負となるものの数との間に不均衡が生じていないこととなる。このことは、不均衡を定義する上で算出角度φの算出精度に寄与するタイムスケールが存在することを意味する。ちなみに、このタイムスケールにおけるノイズを除去するように上記位相補償フィルタのローパスフィルタ成分の時定数を設定することも可能ではある。しかしこの場合には、応答性の低下が大きくなる。このため、特に車載用途のように、高い応答性が求められるものにあっては、その要求を満足する設計が極めて困難である。

ここで、不均衡に起因してノイズに対する耐性が低下する現象は、算出角度φの算出周期（レファレンスＲＥＦ等のサンプリング周期）が長くなることで顕著となる。換言すれば、算出周期等が十分に短ければ、上記の式（ｃ２）の右辺第２項の影響が算出角度φに目だった影響を及ぼさない。すなわち、たとえば、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８回または９回となる。これに対し、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「０．６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８３回または８４回となる。いずれの場合であっても、レファレンスＲＥＦが正となるものの数と負となるもの数との間に生じうる差自体は、「１」である。しかし、この１回が算出角度φの算出に寄与する度合いは大きく相違するものとなる。

さらに、図１に示した構成のとすることで、検波信号Ｒｄの符号が、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれる励磁信号Ｓｃの符号と相違する検波エラーを生じやすくなる。これは、アナログデジタル変換器４６によって、入力側励磁信号ＳＣや被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓを時分割でサンプリングするために、レファレンスＲＥＦと被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳとのサンプリングタイミングにずれが生じることがその要因となるものである。

こうした課題を解決すべく、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングを図２に示すものとする。図示されるように、ここでは、サンプリングの周期Ｔｓを、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆに固定しつつ、その位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）の設定等によって、次の条件を満たすようにする。

条件１．入力側励磁信号ＳＣが正である期間と負である期間とでサンプリング回数が同一となる旨の条件。すなわち、正である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ１〜ＰＨ５におけるサンプリング）の回数と、負である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ６〜ＰＨ１０におけるサンプリング）の回数とを、同一とする。

条件２．サンプリングされる入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下とならない旨の条件。これは、検波エラーを回避するための条件である。規定値ΔＳは、アナログデジタル変換器４６による入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングと、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのサンプリングタイミングとの時間差における入力側励磁信号ＳＣの変化量よりも大きい値に設定されている。これは、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆやサンプリング位相の設定によって、励磁信号Ｓｃの一周期毎にサンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相が等しくなる設定とすることで実現することができる。すなわち、この条件を満たさない場合には、時間の経過とともにサンプリング位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）が変化し、条件２を満たさなくなるおそれがある。この設定は、本実施形態において、サンプリングタイミング設定手段を構成する。

なお、この条件２を満たす設定によって、上記不均衡を回避することや、不均衡以外の要因によるノイズに対する耐性を高めることもできる。すなわち、励磁信号Ｓｃがゼロの場合には上記検波信号Ｒｄが「１」となるため、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにサンプリングすることで不均衡が生じやすくなる。これに対し、上記条件２を満たす設定によれば、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにこれをサンプリングすることが禁止される。また、ノイズによってレファレンスＲＥＦの符号が励磁信号Ｓｃのものと逆となることも考えられるが、こうした事態は、入力側励磁信号ＳＣの値が大きいほど生じにくくなる。このため、上記条件２を満たす設定によれば、ノイズに対する耐性が向上する。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

先の図２に示したサンプリングの周期や位相の設定によれば、上記不均衡や検波エラー等を回避することができるものの、これら周期や位相を固定する場合には、励磁信号Ｓｃの位相が何らかの理由により変動することで、その狙いとする効果を得ることができなくなる。これは、サンプリングタイミングにおける入力側励磁信号ＳＣの位相が、先の図２に示したものから相違するようになるからである。本実施形態では、この課題を解決する。

図３に、本実施形態にかかるサンプリングタイミングの変更処理の手順を示す。この処理は、ＣＰＵ５０によってたとえば所定周期でくり返し実行される。なお、この処理は、本実施形態において、タイミング可変手段を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、入力側励磁信号ＳＣをサンプリングする。続くステップＳ１２においては、以下の条件（ａ）および（ｂ）の論理和が真であるか否かを判断する。
条件（ａ）今回のサンプリングタイミングが、先の図２に示した位相ＰＨ４に対応して且つ、今回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ（ｎ））が閾値Ｓｔｈ（＞０）よりも小さいこと。
条件（ｂ）今回のサンプリングタイミングが、先の図２に示した位相ＰＨ９に対応して且つ、レファレンスＲＥＦ（ｎ）が「−Ｓｔｈ」よりも大きいこと。

