CN105659056A - 位置传感器 - Google Patents

Abstract

公开了一些位置传感器以及用于位置传感器的处理电路。所述处理电路包括第一测量电路和第二测量电路，用于分别处理至少一个共同的传感器信号。测量值处理电路被配置用于使用来自各测量电路的测量值，典型地，以一种时间交错的方式来使用来自各测量电路的测量值，以便当所述测量值处理电路正在使用来自其中一个测量电路的测量值时，由另一个测量电路获取的测量值可以被用于确定校准量，所述校准量可以被用于校准随后由那个测量电路获取的测量值。

Description

位置传感器

技术领域

本申请涉及若干位置传感器以及在这种位置传感器中使用的装置。本申请虽然不是只涉及，但是是特别涉及可以用在直线应用或旋转应用的电感式传感器以及在这样的传感器中使用的处理电路。

背景技术

位置传感器被用于许多行业。光编码器被用于许多应用中，其具有提供低延迟测量值和高刷新率的优点。然而，光编码器是昂贵的，并且要求一洁净的环境以正常工作。

电感式位置编码器也是众所周知的，典型地，其包括一可动目标，所述可动目标的位置被关联到我们想要知道机器位置或运动的机器，还包括一与所述可动目标电感耦合的固定传感线圈。所述传感线圈提供电输出信号，所述电输出信号被处理以提供关于所述可动目标的位置、方向、速度和/或加速度的指示，进而为被关联的机器提供所述指示。在一些应用中，所述目标可以是固定的，所述传感线圈是移动的，在其他应用中，这两者也可以都是移动的。

一些电感式位置编码器采用了一磁场信号发生器作为所述目标。所述磁场信号发生器和所述传感线圈被配置以使得两者之间的磁力耦合会随着可动者相对固定者的位置而变化。于是可以从各传感线圈中获取一随着可动者位置变化的输出信号。所述磁场信号发生器可以是一有源器件像通电线圈；或者也可以是一无源器件像磁场集中器件(例如，铁氧体磁棒)，一导电屏幕或一谐振器。当一无源器件被使用时，所述磁场信号发生器典型地被一可以被安装于所述固定者上的激励线圈充能。

电感式位置编码器比光编码器便宜很多的同时，与光编码器相比它们典型地有一个更高地延迟和一个更低的刷新率，这使得电感式位置编码器在移动得快的运动物体的应用中具有较低的可靠性。

发明内容

本申请旨在提供一供替代的位置编码器以及进一步提供新颖的部件。本申请的实施例提供了新的处理电路和新的激励电路，其可以被用于像一电感式位置编码器中以减少它的延迟和提高它的精确度。

根据一方面，本申请提供用于在处理传感器信号中使用的处理电路，所述处理电路包括：第一测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个第一传感器信号，以及用于将所述多个第一传感器信号在时间间隔序列里以时分的方式通过第一测量电路传输以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；第二测量电路，用于从一传感器输入端接收至少一传感器信号，以及用于将所述至少一传感器信号通过所述第二测量电路传输以产生传感器测量值作为响应；以及测量值处理电路，用于处理通过第一测量电路和第二测量电路产生的所述传感器测量值以决定和输出传感器结果；其中所述第一测量电路和第二测量电路都被配置用从至少一个共同的传感器输入端接收传感器信号以及输出各自的此共同的传感器测量值作为响应；其中所述测量值处理电路被配置用于通过使用由第一测量电路和第二测量电路获取的所述共同的传感器测量值来确定和输出传感结果。通过以各测量电路可以处理一共同的传感器信号的方式提供两个(或更多)测量电路，所述处理电路可以检测在测量值中的错误，以及可以不断地校正一个或多个测量电路。

所述测量值处理电路可以确定许多不同的校准数据，所述校准数据包括：

·用于将在一个测量通道测量得到的信号幅度映射到另一个测量通道测量得到的信号幅度以消除测量通道之间的增益和偏置的不同的校准数据；

·通过测量一参考信号的幅度和相位被确定出的校准数据，该参考信号用于传感器信号中的突破偏移校准，该传感器信号是通过电子设备测量得到的；

·通过测量该参考信号的相位以主动调整其值为一存储于电子设备的存储器的预先确定的相位值从而被确定出的校准数据；

·与在放大和过滤电路中为了校正测量电路提供的测量值而进行的相位移动对应的校准数据；

·消除由不同测量电路获得的传感器结果之间的任何剩余的差异的校准数据使得任意测量电路输出基本相同的传感器结果。

所述测量值处理电路通过使用由第一测量电路获取的所述共同传感器测量值和由第二测量电路获取的所述共同传感器测量值可以决定和输出一传感器结果。在一实施例中，所述测量值处理电路使用来自第一测量电路的所述共同的传感器测量值来决定校准数据，以及使用来自第二测量电路的共同传感器测量值和使用来自第一测量电路的共同传感器测量值决定出的所述校准数据来确定出一传感器结果。所述测量值处理电路可以用于使用来自第一测量电路和第二测量电路的所述共同传感器测量值决定映射数据，所述映射数据用于将由第一测量电路获取的测量值映射到由第二测量电路获取的测量值。

在一些实施例中，所述测量值处理电路在使用来自第一测量电路的传感器测量值和第二测量电路的传感器测量值来决定传感器结果与决定用于消除传感器结果差异的校准数据之间转换，使用来自第一测量电路的共同传感器测量值和第二测量电路的共同传感器测量值来执行所述转换时。

典型地，各输入传感器信号具有第一频率，所述第一测量电路和第二测量电路被配置用于接收和接下来转换所述传感器信号为一具有第二频率的传感器信号，其中所述第二频率比所述第一频率低。在一些实施例中，所述测量值处理电路可以通过所述第一测量电路以一种时分复用的方式控制所述传感器信号的转换，以便所述共同传感器信号在不同的时间通过所述第一测量电路和第二测量电路。较优地，所述共同传感器信号被转换为以一高于所述第二频率的第三频率通过所述第一测量电路和第二测量电路——这允许共同信号的测量值可以在差不多相同的时间点被获取，在不用任何允许所述共同传感器信号被同时输入到两个测量电路的缓冲放大器的情况下。

在一实施例中，所述多个传感器输入包括主传感器输入和副传感器输入，所述第一测量电路被配置用于从一副传感器输入端接收副传感器信号以及用于输出副传感器测量值，其中所述测量值处理电路被配置用于处理所述副传感器测量值以决定用于校准传感器结果的校准数据。

典型地，所述多个传感器输入包括至少一个主传感器输入和至少一个副传感器输入，其中所述第一测量电路是被配置用于从至少一个副传感器输入端接收一副传感器信号以及用于输入副传感器测量值。

所述测量值处理电路可以被配置用于使用来自第一测量电路和第二测量电路的共同传感器测量值来来确定映射数据，所述映射数据用于将由第一测量电路获取的测量值与由第二测量电路获取的测量值关联起来；还可以被配置用于使用至少一副传感器测量值和所述被确定的映射数据来决定一用于对传感器结果进行突破修正。

所述第二测量电路也可以被配置用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，以及在一时间间隔序列里以时分的方式将所述多个传感器信号通过第二测量电路，以产生第二传感器测量值时分序列。

在这种情况下，所述多个传感器输入端可以包括至少一个主传感器输入端和至少一个副传感器输入端，其中所述第一测量电路被配置用于从至少一个副传感器输入端接收副传感器信号以及用于输出副传感器测量值，其中所述第二测量电路被配置用于从至少一副传感器输入端接收副传感器信号以及用于输出副传感器测量值。所述第一测量电路和第二测量电路可以被配置为：i)以便在所述第一测量电路在传输所述副传感器信号通过的时间间隔期间，所述第二测量电路是正在传输来自至少一个主传感器输入端的传感器信号通过；以及ii)以便在所述第二测量电路在传输所述副传感器信号通过的时间间隔期间，所述第一测量电路是正在传输来自至少一个主传感器输入端的传感器信号通过。

所述测量值处理电路可以被配置用于使用由所述第一测量电路获取的一副传感器测量值来确定用于所述第一测量电路的突破修正，和用于使用由所述第二测量电路获取的一副传感器测量值来确定用于所述第二测量电路的突破修正，所述测量值处理电路还可以被配置用于使用所述第一测量电路的突破修正来修正从所述第二测量电路获取的主传感器测量值，以及用于使用所述第二测量电路的突破修正来修正从所述第二测量电路获取的主传感器测量值。

在一些实施例中，所述第一测量电路和第二测量电路在来自至少一主传感器输入端的信号通过各自电路的时间上部分重叠，以便在一些时间间隔，所述第一测量电路和第二测量电路产生来自所述至少一主传感器输入端的传感器信号的传感器测量值。

所述处理电路还可以进一步包括激励电路，用于产生用于给一目标供能的激励信号，来自传感器输入端的传感器信号被接收以响应对所述目标的供能。在这种情况下，各测量电路可以包括解调电路，用于使用一包括对所述激励信号相移后的信号的解调信号来与通过所述测量电路的传感器信号进行相乘，相移电路可以被提供用于改变所述激励信号或其相位后信号的相位，以形成所述解调信号的一部分。在这种情况下，所述多个传感器输入端可以包括一副传感器输入端，所述相移电路可以依赖一控制信号来改变相位，所述控制信号取决于一从所述副传感器输入端处接收的传感器信号获取的传感器测量值。

在一实施例中，各测量电路是被配置用于输出一第一主传感器测量值，其对应着从一第一主传感输入端处接收的传感器信号，以及用于输出一第二主传感器测量值，其对应着从一第二主传感输入端接收的传感器信号，其中所述测量值处理电路被配置为：i)对从所述第一测量电路获取的第一主传感器测量值和第二主传感器测量值计算其比值，以确定第一比值结果；ii)对从所述第二测量电路获取的第一主传感器测量值和第二主传感器测量值计算其比值，以确定第二比值结果；以及iii)使用所述第一比值结果和第二比值结果决定和输出传感器结果。

所述测量值处理电路可以被配置用于确定使用来自第一测量电路的传感器测量值获取的传感器结果与使用来自第二测量电路的传感器测量值获取的相应的传感器结果之间的不同，所述测量值处理电路可以使用所述不同来确定一修正，所述修正被应用于从至少所述第一测量电路获取的传感器测量值，以使得使用由所述第一测量电路和第二测量电路对于同一传感器信号获取的测量值来得出的传感器结果是基本一样的。在这种情况下，所述测量值处理电路也可以使用所述不同来确定一修正，所述从修正被应用于从所述第二测量电路获取的传感器测量值。

还可以确定一与传感器结果的变化率相关的速度测量值，其用于确定一补偿，所述补偿被应用于传感器结果以补偿传感器目标的运动。被应用到传感器结果的补偿可以取决于未被补偿的传感器结果的值。在一较优实施例中，所述测量值处理电路使用第一传感器测量值和第二传感器测量值来确定一传感器结果，所述第一传感器测量值由第一测量电路在第一时间间隔内从第一主传感器输入端获取的传感器信号来获得，所述第二传感器测量值由第一测量电路在第二时间间隔内从第二主传感器输入端获取的传感器信号来获得；所述测量值处理电路当第一时间间隔先于第二时间间隔时将第一补偿应用于所述传感器结果，当第二时间间隔先于第一时间间隔时则将一不同于第一补偿的第二补偿应用于所述传感器结果。

在一实施例中，所述第一测量电路和第二测量电路被配置于在一时间重叠期间使来自至少一个主传感器输入端的传感器信号经过它们时时间上部分重叠，以使得在一些时间间隔期间，所述第一测量电路和第二测量电路都产生从至少一主传感器输入端接收到的传感器信号的传感器测量值，其中所述测量值处理电路被配置：i)用于使用由所述第一测量电路在所述重叠期间内获取的传感器测量值来确定第一传感器结果；ii)用于使用由所述第二测量电路在所述重叠期间内获取的传感器测量值来确定第二传感器结果；iii)判断所述第一传感器结果和第二传感器结果的不同；iv)使用所述的不同来对之后的传感器结果进行补偿，以补偿由传感器目标的运动导致的动态误差。

在这种情况下，所述测量值处理电路可以使用由所述第一测量电路在第一时间间隔期间由第一主传感器输入端的传感器信号获取的第一传感测量值和由所述第一测量电路在第二时间间隔期间由第二主传感器输入端的传感器信号获取的第二传感测量值来确定一传感器结果，其中所述测量电路被配置当第一时间间隔先于第二时间间隔时将由所述不同确定的第一补偿应用于所述传感器结果，当第二时间间隔先于第一时间间隔时将由所述不同确定的第二补偿应用于所述传感器结果。

在一实施例中，各测量电路都有一个副运行模式和一个主传感器运行模式，其中第一测量电路被配置用于以主传感器运行模式运行时，第二测量电路则被配置以副运行模式运行，第一测量电路和第二测量电路反过来配置也一样。当以所述主传感器运行模式运行时，测量电路被配置用于通过从至少一主传感器输入端获取的传感器信号，而不用于通过从副传感器输入端获取的传感器信号；当以所述副运行模式运行时，测量电路被配置用于以时分的方式通过从副传感器输入端获取的传感器信号和从至少一主传感器输入端获取的传感器信号。在这种情况下，所述测量值处理电路可以当测量电路正运行于所述副运行模式时使用至少一个主传感器输入端的传感器信号获取传感器测量值来确定用于所述测量电路的校准数据，以及可以当测量电路运行于所述主传感器运行模式时将所述校准数据应用于由所述测量电路获取的传感器结果。此外，所述用于一个测量电路的校准数据更深可以取决于一速度(或加速度)测量，所述测量由使用来自另外一个测量电路的传感器测量值来获取的传感器结果确定。典型地，用于一测量电路的校准数据是用于消除被引入到此测量电路的传感器结果中的相位偏移。

在一实施例中，提供了模数转换器ADC电路，用于将由所述第一测量电路获取的传感器测量值转换为数字数据，类似的数字转换器电路也被提供用于对由所述第二测量电路获取的传感器测量值进行转换，其中所述测量值处理电路根据使用由所述第二测量电路获取的传感器测量值决定的速度测量来动态地校准由第一ADC电路执行的转换时机。类似地，所述测量值处理电路根据使用由所述第一测量电路获取的传感器测量值决定的速度测量来动态地校准由第二ADC电路执行的转换时机。

在一实施例中，各测量电路被配置用于在各自的时间间隔期间多路传输一对传感器信号，以产生一传感器测量值信号，其相位随着所述传感器信号对的比值而改变。在这种情况下，所述测量值处理电路可以包括一过零检测器，用于检测所述传感器测量值信号的过零点。所述测量电路也可以包括一模数转换器ADC，用于获取在一对邻近的被检测到的过零点之间的传感器测量值信号的幅度测量，其中所述测量值处理电路被配置用于使用所述幅度测量来识别所述邻近的过零点对之间的哪个是上升零点，哪个是下降零点。

在一实施例中，所述测量值处理电路被配置用于在一个检测周期的第一部分期间使用来自第一测量电路的传感器测量值来报告传感器结果，以及被配置用于在一个检测周期的第二部分期间使用来自第二测量电路的传感器测量值来报告传感器结果；其中，所述测量值处理电路是被配置用于忽略或增加传感器结果，当在使用由所述第一测量电路获取的传感器测量值进行报告和在使用由所述第二测量电路获取的传感器测量值进行报告切换时。例如，在第二测量电路获取的第一传感器结果是在使用第一测量电路的传感器测量值来获取的最后一次报告的传感器结果的限定时间期间内获取的情况下，当切换到由第二测量电路获取的第一传感器结果后，所述测量值处理电路可以忽略第一传感器结果。类似地，若使用由第二测量电路获取的传感器测量值来决定的传感器结果是在切换到使用第二测量电路的传感器值来报告的传感器结果之前的限定时间期间内，当切换到由第二测量电路获取的传感器测量值后，所述测量值处理电路可以增加传感器结果。当增加一个新的传感器结果，所述测量值处理电路可以使用从所述第二测量电路在与传感器目标的运动速度的测量相一致(视情况而定，与加速度的测量相一致的也行)的先前的时间里获取的传感器测量值来推断一传感器结果。

在一实施例中，所述第一测量电路包括第一多路复用器，用于在构成第一测量电路中的一部分的放大过滤电路中的一通频带内用一具有基频的调制控制信号来多路复用一传感器信号，其中切换第一多路复用器会在所述基频附近引入不需要的电荷注入到传感器信号，其中一来自第一多路复用器的输出是被传输通过所述第一测量电路中的一第二多路复用器，一频率为所述基频倍数的斩波信号，被用于使能或禁用所述第二多路复用器，以使得全部被注入到传感器信号的电荷注入量是位于所述斩波信号中更高的频率中，而此更高的频率是位于所述放大过滤电路中的通频带之外。这样所述电荷注入是在由第一测量电路得到的传感器测量值信号中基本都被衰减了。

所述斩波信号和所述调制控制信号可以通过一共同的时钟信号来产生，以使得所述斩波信号的传输点和所述调制控制信号的传输点时间上对齐。例如，可以提供控制信号逻辑以从一主时钟信号中产生所述的斩波信号的调制控制信号。

在一实施例中，所述这第一测量电路和第二测量电路中的一个提供用于在决定主传感器结果中使用的传感器测量值，另一个提供副传感器结果，其中所述第一测量电路和第二测量电路的角色可以视传感器结果的值而互相转换。

在一实施例中，所述测量值处理电路可以使用来自第一测量电路的传感器测量值来决定根据第一函数中一传感器变量而改变的第一传感器结果；使用来自第二测量电路的传感器测量值来决定根据第二函数中传感器变量而改变的第二传感器结果中，第二函数是不同于第一函数；其中所述测量值处理电路是被配置用于使用所述第一传感器结果和第二传感器结果来决定传感器变量的值。所述测量值处理电路可以视所述传感器变量的值而定来使用第一传感器结果来决定所述传感器变量的值或者可以使用第二传感器结果来决定所述传感器变量的值。所述测量值处理电路可以使用第一传感器结果来决定所述传感器变量的第一值，以及使用第二传感器结果来决定所述传感器变量的第二值，还可以根据一权重函数来联合使用第一值和第二值。所述被使用的权重函数取决于所述传感器变量的值。

在一实施例中，所述多个传感器输入端包括副传感器输入端，其中第一测量电路和第二测量电路是被配置用于比获取从副传感器输入端的传感器信号的传感器测量值更频繁地获取从至少一个主传感器输入端的传感器信号的传感器测量值；其中被定义为主传感器输入端的传感器输入端和被定义为副传感器输入端的传感器输入端会依据由所述测量值处理电路确定的传感器结果而改变。在这种情况下，所述测量值处理电路可以使用传感器结果来决定所述传感器变量的值，当传感器变量落入一第一范围值内时，所述主传感器输入相当于一第一套传感器输入，所述副传感器输入相当于一第二套传感器输入，当传感器变量落入一第二范围值内时，所述主传感器输入相当于所述第二套传感器输入，所述副传感器输入相当于所述第一套传感器输入。

根据另一方面，本申请也提供一位置传感器，其包括：多个检测单元以及一个目标，所述检测单元和目标这两者中至少一者具有以下性质：一者相对另一者是可移动的，以使得在检测单元依据检测单元和目标的相对位置关系来产生信号；任何上述被描述的处理电路是用于处理来自检测单元的信号和用于确定、输出与目标和检测单元相对位置相关的位置信息。所述位置传感器，例如，可以是直线位置传感器或角位置传感器或接近度传感器。所述传感器也可以使用电感式检测单元、电容式检测单元或霍尔效应式检测单元。

根据另一方面，本申请提供一种传感器板，用于运载：一激励线圈，所述激励线圈包括具有一个或多个基本为平面的第一套导体圈和具有一个或多个基本为平面的第二套导体圈，其中第一套圈中的圈基本同心，串联连接，以同样的方向缠绕；其中第二套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，第一套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第一内径和一第一外径之间，第二套圈中的导体圈聚焦于一第二内径和一第二外径之间，以及其中第二外径是比第一内径小；一第一检测线圈，所述第一检测线圈包括具有一个或多个基本为平面的第三套导体圈和具有一个或多个基本为平面的第四套导体圈，所述第一检测线圈中的导通圈基本同心，并且也与所述激励线圈中的导体环基本同心。

