CN107702733B - 电磁感应式位置检测器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电磁感应式位置检测器，能够根据间隙变动检测内插误差，并对检测位置进行校正。具备：采样电路，对被标尺线圈感应到的感应信号的峰值进行采样，并输出采样信号；控制电路，基于采样信号算出同步检波信号，并根据同步检波信号求出检测位置，根据检测位置算出激励振幅，并输出到激励电路；间隙检测用激励电路，对滑块线圈施加间隙检测用激励信号；检测电路，求出采样信号的平均，从各采样信号的电压减去该平均，计算其绝对值的和，从该绝对值的和排除由所述检测位置引起的变化；及校正电路，计算与排除了由检测位置引起的变化的所述绝对值的和对应的校正量，对检测位置加上该校正量，对检测位置进行校正。

Description

电磁感应式位置检测器

技术领域

本发明涉及一种电磁感应式位置检测器。

背景技术

作为电磁感应式位置检测器的感应同步器方式的标尺适用于机床、汽车、机器人等各种机械中的位置检测。感应同步器方式的标尺具有直线型标尺和旋转型标尺。直线型标尺设置在机床的工作台等移动体上，用于检测该移动体的直线性移动位置，旋转型标尺设置在机床的回转工作台等移动体(回转体)上，用于检测该移动体的回转位置(回转角度)。

直线型标尺及旋转型标尺通过由线圈产生的电磁感应，对位置进行检测，所述线圈以相互平行地面对的方式配置。基于图10的原理图对该检测原理进行说明。

图10(a)是表示以使直线型标尺的滑块和标尺相互平行地面对的方式配置的状态的立体图，图10(b)是并列表示滑块和标尺的示意图，图10(c)是表示滑块和标尺的电磁耦合度的图表。旋转型标尺的检测原理也与直线型标尺相同，旋转型标尺的定子和转子分别与直线型标尺的滑块和标尺对应。

如图10(a)(b)所示，直线型标尺的检测部100具有作为一次侧部件的滑块101、及作为二次侧部件的标尺102。

滑块101为可动部，具有作为第一一次侧线圈的第一滑块线圈103、及作为第二一次侧线圈的第二滑块线圈104。标尺102为固定部，具有作为二次侧线圈的标尺线圈105。

线圈103、104、105成为折弯成矩形波状的形状。另外，滑块101安装在机床的工作台等移动体上，并与该移动体一起直线性地移动。标尺102固定在机床的床身等固定部上。

如图10(a)所示，滑块101(第一滑块线圈103及第二滑块线圈104)和标尺102(标尺线圈105)以在它们间保持了规定的间隙(图中g)的状态，以相互平行地面对的方式配置。另外，对第一滑块线圈103及第二滑块线圈104的位置关系进行说明的话，如图10(a)(b)所示，当在第一滑块线圈103的图案与标尺线圈105的图案一致的位置存在滑块101时，第二滑块线圈104的图案位于相对于标尺线圈105的图案(沿标尺线圈105的延伸方向)错开1/4间距的位置。而且，如图10(c)所示，第一滑块线圈103的(与标尺线圈105的)电磁耦合度为cosX，第二滑块线圈104的(与标尺线圈105的)电磁耦合度为sinX(X：滑块101与标尺102的相对位置(移动体的移动位置))。

图11是说明现有的电磁感应式位置检测器的框图。如图11所示，现有的电磁感应式位置检测器除上述的检测部100外，还具备sin激励电路106、cos激励电路107、放大电路108、滤波电路109、采样电路110、及控制电路111。

若通过sin激励电路106对第一滑块线圈103施加激励信号“I*sin(θ)*sin(ωt)”，通过cos激励电路107对第二滑块线圈104施加激励信号“-I*cos(θ)*sin(ωt)”，则被标尺102感应到的信号(感应信号V)成为：

V＝k*(I*sin(θ)*cosX-I*cos(θ)*sinX)*sin(ωt)

＝k*I*sin(θ-X)*sin(ωt)