上記閾値Ｓｔｈは、先の図２に示した位相ＰＨ４におけるレファレンスＲＥＦの値よりも小さい値とされる。特に、位相ＰＨ５に対応するサンプリングタイミングにおいて、レファレンスＲＥＦが規定値ΔＳ以下となるおそれが生じる値の上限値以下に設定される。これにより、条件（ａ），（ｂ）によれば、今回のサンプリングタイミングが、励磁信号Ｓｃの想定される位相よりも過度に進んだタイミングとなることで、次回のサンプリングタイミングにおけるレファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となるおそれの有無を判断することができる。

ステップＳ１２において肯定判断される場合、次回のサンプリング周期Ｔｓ（ｎ＋１）を、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆよりも規定量ΔＴだけ短い値に設定する。これは、図４に示すように、サンプリング周期Ｔｓ（ｎ＋１）を短縮することで、次回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ（ｎ＋１））の絶対値が規定値ΔＳ以下となる事態を回避するためのものである。なお、ここでの規定量ΔＴは、固定値でもよいが、レファレンスＲＥＦ（ｎ）に応じて可変としてもよい。すなわち、入力側励磁信号ＳＣの振幅情報に基づき、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の値から、後どれだけの時間が経過すると、入力側励磁信号ＳＣが規定値ΔＳ以下となるかを把握することができる。このため、レファレンスＲＥＦ（ｎ）に応じて規定量ΔＴを可変とするなら、次回のサンプリング周期Ｔ（ｎ＋１）を、レファレンスＲＥＦ（ｎ＋１）が規定値ΔＳ以下となることを確実に回避したり、励磁信号Ｓｃの位相として予定していた値に対応するタイミングとなるようにしたりすることができる。

なお、ステップＳ１４の処理が完了する場合や、ステップＳ１２において否定判断される場合には、ステップＳ１６において、変数ｎを更新し、この一連の処理を一旦終了する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となったことに基づき、次回のサンプリングの位相を変更する。

図５に、本実施形態にかかるサンプリングタイミングの変更処理の手順を示す。この処理は、ＣＰＵ５０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図５において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０の処理の後、ステップＳ２０において、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の絶対値が規定値ΔＳ以下であるか否かを判断する。そして、規定値ΔＳ以下であると判断される場合、ステップＳ２２において、次回のサンプリングタイミングを変更すべく、次回のサンプリング周期Ｔｓ（ｎ＋１）を、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆから規定量ΔＴを減算した値とする。この処理は、次々回以降のサンプリング周期Ｔｓを、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆとすることで、レファレンスＲＥＦが規定値ΔＳを超えるようにするための処理である。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断されることで、何らかの理由によりサンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相が、先の図２において定義したものからずれたと考えられる。このため、このずれを補償するようにサンプリングの位相を変更することで、それ以降の基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆ毎のタイミングを先の図２に示したものに修復する。この処理は、本実施形態において、位相変更手段を構成する。

ここで、規定量ΔＴは、レファレンスＲＥＦ（ｎ）と入力側励磁信号ＳＣの振幅情報に応じて可変設定される。すなわち、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の値と、入力側励磁信号ＳＣの振幅情報とから、サンプリングタイミングのずれ量を把握可能であるため、これに基づき規定量ΔＴを可変設定する。なお、規定量ΔＴの符号は正のことも負のこともありうる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

先の第３の実施形態では、規定量ΔＴを、今回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ（ｎ））のみに基づき設定した。これに対し、本実施形態では、規定値ΔＳ以下と判断されたサンプリング値とその次のサンプリング値とを用いて、規定量ΔＴを可変設定する。

図６に、本実施形態にかかるサンプリングタイミングの変更処理の手順を示す。この処理は、ＣＰＵ５０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図６において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０の処理が完了すると、ステップＳ３０において、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となった履歴を示すフラグＦが「１」であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３０において否定判断される場合、ステップＳ３２において、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の絶対値が規定値ΔＳ以下であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４において、フラグＦを「１」とする。

これに対し、ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ２２ａにおいて、次回のサンプリング周期Ｔｓ（ｎ＋１）を、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆから規定量ΔＴを減算した値とするとともに、フラグＦを「０」とする。ここで、規定量ΔＴは、今回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ（ｎ））と、前回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ（ｎ−１））との平均値に基づき可変設定される。これは、先の図２に示したタイミングが守られている場合、平均値がゼロとなることに鑑みたものである。すなわち、平均値とゼロとの間の乖離量は、先の図２に示したタイミングからのずれ量と相関を有する。このため、乖離量を低減するように規定量ΔＴを算出することで、先の図２に示したタイミングからのずれを補償することができる。