其中第三套线圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，其中第四套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，第三套圈中的一个或多个导体圈串联连接，并以与第四套圈中的一个或多个导体圈相反的方向缠绕，其中第三套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第三内径和一第三外径之间，第四套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第四内径和一第四外径之间，其中第四外径小于第三内径，其中选择在第三、四套线圈中的导体圈的数量和其相对的内径、外径，以使得第一检测线圈对环境电磁信号基本不敏感，其中选择在第一、二套线圈中的导体圈的数量和其相对的内径、外径，以使得所述检测线圈相对于所述激励线圈基本平衡。

在一实施例中，所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更接近。或者，所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更接近。或者，所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更接近。

根据另一方面，本申请提供用于在处理传感器信号中使用的处理电路，所述处理电路包括：第一测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号以及用于在一时间间隔序列中以时分的方式将所述多个传感器信号通过第一测量电路以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；第二测量电路，用于接收至少一个传感器信号以及用于将所述至少一个传感器信号通过第二测量电路以产生传感器测量值作为响应；以及测量值处理电路，用于处理第一测量电路和第二测量电路产生的传感器测量值以决定和输出传感器结果；其中所述第一测量电路和第二测量电路都被配置从至少一个共同传感器输入端接收一传感器信号，以及各自输出共同传感器测量值作为响应；其中所述测量值处理电路是被配置使用所述共同传感器测量值来决定第一映射数据，所述第一映射数据用于将所述第二测量电路获取的传感器测量值映射关联到所述第一测量电路获取的传感器测量值。

根据另一方面，本申请提供用于在处理传感器信号中使用的处理电路，所述处理电路包括：第一测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号以及用于将所述多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过第一测量电路以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；第二测量电路，用于从多个传感器输入接收多个传感器信号以及用于将所述多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过第二测量电路以产生第二传感器测量值时分序列作为响应；测量值处理电路，用于处理第一传感器测量值时分序列和第二传感器测量值时分序列以决定和输出传感器结果，其中在第一时间期间，所述测量值处理电路是被配置用于使用来自第一测量电路的传感器测量值来确定传感器结果，以及在第二时间期间，所述测量值处理电路是被配置用于使用来自第二测量电路的传感器测量值来确定传感器结果，其中在至少一个第一时间期间内，所述测量值处理电路是被配置使用由第二测量电路产生的传感器测量值来确定一用于确定传感器结果的校准数据。

根据另一方面，本申请提供用于在处理传感器信号中使用的处理电路，所述处理电路包括：第一测量电路，用于接收一具有第一频率的输入传感器信号，接着将所述具有第一频率的输入传感器信号转换为具有比一频率低的第二频率的一传感器信号，以及从此传感器信号中产生传感器测量值；第二测量电路，用于接收一具有所述第一频率的输入传感器信号，接着将所述具有第一频率的输入传感器信号转换为具有所述第二频率的一传感器信号，以及从此传感器信号中产生传感器测量值；其中第一测量电路和第二测量电路都被配置为用于接收来自至少一共同传感器输入的一共同传感器信号，控制电路，用于使得所述共同传感器信号被转换以时分复用的方式通过所述第一测量电路和第二测量电路，从而使得所述共同传感器信号在不同的时间通过所述第一测量电路和第二测量电路；其中所述控制电路是被配置为用于使得所述共同传感器信号被转换以一高于所述第二频率的第三频率通过所述第一测量电路和第二测量电路；所述测量值处理电路被配置为用于处理从所述第一测量电路和第二测量电路获取的传感器测量值以决定传感器结果。

根据另一方面，本申请提供用于在处理传感器信号中使用的处理电路，所述处理电路包括：第一测量电路，被配置为用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，所述多个传感器输入端包括至少一个主传感器输入端和至少一个副传感器输入端，以及用于将所述多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过第一测量电路以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；第二测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，所述多个传感器输入端包括所述至少一个主传感器输入端和所述至少一个副传感器输入端，以及用于将所述多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过第二测量电路以产生第二传感器测量值时分序列作为响应；测量值处理电路，用于处理第一传感器测量值时分序列和第二传感器测量值时分序列以决定和输出传感器结果；其中各测量电路都有一副运行模式和一主传感器运行模式，其中当所述第一测量电路以主传感器运行模式运行时，所述第二测量电路用于以所述副运行模式运行，以及当所述第二测量电路以主传感器运行模式运行时，所述第一测量电路用于以所述副运行模式运行；其中当以主传感器运行模式运行时，测量电路被配置为处理从所述至少一个主传感器输入端获取的传感器信号，当以副运行模式运行时，测量电路被配置为处理从至少一个副传感器输入端获取的传感器信号。所述测量值处理电路被配置为：i)使用一测量电路获取的传感器测量值来确定传感器结果当所述测量电路以所述主传感器运行模式运行时；ii)当一测量电路以所述副运行模式运行时使用所述测量电路获取的测量值来确定一用于一测量电路的校准数据；iii)当测量电路运行于所述主传感器运行模式时当使用由上述测量电路获取的传感器测量值来确定所述传感器结果时使用用于测量电路的校准数据。

根据另一方面，本申请提供用于在处理传感器信号中使用的处理电路，所述处理电路包括：测量电路，用于从多个第一传感器输入端接收多个第一传感器信号，所述多个第一传感器输入端包括一第一主传感器输入端和一第二主传感器输入端，还用于将所述第一多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过所述测量电路以产生至少一个传感器测量值时分序列作为响应；测量值处理系统，用于处理由所述测量电路产生的传感器测量值以确定和输出传感器结果；其中所述测量值处理电路用于使用在第一时间间隔从所述第一主传感器输入端获取的传感器信号的第一传感器测量值和在第二时间间隔从所述第二主传感器输入端获取的传感器信号的第二传感器测量值来决定传感器结果，以及用于当决定所述传感器结果时若第一时间间隔先于第二时间间隔则应用一第一补偿，以及当决定所述传感器结果时若第二时间间隔先于第一时间间隔则应用一不同于第一补偿的第二补偿。

根据另一方面，本申请提供用于在一位置传感器中使用的处理电路，所述处理电路包括：一用于从一传感器输入端接收一传感器信号的输入端，所述传感器信号作为一被应用于一激励单元中的激励信号的响应而产生，其中所述激励信号具有一激励频率和一激励信号相位，所述激励信号相位在使用期间可以改变，其中所述传感器信号具有所述激励频率和一传感器信号相位，所述传感器信号相位取决于所述激励信号相位；一个用于使用一具有所述激励频率和一解调时钟信号相位的解调时钟信号来与所述传感器信号进行相乘的解调器，以产生一个被解调的传感器信号；控制电路，用于处理所述被解调的传感器信号以决定关于一传感器目标的位置信息；相位追踪电路，用于在所述激励相位和所述解调时钟相位之间维持一个期望的相位关系，所述相伴追踪电路包括：逻辑电路，用于产生具有一基本频率的第一方波时钟信号，所述基本频率是所述激励步骤的数倍；一滤波电路，用于过滤所述方波时钟信号以产生一具有所述基本频率的过滤后的信号；一比较电路，用于将一参考值与所述过滤后的信号进行比较以产生一具有基本频率的数字信号，所述数字信号的占空比取决于所述参考值；一分频器电路，用于从所述比较电路中接收所述数据信号输出以及用于对所述数字信号的频率进行分频以产生一方波时钟信号，所述方波时钟信号具有所述激励频率，其相位取决于所述参数值，其中由所述频分器电路产生的方波时钟信号用于在产生所述激励或所述解调时钟信号中使用；其中所述控制电路被配置用于改变被所述比较器使用的所述参考值以调整由所述频分器电路产生的所述方波时钟信号的相位，从而在所述激励信号相位和所述解调时钟信号相位之间维持所期望的相位关系。

所述频分器电路可以被配置用于产生第一解调时钟信号和第二解调时钟信号，两者通过大约90度的相位来被分开，其中所述解调器被配置用于以一种时间交错的方式来使用第一、第二解调时钟信号瑟所述传感器信号相乘。所述控制电路可以根据从一副传感器输入端接收的一传感器信号来改变所述参考值。

根据另一方面，本申请提供在一位置传感器中使用的处理电路，所述处理电路包括第一测量电路和第二测量电路，两者处理至少一个共同传感器信号和提供相应的测量值；测量值处理电路，用于以一种时间交错和循环的方式使用来自各测量电路的测量值来决定传感器结果，以使得当所述测量值处理电路正在使用来自一个测量电路的测量值来决定传感器结果时，从另外一个测量电路获取的测量值是被用于决定修正数据，所述修正数据是被用于修正从上一个测量电路获取的随后的测量值。典型地，所述测量值处理电路将反复地更新所述用于一测量电路的修正数据当每次所述测量值处理电路是正在使用来自另一个测量电路的测量值来决定传感器结果时。

本领域技术人员将明白，本申请的这些不同的方面可以单独被提供，或者也可以在一个实施例中结合起来被提供。类似地，上述的变化和变形也也是对本申请的各方面都适用的，只是为了简洁而没有重复上述的变化和变形。

附图说明

本申请的方方面面都通过举例的方式来描述下面的实施例和代替性选择，其中附图如下：

图1为一方框图，用于说明用于一电感式位置传感器的激励处理电路的部件；

图2a展示了一个激励线圈、粗略余弦检测线圈和粗略正弦检测线圈以及精细余弦检测线圈和精细正弦检测线圈，其构成了如图1所示的连接于电路的传感器板的一部分；

图2b展示了一个曲线图，说明和相位随着目标沿着测量路径X上的位置而变化的方式；

图3展示了一个更详细的激励电路通过连接器3的ex+连接端和ex-连接端处连接于所述激励线圈2的方式；

图4为一方框图，展示了测量电路系统的输入端被如何连接于两个不同的测量电路的输入端；

图5展示了各测量电路中不同部件的结构示意图；

图6为一时序图，展示了使用控制信号in1、in2和in3以一种时分的方式选取来自一测量电路中不同输入端的信号；

图7a展示了放大过滤电路具有差分放大电路，用于放大A*和B*的差值；

图7b展示了来自差分放大电路输出的信号的频谱；

图7c展示了图7a中用于过滤来自差分放大电路的信号输出的带通滤波器的期望频率响应；

图8展示了来自测量电路的输出AF_out在图6所示的5个检测间隔期间改变的方式；

图9展示了被用于触发ADC转换和触发测量值处理单元对原始数据进行处理的更具体的细节；

图10展示了通过测量电路N51-1和测量电路M51-2被用于切换测量电路输入端±1、±2、±3、±4和±5的控制信号的时间轴；

图11为一流程图，用于说明由测量值处理单元19执行的处理过程；

图12a为一时序图，用于说明当处理从精细检测线圈中获取的信号时，什么输入是正在被传输通过各测量电路，以及测量值处理单元在图11所示的步骤s7执行的计算；

图12b为一个图，用于展示在一个检测周期中的i＝8的检测间隔与i＝3的检测间隔之间被测量的精细位置随着时间而改变的方式；

图13展示了激励电路23，其与一谐振目标一起被用于实施例二；

图14a展示了在图13中通过改变DAC电压；

图14b是一个流程图，用于说明由微控制器使用的步骤来确定被用于比较器91中的DAC电压；

图15所示，其展示了在各检测间隔Δtk要么使用来自测量电路M和测量值要么使用来自测量电路N的测量值来获取一精细位置测量值；

图16是在实施例五中主要部件的方框图；

图17展示了可以被用于本实施例的控制信号的例子，以及展示了两个控制信号in1和极性信号对于从输入端1+/1-(对应着精细正弦检测线圈)选取信号和对于从输入端2+/2-(对应着精细余弦检测线圈)选取信号的影响；

图18展示了新的极性调制信号的例子，当使用in1控制信号与之结合时可以实现这个结果；

图19a为一相位曲线，展示了相位和随着目标位置相位而变化，也展示了(使用水平线)可以取的值；

图19b为一曲线图，展示了随着目标位置相位线性变化；

图19c展示了相位和相应的相位曲线，也展示了(使用水平线)可以取的值；

图19d为一曲线图，展示了随着目标位置相位线性变化；

图20展示了精细正弦检测线圈(被连接于输入端1+/1-)和精细余弦检测线圈(被连接于输入端2+/2-)可以通过测量电路N和M以上述方式切换；

图21为一方框示意图，说明被用于处理来自测量电路N的AF^N _out信号的相位检测器103_N以及计时器105_1N和105_2N的运行；

图22展示了由计时器115_N测量的信号AF^N _out和被测相位和

图23是本实施的一时序图，用于说明测量电路系统25选择不同检测线圈和参数信号通过两个测量电路在一个检测周期内T_dc；

图24展示了更详细的关于在检测间隔Δt3的末端以及在检测间隔Δt4的开端获以的信号的例子；

图25是一个时序图，说明在一个突破偏差校准测量模式期间的测量值；

图26是一个时序图说明，通过测量电路激励参考信号使精细检测线圈的信号可以被复用在一起的方法；

图27是一个时序图，说明在测量过程中可以使用不同相位的解调时钟来测量激励基准信号；

图28是一个时序图，说明使用不同的相位解调时钟来使一精细的检测线圈的信号可以被多路复用当激励参考信号通过测量电路时；

图29更详细地说明了在另一个实施例中的每两个测量电路，其使用一个斩波信号使能和禁用解调切换器；

图30是一个时序图，说明了引入斩波信号以增加电荷注入的电路在图29所示的操作过程中的作用和效果；

图31是一个时序图，用于说明来自一个精细的检测线圈的信号可以被多路复用与激励参考信号通过测量电路时使用的如图29所示的斩波信号；

图32示意性地展示了交流励磁电路和测量电路，其可以被用于处理来自检测线圈的信号；

图33展示了更多细节，在图32中三个测量电路构成测量电路系统的部分；

图34展示了如图33中的测量电路N1和测量电路N2；

图35展示了在图33中的测量电路M的内容；

图36说明了在图32中的采样开关电路，以及展示了从测量电路的输出连接到一三通道ADC的各个输入方式的电路部分；

图37展示了时序图，用于说明一些被用于在图34中的测量电路N1中的控制信号；

图38为一时序图，展示了用于控制在图32中的电路系统中的三个测量电路的不同的控制信号；

图39为一曲线图，展示了当来自三测量电路的信号输出是被ADC采样时的时序；

图40为一时序图，说明测量电路M的不同的传感器信号是通过一种时分方式被利用；

图41是一曲线图，说明不同的校准数据和不同的映射数据；

图42为一方框图，说明一个代替性的采样切换，其可以被使用于连接来自测量电路的输出到ADC；

图43是一个时序图，说明来自三个测量电路的信号是在通过ADC时被复用；

图44a是一曲线图，说明第一检测信号和第二检测信号随着目标的不同而变化；

图44b是一曲线图，说明第一相位测量值和第二相位测量值随着距离来自近距离传感器的传感器线圈的目标的不同位置而变化；

图45a展示了一个可以被用于近距离传感器的激励线圈的形式；

图45b展示了可以被用于近距离传感器的一个平均检测线圈的形式；

图45c展示了可以用于近距离传感器的非平衡检测线圈的形式；

图45d系统地展示了所有互相叠加的近距离传感器，展示了激励线圈和两个检测线圈的相对位置关系；

图46展示了一时序图，说明来自近距离传感器的两个检测线圈的信号可以被传输通处理电路的两个测量电路；

图47展示了两个权重函数随着传感器线圈离目标的距离而改变；

图48展示了一个曲线图，说明了近距离传感器的微控制器可以根据被确定的距离在两个测量值之间切换；

图49一为时序图，说明了不同的测量值可以被切换后通过两个测量电路以允许一个更快的目标距离的更新率；以及

图50为一时序图，展示了两个测量电路可以使用两个测量电路在两个测量值之间切换，两个测量值是被用作主测量值。

具体实施方式

实施例一

综述

图1为一系统方框图，用于说明检测一目标(未画出)的位置的实施例中一位置传感器1的主要部件。所述位置传感器1具有一用于连接传感器线圈(未画出)的连接器3。正如即将在图2中被更详细地描述一样，在本实施例中所述传感器线圈包括一激励线圈和若干粗略和精细的检测线圈。所述连接器3被连接于一微控制器9，其用于控制将激励信号应用于所述激励线圈以及处理从所述检测线圈获取的信号。如图1所示，所述微控制器9包括激励控制信号逻辑器11，用于产生控制信号来控制激励线圈和处理激励传感器线圈。特别地，所述激励控制信号逻辑器11控制激励电路23使其通过连接器3将一激励信号发送到所述激励线圈，以及控制测量电路系统25来测量通过连接器3从所述检测线圈获取的信号。所述微控制器9也包括一模数转换器(ADC)13，其将模拟测量值转换为数字信号值然后存储于存储器17中。所述微控制器9也包括一测量值处理单元19，其处理存储于存储器17中的数字测量值以决定所述目标相对于所述传感器线圈的位置，以及然后通过一主机接口单元21向一主机设备(未画出)报告所述位置。突破校准数据29被提供用于减少由激励线圈和检测线圈直接电感耦合而导致的误差；动态修正数据31被动态地被维持和使用以用于被引入的系统误差修正，被引入的系统误差是由于测量值使用不同的测量电路来被计算和/或由于在测量值处理过程中目标的运动而引入。

下面将更详细地解释，所述精细检测线圈提供了更精确(但是是模糊)的位置信息，所述粗略检测线圈提供了较不精确(但是是非模糊)的位置信息，其可以用于来消除来自所述精细检测线圈的所述精确的位置信息。进一步地，所述测量电路系统25具有两个测量电路，其被用于处理以一种重叠时分复用的方式从所述精细检测线圈获取的信号，从而一比值最大化，在这种比值下精确的位置信息可以从所述传感器位置1中获取同时也允许从所述粗略检测线圈中获取测量值。

传感器线圈

在图1中展示的电路可以配合许许多多的不同传感器线圈使用，像在专利文献WO95/31696、WO97/14935、WO2005/085763或WO2009/115764中的记载，这些文献中的内容也通过引入被合并入本申请中。图2中图示了本实施例中不同传感器线圈随着X方向来检测感应目标5的位置。具体地，图2a展示了一个激励线圈2，一个粗略正弦检测线圈4-1和一个粗略余弦检测线圈6-2。虽然图2a并排地展示了所述传感器线圈(出于容易作图的目的)，但是它们都是被互相叠加安装于一传感器板8上。在本实施例中，传感器板8是一印刷电路板，其具有导体，导体用于通过在印刷电路板8上不同层中的导电路径来形成各传感器线圈，以使得不同的传感器线圈是互相电绝缘。图2a也展示了相对于所述传感器线圈在X方向移动的所述目标5。许多不同类型的目标5被使用。典型地，所述目标5可以是一短路线圈，一导电屏(例如，由一块铝或钢制成)或，如图2a所示，由一线圈14和电容16构成的电磁谐振器12。激励线圈2和目标5是被配置，以使得当所述激励电路23发送一个激励信号到所述激励线圈2时，激励磁场在产生了自己电磁场的目标5中产生了一个信号。当目标5为谐振目标5的情况下，所述信号为在谐振线圈14中的电流，在目标5为金属屏的情况下，所述信号为流动于所述金属屏表面的涡电流。所述检测线圈4和6是沿X方向(测量路径)几何排布，从而在各检测线圈4、6与所述目标5之间的电磁耦合是随着所述测量路径而改变的位置函数。因而，在各检测线圈中由目标5产生的所述信号将随着所述所述测量路径上的位置不同而改变。下面将进一步解释，由于各检测线圈的几何排布是稍微不同，从各检测线圈获取的信号将随着目标5的位置以一种稍微不同的方式而改变。

在本实施例中，激励线圈和检测线圈在PCB8上几何性排布，以使得当目标5不存在时，它们之间基本没有电磁(电感)耦合。换句话说，在目标5不存在时，当一个交流激励电流是被应用到激励线圈2时，在检测线圈4、6中基本没有信号产生。然而这不是必要的。