(*是指乘法)。

其中，I：位置检测用激励信号的电流的大小，ω：位置检测用激励信号的频率，t：时间，θ：检测位置。

另外，k表示基于间隙的信号传输强度的系数。若间隙变宽，则k变小，感应信号V变小。

在放大电路108中，以某一定的倍率放大传输信号，在滤波电路109中，利用通常低通滤波器，除去比位置检测用激励信号高的频率的噪音分量。

采样电路110采样感应信号V的峰值，并输出到控制电路111。

控制电路111基于在采样电路110中采样到的采样信号的电压值(采样电压)，以成为V＝0的方式对θ进行控制。其结果，sin(θ-X)＝0、即θ＝X，能够与系数k没有关系地检测标尺102与滑块101的相对位置X。

图12是对感应信号V的检测进行说明的图表。感应信号V的检测在采样电路110中对作为sin波的感应信号V的峰值进行采样，在控制电路111中进行同步检波。若将某时间点的采样电压设为V(i)，将下一采样电压设为V(i+1)，则感应信号V的同步检波信号Vp为“Vp＝[V(i)+(-V(i+1))]/2」”。在此，同步检波是在某确定了的周期内反转采样信号而获取的数据，同步检波信号Vp根据感应信号V的相位而成为负。

专利文献

专利文献1：日本特开2014-153294号公报

专利文献2：日本特开2013-174521号公报

发明要解决的课题

在上述的感应同步器方式的标尺中，通常，作为误差，显著出现的是线圈间距周期的误差，将其称为内插误差。

内插误差因信号的干扰、图案宽度、或者图案间距而产生，产生与标尺线圈105的间距同步的分量的误差(例如，标尺线圈105的1间距分量、或者标尺线圈105的1/2间距分量等)。

在上述中，能够与基于间隙的信号传输强度的系数k无关系地进行位置检测。这是因为设计成以使包含系数k的感应信号V成为0(θ＝X)的方式进行控制。但是，关于内插误差，误差的大小因间隙变动而变化。即，产生内插误差的信号不是感应信号V那样预先设计的信号，因此不能无视因系数k的变化产生的影响。例如，在对间隙与内插误差的关系进行说明的图13的图表中，误差分量δa、δb主要因间隙而变动。

虽然在现有技术中提案有对内插误差进行校正，但无法对应这样的由间隙变动引起的内插误差的变化。

例如，在上述专利文献1中，以一定的速度/一定的采样间隔获取校正数据，提取与标尺线圈固有周期对应的内插误差而进行校正，但无法进行间隙的检测，无法对应因间隙而变化的内插误差。

另外，例如，在上述专利文献2中，流过与检测用信号不同的频率的断线检测用信号，对感应电压和断线电平进行比较并进行异常探测，但由于感应电压V根据检测位置θ而变动，因此，无法对应间隙检测。

另外，在上述专利文献2中，虽然将异常检测用信号的频率设为“ω*(n+0.5)”，但由于比位置检测用激励信号频率高，因低通滤波器的影响，感应电压的强度会发生变化，因此，无法对应间隙检测。

发明内容

因此，在本发明中，其目的在于提供一种电磁感应式位置检测器，其根据间隙变动进行内插误差的正确的检测，能够正确地对检测位置进行校正。

用于解决课题的手段

解决上述课题的第一发明的电磁感应式位置检测器，

具有：具备一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；及对所述一次侧线圈施加激励信号的激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述一次侧线圈和所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，其特征在于，

具备：

采样电路，对被所述二次侧线圈感应到的感应信号进行采样，并输出采样信号；

控制电路，基于所述采样信号算出同步检波信号，根据该同步检波信号求出检测位置，根据该检测位置算出激励振幅，并输出到所述激励电路；

间隙检测用激励电路，对所述一次侧线圈施加间隙检测用激励信号；

间隙检测电路，求出所述采样信号的平均电压，从各采样信号的电压减去该平均电压，计算从各采样信号的电压减去该平均电压而得到的值的绝对值的和，进而，从该绝对值的和排除由所述检测位置引起的变化；及

间隙校正电路，计算与排除了由所述检测位置引起的变化的所述绝对值的和对应的校正量，对所述检测位置加上该校正量而对检测位置进行校正。

解决上述课题的第二发明的电磁感应式位置检测器，

具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，其特征在于，

具备：

采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，计算使由检测位置θ引起的该绝对值的和Vabs的变化归一化的Vθ，基于该Vθ进行从该绝对值的和Vabs排除了由所述检测位置θ引起的变化的Vgap的计算；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，

t表示时间。

解决上述课题的第三发明的电磁感应式位置检测器，

具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，其特征在于，

具备：采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，基于预先准备的、使由检测位置θ引起的该绝对值的和Vabs的变化归一化的Vθ的表，进行从该绝对值的和Vabs排除了由所述检测位置θ引起的变化的Vgap的计算；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，