なお、実際には、規定量ΔＴの可変設定に際しては、入力側励磁信号ＳＣの振幅情報を加味することが望ましい。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第３の実施形態では、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる場合、励磁信号Ｓｃの位相が何らかの理由で変動したと想定した。しかし、励磁信号Ｓｃが規則的な周期から変化する現象としては、これに限らず、発振器４２の温度特性等に起因して、励磁信号Ｓｃの周期が変化する現象も存在する。そしてこの場合、サンプリング位相をずらしたとしても、レファレンスＲＥＦの絶対値がくり返し規定値ΔＳ以下となるおそれがある。本実施形態では、こうした事態が発生することを解決課題とする。

図７に、本実施形態にかかるサンプリングの変更処理の手順を示す。この処理は、ＣＰＵ５０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図７において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０の処理が完了すると、ステップＳ３０において、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となった履歴を示すフラグＦが「１」であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３０において否定判断される場合、ステップＳ３２において、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の絶対値が規定値ΔＳ以下であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ２２ｂにおいて、次回のサンプリング周期Ｔｓ（ｎ＋１）を、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆから規定量ΔＴを減算した値とするとともに、フラグＦを「１」とする。

一方、上記ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ４０において、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となってからの時間を計時するカウンタＣをインクリメントする。続くステップＳ４２では、カウンタＣが閾値Ｃｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、上記ステップＳ２２ｂの処理が事態の改善にとって有効であったか否かを判断するためのものである。ここで、閾値Ｃｔｈは、ステップＳ２２ｂの処理が有効に作用する場合、レファレンスＲＥＦの絶対値が再度規定値ΔＳ以下となることはないと想定される時間に基づき設定されている。

ステップＳ４２において否定判断される場合、ステップＳ４４において、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の絶対値が規定値ΔＳ以下であるか否かを判断する。そして、ステップＳ４４において肯定判断される場合、ステップＳ４６において、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆを規定量ΔＴｓだけ補正する。ここで、規定量ΔＴｓは、正、負の双方の値となり得る。規定量ΔＴｓの符号および大きさは、たとえばフラグＦが「１」とされたとき以降のレファレンスＲＥＦの値の時系列データに基づき設定すればよい。なお、ステップＳ４６の処理は、本実施形態において、周期変更手段を構成する。

上記ステップＳ４６の処理が完了する場合や、ステップＳ４２において肯定判断される場合には、ステップＳ４８において、カウンタＣを初期化し、フラグＦを「０」とする。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる場合、そのレファレンスＲＥＦ（ｎ）を用いた算出角度φの算出処理（復調処理）を禁止する。

図８に、本実施形態にかかる復調禁止処理の手順を示す。この処理は、ＣＰＵ５０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図８において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ２０において、レファレンスＲＥＦ（ｎ）の絶対値が規定値ΔＳ以下であると判断される場合、ステップＳ５０において、今回の被検波量εｃ（ｎ）を前回の被検波量εｃ（ｎ−１）とする。これにより、レファレンスＲＥＦ（ｎ）を用いた算出角度φの算出処理（復調処理）が禁止される。この処理は、本実施形態において、復調禁止手段を構成する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「サンプリングタイミング設定手段（図２）について」
入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下となるタイミングにおけるサンプリングを回避するためのサンプリング間隔のパターンとしては、上記第１の実施形態（図２）において例示したように、各間隔が同一となるパターンに限らない。たとえば規定値ΔＳ以下となる領域を跨ぐ間隔以外の間隔が同一となるものであってもよい。この場合、規定値ΔＳよりも大きくなる領域におけるサンプリング頻度を向上させることができる。

「タイミング可変手段（図３）について」
上記第２の実施形態（図３）において例示したものに限らない。たとえば、先の図２に示した位相ＰＨ３に対応するサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）の値に基づき、サンプリングタイミングが想定よりも進角側にずれていると判断される場合、次回のサンプリングタイミング（位相ＰＨ４に対応）までの時間間隔を短縮補正するものであってもよい。またたとえば、先の図２に示した位相ＰＨ５，ＰＨ１０に対応するサンプリング値の絶対値が過度に大きいことで想定よりも遅角側にずれていると判断される場合、次回のサンプリングタイミング（位相ＰＨ１，ＰＨ６に対応）までの時間間隔を伸長補正するものであってもよい。