如图所示，粗略正弦检测线圈4-1由一导体构成，所述导体由两个反方向配置的8个形的互相连接的圈而限定。作为8字形连接的结果，由共同环境的磁场在第一个圈中产生的电动势(electromotiveforces，EMFs)是与由共同环境的磁场在第二个圈中产生的电动势相反。所述粗略正弦检测导体4-1具有一节距L_c，其近似与测量范围一致，测量范围包括了所述目标5可以移动的距离。本领域的技术人员应当理解，粗略余弦检测线圈4-2通过将所述粗略正弦检测线圈4-1沿X方向移动所述节距L_c的四分之一而有效得到。如图所示，所述粗略余弦检测线圈4-2有三个圈，第一圈和第三圈以同方向绕圈，位于中间的第二圈以反方向线圈。除了具有一个更小的节距L_f，精细正弦检测线圈6-1和精细余弦检测线圈6-2与粗略检测线圈4相似，这使得本实施例中，沿着包括所述目标5可以移动的距离的测量范围里存在四个重复或周期。

所述激励线圈2缠绕于所述检测线圈4、6的外面，被配置以使得(在缺少所述目标5的情况下)它产一磁场，所述磁场沿着一平行于Y轴的轴而基本对称且穿过所述激励线圈2的中间。所述对称轴也是一用于检测线圈4、6的对称轴。因而，作为检测线圈4、6是8字形排列的结果以及作为激励线圈2和检测线圈4、6有共同对称轴的结果，在激励线圈2与检测线圈4、6之间有一个最小的直接感应耦合。进一步地，作为检测线圈4、6为8字形设置的结果，在检测线圈4、6各自与所述目标5之间的耦合是近似为正弦曲线，对于粗略检测线圈4具有一个为L_c的正弦变化周期，对于精细检测线圈6具有一个为L_f的正弦变化周期。由所述目标5在检测线圈4、6中产生的电动势因而可以通过下列式子表达：

$V^{CS}=A_{C}sin\[\frac{2{\mathrm{\πd}}_c}{L_c}\]cos\mathrm{\ω}t---\left(1\right)$

$V^{CC}=A_C\cos \[\frac{2{\mathrm{\πd}}_c}{L_c}\]cos\mathrm{\ω}t---\left(2\right)$

$V^{FS}=A_{F}sin\[\frac{2{\mathrm{\πd}}_f}{L_f}\]cos\mathrm{\ω}t---\left(3\right)$

$V^{FC}=A_F\cos \[\frac{2{\mathrm{\πd}}_f}{L_f}\]cos\mathrm{\ω}t---\left(4\right)$

其中d_C是所述目标5在测量方向上的粗略位置，d_f是所述目标5在测量方向上的精细位置，A_C和A_F是幅度值，ω代表了应用于激励线圈2中的激励信号的角频率。本领域的技术人员应当理解，上面的等式在从所述检测线圈中获取的信号的峰值振幅是近似的，所述峰值振幅不会随着目标5的位置而呈正弦曲线变化。这是一个对实际变化的近似，所述实际变化取决于边缘效应、在印刷电路板上导通孔的位置和其他引入非线性误差到系统中的效应。如果检测线圈4和6是理想的，那么d_c和d_f将是一样的值。在解调和过滤以消除激励频率分量后，所述目标5的粗略位置d_c可以从下式中确定：

以及所述目标5的精细位置d_f可以从下式中确定：

由关于在检测线圈中产生的信号的峰值振幅的比值的函数来确定所述目标5的位置，这使得系统对于激励电流的振幅变化和目标5与传感器线圈之间的距离变化不敏感。

图2b展示了和相位随着目标5沿着测量路径X上的位置而变化的方式。正如所看到的，粗略测量值单调地随着目标在测量范围内改变，而精细测量值则在测量范围内重复了四次。这样，尽管精细位置测量值是更精确，但它是模糊的。然而粗略位置信息可以被用于解决所述精细位置测量值周期性模糊的问题。

连接于所述传感器线圈

图3展示了一个更详细的激励电路23通过连接器3的ex+连接端和ex-连接端处连接于所述激励线圈2的方式。图3也展示了粗略正弦检测线圈4-1通过连接器3的C_sin+连接端和C_sin-连接端处连接于所述测量电路系统25；展示了粗略余弦检测线圈4-2通过连接器3的C_cos+连接端和C_cos-连接端处连接于所述测量电路系统25；展示了精细正弦检测线圈6-1通过连接器3的F_sin+连接端和F_sin-连接端处连接于所述测量电路系统25；展示了精细余弦检测线圈6-2通过连接器3的F_cos+连接端和F_cos-连接端处连接于所述测量电路系统25。

激励电路

图3也更详细地展示了被用于本实施例中的激励电路23，其适合用于非谐振目标5中，像由短路线圈或一块金属构成的目标(使用非谐振目标5的系统更容易受到来自激励线圈2对检测线圈4、6的直接突破的影响)。如图所示，激励电路具有有多路复用器41形成的对称的驱动电路，所述多路复用器41根据控制信号ex_clock(来自于所述激励控制信号逻辑器11)将电压VCC用于ex+端和将地信号用于ex-端，或者将电压VCC用于ex-端和将地信号用于ex+端。这样的对称电路，对于减少任何通过激励线圈2与在传感器线圈附近的导体之间的电容耦合产生的共模电流的振幅都是有用的。来自多路复用器41的激励信号输出是通过R-C低通过滤器43-1和43-2被过滤，以从激励信号中消除更高的频率谐波。

图3也展示了一个简单的电阻分压器45，用于向测量电路系统25的Ref+输入端和Ref-输入端提供激励电压的一部分。下面将更详细地说明，使用参考信号来减少在测量结果中的直接突破噪声的数量。

测量电路

图4为一方框图，展示了测量电路系统25的输入端被如何连接于两个不同的测量电路的输入端，所述两个不同的测量电路为测量电路？N51-1和测量电路M51-2。如图4所示，各传感器线圈和各参数信号被通过下面的方式连接于测量电路51-1和51-2中：

输入端1+＝F_sin+

输入端1-＝F_sin-

输入端2+＝F_cos+

输入端2-＝F_cos-

输入端3+＝C_sin+

输入端3-＝C_sin-

输入端4+＝C_cos+

输入端4-＝C_cos-

输入端5+＝Ref+

输入端5-＝Ref-

下面将更详细地说明，这允许各测量电路51能够处理来自各检测线圈的信号或处理参考信号。如衅4所示，测量电路N51-1向微控制器9中的ADC13输出处理过的信号AF^N_out，测量电路M51-2向微控制器9中的ADC134输出处理过的信号AF^M_out。因而，微控制器9可以获取与任何检测线圈相关或与任何来自测量电路51中参数输入相关的信号测量值。

电压59-0到59-7，以及电容63-0到63-9，是被提供用于减少噪声以及减少来自传感器线圈的电磁辐射。电容65-0到65-2提供了激励电路23和测量电路系统25之间的直流去耦。最后，电阻61-0到61-9被用于使各导体的直流电平适应于中点电压。

测量电路

各测量电路51是相同的结构，虽然它们是被不同的控制信号控制以确保任何时间点两个测量电路51都是在处理不同的输入信号。图5展示了各测量电路51中不同部件的结构示意图。如图所示，正极输入端1+到4+连接于多路复用器55-1，负极输入端1-到4-连接于多路复用器55-2。多路复用器55被用于选择检测线圈4或6中一个的若干末端，并将这些末端连接到一解调切换器56中。这样，当多路复用器55-1选中输入端1+和多路复用器55-2选中输入端1-时，在检测线圈66-1中产生的信号就被传输到所述解调器56中。选择来自其他检测线圈的信号也是类似的。被两个测量电路55中的每一个选取的具体输入，是取决于由激励控制信号逻辑器11产生的控制信号in1和in2。在本实施例中，各多路复用器55的连接的控制是被下述真值表定义：

参考信号输入端是被连接于多路复用器57，一使能信号in3是被用于确保当多路复用器55是被使能时多路复用器57是与之相反是被禁止的。当多路复用器57是被使能时，被接入到输入端5+和5-的参数信号是直接被传输到所述解调切换器56。

来自多路复用器55-1或多路复用器57的输入端A，是连接到所述解调切换器56的节点1和4的输入端，来自多路复用器55-2或多路复用器57的输入端B，是连接到所述解调切换器56的节点2和3的输入端。所述解调切换器56用于将输入信号与一“解调”信号相乘以输入到所述解调切换器56。如图5所示，所述解调信号通过一极性控制信号和一ex_shifted控制信号结合(在本例子是使用一个异或门(XOR)100)而产生，所述极性控制信号和ex_shifted控制信号都是通过ex_clock信号相位移动而得到，这样可以高效地将输入信号解调为一个基带(准直流)信号，其振幅取决于所述目标5的位置。所述极性控制信号是被用于周期性改变所述ex_shifted控制信号的极性，以使得在电流检测间隔期间由测量电路51处理的信号是被一正极性ex_shifted控制信号和一负极性ex_clock控制信号以相等的时间数量进行解调。这导致被发送到放大过滤电路83中的信号具有一个零直流分量。这允许在放大过滤电路83中使用一个高通滤波器以消除由放大器导致的直流偏差和与类似像直流偏差相关的低频率噪声。

当所述解调信号具有的值为1时，输入端A穿过多路复用器节点1到达放大过滤电路83的输入端A^*；以及输入端B穿过多路复用器节点3到达放大过滤电路83的输入端B^*。当所述解调信号的值为零时，所述解调切换器56改变内部连接关系以使得输入端A穿过多路复用器节点4到达放大过滤电路83的输入端B^*，以及输入端B穿过多路复用器节点2到达放大过滤电路83的输入端A^*。下面将进一步解释，放大过滤电路83对输入端A*和B*之间的差值进行放大。这样，解调切换器56和放大过滤电路83用于解调和放大A-B或B-A，其取决为所述极性控制信号的值为1或0。因此可以从各个检测线圈中获取正测量值或负测量值。

时序框图

图6为一时序图，展示了使用控制信号in1、in2和in3以一种时分的方式选取来自一测量电路51中不同输入端的信号。图6也展示了ex_shifted控制信号、极性控制信号和得到的被发送到解调器56中的解调信号。图6也展示了在检测间隔Δt₁期间来自输入端1+/1-(精细正弦检测线圈6-1)的信号是被所述测量电路51选取和处理；展示了在检测间隔Δt₂期间来自输入端2+/2-(精细余弦检测线圈6-2)的信号是被所述测量电路51选取和处理；展示了在检测间隔Δt₃期间来自输入端3+/3-(粗略正弦检测线圈4-1)的信号是被所述测量电路51选取和处理；展示了在检测间隔Δt₄期间来自输入端4+/4-(精略余弦检测线圈4-2)的信号是被所述测量电路51选取和处理；展示了在检测间隔Δt₅期间来自输入端5+/5-(参考信号)的信号是被所述测量电路51选取和处理。

正如从图6中看到的，来自不同输入端的信号是通过测量电路51被以一种连续的方式多路复用，那么更新率(对同一信号的测量之间相隔的时间)就是所述极性控制信号周期的5倍。使用两个不同的测量电路，那么所述更新率就可以容易地被提高到所述极性控制信号周期的2.5倍。进一步地，正如之后将被更详细地描述，通过一个更复杂的测量交错通过所述两个测量电路51使得所述更新率进一步提高是可能的。

放大过滤电路

放大过滤电路83放大和过滤来自解调切换器56的信号输出，以消除高频率解调信号和消除低频率直流偏差。如图7a所示，放大过滤电路83具有差分放大电路85，用于放大A*和B*的差值。如上所述，这导致放大A-B还是B-A是取决于所述极性控制信号的值为0还是1。来自差分放大电路85的输出是被一带通滤波器87过滤，以从被大的信号中消除不期望的频率分量。

图7b展示了来自差分放大电路85输出的信号的频谱。期望信号分量中的大部分是在与所述极性控制信号频率一致的频率的附近。较高的频率分量是与所述解调切换器56产生的高解调谐波的频率一致的。

图7c展示了图7a中用于过滤来自差分放大电路85的信号输出的带通滤波器87的期望频率响应。如图所示，过滤器87的高拐角频率可以被保持得与所述极性控制信号的频率相当近。在本实施例中，所述高拐角频率被设置为所述极性信号的4倍。这允许放大过滤电路83可以过滤掉几乎所有由解调切换器56产生的高频率谐波。滤波器87的低拐角频率不能被设置为与极性信号的频率很近。从图7b中展示的输入信号的频谱可以找到证据，其在低频率端具有一个相当长的尾巴；过滤掉频谱中的这一部分将会引入响应放大过滤电路83的低频瞬态而实质改变被测信号。在本实施例中，放大过滤电路83的低拐角频率已经被设置为比所述高拐角频率低至100倍。这仍然允许所述放大过滤电路83过滤掉差分放大电路85的直流偏差和由测量电路系统25引起的不期望低频率噪声中的大部分，以及允许有一个较好的对于在过滤器87带通内被测信号的增益。

对信号举例

图8展示了来自测量电路51的输出AF_out在图6所示的5个检测间隔期间改变的方式。所述AF_out信号是被传输到所述ADC13中以被转换在民一个数字信号值。如图所示，在各检测间隔Δt_k期间，所述AF_out信号在极性控制信号的每个半周期的后面都下降到准直流电平。所述ADC13在所述两个准直流电平中的每一个的检测间隔期间被触发以对所述AF_out信号进行采样，决定电平之间的差值以提供一峰值到峰值的电平(如图8中被标记为Δ₁,Δ₂,Δ₃,Δ₄和Δ₅)作为当前被选取的检测线圈(或参考信号)的测量值。图9展示了被用于触发ADC转换和触发测量值处理单元19(如图1中)对原始数据进行处理的更具体的细节。具体地，所述ADC13是被控制信号ADC_trigger所触发。所述ADC_trigger信号的频率正是所述极性控制信号的两倍。所述ADC13是在所述ADC_trigger控制信号的上升沿被触发以执行一转换——以使得在一检测间隔期间都到来的所述两个基直流电平中的每一个，都被转换成一数字信号值以及被存储于存储器17。

另一个控制信号CALC_trigger是被用于打断微控制器9，以使得所述数字信号值可以从存储器17中读出到测量值处理单元19。如图所示，所述CALC_trigger控制信号具有和所述极性信号一样的频率，但是其信号的边沿是稍微延迟以确保在CALC_trigger控制信号驱动微控制器9从存储器17中读取从一检测间隔中获取的值到测量值处理单元19之前，所述ADC的转换结果是已经被存储于所述存储器17中。

由测量值处理单元19计算的各峰值到峰值的电压测量值要么与所述参考信号的测量值相符要么与来自所述检测线圈的一个的信号相值；为了计算一位置测量值，使用来自一正弦检测线圈和余弦检测线圈的测量值来计算一反正切函数。若邻近的检测间隔是被设置用于测量来自一正弦检测线圈和余弦检测线圈的测量值，那么可以在第二个检测间隔之后来决定一位置计算。这在图9中有展示，若在检测间隔Δt_k计算了一个测量值，在检测间隔Δt_k+1计算了另一个测量值，那么在检测间隔Δt_k+2期间可以使得上述的测量值来计算所述位置信息。这导致了测量值的延迟是极性控制信号周期的两倍。

测量电路切换的优化

下面描述通过所述两个测量电路51来切换来自所述检测线圈(和参考信号)的不同信号的优化的切换方案。所述切换方案允许了一个对于位置测量值提高的更新率。图10展示了通过测量电路N51-1和测量电路M51-2被用于切换测量电路输入端±1、±2、±3、±4和±5的控制信号的时间轴。检测循环是具有一与10个检测间隔Δt_i(其中下标i＝1到10)相一致的周期T_dc。图10也展示了一个周期mode_ref控制信号，其由所述激励控制信号逻辑器11产生，用于定义一个检测周期的开始。如图10所示，测量电路输入端在所述10个检测间隔的各各检测间隔期间被选取是通过下表给出：

其中FS代表精细正弦检测线圈6-1；FC代表精细余弦检测线圈6-2；CS代表粗略正弦检测线圈4-1；CC代表粗略余弦检测线圈4-2；Ref代表所述激参考信号。

从上表和图10中可以看到，在各检测间隔所述的两个测量电路51是正在处理不同的输入信号。图10也展示了在各检测间隔所述两个测量电路51中的至少一个是正在处理来自若干精细检测线圈中一个的信号。另外，精细正弦信号和精细余弦信号是以一种时间交错的方式在两个测量电路中的每一个中被处理，以及以一种部分重叠的方式在两个测量电路之间被处理。在各检测周期内，各测量电路51也处理来自粗略检测线圈4的信号和所述参考信号。当一个测量电路正在处理来自粗略检测线圈4的信号和所述参考信号时，另一个测量电路51是正在处理来自精细检测线圈的信号。使用这种设置，一个更新过的精细位置测量值可以在至少每第二个检测间隔中获取。

如图10所示，通过两个测量电路51以一种时间交错的方式选择信号，是可以通过将相反的极性控制信号in1_N和in1_M发送到在测量电路N和测量电路M中各自的多路复用器55中来实现；以及通过被发送到在测量电路N和测量电路M中各自的多路复用器55中的信号in2_N和in3_N(在检测周期一半时)相关的相位移动控制信号来实现in2_M和in3_M。结果，在检测间隔Δtk中，当通道1+和1-是被测量电路N选取时，通道2+和2-是被测量电路M选取。在下一个检测间隔Δtk+1，通道2+和2-是被测量电路N选取时，通道1+和1-是被测量电路M选取。这避免了不期望的冲突——相同的输入端(通道)是被测量电路N和测量电路M同时选取。

测量值处理单元

图11为一流程图，用于说明由测量值处理单元19执行的处理过程。如图所示，步骤s1中，测量值处理单元19等待直到接它接收到下一个mod_ref信号(如图10中mod_ref信号的上升沿)。作为接收到所述上升沿(中断)的响应，测量值处理单元19在步骤s3中，将i设置为1。在步骤s5-1中，测量值处理单元19从存储器17中读取与测量电路N相关的ADC数据，在步骤s7-1中测量值处理单元19根据i的值处理所述取回的数据。特别地(也将在下面被更详细地描述)，测量值处理单元19对所述取回的数据的处理，依赖与所述数据相关的线圈，它是相关联对应着来自精细检测线圈的信号还是来自粗略检测线圈的信号或它与参考信号要关。类似地，在步骤s5-2中，测量值处理单元19从存储器17中读取与测量电路M相关的ADC数据，在步骤s7-2中测量值处理单元19根据当前i的值处理所述取回的数据。在本实施例中，来自两个测量电路51的ADC数据按顺序被写入到存储器17的不同位置——以便从测量电路N在检测间隔Δt_k+1的ADC数据是被写入到从测量电路N在检测间隔Δt_k获取的ADC数据后的相应位置。

步骤s5-2之后，所述处理过程直接跳到步骤s9，此步骤中测量值处理单元19检查i的值是否大于9。若不大于9，则所述处理过程进入到步骤s11，在此步骤中i的值是被加1。接着所述处理继续下去进入到步骤s13，在此步骤中测量值处理单元19等待直到下一个CALC_trigger信号(来自激励控制信号逻辑器11)的上升沿的到来，其指示着下一个检测间隔的ADC值已经被写入到所述存储器17中相关的位置。所述处理过程然后返回到步骤s5-1，以便这些接下来的ADC值可以从存储器读取并由测量值处理单元19处理。一量步骤s9判断i是大于9，则所述处理过程返回到最开始，即测量值处理单元19等待下一个mode_ref中断信号，接着所述处理过程被重复。

本领域的技术人员应当理解，测量值处理单元19相对于激励控制信号逻辑器11是独立和不同时运行的，其仅仅是从激励控制信号逻辑器11接收控制信号mode_ref和CALC_trigger以确保它自己在正确的时序处理到达存储器17中的数据。