I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，

t表示时间。

解决上述课题的第四发明的电磁感应式位置检测器，

具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，其特征在于，

具备：采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，从该绝对值的和Vabs中获取所述检测位置θ在规定位置的值，将该值设为Vgap；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，

I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，

t表示时间。

解决上述课题的第五发明的电磁感应式位置检测器，

具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，其特征在于，

具备：采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，将该绝对值的和Vabs的值设为Vgap；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，

I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，ω’＝ω/m，且为m＝4以上的自然数；

t表示时间。

解决上述课题的第六发明的电磁感应式位置检测器，其特征在于，

在上述第二发明的电磁感应式位置检测器中，

在将m设为自然数，将所述ω’设为ω’＝ω/m的情况下，

所述间隙检测电路通过下式求出所述Vθ，

[数学式1]

根据Vgap＝Vabs/Vθ求出所述Vgap，

其中，

abs表示绝对值，

PIT表示所述二次侧线圈的间距。

解决上述课题的第七发明的电磁感应式位置检测器，其特征在于，

在上述第二～第六中任一发明的电磁感应式位置检测器中，

在所述各误差分量中，在汇集根据所述间隙的变动变化的一个以上的分量设为δx、汇集未变化的一个以上的分量设为δy时，

所述间隙校正电路通过Δx＝δx0*Vgap0/Vgap及Δy＝δy0，分别求出所述校正分量振幅Δx及Δy，

通过Hx＝Δx*sin(2π*θ/PITx)及Hy＝Δy*sin(2π*θ/PITy)，分别求出所述校正量Hx及Hy，

其中，

PITx表示所述各误差分量中所述δx的各周期间距，

PITy表示所述各误差分量中所述δy的各周期间距。

发明效果

根据本发明的电磁感应式位置检测器，根据间隙变动进行内插误差的正确的检测，能够正确地校正检测位置。

附图说明

图1是对本发明的实施例1的电磁感应式位置检测器进行说明的框图。

图2是表示采样信号的获取图像的图表。

图3是表示基于本发明的实施例1的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。

图4是分别表示m＝2的情况下(4采样)、m＝3的情况下(6采样)的、将采样信号的振幅设为1时的、由检测位置θ引起的Vabs信号的变化的图表。

图5是表示m＝2的情况下的Vgap计算结果的图表。

图6是表示本发明的实施例2的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。

图7是表示本发明的实施例3的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。

图8是表示本发明的实施例4的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。

图9是表示对误差分量δa和δb进行了间隙校正计算的结果的图表。

图10是对现有的电磁感应式位置检测器的检测原理进行说明的原理图。(a)是表示以使直线型标尺的滑块和标尺相互平行地面对的方式配置的状态的立体图，(b)是并列表示滑块和标尺的示意图，(c)是表示滑块和标尺的电磁耦合度的图表。

图11是对现有的电磁感应式位置检测器进行说明的框图。

图12是对感应信号V的检测进行说明的图表。

图13是对间隙和内插误差的关系进行说明的图表。

标号说明

11 间隙检测用sin激励电路(间隙检测用第一激励电路)

12 间隙检测用cos激励电路(间隙检测用第二激励电路)

13 间隙检测电路

14 间隙校正电路

20、111 控制电路

100 检测部

101 滑块(一次侧部件)

102 标尺(二次侧部件)

103 第一滑块线圈(第一一次侧线圈)

104 第二滑块线圈(第二一次侧线圈)

105 标尺线圈(二次侧线圈)

106 sin激励电路(第一激励电路)

107 cos激励电路(第二激励电路)

108 放大电路

109 滤波电路

110 采样电路

具体实施方式

本发明的电磁感应式位置检测器通过在现有的电磁感应式位置检测电路的基础上还具备间隙检测用sin激励电路、间隙检测用cos激励电路、间隙检测电路、及间隙校正电路，进行与间隙变动对应的正确的内插误差的校正。以下，通过实施例使用附图对本发明的电磁感应式位置检测器进行说明。

[实施例1]

图1是对本实施例的电磁感应式位置检测器进行说明的框图。本实施例的电磁感应式位置检测器在图11所示的现有的电磁感应式位置检测器的基础上还具备：间隙检测用sin激励电路11；间隙检测用cos激励电路12；间隙检测电路13；及间隙校正电路14。