「周期変更手段（図７：Ｓ４６）について」
上記第５の実施形態（図７）では、位相の変更後、再度、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる場合に、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆを変更したがこれに限らない。たとえば、２度の位相変更処理の後に、再度、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる場合に、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆを変更してもよい。またたとえば、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となる場合、過去のレファレンスＲＥＦと今回のレファレンスＲＥＦとに基づき、それらの値の差から周期変化が生じたか否かを判断し、周期変化が生じたと判断される場合に周期を変更するものであってよい。

「位相変更手段について」
上記第３の実施形態（図５）等では、レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となった直後におけるサンプリング位相を変更したが、これに限らない。たとえば先の図１に示したサンプリングの一周期の始めのタイミング（位相ＰＨ１）を、位相の変更対象として固定してもよい。

「復調禁止手段について」
レファレンスＲＥＦの絶対値が規定値ΔＳ以下となることで、そのレファレンスＲＥＦが復調に用いられることを禁止する手段としては、上記第６の実施形態（図８）に例示したように、今回の被検波量εｃ（ｎ）を前回の被検波量εｃ（ｎ−１）とするものに限らない。たとえば、その周期において、算出角度φの算出処理自体を禁止するものであってもよい。

「回避手段について」
たとえばサンプリングタイミング設定手段に加えて、励磁信号Ｓｃの周期を計測する手段を備え、これが１周期の基準値からずれる場合、サンプリング周期を変更する手段を備えて構成してもよい。なお、ここで、周期の変更手段は、サンプリングタイミング設定手段の想定する励磁信号Ｓｃに対し実際の励磁信号Ｓｃが変動することに対処する手段である。さらに、励磁信号Ｓｃの変動に対処する手段としては、励磁信号Ｓｃの周期の変動を検出し、これに基づき周期を変更するものに限らず、励磁信号Ｓｃの位相の変動を検出し、これに基づき位相を変更するものであってもよい。

「２値検波信号算出手段（５８）について」
励磁信号Ｓｃ（レファレンスＲＥＦ）が０以上であるか否かに応じた２値の検波信号Ｒｄを算出するものに限らない。たとえば、０よりも大きいか否かに応じた２値の検波信号Ｒｄを算出するものであってもよい。

「検波手段について」
２値検波信号算出手段によって検波信号Ｒｄを生成するものに限らない。たとえば、レファレンスＲＥＦを誤差相関量εに乗算したものを被検波量εｃとし、これを誤差相関量εから励磁信号Ｓｃの符号の影響を除去する除去処理とするものであってもよい。

「アナログデジタル変換器について」
被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳおよび入力側励磁信号ＳＣをデジタルデータに変換する手段としては、単一のアナログデジタル変換器４６に限らない。たとえば、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳと、入力側励磁信号ＳＣとで各別の変換器を備えてもよく、またたとえば、被変調波ＳＩＮ，被変調波ＣＯＳ、および入力側励磁信号ＳＣのそれぞれで、各別の変換器を備えてもよい。換言すれば、励磁信号サンプリング手段と被変調波サンプリング手段とで、アナログデジタル変換器を各別としてもよい。

「復調手段について」
ａ）誤差相関量εについて
励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量としては、上記第１の実施形態（図１）において例示した誤差相関量εに限らない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／２）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／２）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／２）」に比例した量となり、励磁信号ｓｉｎωｔの符号の影響を除くことで、回転角度θに対して算出角度φが進角している場合に正、遅角している場合に負となる。

もっとも、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、誤差相関量ε自体が回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量であることは必須ではない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／４）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／４）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／４）」に比例した量となり、誤差相関量εから励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いたとしても、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量とはならない。しかし、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いた被検波量εｃと「Ｋ／√２：Ｋは、差動増幅回路３４等のゲインによって定まる被変調波の振幅」との差を制御誤差とするなら、制御誤差は、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。このため、これをゼロにフィードバック制御するための操作量として算出角度φを算出することができる。そしてこの場合であっても、ノイズに対する耐性を高める上では、回避手段を適用することが有効である。

ただし、これは誤差相関量εの定義の仕方の問題に過ぎない。すなわち、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」を誤差相関量と定義するなら、これは、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。ちなみに、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」から励磁信号Ｓｃの絶対値の影響を除いたものは、回転角度θと算出角度φとの差に応じた値を有するとはいえ、算出角度φのずれが進角側であるか遅角側であるかに応じて、上記差が同一であっても絶対値が相違する。このため、進角側と遅角側とで算出角度φのフィードバック制御のゲインに差が生じるため、この差を許容できるシステムに適用することが望ましい。