精细检测线圈测量值

图12a为一时序图，用于说明当处理从精细检测线圈6中获取的信号时，什么输入是正在被传输通过各测量电路51，以及测量值处理单元19在图11所示的步骤s7执行的计算。在图12a中不有画出处理来自粗略检测线圈4的信号和处理信号以减少图像的复杂度。正如在图12a中所示，当标号i＝1时，来自精细正弦检测线圈4-1(FS)的信号是被传输通过测量电路N。在这检测间隔期间，测量值处理单元19读取由测量电路N在先前两个检测间隔(在先前的检测周期中当i＝9和10)获取的ADC数据以及计算上述的关于先前两个检测间隔的峰值与峰值之间的电平Δk。如图12a所示，在当i＝9的检测间隔，来自精细正弦检测线圈(FS)的信号是被传输通过测量电路N；在当i＝10的检测间隔，来自精细余弦检测线圈(FC)的信号是被传输通过测量电路N。这些未经处理的原始峰值间的值是接着被处理以减少突破噪声(稍后会更加详细地描述)，以及突破修正值是被发送到一反正切函数，用于将峰峰值转化为精细位置信息精细位置信息然后被以处理以抵消由测量电路51-1、51-2(稍后会更加详细地描述)引入的相位偏差。

正如从图12a中看到的一样，测量值处理单元19使用由测量电路N在当i＝1、3和5的检测间隔获取的信号来决定上述的精细位置信息。类似地，测量值处理单元19使用由测量电路M在当i＝6、8和10的检测间隔获取的信号来决定上述的精细位置信息。这样，在标号i＝1的检测间隔，测量值处理单元19从使用由测量电路M获取的数据切换到使用由测量电路N获取的数据以计算所述精细位置信息。类似地，在标号i＝6的检测间隔，测量值处理单元19从使用由测量电路N获取的数据切换到使用由测量电路M获取的数据以计算所述精细位置信息。因此，使用这种切换设置，测量值处理单元19可以以每10个检测间隔6次更新的更新率来提供更新的精细位置信息。

虽然来自精细余弦检测线圈6-2(FC)的信号是在标号i＝8的检测间隔被传输通过测量电路N，但是测量值处理单元19没有使用此数据来决定任何位置信息——因为它具有从测量通道M获取的精细位置数据。类似地，虽然来自精细余弦检测线圈6-2(FC)的信号是在标号i＝3的检测间隔被传输通过测量电路N，但是测量值处理单元19没有使用此数据来决定任何位置信息——因为它具有从测量通道N获取的精细位置数据。具有所精细余弦信号的这些额外的测量值使它更容易产生被用于通过测量电路M和N选择信号的控制信号。

虽然没有在图12a中展示，但是测量值处理单元19也在标号i＝7的检测间隔使用由测量电路N在i＝5和6的检测间隔获取的ADC值来更新测量电路N的粗略位置信息。类似地，测量值处理单元19也在标号i＝2的检测间隔使用由测量电路M在i＝10和1的检测间隔获取的ADC值来更新测量电路M的粗略位置信息。在标号i＝8的检测间隔，测量值处理单元19使用由测量电路N在i＝7的检测间隔中获取的ADC数据(即使用由测量电路N测量的激励参考信号)更新了存储用于测量电路N的突破校准数据29。类似地，在标号i＝3的检测间隔，测量值处理单元19使用由测量电路M在i＝2的检测间隔中获取的ADC数据(即使用由测量电路M测量的激励参考信号)更新了存储用于测量电路M的突破校准数据29。这样，在测量值处理单元19正使用来自测量电路N的数据获取精细位置测量值的同时，测量值处理单元19也在使用来自测量电路M的数据获取粗略位置测量值和测量激励参考信号(Ref)；以及在测量值处理单元19是正使用来自测量电路M的数据获取精细位置测量值时，测量值处理单元19是正使用来自测量电路N的数据获取粗略位置测量值和测量激励参考信号(Ref)。

突破校准数据

如上所述，由测量值处理单元19计算的峰峰值电压是使用被存储的突破校准数据29和参数信号最新的测量值(对应于被发送到测量电路在输入端5的激励信号的部分)来被修正在激励线圈2和相应的检测线圈之间的任意直接突破。

下面的等式描述了本实施例中的突破修正值，其用于对来自精细正弦检测线圈6-1且被传输通过测量电路N的信号的峰峰值电压测量值V^FS _N的计算，以及用于对来自精细余弦检测线圈6-2且被传输通过测量电路N的信号的峰峰值电压测量值V^FC _N的计算：

$V_{Ncorr}^{FS}=V_N^{FS}-O_N^{FS}\×V_N^{EX}---\left(7\right)$

$V_{Ncorr}^{FC}=V_N^{FC}-O_N^{FC}\×V_N^{EX}---\left(8\right)$

其中O^FS _N是与测量电路N和精细正弦检测线圈6-1相关的偏差校准数据29(存储于非易失性存储器)；O^FC _N是与测量电路N和精细余弦检测线圈6-2相关的偏差校准数据29；V^EX _N是激励参考信号(对应于被发送到测量电路N的激励信号的部分)最新的测量值。类似地，突破校准值以下式的等式在由测量电路M获取的测量值中执行：

$V_{Mcorr}^{FS}=V_M^{FS}-O_M^{FS}\×V_M^{EX}---\left(9\right)$

$V_{Mcorr}^{FC}=V_M^{FC}-O_M^{FC}\×V_M^{EX}---\left(10\right)$

来自各测量电路N和M的测量值修正的精细正弦、余弦检测线圈4的这些突破接着可以被用于使用下列反正切函数来计算精细位置信息：

上述反正切函数也可以使用下面的算法来被近似计算：

当V^FS _corr>0且V^FC _corr>0，且同时当|V^FS _corr|<|V^FC _corr|时，则否则

当V^FS _corr>0且V^FC _corr≤0，且同时当|V^FS _corr|<|V^FC _corr|时，则否则

当V^FS _corr≤0andV^FC _corr≤0，且同时当|V^FS _corr|<|V^FC _corr|时，则否则

当V^FS _corr≤0且V^FC _corr>0，且同时当|V^FS _corr|<|V^FC _corr|时，则

否则

这样的算法计算结果将偏离真实的反正切函数大约1％，这种偏离可以进一步使用查找表修正来补偿。与精细位置信息相关的相位模糊接着可以使用粗略位置信息来解决，其中粗略位置信息是使用从粗略检测线圈4获取的信号以相似的方法计算得到。较优地，所述粗略信号测量值的突破修正值可以被忽略，因为粗略位置信息仅仅被用于解决与精细位置测量值相关的周期性模糊的问题。

直接突破偏差值的校准

从激励线圈2到检测线圈4、6的直接突破偏差会因传感器的不同而改变，也取决于安装环境——特别是在传感线圈附件的不同金属物体的位置。一系列的偏差校准数据O^FS _N,、O^FC _N、O^CS _N、O^CC _N、O^FS _M、O^FC _M,、O^CS _M和O^CC _M，应该在传感器被封装后再被决定，较优地，在传感器被安装于最后的应用之后且在目标5被安装于邻近的传感器线圈之前。

当执行所述校准时，典型地，主机接口单元21将向测量值处理单元19提供一信号，用于通知测量值处理单元19随后的测量值是被用于校准的目的。所述测量值处理单元19是被配置在下述峰峰值电压的情况来测量由ADC13执行的转换的连接结果之间的差值：

V^FS _N、V^FC _N、V^CS _N、V^CC _N、V^EX _N

以及

V^FS _M、V^FC _M、V^CS _M、V^CC _M、V^EX _M

以及被配置用来计算各电压的连续的平均值而不尝试计算任何比值函数。所述校准测量值周期是被来自主机接口单元21的一命令而完成。在此时，上述平均电压的测量值是被用于计算偏差校准数据29：

$O_N^{FS}=\left(\frac{V_N^{FS}}{V_N^{EX}}\right)---\left(14\right)$

$O_N^{FC}=\left(\frac{V_N^{FC}}{V_N^{EX}}\right)---\left(15\right)$

$O_N^{CS}=\left(\frac{F_N^{CS}}{V_N^{EX}}\right)---\left(16\right)$

$O_N^{CC}=\left(\frac{F_N^{CC}}{V_N^{EX}}\right)---\left(17\right)$

以及

$O_M^{FS}=\left(\frac{F_M^{FS}}{V_M^{EX}}\right)---\left(18\right)$

$O_M^{FC}=\left(\frac{V_M^{FC}}{V_M^{EX}}\right)---\left(19\right)$

$O_M^{CS}=\left(\frac{V_M^{CS}}{V_M^{EX}}\right)---\left(20\right)$

$O_M^{CC}=\left(\frac{V_M^{CC}}{V_M^{EX}}\right)---\left(21\right)$

所述偏差校准数据29接着被写入到微控制器9的非易失性存储器中，以及被以上述描述的方式用于修正原始数据中存在的激励线圈2和检测线圈4、6之间的直接突破。

动态修正——振荡消除

这样被计算的精细位置信息仍然有一个误差，此误差与各测量电路N和M的稍微不同的性质而不同。这意味着对于相同的目标位置，使用由测量电路N测量的数据来获取的精细位置信息将与使用由测量电路M测量的数据来获取的精细位置信息有稍微的不同。由于测量值处理单元19正在从各测量电路M和N中以每检测周期T_dc三次的频率来计算精细位置测量值，这将导致在位置计算中有微振荡的现象出现，这会降低测量值的有效分辨率，而这关系到它接下来接立自己的真实精确度的能力。为了减少这样的微振荡，测量值处理单元19执行一个相位修正以补偿在测量电路N和M之间的系统误差的不同。图12b展示了这个问题。具体地，图12b为一个图，用于展示在一个检测周期中的i＝8的检测间隔与i＝3的检测间隔之间被测量的精细位置随着时间而改变的方式。如图所示，在对应着i＝8到10的检测间隔，所精细位置测量值是由测量电路M计算，它的值改变了由于在这些检测间隔被计算的这两个测量值是由通过相同测量电路M的信号而决定，因此在精细位置的改变是由于目标5的运动。当测量值处理单元19使用由测量电路N(在i＝1的检测间隔)获取的信号来开始决定精细位置测量值时，就存在一个由于目标5的运动而导致的被测精细位置的改变，此改变也因为测量值是使用已经被一个不同的测量电路N处理过的信号来被决定。为了进行补偿，在i＝10的检测间隔获取的位置测量值是通过i＝1的检测时间间隔来进行外插；被外插过的值接着被用地决定一个合适的修正值，其会在所述两个测量电路中应用到所述精细位置测量值。更具体地说，下面的步骤将会被用到：

在检测间隔i＝10和8的Δti期间的计算的精细位置测量值的差值是被配置为

在检测间隔i＝1和3的Δti期间的计算的精细位置测量值的差值是被配置为

精细位置测量值的值是被外插到检测当i＝1的检测间隔Δti：

外插值应该是非常接近被测精细位置这两个值之间的差值代表了由被用于决定不同精细位置测量值的测量电路M和N的不同而导致的系统误差。一修正值接着通过用2除以所述差值来定义：

此动态修正值是在i＝3的检测间隔中决定。

在使用由两个测量电路M和N获取的信号中一个类似的切换是在i＝6的检测间隔被执行，一个类似的修正值是通过下式在i＝8的检测间隔被决定：

的值可以通过几个检测周期T_dc来取平均值从而减少噪声电平，的值可以被微控制器9使用来作为动态修正的部分。图12a中的最后一条线展示了当所述动态修正值被更新时的各检测间隔。接着对于通道N中所有被计算的数据点，的值是通过下式被修正：

以及对于通道M中所有被计算的数据点，的值是通过下式被修正：

以上述方式被修正的精细位置测量值仍然可能包含一些程度的系统误差的同时，所述精细位置测量值现在实际上是摆脱了在切换使用由测量电路N获取的信号到使用由测量电路N获取的信号来进行比值计算时的微振荡，反过来也是一样。本领域的技术人员应当明白，其他的外插和其他的修正值可以被计算。例如，一信号修正值可以应用到测量电路中的一个的输出，而没有修正值被应用到另一个测量电路电路的输出。

动态修正——速度补偿

如图12b所示，在连续检测间隔获取的相位测量值会因目标5的运动而变化。这导致了在位置测量值中的一个系统误差，因为由用于计算比值答案的ADC控制器13做出的所有4个测量值是连续时间内被使用的测量值，其中在所述连续时间内的瞬时值是改变的。一个方法来动态修正这样的运动，是计算的平均变化率以作为下述差值的动态平均值Δ_mean：

假设的值在各测量值之间的一常量改变，然后由ADC13输出的相邻的测量值之间的相位移动是等于下列速度参数：

$s=\frac{{\mathrm{\&Delta;}}_{mean}}{4}---\left(31\right)$

所述速度参数并不是精确地等于目标5的移动的速度，由于它代表了被测相位变化的平均率。然而，由于被测相位是基本与目标5的位置线性相关(见图2)，被测相位变化率将基本与目标位置的变化率(即速度)成比例。

如图12所示，在本实施例中，位置信息是使用从精细正弦检测线圈6-1和接着从精细余弦检测线圈6-2取出的测量值而决定。因而，说明目标5的运动，由测量值处理单元19使用从ADC13中获取的未经处理的原始数据峰峰值电压测量值，可以被写成：

从上述我们可以决定被应用于的补偿：

正如所看到的一样，被应用于的补偿取决于其本身的的值，这样取决于与传感器线圈相关的目标5的位置的不同补偿是被执行。所述补偿要么使用来自测量电路M的数据要么使用来自测量电路N的数据来对精细位置测量值进行补偿；这极大地减少(多达50倍)了在使用在连接时间中被使用的测量值来决定目标5的位置时的动态误差。在粗略位置测量值中不需要执行上述动态补偿，由于它们仅仅被用于解决所述精细位置测量值的周期性模糊问题。

上述的补偿是针对于来自精细正弦检测线圈6-1的信号是在来自精细余弦检测线圈6-2的信号之前被测量的情况。假如来自精细余弦检测线圈6-2的信号是在来自精细正弦检测线圈6-1之前被测量，那么，用于说明目标5的运动，使用从ADC13获取的原始数据由测量值处理单元19决定的峰峰值电压测量值可以被写成如下：

从上式中我们可以决定被应用于的下列补偿：

这样不同的补偿是被执行，取决于由测量电路测量得到的来自两个精细检测线圈的信号的顺序。

所述移动补偿可以用算法计算，或者，为了加速计算，可以由预先存储在一个查找表来决定。例如，补偿可以被写成如下：

式中，系数K0和K1是被用于根据是正弦还是余弦检测线圈先测量来动态修正；K0和K1的值是使用确定查找表中标号的从查找表中决定，例如如下：

在上述式子中查找表有一个1024的长度，系数K0在第一列，系数K1在第二列。所述查找表将被存储于微控制器9中一非易失性存储器中作为动态修正数据31的部分。用于进入查找表不同地方的K0和K1的值，可以预先由下式确定：

$K0\left(j\right)=\frac{3}{2}+cos\left(\frac{4\mathrm{\&pi;}j}{1024}\right)---\left(40\right)$

$K1\left(j\right)=\frac{3}{2}-cos\left(\frac{4\mathrm{\&pi;}j}{1024}\right)---\left(41\right)$

作为进一步地可能，在查找表中K0和K1的值可以由试验确定。例如，来自传感器中对目标5以不同的速度的一系列的试验测量值是和读数一起从一相当快的传感器(例如，从一快的增加优化的光编码器)被收集。查找表修正系数K0和K1可以从各的值中发现以作为抛物曲线拟合测量目标5不同速度的试验数据的最好参数。不同的修正系数K0和K1是依赖于来自精细正弦检测线圈6-1的信号是先于来自精细余弦检测线圈6-2的信号被测量还是来自精细余弦检测线圈6-2的信号是先于来自精细正弦检测线圈6-1的信号被测量而确定。上述补偿假定自然连续的测量值可以获取如果将目标5的加速考虑进去。在这种情况下速度和加速度的瞬时测量值可以由下式分别确定：

对于i＝3的检测间隔

对于i＝5的检测间隔

对于i＝8的检测间隔

对于i＝10的检测间隔

由于存在在i＝1和i＝6这两个检测间隔的测量电路的切换(从测量电路M到测量电路N，或者相反)，以及由于在所述切换时间计算是被执行于相邻的检测间隔，瞬时速度和加速度的值在i＝1和i＝6的检测间隔是不能被计算(因为不同的等式需要被使用)。代替地，对于在i＝10的检测间隔被决定的速度测量值和加速度测量值也被在i＝1的检测间隔中使用；以及对于在i＝5的检测间隔被决定的速度测量值和加速度测量值也被在i＝6的检测间隔中使用。

当确定速度测量值和加速度测量值时，相位值可以被使用(用于上述的每个等式)或者在被修正了振荡后的相位值可以作为替代来使用。

在给定的计算时间点确定的速度值s可以基于一对应的加速度值Acc来进行校正；例如如下所示：

$s_{adj}=s-\frac{2}{3}Acc---\left(51\right)$

被校正后的速度值接着可以被用于代替在上述计算中的速度s来动态补偿实验显示即使考虑相当高阶层数，这里也只有相当小的收益。

在这种情况下，当补偿系数是从一大堆测量目标5的不同位置、速度和加速度的实验数据中确定，补偿可以使用下式来实现：

其中K0、K1、K0^Acc和K1^Acc的值可以使用上述讨论过的从相关的查找表中确定。

实施例二

对激励信号的相位校正

对于不同类型的比率传感器，来自目标5的被测量信号的相位和来自激励线圈的突破偏差电压的相位是相等的(或者互相相差180度)。例如，当目标5不是谐振时会发生，例如，目标5是由一个短路线圈或一导体(金属)片构成，在其中由激励线圈2导致的涡旋电流通过电磁耦合在检测线圈中引起电压。同时，激励线圈和检测线圈之间的非精确平衡会由于被激励电流在激励线圈中创造的电磁场而导致直接突破耦合。在这样的传感器中激励电流和解调控制信号ex_shifted之间的精确相位差不是特别重要，只要所述相位差不会导致一个在被测信号振幅上的极大衰弱。

然而，如图2a所示的一个谐振目标5，其当谐振器12由激励线圈2供能时由谐振器12产生的磁场而导致的在检测线圈4、6中被引起的信号，与在检测线圈4、6中被引起的直接来自激励线圈2的直接突破信号，这两信号之间存在一个近90度的相位移动。所述近90度的相移是通过选择ex-clock信号来实现，以具有一个在频率上对应着谐振器12的谐振频率的基本频率。为了获取在这些谐振目标5传感器中最好的表现，对测量电路的精确相位调谐是需要的。具体地，如下如解释的，精确地相位调谐传感器以使其与解调控制信号ex_shifted成一排，以使得它变得与来自激励线圈2的直接突破信号是正交的(90度相移)。

图13展示了激励电路23，其与一谐振目标5一起被用于实施例二。除了下面被讨论的部分，本实施例的其他部分是与实施例一相同。本实施例的参考电压是由测量电路系统25传输流过一复阻抗Z的激励电流来测量。在具体的应用器件中，所述复阻抗Z是要么一个并联的要么一个串联的电容和电阻构建，电容和电阻的值是被选择以使得被测激励参考信号的相位与由激励线圈2在检测线圈4、6内引起的直接突破信号的相位存在一个期望的相位关系。在一较优的实施例中，复阻抗Z是被选择(在传感器的设计阶段)以使得被测激励参考信号的相位是接近于由激励线圈2在检测线圈4、6内引起的直接突破信号的相位，这样由谐振器12在检测线圈4、6中引起的信号的相位是相差大约90度。选取应用于在解调切换器56接收的信号的ex_shifted的相位的结果，被测激励参数值理论上应该是非常接近于0。然而，在传感器运行期间，所述传感器的相位特性将变化(例如由于电路元件温度变化而导致的阻抗变化等)，结果，ex_shifted控制信号的相位将不是与所述直接突破信号相差90度，因此大部分的直接突破信号将通过放大过滤电路83。通过设置阻抗Z以使得被测激励参考信号的相位是接近于直接突破信号的相位，微控制器9可以使用一个单零点调谐方法来改变被发送到激励线圈2的激励信号的相位，以便保持被测激励参考值是接近于0(也因此使得直接突破信号最小化)。