间隙检测用sin激励电路11对第一滑块线圈103施加作为间隙检测用激励信号的“I’*sin(ω’t)”，间隙检测用cos激励电路12对第二滑块线圈104施加作为间隙检测用激励信号的“I’*cos(ω’t)”(其中，I’：间隙检测用激励信号的电流的大小、ω’：间隙检测用激励信号的频率)。

由于施加的间隙检测用激励信号而被标尺线圈105感应到的信号(感应信号)如下述(1)式所示。

k*I’*sin(ω’t)*cosX+k*I’cos(ω’t)*sinX＝k*I’*sin(ω’t+X)…(1)

另外，还包含位置检测用激励信号的感应信号V如下述(2)式所示。

V＝k*I*sin(θ-X)*sin(ωt)+k*I’*sin(ω’t+X)…(2)

另外，间隙检测用激励信号的频率ω’由于排除了滤波电路109的影响，因此，比位置检测用激励信号的频率ω低。特别是，形成为ω’＝ω/m(m为2以上的整数)。如此，能够不另外追加滤波电路等电路地进行位置检测(关于这一点在后面叙述)。

在采样电路19中，采样感应信号V的峰值，并作为采样信号向控制电路20(位置检测用)及间隙检测电路13(间隙检测用)分别输出。即，从采样电路19向控制电路20及间隙检测电路13输出相同的采样信号。由此，能够不另外追加采样电路地利用与现有技术相同的采样电路来获取数据。

作为采样信号，使用间隙检测用激励信号的1周期量。例如，若m＝2，则间隙检测用激励信号成为位置检测用激励信号的2倍周期，获取最低4个采样信号，作为间隙检测用激励信号及位置检测用激励信号使用。

在间隙检测电路13中，输入在采样电路19中获取的采样信号，从该信号提取包含间隙信息的k*I’。详细情况通过后述的处理流程进行说明，作为基本动作，获取采样电压的绝对值，计算积算了间隙检测用激励信号的1周期量的Vabs，变换为考虑了基于间隙的变动的数据Vgap，并输出。

图2为表示采样信号的获取图像的图表。虽然在感应信号V中包含由位置检测用激励信号而被标尺102感应到的信号(位置检测用感应信号)“k*I*sin(θ-X)*sin(ωt)”，然而如图2中虚线所示，由于位置检测用感应信号被控制成大致为0，因此，与通过由实线所示的间隙检测用感应信号而被标尺102感应到的信号(间隙检测用感应信号)(m＝2的情况下)相比充分小，可以忽略。因此，Vabs可以被认为是，使采样间隙检测用感应信号“k*I’*sin(ω’t+X)”并取得其采样电压的绝对值的值为积算1周期量的值。

进而，由于若位置X变化，则间隙检测用感应信号“k*I’*sin(ω’t+X)”的相位变化，因此，采样的相位也变化。因此，例如在m＝2的情况下，如图5所示，根据检测位置而Vabs也变动。因此，得到排除了该变动的影响的信号Vgap。

在间隙校正电路14中，基于Vgap计算与间隙对应的校正量，对检测位置θ加上该校正量，并作为校正后的检测位置θh输出。

其中，如图13的误差分量δc所示，即使在内插误差中，也存在相对间隙没有变化的分量。因此，在间隙校正电路14中，对标尺特有的误差分量进行校正，对于与间隙变动对应地进行精度变化的分量，进行与间隙对应的校正。

图3是表示基于本实施例的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。以下，基于图3，以m＝2的情况下为主例，具体地对基于本实施例的电磁感应式位置检测器的处理进行说明(此外，下述步骤S11～14为与现有技术同样的处理)。

《步骤S1(采样)》

在采样电路19中，如图2的图表所示，获取四个采样电压。将获取的采样电压设为V(i)、V(i+1)、V(i+2)、V(i+3)。

《步骤S2(计算采样平均)》

在间隙检测电路13中，通过下述(3)式，计算在采样电路19中获取的采样电压的平均值Vave(平均电压)。

Vave＝(V(i)+V(i+1)+V(i+2)+V(i+3))/4…(3)