ｂ）算出角度φの算出処理
被検波量εｃを入力とし、算出角度φを算出する処理としては、上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば積分要素を３つ（３重積分）以上有するものであってもよい。

また、積分要素を１つのみ有するものであってもよい。この場合であっても、たとえば、励磁信号Ｓｃの値の絶対値が規定値ΔＳ以下となることで検波エラーが生じた際の算出角度φの算出精度は、サンプリング頻度が低いほど低下する。なぜなら、サンプリング頻度が低いほど積分間隔が長くなるため、ノイズが算出角度φに及ぼす影響の度合い（ノイズに対する算出角度φのゲイン）が大きくなるからである。

ｃ）構成について
ソフトウェア処理手段として構成されるものに限らない。ハードウェア処理手段であっても、復調に用いられる入力側励磁信号ＳＣ等のサンプリング頻度が低くなるにつれて、検波エラー等に対する耐性を低下させる事情についてはなんら変わりがないと考えられる。

「位置検出対象について」
回転機の回転子に限らない。要は、位置情報に応じて励磁信号を振幅変調可能なものであるなら、本発明の適用は有効である。

１０ａ…回転子（位置検出対象の一実施形態）、２０…レゾルバ、４０…マイコン、５０…ＣＰＵ。

Claims (12)

1. 交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する復調手段（４０）を備え、
   前記復調手段は、
   前記励磁信号をサンプリングする励磁信号サンプリング手段（４６）と、
   前記入力された前記被変調波に基づき前記位置情報を復調するに際して、前記励磁信号サンプリング手段の出力値を入力とし、前記位置情報から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段（６０）と、
   前記励磁信号の値の絶対値が規定値以下であるものが、前記位置情報の復調に用いられることを回避する回避手段と、
   を備えることを特徴とする位置検出装置。
2. 前記励磁信号サンプリング手段は、予め定められたサンプリング間隔のパターンに従ってサンプリングを行なうものであり、
   前記回避手段は、前記励磁信号の値の絶対値が規定値以下となるタイミングがサンプリングタイミングとならないように前記パターンを設定するサンプリングタイミング設定手段であることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
3. 前記回避手段は、前記励磁信号サンプリング手段によるサンプリング結果に基づき、前記励磁信号の値の絶対値が規定値以下となるタイミングにおけるサンプリングを回避すべく、次回のサンプリングタイミングを可変設定するタイミング可変手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の位置検出装置。
4. 前記回避手段は、前記励磁信号サンプリング手段によるサンプリング値の絶対値が規定値以下となる場合、前記サンプリングの周期を変更する周期変更手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の位置検出装置。
5. 前記回避手段は、前記励磁信号サンプリング手段によるサンプリング値の絶対値が規定値以下となる場合、前記サンプリングの位相を変更する位相変更手段を備えることを特徴とする請求項１，２または４記載の位置検出装置。
6. 前記位相変更手段は、前記規定値以下となったサンプリング値に基づき、前記サンプリングの位相を変更することを特徴とする請求項５記載の位置検出装置。
7. 前記位相変更手段は、前記励磁信号の値がゼロとなる両側のそれぞれにおいてゼロに最も近接する一対のサンプリング値に基づき、前記サンプリングの位相を変更することを特徴とする請求項５記載の位置検出装置。
8. 前記回避手段は、前記励磁信号サンプリング手段によるサンプリング値の絶対値が規定値以下となる場合、該サンプリング値が前記位置情報の復調に用いられることを禁止する復調禁止手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の位置検出装置。
9. 前記検波手段は、
   前記励磁信号を２値の検波信号とする２値検波信号算出手段（５８）を備え、
   該２値検波信号算出手段によって算出された前記検波信号を用いて前記除去処理を行なうものであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の位置検出装置。
10. 前記２値検波信号算出手段は、前記励磁信号が０以上であるか否かに応じて、または０よりも大きいか否かに応じて、前記励磁信号を２値の検波信号とするものであることを特徴とする請求項９記載の位置検出装置。
11. 前記復調手段は、前記被変調波をサンプリングする被変調波サンプリング手段を備え、
    前記励磁信号サンプリング手段と前記被変調波サンプリング手段とは、単一のアナログデジタル変換器（４６）を共有して構成されており、
    前記アナログデジタル変換器は、前記被変調波と前記励磁信号とを時分割でデジタルデータに変換することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の位置検出装置。
12. 前記復調手段は、ソフトウェア処理手段（５０）であることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の位置検出装置。

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