正如以下解释一样，被发送到激励线圈2的激励信号ex_clock的相位是由微控制器9所控制。输入控制信号ex_double是两倍于期望的激励频率。这两倍频率信号是由R-C滤波器93经过低通滤波以平滑其边缘。接着ex_double的上升沿和下降沿是被比较器91用一由微控制器9产生的DAC电平比较。比较器91输出的信号将有一个取决于DAC电平实际值的可变负载循环。为了产生一个用于ex_clock信号的期望的50％的负载循环，比较器91的输出是被传输通过一锁存电路95，其也具有所述输入信号的频率，以及提供一个在比较器输出的上升沿处具有上升沿或下降沿的输出，如图14a所示。具体地，从图14a可以看到，通过改变DAC电压，微控制器9在没有修改50％的负载循环情况下会改变激励信号ex_clock的相位。图13中的激励电路23具有可以使用一个具有数10MHz的时钟速率的微控制器9来使用非常高的超过10ps的分辨率来调谐激励信号ex_clock相位的优点。

图14b是一个流程图，用于说明由微控制器9使用的步骤来确定被用于比较器91中的DAC电压。如图所示，在步骤s21中，微控制器9决定相位校正应该被做。微控制器9当新的激励参考电压V^EX _N和V^EX _M可获取后做出上述决定。在步骤s23中，微控制器9使用已经在当前检测周期被确定的最新激励参考值来更新平均激励参考值。在步骤s25中，微控制器9判断所述更新的平均激励参考值是否在所定义的边界之外。正如如图13中阻抗Z被选取以使符合使在检测线圈4、6的直接突破信号最小化的激励参考信号最小化，被测激励参考值的平均值应该大约为0。通过增加或减少由微控制器9产生的DAC的值，维持被测激励值接近0是可能的。这样，假如被测激励参考信号的被测平均值超过一个正的阈值或负的阈值，那么微控制器9将在步骤s27中增加或减少输出到比较器91的DAC的值。以上述方式持续地对DAC的值进行校正，确保了在解调时钟信号ex_shifted和在测量电路N和M中被检测的信号的相位之间保持一个固定的关系。本领域的技术人员应当明白，在激励参考信号是被减少到0的情况下，执行上述讨论的直接突破修正不是必要的。

在大部分检测应用器件中，自动地将被测参考激励电压(从阻抗中测得的)持续地调谐为0的能力，允许微控制器9使从检测线圈4、6中获取的信号中的直接突破最小化，从而不要求进一步的突破修正。然而在调序用于最精确的测量值的传感器的情况下，直接突破偏差的其余量应该被微控制器9补偿。在这种情况下，当目标5是移动得离传感器线圈很远时，测量值是用传感器获取。微控制器9主动控制被测参考激励信号的电平并使其保持接近0(以上述讨论过的方式)。在各检测线圈4、6中引起的信号是被测量，被求平均以及被存储于微控制器9中的非易失性存储器中以作为突破校准数据29：

$B_N^{FS}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{V}_N^{FS}\left(r\right)---\left(53\right)$

$B_N^{FC}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{V}_N^{FC}\left(r\right)---\left(54\right)$

$B_N^{CS}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{V}_N^{CS}\left(r\right)---\left(55\right)$

$B_N^{CC}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{V}_N^{CC}\left(r\right)---\left(56\right)$

和

$B_M^{FS}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{V}_M^{FS}\left(r\right)---\left(57\right)$

$B_M^{FC}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{V}_M^{FC}\left(r\right)---\left(58\right)$

$B_M^{CS}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{V}_M^{CS}\left(r\right)---\left(59\right)$

$B_M^{CC}=\frac{1}{P}\underset{r=1}{\overset{P}{\&Sigma;}}{F}_M^{CC}\left(r\right)---\left(60\right)$

其中P是被求平均的各信号的测量值的数量。

突破校准数据29接着可以被应用于获取的实际测量值，当目标5是被通过下列式子被检测：

$V_{Ncorr}^{FS}=V_N^{FS}-B_N^{FS}---\left(61\right)$

$V_{Ncorr}^{FC}=V_N^{FC}-B_N^{FC}---\left(62\right)$

$V_{Ncorr}^{CS}=V_N^{CS}-B_N^{CS}---\left(63\right)$

$V_{Ncorr}^{CC}=V_N^{CC}-B_N^{CC}---\left(64\right)$

$V_{Mcorr}^{FS}=V_M^{FS}-B_M^{FS}---\left(65\right)$

$V_{Mcorr}^{FC}=V_M^{FC}-B_M^{FC}---\left(66\right)$

$V_{Mcorr}^{CS}=V_M^{CS}-B_M^{CS}---\left(67\right)$

$V_{Mcorr}^{CC}=V_M^{CC}-B_M^{CC}---\left(68\right)$

实施例三

在实施例一和实施例二中，测量值处理单元19大约每两个极性控制信号的周期获取一次位置信息。在实施例三中，测量值处理单元19是被配置于在各检测间隔都更新精细位置测量值。如图15所示，其展示了在各检测间隔Δtk要么使用来自测量电路M和测量值要么使用来自测量电路N的测量值来获取一精细位置测量值。如图15所示，在i＝1的检测间隔期间，当精细正弦测量值是先于精细余弦测量值获取时使用精细正弦测量值和精细余弦测量值来计算位置信息。在i＝2的检测间隔期间，当精细余弦测量值是先于精细正弦测量值获取时使用精细正弦测量值和精细余弦测量值来获取位置信息。如上所述，为了补偿在测量值被获取的时间内目标5的运动，不同的补偿应该被使用，这取决于正弦测量值还是余弦测量值是被先测量。在衅15中通过在方框中填充阴影来展示被执行的计算，以与非阴影填充的方框比较来说明不同的补偿是被应用于这些测量值中。当来自精细正弦检测线圈6-1的信号是比来自精细余弦检测线圈6-2的信号先被测量时，对值的补偿将有一个正号。更具体地，在i＝1、3、5、6、8和10的检测间隔期间，测量值处理单元10使用下式对目标5的运动执行动态补偿：

当来自精细余弦检测线圈6-2的信号是比来自精细正弦检测线圈6-1的信号先被测量时，对值的补偿将有一个负号。更具体地，在i＝2、4、7和9的检测间隔期间，测量值处理单元10使用下式对目标5的运动执行动态补偿：

如在实施例一解释的一样，代替使用这样的算法补偿，测量值处理单元19可以对两中不同类型的补偿使用不同的查找表来代替存储相关的修正系数(K0、K1等)。

像在实施例一一样，代替假设目标5有一个固定的速率，测量值处理单元19也可以考虑目标5的加速度。在这种情况下，对于不同检测间隔内瞬时速度和加速度的值可以由下列式子确定：

对于i＝1的检测间隔

对于i＝3的检测间隔

对于i＝4的检测间隔

对于i＝5的检测间隔

对于i＝6的检测间隔

对于i＝8的检测间隔

对于i＝9的检测间隔

对于i＝10的检测间隔

(如前，的值可以被使用以代替的在上述用于速度和加速度的计算式中值。)

正如从上述等式和图15中可以看到的一样，速度和加速度的值是使用连续的值来确定，其中连续的值来自更早的检测间隔，在此更早的检测间隔中正弦信号和余弦信号是以相同的命令被处理。这样，例如，在i＝3的检测间隔，测量值处理单元19计算目标位置当正弦测量值是先于余弦测量值获取，因此使用来自更早的正弦测量值是先于余弦测量值获取的检测间隔的位置测量值来计算瞬时速度。从图15中可以看到，正弦测量值先于余弦测量值获取的最近的检测间隔，是i＝1的检测间隔。因此，瞬时速度是由在这两个检测间隔的测量值的差值来决定。加速度测量也使用当正弦测量值先于余弦测量值测量时的信号来确定。

由于在i＝1和i＝6的检测间隔有一个测量电路的切换(从测量电路M切换到测量电路N，或者相反)，这是为了在i＝2和i＝7的检测间隔期间不过分复杂化速度和加速度测量的计算，在i＝1的检测间隔确定的加速度测量值也被用在i＝2的检测间隔；在i＝6的检测间隔确定的速度测量值和加速度测量值也被用于在i＝7的检测间隔。

像实施例一一样，各速度值接着根据相对应的加速度值而被校正：

$s_{adj}=s-\frac{2}{3}Acc---\left(87\right)$

被校正的速度值接着也可以被用于取代速度s(在上述对于动态补偿的计算中)。如此被补偿过的相位值接着也可以通过一合适的查找表修正来被映射到目标5的位置，与精细位置测量值相关的周期性模糊也可以使用最新的粗略位置测量值来修正。最终的位置是被发送到主机接口单元21，用于报告给主机。如图15所示，在本实施例中，最终的位置信息是每极性控制信号的周期更新一次，即每个检测间隔更新一次。

实施例四

在实施例三中，一个最终的位置测量值是在每个检测间隔中都被获取。来自精细检测线圈的信号是在两个测量电路M和N中以一种时间重叠的方式被处理。时间重叠的结果是，使用来自两个测量电路获取的数据来计算两个位置测量值是可能的。例如，在i＝10的检测间隔，实施例三使用来自测量电路M在i＝8的检测间隔获取的精细正弦数据和测量电路M在i＝9的检测间隔获取的精细余弦数据来计算一位置测量值。然而，在i＝10的检测间隔，另一个位置测量值也可以使用来自测量电路N在i＝8的检测间隔获取的精细余弦数据和测量电路N在i＝9的检测间隔获取的精细正弦数据来被计算。

这两个位置测量值可以由下列式子计算：

$V_{Ncorr}^{FS}=V_N^{FS}-O_N^{FS}\&times;V_N^{EX}---\left(88\right)$

$V_{Ncorr}^{FC}=V_N^{FC}-O_N^{FC}\&times;V_N^{EX}---\left(89\right)$

和

$V_{Mcorr}^{FS}=V_M^{FS}-O_M^{FS}\&times;V_M^{EX}---\left(92\right)$

$V_{Mcorr}^{FC}=V_M^{FC}-O_M^{FC}\&times;V_M^{EX}---\left(93\right)$

作为结果的位置测量值和会由于如上讨论的与目标运动相关的动态误差而不同。然而，这两个位置测量值的平均值

将有相当小的动态误差，任何残余的动态误差也将非常小，假如有的话，其取决于被确定的位置测量值。这样，通过在i＝10的检测间隔计算以下参数的瞬时值：

我们可以在i＝1、3和5的检测间隔(精细正弦测量早于精细余弦测量)执行测量时使用以下公式消除由目标运动导致的大部分动态误差：

在i＝2和4的检测间隔(精细正弦测量晚于精细余弦测量)使用以下公式：

在i＝5的检测间隔，参数的瞬时值可以使用在测量电路N和M中同时测量得到的数据来获取的两个位置测量值来更新。即，在i＝3的检测间隔使用来自测量电路N的精细正弦数据和在i＝4的检测间隔使用来自测量电路N的精细余弦数据来获取的位置测量值；以及在i＝3的检测间隔使用来自测量电路M的精细余弦数据和在i＝4的检测间隔使用来自测量电路M的精细正弦数据来获取的位置测量值。此被更新的的值接着可以使用下式在i＝6、8和10的检测间隔(精细正弦测量早于精细余弦测量)在执行位置计算时用于对目标的运动作补偿：

以及在在i＝7和9的检测间隔(精细正弦测量晚于精细余弦测量)使用下式：

被应用于位置测量值变化的速度补偿因子的符号取决于精细正弦信号和精细余弦信号这两个信号哪一个是被先测量。此补偿技术将使位置测量值在相邻的测量值之间变化得非常平滑。如上所述，此速度补偿消除了对位置测量值本身的依赖，因此任何残留的动态误差将使用一如下的简式来被补偿：

实施例五

在以上实施例中，测量电路51是被配置来对从被选取的检测线圈4、6获取的信号解调。测量电路51也使用一个极性控制信号来与进入的信号相乘，其中极性控制信号允许来自各检测线圈的被解调过的信号的幅度变为正或负。在实施例一中，可以通过增加所述极性控制信号的频率来提高更新率。然而，假如这里存在一个对激励频率的限制(例如因为激励线圈具有一个高的电感)，那么这将限制可得到的更新率。并且，甚至如果激励频率也被极大地增加，那么这里也存在一个对于极性控制信号频率的实际的上限——信号必须被滤波以消除额外的噪声，并且在ADC13转换电压到一个相应的数字值之前被测量的信号必须允许被降到基准直流电平。这意味着，在实际中极性控制信号频率的上限大约为150kHz。

在下面要描述的实施例五中，测量架构是基于在相同的极性调制周期内多次通过相同的测量电路51对来自两检测线圈的电压进行的快速多路复用，以使得来自两个检测线圈的信号的比率测量在实现时具有最小的延迟。具体地，在本实施例中，测量电路51使用一极性调制信号解调以及合并来自精细正弦和精细余弦检测线圈6的信号，以产生一个信号，其相位随着被测量的目标位置而变化。所述测量电路51也对来自粗略正弦和粗略余弦检测线圈4的信号执行类似的处理。目标5的位置接着由来自测量电路51输出的过滤后的信号的过零位置来确定。

本实施例理想情况下是适用于这样的传感器，其激励频率可以比期望的传感器更新率高很多——这可以被应用于具有低阻抗传感器线圈的传感器中。正如下面证明的一样，实施例五的更新率是等于极性调制信号周期的一半。进一步地，对带通滤波器87具有一个更高的拐角频率的要求，可以被降低到极性调制信号周期的四倍。这是因为在实施例五中，放大过滤电路83的输出不再需要因为ADC13的转换而降低到一基准直流电压。这有助于极大地减少了在测量结果中内部和外部的噪声水平。另外，实施例五的延迟由微控制器9的滤波时间和计算时间决定，其是比极性调制信号曲的一半还少。因此这代表了一个在延迟方面一个四倍的改善。

图16是在实施例五中主要部件的方框图。如图所示，本实施例的实施是与之前讨论的实施例类似——使用一个通用的微控制器和测量电路系统25。相同的数字标号也被用于对类似的部分进行标记。本实施例的主要不同在于，它要深圳市一个更加复杂的测量值处理以及产生更复杂的控制信号来控制所述测量值处理。新的部件包括数字切换电路101，其在图中被展示于微控制器9之外，虽然它也可以构成激励控制信号逻辑器11的一部分。另外对于数字切换电路101，本实施例也具有相位检测器103和计时器105——这两者都被包含在微控制器9之内。相位检测器103检测来自测量电路51的信号的过零点，计时器105提供用于触发ADC13的控制信号以及向微控制器19提供一中断，使其开始处理由测量值处理单元19转换的数据。计时器105的相位是由测量值处理单元19控制。

用于本实施例的测量电路系统25具有两个相同的在实施例1和图5中被用的测量电路51。然而，用于通过解调切换器56选取来自不同的检测线圈4、6中的信号的控制信号in1和in2的时间轴，和所述极性调制信号的时间轴是不同的。图17展示了可以被用于本实施例的控制信号的例子，以及展示了两个控制信号in1和极性信号对于从输入端1+/1-(对应着精细正弦检测线圈6-1)选取信号和对于从输入端2+/2-(对应着精细余弦检测线圈6-1)选取信号的影响。如图所示，当极性调制信号是低和in1是低时，来自输入端1+/1-的信号是被传输通过放大过滤电路83。当极性调制信号是低和in1是高时，来自输入端2+/2-的信号是被传输通过放大过滤电路83。当极性调制信号是高和in1是低时，来自输入端1+/1-的信号是被转换和被传输通过放大过滤电路83。最后，当极性调制信号是高和in1是高时，来自输入端2+/2-的信号是被转换和被传输通过放大过滤电路83。信号in1和极性调制信号都是周期的，具有一个重复的周期T_mod。如图17所示，使用信号in1和极性调制信号的效果是使用接下来的32个数字的周期序列(但是其他的数字也可以被使用)与来自输入端1+/1-的信号相乘：

1101010000-10-10-1-1-1-10-10-10000101011

以及使用接下来的32个数字的周期序列与来自输入端2+/2-的信号相乘：

001010111101010000-10-10-1-1-1-10-10-100

这些32个数字组成的周期序列是与一个是另一个的相移的情况相关。具体地，一个被相移了四分之一的周期T_mod。因此，来自解调切换器56的输出当来自输入端1+/1-的信号(对应着来自精细正弦检测线圈6-1的信号)是被选取时可以被表示如下：

来自解调切换器56的输出当来自输入端2+/2-的信号(对应着来自精细余弦检测线圈6-2的信号)是被选取时可以被表示如下:

两个32个数字的序列也可以以一种时分复用的方式来被组织，以便不论何时其中一个对应着0，加一个对应着要么1要么-1。使用这种方法实现的这两个输入的时分复用，使得对来自两个检测线圈的信号进行的插值，其在传输通过用于过滤谐波的放大过滤电路83后，可以被表示为一个复合的信号形式：

其中G代表了放大过滤电路83的增益，是由对应着期望目标位置信息的相位确定的相位，是一个由处理电路(主要是在放大过滤电路83中的带通滤波器87)引入的未知的相位移动。表示式可以被写成如下形式：

这样信号AF_out的相位随着目标位置信息而变化。当信号AF_out过零点的时间点或相位可以通过在一比较器中将信号AF_out与一零值相比较而确定。这样，信号AF_out将当从调制周期T_mod的开始测量时的下述时间时在上升沿过零点：

因此，

类似地，信号AF_out将当从调制周期T_mod的开始测量时的下述时间时在下降沿过零点：

因此，

具体地，由测量电路引入的相位移动在上升沿和下降沿因为不同的理由，其是不同的，例如由于在用于检测过零点的比较器中的滞后作用。上述等式使用和代表了不同的测量电路相位移动。这些测量电路相位移动是相对稳定的参数，虽然它们会例如随着温度而缓慢地漂移。通过使用一个新的极性调制信号来获取一个新的测量值，从而测量和消除这些不期望的相位移动是可能的，所述新的极性调制信号当使用in1控制信号来合并时会导致所述32个数字的序列中的一个序列极性反转，同时使另一个32数字序列不变。例如，来自输入端1+/1-的信号可以使用下述32个数字的周期序列来相乘：

-1-10-10-100001010111101010000-10-10-1-1

以及，来自输入端2+/2-的信号可以使用如以前一样的32个数字的周期序列来相乘：

001010111101010000-10-10-1-1-1-10-10-100

图18展示了新的极性调制信号的例子，当使用in1控制信号与之结合时可以实现这个结果。图18也展示了使用所述新的极性调制信号后得到的AF_out信号。图18也展示了(用虚线)在图17的极性调制信号来获取的AF_out信号。为了区分这两个极性调制信号，在图17中使用的极性调制信号被称为polarity+，在图18中被使用的极性调制信号被称为polarity-。其他的控制信号也是一样的。在这种情况下，AF_out信号可以被表示为：

新的信号AF_out将当从调制周期T_mod的开始测量时的下述时间时在上升沿过零点：

因此，

类似地，信号AF_out将当从调制周期T_mod的开始测量时的下述时间时在下降沿过零点：

因此，

因此，如果被测相位和是被相加，那我们可以通过如下获取的测量值：

类似地，通过将被测相位和加在一起，我们可以通过如下获取的测量值：

然而，相位和是仅被定义于0到2π之间，因此(如从图19a看到的)，也等于：

类似地(如从图19c看到的)，也等于：

具体地，图19a为一相位曲线，展示了相位和随着目标位置相位而变化，也展示了(使用水平线)可以取的值。图19c展示了相位和相应的相位曲线，也展示了(使用水平线)可以取的值。

处理两个可能的值是容易的——具体地，微控制器9可以确定：

以及判断答案是负时，微控制器9可以将答案加上π。一个类似的计算也可以在这方面被执行。

既然已经被计算了，那么微控制器9可以将其与相加以确定图19b为一曲线图，展示了随着目标位置相位线性变化。类似地，既然已经被计算了，那么微控制器9可以将其与相加以确定图19d为一曲线图，展示了随着目标位置相位线性变化。使用这种方式，微控制器9可以决定所述目标位置相位的两个测量值。