《步骤S3(计算采样绝对值)》

在间隙检测电路13中，通过下述(4)式，从各采样电压减去采样平均值Vave，计算从各采样电压减去采样平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs。此外，下述式中的abs表示绝对值。

Vabs＝abs(V(i)-Vave)+abs(V(i+1)-Vave)+abs(V(i+2)-Vave)+abs(V(i+3)-Vave)…(4)

这样，通过从各采样信号减去采样平均值Vave，可以形成为排除了采样信号中包含的偏移的影响的数据，可以获取正确的间隙检测用激励信号的振幅信息Vabs。

其中，该Vabs信号如已经说明的那样，根据检测位置θ变化。图4是分别表示m＝2的情况下(4采样)、m＝3的情况(6采样)下将采样信号的振幅设为1时的、由检测位置θ引起的Vabs信号的强度变化的图表。观察该图表的话，可知Vabs信号的强度根据检测位置θ而变化。

《步骤S4(计算Vabs变动)》

与至上述步骤S3为止的处理并行地，在间隙检测电路13中，计算归一化了由检测位置θ引起的Vabs的变化的Vθ(对检测位置θ的计算，通过下述步骤S11、S12进行说明)。

在m＝2的情况下，如下述(5)式所示。

[数学式2]

其中，PIT：标尺间距(标尺线圈105的间距)。

在m＝3的情况下，如下述(6)式所示。

[数学式3]

即，若m为自然数，则下述(7)式成立。

《步骤S5(间隙计算)》

基于通过上述步骤S3算出的Vabs、及通过上述步骤S4算出的Vθ，在间隙检测电路13中，进行从Vabs信号排除了检测位置θ引起的变化的Vgap计算。具体来说，使用下述(8)式。

Vgap＝Vabs/Vθ…(8)

图5是表示m＝2的情况下的Vgap计算结果的图表。如图5所示，Vgap是不受检测位置θ影响的一定值。

《步骤S6(存储基准内插误差/基准间隙)》

与至上述步骤S5为止的间隙计算并行地，在间隙校正电路14中预先存储在另外的检查装置中计测到的、(实际的)内插误差的各误差分量δa、δb、δc的振幅(基准内插误差)δa0、δb0、δc0、…、及此时的间隙检测用激励信号(基准间隙检测用激励信号Vgap0)。

《步骤S7(计算间隙校正振幅)》

基于通过上述步骤S5算出的Vgap、及通过上述步骤S6存储的δa0、δb0、δc0、…和Vgap0，在间隙校正电路14中，计算与间隙对应的校正分量振幅(考虑了基于间隙的影响的误差信号的振幅)Δa、Δb、Δc。例如，在间隙检测用激励信号Vgap、基准间隙检测用激励信号Vgap0、基准内插误差δa0、δb0、δc0中，若δa，δb设为根据间隙变动进行精度变化的分量、δc设为不根据间隙变动进行精度变化的分量，则各内插误差的校正分量振幅Δa、Δb、Δc如下述(9)式所示。

Δa＝δa0*Vgap0/Vgap

Δb＝δb0*Vgap0/Vgap

Δc＝δc0 (9)

《步骤S8(计算间隙校正量)》

在间隙校正电路14中，如下述(10)式那样，根据与间隙对应的校正分量振幅计算校正量Ha、Hb、Hc。此外，在下述(10)式中，误差仅为sin分量的例。

Ha＝Δa*sin(2π*θ/PITa)

Hb＝Δb*sin(2π*θ/PITb)

Hc＝Δc*sin(2π*θ/PITc)…(10)

其中，PITa、PITb、PITc设为内插误差的各误差分量的周期间距。例如，若PITa＝2mm，则表示2mm周期的误差分量。

《步骤S9(计算校正位置)》

在间隙校正电路14中，对通过下述步骤S12算出的检测位置θ加上通过上述步骤S8算出的校正量Ha、Hb、Hc，输出加上校正量后的检测位置θh。具体来说，使用下述式。

θh＝θ+Ha+Hb+Hc

下述步骤S11～S14为基于控制电路20的位置检测用的处理。

《步骤S11(采样同步检波)》

作为位置检测，通过在控制电路20中对采样信号V(i)、V(i+1)、V(i+2)、V(i+3)进行同步检波并进行相加平均，从而算出同步检波信号Vp。此外，在m＝2的情况下，使用下述式。

Vp＝[V(i)-V(i+1)+V(i+2)-V(i+3)]/4

其中，i＝0，2，4，…(偶数)

(i为偶数是因为在奇数采样时为负)

这样，由于对作为间隙检测用激励信号的1周期量的4个采样信号进行同步检波及相加平均，因此，在位置检测中排除了间隙检测用激励信号的影响，能够仅提取出位置检测用激励信号分量。

由于间隙检测用激励信号与位置检测用激励信号的频率不同，虽然通过新设置滤波电路能够排除，但通过形成为如上述那样，能够不另外追加滤波电路地进行位置检测。

《步骤S12(计算检测位置)》

在控制电路20中，以Vp信号成为0的方式使检测位置θ变化。如在现有技术中说明的那样，该检测位置θ与标尺和滑块的相对位置X相等，将θ作为检测位置输出。

《步骤S13(计算sin激励振幅)》

在控制电路20中，根据θ对激励振幅I*sin(θ)进行计算(计算sin激励振幅)，并输出到图1的sin激励电路106。

《步骤S14(计算cos激励振幅)》

在控制电路20中，根据θ对激励振幅I*cos(θ)进行计算(计算cos激励振幅)，并输出到图1的cos激励电路107。

这样，本实施例的电磁感应式位置检测器根据间隙变动进行内插误差的正确的检测，能够正确地校正检测位置。

[实施例2]

本实施例的电磁感应式位置检测器在图1中的间隙检测电路13中具备归一化了检测位置θ引起的Vabs的变化的Vθ的数据表(Vθ表)。

图6是表示本实施例的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。在本实施例中，将实施例1中的步骤S4(计算Vabs变动)如下所述地进行变更。此外，关于其它结构及处理，由于与实施例1相同，因此省略说明。

《步骤S4a(存储Vabs变动)》

在间隙检测电路13中，基于预先具备的Vθ表，根据检测位置θ输出Vθ。通过这样，在本实施例的电磁感应式位置检测器中，不仅可以使用与位置检测用的采样信号相同的数据，而且能够与检测位置θ无关地进行间隙检测，进而，无需在实施例1的步骤S4中说明的Vθ的计算处理。

[实施例3]

本实施例的电磁感应式位置检测器对图1中的间隙检测电路13的结构及动作的一部分进行了变更。

图7是表示本实施例的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。在本实施例中，省略实施例1中的步骤S4(计算Vabs变动)，如下述那样对步骤S5(间隙计算块)进行变更。此外，关于其它结构及处理，由于与实施例1同样，故而省略说明。

《步骤S5a(间隙选择)》

在间隙检测电路13中，获取检测位置θ为规定位置(间距)时的Vabs信号，将其设为Vgap。例如，若m＝2，则若获取检测位置θ为0、0.25、0.5、0.75间距位置时的Vabs数据，则成为相互相同强度的数据，能够正确地捕捉到间隙变动(参照图4)。在此，选择了成为极小值(最小值)的位置，但上述规定位置只要是成为相同强度的位置则可以是任意位置。

由此，作为间隙检测用，可以使用与位置检测用的采样数据相同的数据(采样电压V(i)、V(i+1)、V(i+2)、V(i+3))，电路结构变得简单。

[实施例4]

本实施例的电磁感应式位置检测器对图1中的间隙检测用sin激励电路11、间隙检测用cos激励电路12、及间隙检测用电路13的结构及动作的一部分进行了变更。

图8是表示本实施例的电磁感应式位置检测器的处理流程的框图。在本实施例中，省略了实施例1中的步骤S4(计算Vabs变动)。另外，在间隙检测用sin激励电路11及间隙检测用cos激励电路12中，通过增大间隙检测用激励信号的频率ω’＝ω/m中的m，从而使步骤S5(间隙计算块)如下所述那样变更。此外，关于其它结构及处理，由于与实施例1相同，故而省略说明。

《步骤S5b(Vabs＝Vgap)》

通过增大m，减小了由检测位置θ引起的Vabs的值的变动，将Vabs数据作为Vgap数据使用。例如，在图4中，若对m＝2(4采样)和m＝3(6采样)进行比较，则m＝3的情况下Vabs的信号强度的变动幅度小。进而，若增大m，则该变动幅度进一步减小。在本实施例中使m的值增大至必要的信号强度的变动幅度，将Vabs信号作为Vgap信号使用。例如，为了使内插误差形成为1以下，需要使Vabs的值的变动为14％以下。在m＝2时Vabs的值的变动为40％，在m＝3时Vabs的值的变动为15％，在m＝4时Vabs的值的变动为8％，在该情况下，若m＝4，则能够将内插误差抑制为1以下。