上述描述的是处理单个测量电路51中的测量值。然而，如上所述，测量电路系统25包括两个并联的测量电路51-1和51-2(M和N)。为了避免相同的测量值输入(检测线圈)是在测量电路M和N中被同时选择，被发送到测量电路N中的多路复用器55-1和55-2的控制信号in1_N是被转换以及被用作被发送到测量电路M中的多路复用器55-1和55-2的控制信号in1_M。在接下来的描述中，后缀“_N”或“_M”将被添加到上相关部分的数字标号中以表示是属于测量电路M或N的部件。图20展示了精细正弦检测线圈(被连接于输入端1+/1-)和精细余弦检测线圈(被连接于输入端2+/2-)可以通过测量电路N和M以上述方式切换。如图所示，在精细正弦检测线圈6-1被测量电路N中的多路复用器55_N选中时，精细余弦检测线圈6-2被测量电路M中的多路复用器55_M选中。类似地，在精细余弦检测线圈6-2被测量电路N中的多路复用器55_N选中时，精细正弦检测线圈6-1被测量电路M中的多路复用器55_M选中。

在测量电路M中被测目标位置相位的值与测量电路N中被测目标位置相位的值，相差π/2，因为被选择的测量输入端的顺序是互相轮流的。相位的变化可以从由下式给出的AF^M _out信号和AF^N _out信号中看出：

这些等式也展示了来自两个测量电路的AF_out信号的相位对于目标5的位置变化以不同的方向移动。因而，微控制器9可以从测量电路N和M决定目标位置相位的值，以及通过测量上沿过零点和下降过零点，微控制器9可以获取对于相同的测量值的4个独立的结果。当然微控制器9在任何给定的时间内仅仅需要使用这些测量值中的其中一个。

相位检测和时序控制

图21为一方框示意图，说明被用于处理来自测量电路N的AF^N _out信号的相位检测器103_N以及计时器105_1N和105_2N的运行。部件被标了下标_N，说明此电路部件是属于测量电路N，一个相应的电路部件(未画出)被单独提供于测量电路M。应当明白，在接下来对图21的描述集中于对信号AF^N _out的处理同时，一个相似的处理也被执行于来自测量电路M的输出信号AF^M _out。如图所示，来自测量电路N的信号AF^N _out是被输入到一比较器113_N，在此比较器中信号AF^N _out是被与中间轨电压(0电平)比较。来自比较器113的数字信号输出是被用于触发捕获/比较计时器115_1N和115_2N。这两个捕获/比较计时器115_N在一由激励控制信号逻辑器11产生的period_ref控制信号的上升沿被重置(例如设置为0)。所述period_ref控制信号是周期性的，其具有一周期T_mod，它的上升沿是和周期T_mod的开始点对齐。这样在各周期T_mod开始时，捕获/比较计时器115_N是被重置，接着它们开始计数叠加或倒数递减直接它们被来自比较器113_N的合适的触发输出而中止。来自比较器113的数字信号输出的上升沿使捕获/比较计时器115_1N停止，来自比较器113的数字信号输出的下降沿使捕获/比较计时器115_2N停止。由捕获/比较计时器115_N获取的数字值是被存储于存储器17_1N(以作为上述的和的值如果polarity+调制信号是被用于当前的调制周期或作为上述的和的值如果polarity-调制信号是被用于当前的调制周期)以及被使用到由测量值处理单元19以以上述方式确定期望目标位置信息在捕获/比较计时器115_N被比较器113_N的输出停止不久，由捕获/比较计时器115_N获取的数字值是被存储于存储器17_1N。这样的相位检测测量值的分辨率是由模拟噪声和与调制周期T_mod对应的在捕获/比较计时器115_N中的计数决定。典型地，捕获/比较计时器115_N将使用大约11比特空间，但是在一些实施例中可以使用超过15比特空间。

当使用被存储于存储器17_1N中的计数来计算目标位置信息时这些计算必须首先被转化为相位。这可以通过用与调制周期T_mod对应的计数的数量对这些存储的计数值进行分类以及将其乘以2π得到结果来实现。

测量值处理单元19使用来自计时器115_N的存储于存储器17_1N的最新两个确定的计数来更新控制信号ADC_triggerN的相位，所述控制信号ADC_trigger用于触发ADC13使其对信号AF^N _out的振幅进地转换。具体地，存储于存储器17_1N的最新两个确定的计数将对应着一上升沿过零点和一下降沿过零点。因此，在这些相位之间的相位的一半将对应着信号AF^N _out的最大值或最小值。这被展示在图22中，其展示了由计时器115_N测量的信号AF^N _out和被测相位和在和之间的一半对应着信号AF^N _out最小峰值，这是转换信号AF^N _out的最佳时间。如所看到的，控制信号ADC_triggerN具有与信号AF^N _out的峰值对齐的上升沿。这可以通过测量值处理单元19来实现，其确定被用于移动计时器105_1N的相位的shift_ADCN的值以产生ADC_triggerN控制信号。最新两个相位测量值和的一半对应着触发ADC113N的最佳时间，测量值处理单元19可以从以下式来确定所述最佳时间：

如果那么

由于ADC13是被配置用于对AF^N _out的负峰值和正峰值采样，因此ADC_triggerN控制信号的频率是period_ref控制信号的两倍。这样，的值是被翻倍在写入计时器105_1N之前，以反应这样一个事实，ADC_triggerN控制信号的周期是比周期T_mod的两倍小：

被采样和被模数转换的振幅值是被存储于存储器17_2N。一个在调制周期T_mod的末端的中断是被用于从存储器17_2N将可获取的数据移动到测量值处理单元19。然而，一个预警是被采取以避免出现ADC13_N是在调制周期T_mod的末端之前被触发，而这样转换结果还没有在调制周期T_mod的末端准备好。类似地，一个预警是被采取以确保当在调制周期T_mod的末端的中断驱动测量值处理单元19从存储器17-2N读取最新的数据时，ADC13_N还没在在下一个调制周期T_mod的开端被触发。为了实现这一点，一禁止带是被引入在调制周期T_mod的开端和末端，以使得ADC13_N在调制周期的末端之前的期间没有被触发，在下一个调制周期T_mod的开端后的一个更短的期间没有被触发。这个死亡地带具有一个以下的带宽：

应该与π相比是足够小，以避免在由ADC13_N执行的峰峰值的测量值中引入一显著误差。例如，应该小于π的6％，以提供一个误差在1％之下的峰峰值振幅测量值。所述禁止地带121是在图22中被画出来了，其可以通过测量值处理单元19的运行来定义，当使用如下来确定shift_ADCN时：

如果则

如果则

如果则

ADC转换总是每调制周期T_mod被触发两次，通过为ADC_triggerN控制信号引入所述死亡地带可以保证由ADC13_N转换的AF^N _out的最小值和最大值的数据在调制周期T_mod的末端在存储器17_2N中处于可获取状态。由ADC13_N转换的信号振幅可以被用于在被存储于存储器17-1N中的相位序列中识别与上升过零点值对应的相位或识别与下降过零点值对应的相位或具体地，当测量值处理单元19在与调制周期T_mod的末端对齐的中断时间点读取存储器17_1N和17_2N，由测量值处理单元19从存储器17_1N读取的两个最新的相位中的其中一个，其接近于：

测量值(例如，在图22为标记为的测量值)对应着过零点，这发生于在上次调制周期T_mod期间由ADC13_N转换的两个连续振幅测量值之间。假如从ADC13_N的最新读数ADC_last是比再上一次的读数ADC_last-1大，那么信号AF^N _out是在上升期，这样具有接近的测量值点对应着的或测量值。然而，假如从ADC13_N的最新读数ADC_last是比再上一次的读数ADC_last-1小(如图22所示)，那么信号AF^N _out是在下降期，这样具有接近的测量值点对应着的或测量值。

信号AF^N _out的峰峰值振幅被通过如下计算：

$A_F^N=\left|{\mathrm{ADC}}_{last}-{\mathrm{ADC}}_{last-1}\right|---\left(132\right)$

CALC_trigger控制信号中断测量值处理单元19，以及使其处理被写入存储器17_1N中的最后一个相位测量值和被写入存储器17_2N中的最后两个幅度测量值。最后两个幅度测量值是普查处理以更新A_F ^N的值，相位测量值是被处理在各过零之后(即在CALC_trigger控制信号的下降沿和上升沿)以更新的值。如图21和图22所示，CALC_trigger控制信号是由计时器105_2产生，它具有与period_ref控制信号相同的频率，但是是被相对于period_ref相移了一个相位移量shift_CALC。所述相位移动是由测量值处理单元19决定，以确保CALC_trigger的上升沿和下降沿发生在被测量的过零点之后的一个短时间内。这个短时间的时期是被选择以确保测量值有足够的时间被写入到存储器17_N。如上所述，在图21中的下标_N代表了与测量电路N相关的电路部件，以及代表了一个对应电路部分被单独提供于测量电路M。可以看到，计时器105_2没有这个下标，因此这里仅仅只有一个CALC_trigger控制信号。

在CALC_trigger控制信号的各上升沿和下降沿的中断是被测量值处理单元19用于重载相位移动值到计时器105(shift_CALC到计时器105_2以及shift_ADCN到计时器105_1N(以及相应的shift_ADCM值到用于测量电路M的计时器105_1M))，接着用于运行要求的计算以更新目标位置信息到主机接口单元21。当微控制器9从CALC_trigger控制信号的上升沿接收到一个中断，它重载了它的配置以便得下一个中断将由CALC_trigger控制信号的下降沿触发。类似地，当微控制器9接收到一个来自CALC_trigger控制信号的下降沿的中断时，它重载了它的配置以使得下一个中断将由CALC_trigger控制信号的上升沿触发。在CALC_trigger控制信号的上升沿和下降沿的这样一个交换的角色，用于在微控制器9中产生一个中断，是重要的，因为它允许连续地调谐CALC_trigger控制信号的相位而不会引入额外的错误触发。

CALC_trigger校正算法使用了一个额外的参数——一个小的相位移动量(等于上述的短时间)，其提供了一个安全地带以确保与过零点的位置相关的数据在存储器17-1N是可获取的在由CALC_trigger控制信号相应的边沿产生的中断时刻。shift_CALC的值可以通过以下计算：

如果(或者)

那么

如果(或者)

那么

整个检测周期

图23是本实施的一时序图，用于说明测量电路系统25选择不同检测线圈和参数信号通过两个测量电路在一个检测周期内T_dc。图23也展示了本实施例中用于传感器运行的许多不同的控制信号。如在图23的底部所展示的，检测周期是被分成两部分——第一部分具有3个检测间隔Δtk(k＝1到3)，第二部分具有3个检测间隔Δtk(k＝4到6)。在本实施例中，各检测间隔Δtk是由四个调制周期T_mod构成，极性调制信号至少在第一个两个调制周期期间和在第二个两个调制期间是相同的。(如果可以，各检测间隔可以有超过四个调制周期。)在检测周期的第一部分，n2_M和in3_M控制信号确保来自精细检测线圈6的信号(对应于输入端1+/1-&2+/2-)是被传输通过测量电路M以及用于更新精细位置测量值。(由于图像时间尺寸的原因为了简洁，控制信号in1_M和in1_N没有被展示图23)图23也展示了本实施例中用于切换在测量电路M使用的极性调制信号的pol_swM信号。如图所示，在检测周期的第一部分，pol_swM信号一直都为一个低电平——因此polarity-调制信号(如图18中所示)是被连接地应用于被选择的通过测量电路M的信号。这对应着在检测周期中第一部分测量电路M中各标有“-”的方框。这样在检测周期的第一部分，测量电路M是仅仅由被确定的相位移动量和来计算精细位置测量值。

在检测周期有第一部分，测量电路N是被配置于：i)在检测间隔Δt1获取参数信号的测量值——使用polarity+调制信号(图17中)，接着使用polarity-调制信号(图18)；ii)在检测间隔Δt2从粗略检测线圈4获取测量值——使用polarity+调制信号(图17中)，接着使用polarity-调制信号(图18)；以及iii)在检测间隔Δt3从精细检测线圈6获取测量值——使用polarity+调制信号(图17中)，接着使用polarity-调制信号(图18)。pol_swN控制信号控制哪个极性调制信号是被用于测量电路N在各检测间隔的各半区间内。在检测周期的第一部分内在测量电路N中测量的信号是被用于更新突破参数、粗略位置信息和更新相位偏差和

在检测周期的第二部分，两个测量电路N和M的作用是调换了，以便在第二部分期间，in2_N和in3_N选择信号信号确保来自精细检测线圈6(对应着输入端1+/1-&2+/2-)的信号是被传输通过测量电路N和用于题名新精细位置测量值；以及以便测量电路M是被配置为：i)在检测间隔Δt4获取参数信号的测量值——使用polarity+调制信号(图17中)，接着使用polarity-调制信号(图18)；ii)在检测间隔Δt5从粗略检测线圈4获取测量值——使用polarity+调制信号(图17中)，接着使用polarity-调制信号(图18)；以及iii)在检测间隔Δt6从精细检测线圈6获取测量值——使用polarity+调制信号(图17中)，接着使用polarity-调制信号(图18)。在检测周期的第二部分内在测量电路M中测量的信号是被用于更新突破参数、粗略位置信息和更新相位偏差和

这样正如从图23中的影阴框“主数据”看到的，测量值处理单元19在检测周期的第一部分使用来自测量电路M的测量值来更新精位置信息以及在检测周期的第二部分使用来自测量电路N的测量值来更新精位置信息。以这种方式配置这两个测量电路M和N，向主机接口单元21提供了最快可能性的精细位置信息更新率——同时允许各测量电路M和N获取来自副通道的测量值(像参考信号和粗略检测线圈)。

这个的理由是被展示在图24中，其展示了更详细的关于在检测间隔Δt3的末端以及在检测间隔Δt4的开端获以的信号的例子。如图23所示，在i＝5的时间间隔，测量电路N是被配置使用polarity+调制信号从精细检测线圈6中获取测量值和接着在i＝6的时间间隔，测量电路N是被配置使用polarity-调制信号从精细检测线圈6中获取测量值和然而，因为被使用的极性调制信号的变化，信号AF^N _out是在从i＝5到i＝6的时间间隔传输时受到扰动(如图24所示)；花费了一个短时间设定到了它新的循环方式。如图24所示，在从i＝5到i＝6的时间间隔传输后，信号AF^N _out仅仅穿过零点一次在新的极性调制信号的第一调制周期。因而，本实施例中，测量值处理单元19仅仅考虑了AF^N _out在i＝6的时间间隔传输时受到扰动(如图24所示)；花费了一个短时间设定到了它新的循环方式。如图24所的最近的两个过零点和相反，由于被用于在测量电路M的极性调制信号在检测间隔Δt3期间没有发生变化，因此信号AF^N _out是稳定的，测量值处理单元19可以使用所有被检测的过零点来更新目标5在对应着检测间隔Δt3的各个四调制周期T_mod期间的精细位置信息。测量值处理单元19是被触发使用与过零点事件和对齐的CALC_trigger控制信号来做上述的事，以允许中断具有相对于在相位检测器103_M检测到的实际过零点较低的延迟的测量值处理单元19。

在下一个检测间隔Δt4的开端，测量电路M是被配置用于首先使用polarity+调制信号(i＝7期间)和polarity-调制信号(i＝8期间)来获取激励参考信号的测量值。这样在i＝7的时间间隔的末端，测量值处理单元19获取AF^M _out的最新的两个过零点以获取激励参考信号和的相位测量值。在i＝8的时间间隔的末端(也对应着检测间隔Δt4的末端)，测量值处理单元19获取AF^M _out的最新的两个过零点以获取激励参考信号和的相位测量值。在检测间隔Δt4期间，精细位置测量值是使用测量电路N来获取——因此CALC_trigger控制信号是被重新与AF^N _out的过零点对齐。这个重对齐是使用在检测间隔Δt3的末端由测量电路N获取的相位测量值和来实现的。

中断

由于测量值处理单元19从所述两个测量电路以不同速率获取测量值，在本实施例中，两个中断信号是被用于中断测量值处理单元19的执行读取操作——CALC_trigger控制信号和极性切换控制信号pol_sw。

pol_sw信号的边沿是与连接的调制周期T_mod对的边沿对齐。要么由pol_sw控制信号的上升沿要么下降沿开始的中断，是被用于将最后的两个相位测量值从存储器17-1和17-2(对应于测量电路N或M中副测量值当前是被测量)移动到测量值处理单元19。由pol_sw控制信号产生的中断具有所有其他中断的最高优先权，因此可以主动中断在测量值处理单元19的计算，或者甚至中断将数据从一个测量电路移动(由CALC_trigger中断信号开始)。测量值处理单元使用了最后的两个相位测量值来更新最佳的对于接收到的信号在那个时间间隔进行采样的时机——在其中它存储了用于下一个检测周期使用的信号；接着载入了一个新的值到在控制中使用的shift_ADCN当ADC13_N将在下一个时间间隔做出幅度测量值。当然，被使用在当前时间间隔的shift_ADCN相同的值不能被再用于下一个时间间隔，因为到来的信号的相位将是不同的(因类使用了一个不同的极性调制信号和在一些情况下因为被测量信号是不同的)。

例如，在图24中，在间隔i＝5和i＝6的之间的边界，测量值处理单元19将读取存储于存储器17-1N中最新的两个相位测量值，以及存储于存储器17-2N中最新的两个幅度测量值。测量值处理单元19使用最新的两个相位测量值来决定在i＝5的时间间隔内ADC转换信号的最佳时机——在i＝5的时间间隔内存储了作为下一个检测周期使用的shift_ADC5。测量值处理单元19接着取回在先前的检测周期T_dc内的i＝6的时间间隔的末端计算的shift_ADC6的值。然而，由测量电路N在i＝6的时间间隔处理的的信号，是来自于精细检测线圈(见图23)的信号，因此它的相位自从最上次检测周期后可能会有改变。因此，测量值处理单元19决定被用于当前检测周期的i＝6的时间间隔的shift_ADCN的值，考虑到在i＝6的时间间隔的末端使用来自其他测量电路的数据(例如来自测量电路M)被记录的精细相位测量值和使用来自测量电路M当前检测周期在i＝5的时间间隔获取的数据来决定的最新的相位测量值的差值。具体地，移动值是通过下列式子计算：

更一般地，我们可以写成：

当shift_ADCN的值是通道N利用polarity+调制信号更新时。以及：

当shift_ADCN的值是通道N利用polarity-调制信号更新时。更普通的形式考虑到了下列因素：相位和与(见图19a和图19c)相比较是以相反的方向移动——这导致在计算时具有相反的符号。

类似地，当测量电路M是正在处理副数据(在检测间隔Δt4、Δt5和Δt6期间)，测量值处理单元19确定了被写入到计时器105_1M中的shift_ADCM的值：

当shift_ADCN的值是通道N利用polarity+调制信号更新时；以及：

当shift_ADCN的值是通道N利用polarity-调制信号更新时。在这种情况下，是在之前的时间间隔i-1期间使用来自测量电路N的数据获取的精细相位测量值；是在时间间隔i期间使用来自测量电路N的数据获取的精细相位测量值。被应用到shift_ADCM的与shift_ADCN比较的修正值的符号的变化，是与在测量电路N中的和不同运动方向相比较的与在测量电路M中和的不同运动方向相关。

这样的shift_ADC的新的值也被修正以保持用于ADC触发的禁止地带与上述的相邻近的调制周期的T_mod边界相当近。

在存储了值以及在计时器105_1N写入shift_ADCN值或在计时器105_1M写入shift_ADCM值后(取决于哪个测量电路是涉及到副测量值)，所述测量值处理单元19设定了一个标志，其用于识别执行新的副数据的处理的需求。这样的计算具有最低的优先权，是在计算(其被执行以响应由CALC_trigger控制信号导致的中断)后被执行，释放微控制器9要求的资源。

一个更详细的对由测量值处理单元19执行的处理的描述将在图23中被给出。如上所述，在检测间隔Δt1,Δt2和Δt3期间，测量电路N是被用于副测量值模式。

在i＝12和i＝1之间的pol_sw的中断

在这个中断点，测量电路N选取被测量的参数信号以及polarity+调制信号是被选择。在这个中断点，shift_ADC12的值是被更新和存储于存储器17中，为下一个检测周期而使用(以上面描述过的方式)。在这个中断点，使用在测量电路N中测得的数据计算的的相位值在i＝12的时间间隔内被存储如下：