由此，作为间隙检测用，可以使用与位置检测用的采样数据相同的数据(采样电压V(i)、V(i+1)、V(i+2)、V(i+3))，电路结构变得简单。

以上，通过各实施例对本发明的电磁感应式位置检测器进行了说明，在本发明的电磁感应式位置检测器中，在图13的间隙变动引起的内插误差变化中，将对误差分量δa和δb进行了间隙校正计算的结果示于图9。可知测定到的误差分量和计算出的校正分量良好地一致。

工业实用性

本发明适合作为电磁感应式位置检测器。

Claims (10)

1.一种电磁感应式位置检测器，具有：具备一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；及对所述一次侧线圈施加激励信号的激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述一次侧线圈和所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，所述电磁感应式位置检测器的特征在于，

具备：

采样电路，对被所述二次侧线圈感应到的感应信号进行采样，并输出采样信号；

控制电路，基于所述采样信号算出同步检波信号，根据该同步检波信号求出检测位置，根据该检测位置算出激励振幅，并输出到所述激励电路；

间隙检测用激励电路，对所述一次侧线圈施加间隙检测用激励信号；

间隙检测电路，求出所述采样信号的平均电压，从各采样信号的电压减去该平均电压，计算从各采样信号的电压减去该平均电压而得到的值的绝对值的和，进而，从该绝对值的和排除由所述检测位置引起的变化；及

间隙校正电路，计算与排除了由所述检测位置引起的变化的所述绝对值的和对应的校正量，对所述检测位置加上该校正量而对检测位置进行校正。

2.一种电磁感应式位置检测器，具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，所述电磁感应式位置检测器的特征在于，

具备：

采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，计算使由检测位置θ引起的该绝对值的和Vabs的变化归一化的Vθ，基于该Vθ进行从该绝对值的和Vabs排除了由所述检测位置θ引起的变化的Vgap的计算；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，

t表示时间。

3.根据权利要求2所述的电磁感应式位置检测器，其特征在于，

在将m设为自然数，将所述ω’设为ω’＝ω/m的情况下，

所述间隙检测电路通过下式求出所述Vθ，

[数学式1]

根据Vgap＝Vabs/Vθ求出所述Vgap，

其中，

abs表示绝对值，

PIT表示所述二次侧线圈的间距。

4.根据权利要求2所述的电磁感应式位置检测器，其特征在于，

在所述各误差分量中，在汇集根据所述间隙的变动变化的一个以上的分量设为δx、汇集未变化的一个以上的分量设为δy时，

所述间隙校正电路通过Δx＝δx0*Vgap0/Vgap及Δy＝δy0，分别求出所述校正分量振幅Δx及Δy，

通过Hx＝Δx*sin(2π*θ/PITx)及Hy＝Δy*sin(2π*θ/PITy)，分别求出所述校正量Hx及Hy，

其中，

PITx表示所述各误差分量中所述δx的各周期间距，

PITy表示所述各误差分量中所述δy的各周期间距，

δx0是误差分量δx的基准内插误差，

δy0是误差分量δy的基准内插误差。

5.一种电磁感应式位置检测器，具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，所述电磁感应式位置检测器的特征在于，

具备：

采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，基于预先准备的、使由检测位置θ引起的该绝对值的和Vabs的变化归一化的Vθ的表，进行从该绝对值的和Vabs排除了由所述检测位置θ引起的变化的Vgap的计算；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，

I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，

t表示时间。

6.根据权利要求5所述的电磁感应式位置检测器，其特征在于，

在所述各误差分量中，在汇集根据所述间隙的变动变化的一个以上的分量设为δx、汇集未变化的一个以上的分量设为δy时，

所述间隙校正电路通过Δx＝δx0*Vgap0/Vgap及Δy＝δy0，分别求出所述校正分量振幅Δx及Δy，

通过Hx＝Δx*sin(2π*θ/PITx)及Hy＝Δy*sin(2π*θ/PITy)，分别求出所述校正量Hx及Hy，

其中，

PITx表示所述各误差分量中所述δx的各周期间距，

PITy表示所述各误差分量中所述δy的各周期间距，

δx0是误差分量δx的基准内插误差，

δy0是误差分量δy的基准内插误差。

7.一种电磁感应式位置检测器，具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，所述电磁感应式位置检测器的特征在于，