接着shift_ADCN通过使用参数shift_ADCN1(在先前的检测周期的检测间隔Δt1内获取的数据处理末端计算的shift_ADCN的值)在计时器105_1N中被更新，其被存于存储器17：

shift_ADCN＝shift_ADC1(141)

注意到在这种情况下，在i＝1的时间间隔内被测量的信号是激励参考信号，它的值不会随着目标的位置而变化，因此这里也不需要考虑从一个检测周期到下一个周期被测量信号相位的变化。

在i＝1和i＝2之间的pol_sw的中断：

在这个中断点，测量电路N选取参考信号(在输入端5+/5-)以及使用polarity-调制信号。在这个中断点，在i＝1的时间间隔期间获取的数据是从存储器17_1N和17_2N之中移入到测量值处理单元19中，接着shift_ADCN的值是使用参数shift_ADC2(这是在之前的检测周期i＝2的时间间隔内获取的数据在处理结果计算得到的shift_ADCN值)在计时器105_1N中被更新：

shift_ADCN＝shift_ADC2(142)

在i＝2和i＝3之间的pol_sw的中断：

在这个中断点，测量电路N选取粗略检测线圈4(输入端3+/3-和4+/4-)和使用polarity+调制信号。在这个中断点在i＝2的时间间隔测量的数据是被从存储器17_1N和17_2N移出，以及由测量电路M在i＝2的时间间隔测量的数据或的值计算的值是被存储如下：

接着shift_ADCN的值是使用在先前检测周期存储于存储器17中的参数shift_ADC3在计时器105_1N中被更新：

从计算式可以看到，测量值处理单元19校正了使用由测量电路M在先前检测周期相应时间点获取的被测量精细相位与最新获取的精细相位测量值之间的变化使用在先前检测周期测量的数据计算得到的shift_ADCN的值。由于测量电路N将测量粗略相位在i＝3的时间间隔，在精细相位的变化是被值NP按比例缩小，值NP等于在粗略检测线圈4的一个周期内粗细检测线圈6的周期的数量。

在更新了在i＝2和i＝3边界之间的shift_ADCN值后，测量值处理单元19设置了一个标志，用于识别在Δt1检测间隔期间对于激励参考信号测量的数据已经准备好了进一步的处理。测量值处理单元19，然后返回从pol_sw回中断继续与其他相关服务中断低优先级任务的calc_trigger控制信号的介绍，这是用来处理φ3M或φ4M数据测量由测量电路M检测周期的第一部分在中断的calc_trigger控制信号的边缘引起的，测量值处理单元19检查是否为副测量数据的进一步处理的标志设置。如果设置了标志，测量值处理单元19开始对存储的副数据进行进一步处理，并在进一步处理完成后，将清除标记的值。

在检测间隔Δt1内副数据的进一步处理

检测间隔ΔT1期间获得的副数据的进一步处理中，新的最佳值为shift_ADCN使用φ1N和φ值指数＝1个参数shift_ADC1更新保存到内存17_n操作时间间隔检测计算。然后新的最佳值为shift_ADCN利用φ3N和4Nφ值指数＝2和参数shift_ADC2更新保存到内存17_n操作时间间隔计算出，和数据更新，如果需要平均一起检测间隔ΔT1从以前的检测周期t_dc以前的数据。然后计算与π/4的值相比，φnref值。的确，当参考信号转换时，通过测量电路的N或M，它只是被通过解调开关56切换的参考信号并因此的值由下式给出:

如果从π/4值的大幅偏差，测量值处理单元19输出一个错误信息到主机接口21和停止更新好的相位测量主机接口21直到下一个检测周期，当这个错误被清除如果测量返回到接近π/4。在数据处理结束，从ADC13_n获得的最后两个振幅值(ADClast和ADClast-1)在每个时间间隔i＝1和I＝2是用来计算峰值平均值峰值参考振幅(V^EX)。

在i＝3andi＝4的pol_sw中断:

在这个中断，测量电路的开始混合的信号从粗检测线圈(输入3+/3-和4+/4-)使用的polarity--调制信号。在这个中断指数I＝3的时间间隔期间测量的数据从内存17_1n和17_2n和φ值FM与数据φ3M或φ4mi＝3的时间间隔期间测量电路M计算存储为：

然后shift_ADCN值更新计时器105_1n用参数shift_ADC4存储在存储器中：

在i＝4和i＝5的pol_sw中断:

在这个中断，测量电路的开始混合的精细检测线圈的信号(输入1+/1-和2+/2-)使用的极性+调制信号。在这个中断的时间间隔测量的指数为4的数据是从内存17_1n和17_2n和φ值FM与数据φ3M或φ4mi＝4的时间间隔期间测量电路M计算存储为:

那么值shift_ADCN更新计时器105_1n用参数shift_ADC5存储在存储器中:

更新shift_ADCN值后，测量处理装置19套标志测量粗尺度通道中检测间隔ΔT2数据准备作进一步处理。测量值处理单元19，然后返回从pol_sw回中断继续与其他相关服务中断低优先级任务的calc_trigger控制信号的介绍，这是用来处理φ3M或φ4M数据测量在测量电路M检测周期的第一部分在中断的calc_trigger控制信号的边缘引起的，测量值处理单元19检查是否为副测量数据的进一步处理的标志设置。如果设置了标志，测量值处理单元19开始对副数据的进一步处理，并且在处理完毕后，它会清除该标志的值.

检测间隔ΔT2期间获得的副数据的进一步处理

检测间隔Δ期间获得的副数据的进一步处理，在T2的shift_ADCN新最佳值的计算采用φ1N和φ值指数＝3个参数shift_ADC3更新保存到工作记忆的时间间隔期间检测17。那么新的最佳值为shift_ADCN计算φ3N和4Nφ值指数＝4和参数shift_ADC4更新保存到工作记忆的时间间隔期间检测17。对于φnrising和φnfalling数据更新，如果有必要一起平均为时间间隔ΔT2从以前的检测周期t_dc以前的数据。那么粗的目标位置信息(φC)是在时间区间I＝4使用φ3N和φ4N相位测量得到的计算。最后两幅测量ADC13_n(ADCNlast和ADCNlast-1)获得的每个时间间隔i＝3和I＝4是用来计算平均值的峰峰值afnout当粗检测线圈的选择(ACN)。得到的值然后用正确的突破偏粗相位测量和更新5的目标相对于粗检测线圈4粗定位测量，结合最新的精确位置测量(φFM)，确定目标5当前的绝对位置.

在i＝5和i＝6之间的pol_sw中断

在这个中断，测量电路的开始混合的精细检测线圈的信号(输入1+/1-和2+/2-)使用的极性-调制信号。在这个中断指数I＝5的时间间隔期间测量的数据从内存17-1n和17_2n和φ值FM与数据φ3M或φ4mi＝5的时间间隔期间测量电路M计算存储为:

那么值shift_ADCN更新计时器105_1n用参数shift_ADC6存储在存储器中:

在i＝6或7之间的pol_sw中断

在这个中断，测量电路继续混合的信号从精细检测线圈(输入1+/1-和2+/2-)再次使用的极性-调制信号。在这个中断的时间间隔测量的指数为6的数据是从内存17-1n和17_2n和φ值FM与数据φ3M或φ4mi＝6的时间间隔期间测量电路M计算存储为:

如上所述，在检测间隔ΔT4，测量电路M开始得到副测量和测量电路开始得到好位置的测量。因此，在这个时间点，测量值处理单元19更新使用参数应用于计时器105_1mshift_ADCm值存储在内存shift_ADC7.

shift_ADCM＝shift_ADC7(153)

再次测量电路将测量时间间隔对应i＝7励磁时的参考信号，输入信号的相位不会改变与5的目标和位置，在这一点上，没有必要修改shift_ADCm考虑目标的运动。更新shift_ADCm值后，测量处理装置19套标志识别，测量从精细检测线圈的测量电路在检测间隔ΔT3准备进一步处理数据.

在这个中断，由于开关在两测量电路的作用，shift_calc额外的参数进行调整与控制信号的cal_trigger边缘附近(刚刚)过零事件从测量电路确实得到了afnout信号，为了锁定calc_trigger控制信号在测量电路的N零事件、计时器105_2必须重新加载一个新的值shift_calc计算从相位数据φ3N和4Nφ测量在时间的指数为6，刚刚从存储器中读取17-1n进入测量值处理单元19在pol_sw信号中断事件。由于这种改变的calc_trigger控制信号，它会跳，因此更多的优势，可以在calc_trigger控制信号在这个特别的时刻。为了忽略任何额外边缘的calc_trigger控制信号，中断事件的calc_trigger控制信号的边缘相关的计时器的105_2重装时禁用，然后再次启用时间一105_2已经重载.

测量值处理单元19，然后返回从pol_sw回中断继续与其他相关服务中断低优先级任务的calc_trigger控制信号引入，从这个时间间隔(直到检测周期结束)将会用以处理φ3N或φ4N数据从测量电路N的检测周期t_dc第二部分中得到的。如上所述，每个结束后中断的calc_trigger控制信号引起的，测量值处理单元19检查是否为副测量数据的进一步处理的标志设置。如果设置了标志，测量值处理单元19开始对副数据的进一步处理，并且在处理完毕后，它会清除该标志的值.

检测间隔ΔT3中得到副数据的进一步处理

检测间隔ΔT3中获得的副数据的进一步处理中，新的最佳值为shift_ADCN计算φ1N和φ值指数＝5个参数shift_ADC5时间间隔期间检测到更新保存到运行内存17。那么新的最佳值为shift_ADCN计算φ3N和4Nφ值指数I＝6和参数shift_ADC6更新保存到工作记忆的时间间隔期间检测17。对于φnrising和φnfalling数据更新，如果有必要一起平均获得的时间间隔ΔT3从以前的检测周期t_dc以前的数据。最后两幅测量ADC13_n(ADCNlast和ADCNlast-1)在每个时间间隔的i＝5和I＝6是用来计算平均值的峰峰值AF^N _ou当细检测线圈的选择(A_F ^N).

随后pol_sw中断

在测量电路之间切换和M的精细位置测量，上面讨论的过程中获得和处理的副数据被重复测量电路M与一个移位的指数，i由6个位置(指数＝1，i＝7，指数＝2，i＝8，等)。所有的动态修正上述的shift_ADCN值应用到shift_ADCm符号相反，反映了一个事实，零值φ1N，2N个φ相反的方向移动的φ1m、2mφ值与目标位置的变化，和零值φ3N，φ4N是在相反的方向移动的φ3M，φ4m与目标位置.

在CALC_trigger中断处执行的处理

如上所述，该calc_trigger控制信号中断测量值处理单元19，使测量过程的最后阶段，写进记忆的17_1和最后的两个写进记忆的17_2振幅测量。最后两幅测量处理更新高峰的afout信号峰值测量(AFN或AFM)和相位测量是在每个零处理的事件(即在下跌的calc_trigger控制信号的上升沿)以更新φF值。的检测周期的第一部分期间，测量值处理单元19使用的测量电路的信号的相位和幅度的更新措施(φFM和AFM)；在检测周期的第二部分，测量值处理单元19使用信号测量电路N更新的相位和幅度的措施(φFN和AFN)。在检测周期的calc_trigger控制信号的相位和ADC_triggerm信号相位的第一部分是不断微调每个中断的calc_trigger控制信号产生后。优良的位置信息φFM然后重新计算5的目标使用不同的调整包括应用查表修正的绝对位置，并通过移动好位置测量按照最粗的位置测量。在检测周期的calc_trigger控制信号的相位和ADC_triggern信号相位的第二部分不断微调每个中断的calc_trigger控制信号产生后。优良的位置信息φFN然后重新计算5的目标绝对位.

从φ3M和4M的测量电路φM对φ3N和4Nφ测量电路的连续测量同一类型的连续测量的过渡期间，更新事件的主机接口，这是典型的大约一半的调制周期T_MOD分开，可能通过对调制周期T_MOD±半经验的一跳。因此，虽然系统的平均水平将提供一个小的延迟，这是不会受到影响的测量电路和M之间的切换，实际的更新事件被影响，可能会显示一个突然滑在更新时间之间的相邻测量。对于一些切换事件，它们之间的分离变得接近于零，而不是(T_MOD)/2，和其他相邻开关事件更新事件之间的分离可以成为T_MOD代替大(T_MOD)/2。所有其他更新事件将间隔等距约(T_MOD)/2.

突破校准数据

大多数比率传感器工作在假设检测线圈平衡相对于励磁线圈–使他们之间没有耦合。在这样的比率传感器在检测线圈产生的信号主要是由运动目标的5，因此5的目标的准确位置，可从两比率渠道如果他们表现出不同的依赖性的诱导信号对目标的实际位置引起的。然而，在实际系统中，诱导目标5在检测线圈的信号强度可以比较小，因此，即使是少量的直接突破从励磁线圈的影响成比例的输出精度。最好是提供一个传感器，有能力正确，软件，传感器输出的比例占激励线圈和检测线圈以提高传感器的精度之间实现突破。这种突破性的校正是在第一实施例中描述的，在这个实施例中进行了类似的突破。

测量的数据的传感器的校正，可以实现如果在一个单独的校准步骤，并存储在微控制器29的存储器中的9个校准步骤的突破性偏移系数。下面我们展示所需的计算可用于正确的原始测量数据为突破抵消使用校准系数OFS和OFC描述突破信号偏置在细正弦检测线圈6-1和细余弦6-2分别检测线圈的励磁线圈。从方程(3)，(4)和(6)，在每一个精细的检测线圈引起的信号的幅度的目标6是理想的给出：

然而，实际的电压被测量包含两个所需的信号，由于目标5的位置接近的精细检测线圈6以及直接从激励线圈的偏移信号2；因此，可以通过使用校正：

V^EX-是峰峰值得到了AF_out信号时，参考信号的测量电路中的多路复用器57选51(检测时间间隔ΔT1测量电路和检测间隔ΔT4测量电路M)。因此，突破性校正的目标5的罚款位置可以确定:

在φf是原始的精确位置测量得到的加工阶段确定计时器115(如图21所示)，O^FS和O^FC是存储校准偏移系数突破29，烦恼是峰峰的参考信号幅值的电流值，和A_F的峰值使用确定φ^F信号振幅。类似的突破的修正可以使用粗突破偏移O^CS和O^CC的粗略位置进行测量。

上面的公式(公式158)为φfcorr修正值有两个修正条款是成正比的比率之间的烦恼和AF，从而突破偏移校正是独立的测量电路的N或M以及准确的相位解调的解调开关56进行调整的实际增益。重要的是，两峰值振幅VEX和AF已通过相同的模拟测量电路25测量和已转换使用相同的ADC13。在这第五个实施例中，这是通过测量基准信号，这是激励电压的一小部分，通过每一个测量电路和M，这也被用来测量信号从精细的正弦和精细的余弦检测线圈6和信号从粗正弦和粗余弦检测线圈4。

为了加快计算在微控制器9的目的是计算的正弦，余弦，和圆弧切函数，一组查找表可以使用。所需的内存29的大小，这样的查找表是不过分的，因为只有一个45度的查找表部分所需的圆弧切的计算，只有一个90度的查找表节所需的两个正弦和余弦函数的计算。

还值得注意的是被测幅度V^EX等于：

$V^{EX}=\sqrt{2}\&times;{V_0}^{\mathrm{Re}f}---\left(159\right)$

系数是相关的事实，当参考信号通过多路复用器57选择激励的参考信号进行解调开关56输入，因此参考信道测量中得到的复合信号可以表示为：

$V=V^{\mathrm{Re}f}sin\&lsqb;\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T_{\mathrm{mod}}}\&rsqb;t+V^{\mathrm{Re}f}cos\&lsqb;\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T_{\mathrm{mod}}}\&rsqb;t=\sqrt{2}{V}^{\mathrm{Re}f}sin(\&lsqb;\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T_{\mathrm{mod}}}\&rsqb;t+\frac{\mathrm{\&pi;}}{4})---\left(160\right)$

在放大电路和滤波电路83之后在测量电路中的信号等于：

因此，O^FS和O^FC的系数可以写成励磁线圈及对应的正弦和余弦的检测线圈之间的突破性项目如下：

$O^{FS}=\frac{B^{FS}}{\sqrt{2}{V}_0^{\mathrm{Re}f}}---\left(162\right)$

$O^{FC}=\frac{B^{FC}}{\sqrt{2}{V}_0^{\mathrm{Re}f}}---\left(163\right)$

类似地对于粗略突破偏差因数：

$O^{CS}=\frac{B^{CS}}{\sqrt{2}{V}_0^{\mathrm{Re}f}}---\left(164\right)$

$O^{CC}=\frac{B^{CC}}{\sqrt{2}{V}_0^{\mathrm{Re}f}}---\left(165\right)$

突破校准

在突破之前可以更正，校准模式必须进行确定的系数的值O^FS,O^FC,O^CS和O^CC。这可以通过物理除去目标5从附近的检测线圈6，然后测量的信号引起的精细的正弦和余弦线圈6时，激励信号被施加到激励线圈2(和类似地通过测量信号引起的粗正弦和粗余弦检测线圈4时，激励信号被施加到激励线圈2)。这样的测量可以在生产过程中进行的传感器或传感器已被安装在最后的应用程序。

不幸的是，它将BFS和BFC是不现实的(或BCS和BCC)信号一起通过测量电路的N或M等信号通常比较小，将这些信号通过测量电路51创建的复合信号会产生一个交流afout幅度太小根据相位检测器103检测比较器113(如图21所示)。本实施例中，该比率电子然而，如果每个突破信号是混合的一个比较大的信号–如参考信号的工作。因此，混合每突破信号(输入1±1或2±2)与参考信号(输入5+/-5)，它可以测量BFS/vref0和BFC/vref0良好的分辨率和精度的比例值。

图25是一个时序图说明控制信号用于选择来混合的解调开关56这一突破性的校准模式在不同的输入。如图所示，第一检测间隔ΔT1从纯正弦检测线圈和参考信号(输入信号在1+/1和5/5)同时选择测量电路的前一半检测间隔ΔT1混杂在n和m是利用测量电路的极性+调制信号测量电路N和M.。图26显示了在一个调制周期的检测间隔期间，这2个信号在测量电路中的时间分复用的时间线。可以看出，当输入信号混合测量电路的N和M，有没有冲突时，测量电路的n和m选择相同的输入信号在同一时刻。这是用极性相反的in3_n和in3_m控制信号实现。通过比较图26和图20，可以看出，用于控制信号in1_n和in1_m在图20中给出的主要计量模式相同的波形是现在使用的控制信号in3_n和in3_m本校准模式。由于这个时分多路复用，当信号从精细的正弦检测线圈被选中的测量电路，参考信号是在同一时刻选择在同一时刻测量电路M，反之亦然。

由于混杂的突破信号和在特殊的参考信号，利用测量电路可以将相关的所需比例的突破信号，参考信号为测量数据的φn值:

和φm值测量从测量电路的数据可能与预期比突破信号与参考信号如下:

然而，如上所述，由计时器115得到的相位测量包括相移的测量电路25介绍了等相位测量时获得的极性调制信号的应用也必须获得并结合时所获得的极性+调制信号的使用，以确定φN和φM.如图25所示，在检测间隔ΔT1混杂在测量电路的n和m是采用极性调制信号进行下半。因此，相位测量获得的检测间隔ΔT1中可用于确定φN和φm，从上述比例计.