具备：

采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，从该绝对值的和Vabs中获取所述检测位置θ在规定位置的值，将该值设为Vgap；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，

I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，

t表示时间。

8.根据权利要求7所述的电磁感应式位置检测器，其特征在于，

在所述各误差分量中，在汇集根据所述间隙的变动变化的一个以上的分量设为δx、汇集未变化的一个以上的分量设为δy时，

所述间隙校正电路通过Δx＝δx0*Vgap0/Vgap及Δy＝δy0，分别求出所述校正分量振幅Δx及Δy，

通过Hx＝Δx*sin(2π*θ/PITx)及Hy＝Δy*sin(2π*θ/PITy)，分别求出所述校正量Hx及Hy，

其中，

PITx表示所述各误差分量中所述δx的各周期间距，

PITy表示所述各误差分量中所述δy的各周期间距，

δx0是误差分量δx的基准内插误差，

δy0是误差分量δy的基准内插误差。

9.一种电磁感应式位置检测器，具有：具备第一一次侧线圈及第二一次侧线圈的一次侧部件；具备二次侧线圈的二次侧部件；对所述第一一次侧线圈施加位置检测用激励信号I*sin(θ)*sin(ωt)的第一激励电路；及对所述第二一次侧线圈施加位置检测用激励信号-I*cos(θ)*sin(ωt)的第二激励电路，所述一次侧部件或所述二次侧部件安装在移动体上并与所述移动体一起移动，所述第一一次侧线圈和所述第二一次侧线圈错开1/4间距而并列配置，所述第一一次侧线圈及所述第二一次侧线圈与所述二次侧线圈以具有间隙并相互平行地面对的方式配置，所述电磁感应式位置检测器的特征在于，

具备：

采样电路，输出采样了多个被所述二次侧线圈感应到的感应信号的峰值的采样信号；

控制电路，通过对所述采样信号同步检波并相加平均，算出同步检波信号Vp，通过以该同步检波信号Vp成为0的方式进行控制，求出检测位置θ，根据该检测位置θ分别计算激励振幅sin(θ)及激励振幅cos(θ)，并输出到所述第一激励电路及所述第二激励电路；

间隙检测用第一激励电路，对所述第一一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*sin(ω’t)；

间隙检测用第二激励电路，对所述第二一次侧线圈施加间隙检测用激励信号I’*cos(ω’t)；

间隙检测电路，计算在所述采样电路中获取的多个所述采样信号的电压的平均值Vave，从各该采样信号的电压减去该平均值Vave，计算从各该采样信号的电压减去该平均值Vave而得到的值的绝对值的和Vabs，将该绝对值的和Vabs的值设为Vgap；及

间隙校正电路，存储作为内插误差的各误差分量的振幅的基准内插误差、及作为此时的间隙检测用激励信号的Vgap0，基于所述Vgap、所述Vgap0、及所述基准内插误差，计算与所述间隙对应的所述各误差分量的校正分量振幅，根据该校正分量振幅计算校正量，对所述检测位置θ加上该校正量，求出校正后的检测位置θh，

其中，

I表示位置检测用激励信号的电流的大小，

ω表示位置检测用激励信号的频率，

I’表示间隙检测用激励信号的电流的大小，

ω’表示间隙检测用激励信号的频率，ω’＝ω/m，且为m＝4以上的自然数，

t表示时间。

10.根据权利要求9所述的电磁感应式位置检测器，其特征在于，

在所述各误差分量中，在汇集根据所述间隙的变动变化的一个以上的分量设为δx、汇集未变化的一个以上的分量设为δy时，

所述间隙校正电路通过Δx＝δx0*Vgap0/Vgap及Δy＝δy0，分别求出所述校正分量振幅Δx及Δy，

通过Hx＝Δx*sin(2π*θ/PITx)及Hy＝Δy*sin(2π*θ/PITy)，分别求出所述校正量Hx及Hy，

其中，

PITx表示所述各误差分量中所述δx的各周期间距，

PITy表示所述各误差分量中所述δy的各周期间距，

δx0是误差分量δx的基准内插误差，

δy0是误差分量δy的基准内插误差。

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