在接下来的检测间隔ΔT2在信号方面从细余弦检测线圈和参考信号可以获得相同的测量(输入2+/2和5/5)允许计算:

在接下来的检测间隔ΔT3在信号方面的检测线圈和粗正弦参考信号可以获得相同的测量(输入3+/3和5/5)允许计算:

在最后的检测间隔ΔT4在信号方面的检测线圈和粗正弦参考信号可以获得相同的测量(输入4+/4和5/5)允许计算:

这样的测量是连续地获得，而传感器是在突破性的偏移量测量模式和一个以上的比率的每一个运行的平均值被确定，以减少在实际测量中的噪声。一旦突破偏移量测量模式被停止，该组的校准系数：

$\begin{array}{cc}{O}_N^{FS}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_N^{FS}}{V_{0N}^{\mathrm{Re}f}}& O_M^{FS}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_M^{FS}}{V_{0M}^{\mathrm{Re}f}}\end{array}$

$\begin{array}{cc}{O}_N^{FC}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_N^{FC}}{V_{0N}^{\mathrm{Re}f}}& O_M^{FC}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_M^{FC}}{V_{0M}^{\mathrm{Re}f}}\end{array}$

$\begin{array}{cc}{O}_N^{CS}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_N^{CS}}{V_{0N}^{\mathrm{Re}f}}& O_M^{CS}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_M^{CS}}{V_{0M}^{\mathrm{Re}f}}\end{array}$

$\begin{array}{cc}{O}_N^{CC}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_N^{CC}}{V_{0N}^{\mathrm{Re}f}}& O_M^{CC}=\frac{1}{\sqrt{2}}\frac{B_M^{CC}}{V_{0M}^{\mathrm{Re}f}}\end{array}---\left(174\right)$

计算并存储在非易失性存储器中的微控制器9作为突破校准数据29。

这种标定数据29然后用于计量的主要模式说明在图23校正测量为5的目标的存在降低贯通误差的原始数据，因此提高比率传感器输出的准确性。

动态修正——速度补偿

在第一个实施例中，在该实施例中所获得的一些测量在不同时间间隔中测量的相位-例如，当使用极性+调制信号时所获得的相位测量时，所获得的极性调制信号时所获得的相位测量。其结果是，如果目标5是移动，那么这将引入错误的测量，得到的测量。从图23可以看出，对于正在使用的测量电路检测间隔ΔT1在数据计算的副测量，这只是一个问题，ΔT2和T3Δ和正在使用的数据来自测量电路M检测间隔ΔT4在计算副测量，ΔΔT5和T6。其他测量(好位置测量)使用瞬时数据为3或4φφ–所以他们不受这一运动误差的计算。错误答案φF的决定主要是由动态误差值在上升和下降φφ从副测量数据计算。要计算一个目标5的速度的测量，我们可以看看在一个时间间隔的测量(生)阶段变化多少。例如，参照图24，时间间隔对应i＝6时，计时器115_m将测量四个阶段–φ3M和4Mφ在一个调制周期对应的时间间隔。如果我们把这些测量：和那么我们可以计算在测量and和测量和如下之间的相位变化:

两者的相位差是5的目标位置的变化在一个调制周期(TMOD)。在大多数情况下φ和应该比较接近，因此这一变化阶段相对应的小。然而，它是可能的，φ3mprevious决定将接近于零，φ3mnew接近2π反之亦然。这φ4mprevious和φ4mnew同样是真实的。这不是因为目标5被整段的精细探测线圈移动(如果在图2中)，但由于测量相结合的零和2之间，所以当π相接近的值2π测量，下一阶段的测试结果很可能在一个跳回到相接近零。这可以补偿通过如下：

对于类似地：

然后，我们可以在一个调制周期为制定出在测量阶段的平均变化:

因此，测得的相位(它是目标5的速度的度量)的变化率可被计算为:

这个速度参数可以被更新每个时间过零测量。作为好的位置已经被更新，大约每两调制周期，5的目标位置将由π之间变化的测量。

我们还可以得到一个目标5的加速度的测量，通过考虑相邻的更新之间的速度变化如下：

$Acc=\frac{(s_{new}-s_{previous})}{\mathrm{\&pi;}}---\left(181\right)$

加速度(ACC)也可以平均速度之间的几次更新来降低噪声。在这个实施例中，测量和连续地使用测量的测量电路的测量电路的速度和加速度参数测量，目前正在用于精细位置测量。这些值，然后用来补偿由测量电路的M或氮的测量，即补偿测量电路，目前在“副”模式的测量。例如，检测间隔ΔT3时，测量电路是在副模式，从精细检测线圈6信号通过测量电路和极性调制信号的极性和极性切换+之间，相位偏移φ下降和上升的φ可更新利用测量电路检测间隔ΔT4、ΔT5和Δt6在测量计算好位置信息的后续使用的选择。

如图24所示，在本实施例中，极性+调制信号首先在对应于i＝5时的时间间隔中应用，然后在时间间隔中应用极性调制信号，i＝6。在这个实施例中，每个时间间隔对应于2个调制周期，但是在一般情况下，每个时间间隔可以对应于1+升调制期间(在这里i是一个非零的整数)。正如上面所讨论的，当处理的数据从测量电路，目前在“副”的运作模式，测量值处理单元19只处理在每个时间间隔结束时获得的最后二零个交叉事件。因此，测量电路将在与i＝5对应的时间间隔的末尾获得的相位值φ1N、2Nφ；并在与i＝6对应的时间间隔的末尾获得的相位值φ3N和φ4N。过零φ3N和4Nφ测量得到一段调制不相邻的周期调制的相位测量φ1N、已获得。在一般情况下，当有1+L调制周期在每个时间间隔(i)过零测量φ1N和φ3：

或者，写成如下形式：

然而，测量值处理单元19还应考虑到零对应φ1N不在时间间隔对应i＝5和/或可能的零对应φ3N不在时间间隔对应i＝6的最后阶段发生的最后阶段发生的可能性。如果发生这种情况，然后对φ1N和φ3N相位测量之间的分离上述公式变得不正确。这可能是因为当目标5是快速移动的信号AF^N _outt周期将偏离调制周期(Tmod)。记得，时间间隔期间，当极性+调制信号进行解调开关56，AF^N _outt被给如下：

和时间间隔期间，当极性调制信号施加到解调开关56，AF^N _out被给如下：

因此，如果φF随时间的变化规律，然后根据目标运动的方向，对afnout实际周期会稍短于或稍长于工作方式寄存器TMOD。例如，当afnout期稍短于TMOD当极性+调制信号，然后afnout时期变得比TMOD稍长当极性调制信号的应用。同样，当afnout周期比TMOD稍长当极性+调制信号，然后afnout期间变得稍短于TMOD当极性调制信号的应用。当afnout周期比TMOD稍长，只有一零个可能的交叉间隔的最后期间检测(i)如果afnout阶段和调制周期成为近对齐。

测量值处理单元19可以检测到何时发生并进行适当的修正。特别是，如上所述，由计时器115_n得到的相位测量17_1n写入内存中的顺序进行–加工测量时，测量值处理单元19检索最后两相位测量从记忆17_1n。正常情况下，第一阶段测试将小于第二相位测量(都是从调制周期开始计算)。然而，如果第二相测量小于第一相位测量，那么这意味着，第一个(较大)相位测量记录在最后但一个调制周期。比如如果本次发生的(大)的相位测量是非常接近最后一个调制周期等2π未检测到如下一个调制周期为零的一个小值接近。类似的分析是对φ3N和4N测量φ写在记忆17_1n确定过零点对应φ3N测量不在时间间隔对应i＝6的最后一段时间发生的顺序进。

如果测量值处理单元19确定最后的值φ1N是最后一个调制周期检测，然后确定零测量φ1N和φ3N分离公式，应该修改为：

同样，如果测量值处理单元19确定最后的值φ3N是最后一个调制周期检测，然后确定零测量φ1N和φ3N分离公式，应该修改为:

如果测量值处理单元19确定的最后的值φ1N和φ3N是最后一个调制周期检测，然后确定零测量φ1N和φ3N分离公式，应该保持最初的定义：

无论值是确定的，它可以被用来确定的零点对应于φ1N和零对应最后的值φ3N从最后的值之间的目标位置的实际变量值:

其中S和ACC的速度和加速度值确定使用从其他测量电路的数据(在这种情况下，测量电路M)。那么这个值可以用来正确的φFN，用于确定φnrising变化值。回想以下:

和

因此，考虑到在φ3N测量的延迟相对于φ1N的测量，这成为:

和

然而，有一个更复杂的–发明人发现值φ上涨时极性+调制信号使用的是不一样的φ上涨时极性调制信号用。这是因为，如上所述，在这两种情况下的afnout信号频率明显会略有不同；而引入的相移的放大和滤波电路83将取决于频率。更具体地说，作为afnout频率的增加相移减小，作为afnout频率降低了相移增加。因此，这种依赖性在工作频率附近ω0对应于调制TMOD的时期可以用无方向参数表达：

在典型的电子电路中，这个参数值将接近一个值，并且与放大和滤波电路设计的滤波器的有效质量因子83有关。此参数可精确计算出一个给定的放大和滤波电路的设计，83或测量实验。

因此，假设目标5是以恒定速度移动，我们可以定义相应的目标相移(φF(t))为:

因此，输出从测量电路的极性+调制信号时，适用于解调开关56，给出:

因此，该信号AF^N _out的频率已经从0增加到ω₀to(1+s)ω₀。这使我们能够计算出一个值φ上涨时polarity+调制信号作:

类似的，当polarity-调制信号施加到解调开关56输出测量电路是由:

因此，该信号afnout频率已经下降ω₀to(1-s)ω₀的s*ω₀。这使我们能够计算出一个值φnrising当极性调制信号如下：

因此，通过增加φ1N和φ3N的值(在确定φnrising)，我们得到:

如果目标5是以恒定速度移动，然后π×q的值是φnrising+部分将取消与π×q的值是φnrising部分—。然而，如果速度有φ1N和φ3N测量之间的改变，那么这些条款将不会取消。因此，如果我们定义测量φ1N和测量φ3N之间Δ速度的变化，这得到:

或使用标准的运动方程，这可以写成:

因此，总结补偿，测量值处理单元19计算φ1n+φ3N。如果φ1n+φ3N>2π，然后2π从φ1n+φ3N计算值减去。测量值处理单元19，然后计算下式计算

测量值处理单元19然后使用的这个值来按照下式确定的值:

对的值检测间隔ΔT4在更新每个检测周期，使用，检测间隔ΔT3中获得的φ1N和φ3N值。当测量值处理单元19采用上升过零事件检测间隔ΔT4在确定好位置的测量，ΔT5和T6Δ，确定目标的位置使用瞬时值:

对的值的修正(以及因此对的值)取决于放大和滤波电路的实际性能参数Q83的描述在实际的实施可能有利于第一平均速度的独立值φnrising为了降低噪音。对φnrising的瞬时值然后使用作为一个校正的目标速度的瞬时值计算，如上所示.

类似的动态补偿的下降过零事件执行。特别是，测量处理单元19计算φ2n+φ4N检测间隔ΔT3期间获得的测量。如果φ2n+φ4N>2π，然后2π从φ2n+φ4N计算值减去。测量处理单元19，然后计算从:

在Δφtfalling代表之间的下降过零和测量从测量电路检测间隔ΔT3中获得的相位.

测量处理单元19，然后使用这个确定值如下:

φNfalling的值检测间隔Δt4中时更新一次检测周期，使用检测间隔期间ΔT3获得的φ2N和φ4N值。然后，当测量值处理单元19时的检测时间间隔Δt4中，Δt5和Δt6使用落下零事件确定精细位置测量，它决定使用的瞬时值的目标位置(φF):

因此，校正施加到用于下降和上升零交叉事件的数据是非常相似的对方。在两种情况下，最终精目标位置信息φFN可以进一步用于在测量值处理单元19，在特定的更新之间所执行的计算的剩余延迟进行校正，有一个与它需要测量值处理单元19的时间相关联的延迟加工精细位置信息。它是从图24清楚的是，测量值处理单元19必须计算精细位置测量在更短的时间比半个调制周期(Tmod)。无论如何，处理时间是必需的，它是已知的测量值处理单元16和可以被定义为k*Tmod/4，其中k是预先确定的常数。因此，为了调整精细位置测量所确定的值，在处理时间考虑到目标5的移动，测量值处理单元计算:

这种精细的目标位置信息，将有最低的动态误差。

迄今以上有关应用到从测量电路N.类似动态校正而获得的数据，计算用于补偿从测量电路中号获得的测量动态校正的讨论-除了使用从测量从测量电路确定的速度和加速度的措施正如以上已经说明的，所述目标的运动5个结果中的在两个测量电路N和M的输出之间不同的方向相变这意味着，略微不同的补偿将被应用到从测量电路获得的测量M.特别是，检测间隔Δt1中期间，测量值处理单元19将计算补偿值：

从检测的时间间隔Δt6在从测量电路中号获得，将是修正适用于从上升零事件期间的检测时间间隔Δt1中，ΔT2和ΔT3如下的测量电路中号获得的精确位置测量和测量：

同样，检测间隔Δt1中期间，测量值处理单元19将计算补偿值：

从检测间隔Δt6期间从测量电路中号获得，并将该修正适用于从上升零交叉事件期间检测间隔Δt1中，ΔT2和ΔT3如下通过测量电路中号得到的精细位置测量和测量：

然后，可以执行用于测量值处理单元19的计算时间相同的校正：

他上述过程允许测量值处理单元19来从修正四个单独测量(和)，该测量电路的N和M的措施时，他们没有在副测量模式中操作。相关的目标5的加速度校正可能不需要某些感测应用(其中目标的大的加速度是不太可能发生)，但所描述的校正处理恒速目标5是为了降低动态误差重要测量系统的。

如所属领域的技术人员将理解的，而不是使用上述的分析导出的校正，如下一个简单的近似校正可确定：

其中，系数A是通过实验，通过收集用所述测量值处理单元19的两者的输出和一个非常快的，准确的传感器的输出的目标5的不同的速度大量的测量，如增量光学编码器来确定。例如，系数A可以从实验数据中找到作为最佳线性拟合的校正，可以以被用来减少在目标5这种方法的速度的不同值两个传感器的输出之间的差还允许我们引入额外的系数，如：

其中值和从基于所确定的目标位置的查找表来确定与将被从所收集的目标5的不同位置上大量的实验数据，为的不同速度来确定目标和目标的不同的加速度。相关索引到这样的查找表可以用i索引的实现：

这样的查找表基于修正可以考虑未在上面描述的分析模型中所考虑的任何剩余的问题。然而，相移和有可能在电子器件的寿命时间改变，并且两个进一步取决于目标的速度。其结果是，在简单的查找表修正不会降低系统的动态误差。如果需要的话，类似的动态校正可以应用于使用来自粗略检测导体4在这种情况下应该由NP倍减少目标和目标的加速度的速度的信号中的目标5的位置的计算，其中，NP-是在粗检测线圈的一个周期细周期数。对于图2中所示的检测线圈，NP等于4。

触发信号的动态补偿

有关的快速变化的动态校正，也可用于其中使用shift_CALC触发信号的边缘的位置shift_CALC的值(上述的参考图22)实现。对于上述讨论的shift_CALC的值的计算公式可以校正为：

锁定CALC_tirgger的测量电路N过零点时；或者

在测量电路M中CALC_tirgger信号锁定到过零点时，

在测量电路N中CALC_tirgger信号锁定到过零点时；或者

CALC_tirgger信号锁定到过零点在测量电路N和M的动态校正的符号的变化时是相关的事实，即测量和在相反的方向上的测量变化和

同样地，它也可以进行更为精确的调整时使用的过程中的时间周期触发在测量电路n中的ADC转换，当它是在副测量模式的ADC触发信号的相位。例如，测量值处理单元19可以如下补偿移位AD：

当shift_ADC被更新为测量电路N当使用polarity+调制信号(在对应于我的时间间隔＝图23所示5)；并且可以如下补偿shift_ADCN使用如下公式：

当shift_ADC(对应于i＝图23所示的时间间隔6中)被更新为测量电路N将使用polarity-调制信号。同样地，如下所述测量值处理单元19能够补偿移位AD：

当shift_ADC为测量电路中号更新当极性+调制信号用于(对应于i＝图23所示的时间间隔11期间)；并且可以如下补偿shift_ADCM：

当shift_ADC当使用polarity-调制信号(对应于i＝图23所示的时间间隔12期间)被更新为测量电路微米。校正的符号的变化是相关的相比和为shift_ADC的信道N.这种新值是移动的方向和的信道M的运动为一个移动目标5的不同方向然后进一步校正以保持在其中的ADC13未调制周期Tmod的边缘附近引发上述禁区。

相邻测量之间的距离稳定

如上所讨论的，当一个测量电路被计算精细位置测量，而另一个是在计算副测量，细目标位置信息是定期输出-每半个调制周期(TMOD)。然而，当测量电路N和M中的角色被切换，精细位置测量之间的间隔可以显著变化。在精细位置测量之间的间隔变等分离可能会导致主机的问题。例如，如果位置传感器构成控制回路的一部分，那么在测量之间的时间这样的变化可能会破坏该控制回路。一个相对简单的方法来在现在将在图23中所示的测量电路交换事件描述测量电路N和M之间进行切换的点稳定相邻更新事件之间的间隔。

首先，测量值处理单元19确定的最后CALC触发事件的测量电路之间的切换发生之前的位置。在在边界时间间隔之间所引起的pol_sw控制信号中断I＝6且i＝7计算参数移CALC的一个新的值之前，所述测量值处理单元19判定：

$\begin{array}{c}Ifshift\_CALC<\mathrm{\&pi;},thenshift\_CALC=shift\_CALC+\mathrm{\&pi;}\\ \mathrm{\&Delta;}trigger1=2\mathrm{\&pi;}-shift\_CALC\end{array}---\left(226\right)$

测量值处理单元19随后确定使用具有索引的时间间隔期间测量的数据φ3N和φ4N移位CALC的一个新的值i＝6是刚刚从存储器17-1N在pol_sw信号读入测量值处理单元19边缘中断事件。随着转变CALC的新值，测量值处理单元19确定：

其中，Δφ是为了避免的情况下，问题在软件引入一个参数时将引入太靠近重装定时器105_2的时刻为任一刷新CALC触发控制信号的正或负边沿的可用触发事件和因此可能这一刻的时间与CALC_trigger控制信号的边缘相关联的中断被禁止期间完全错过因为。然后测量值处理单元19计算：

Δtrigger＝Δtrigger1+Δtrigger2(228)

如果Δtrigger>π/4，则测量值处理单元19可以重新装载定时器105_2和中断重新安装在如果情况下的CALC_trigger控制信号的上升沿：

或以其他方式可中断事件重新安装到CALC_trigger控制信号的下降沿。

在Δtrigger>π+π/4时，计测处理单元19引入的零交叉在测量电路中的N前述检测间隔测量的附加数据点φN的情况。这可以通过引入一个较低优先级的中断来启动的最后一个数据值的处理与索引的时间间隔期间测量的数据φ3N和φ4N完成I＝6，只是从存储器17-1N下载到测量值处理单元19在pol_sw信号边沿中断事件。此数据点的处理将有关最后CALC触发事件已完成(其中i＝6的时间间隔期间发生的)中的数据的处理之后立即开始。

为了考虑到这数据点已经测量提前太多，有可能引入一个校正：

可以引入另外的校正为相同的值，考虑到所需要的时间该中断将需要等待，直到在微控制器9的资源被从处理相关的最后CALC触发事件(与时间间隔期间发生的数据发布I＝6)：

其中kπ/2指的是由测量值处理单元19，以在CALC触发事件执行计算所需的时间(参考TMOD的期间)。以这种方式，测量值处理单元19可以引入具有测定和异步处理的CALC触发信号的边缘的原始数据的附加计算点。

在的情况下Δtrigger≤π/4，而不是添加从以前的时间间隔的测量数据点其中i＝6，计测处理单元19跳过对应于i＝7中的下一个时间间隔中的第一触发事件。这是通过反转的CALC触发信号的第一个中断事件的极性来实现的。因此，当重新安装中断，测量值处理单元19锁定到CALC触发信号的下降沿：

shift_CALC<π

或以其他方式测量值处理单元19将重新安装中断事件到CALC_trigger控制信号的上升沿。

在所有情况下，计测处理单元19还设置标志，以确定如上所述的检测周期ΔT3中的精细检测线圈测量的数据已准备好用于进一步处理。当微控制器9的资源服务于其他的中断请求释放此数据的处理才会发生。

通过去除在切换事件或通过添加在前面的检测间隔测量的数据点的一个数据点，所述测量值处理单元19保持相邻更新之间的切换点到π/4的值的最小距离(模/8)，并在5/4π(5模/8在切换点相邻的更新之间的最大距离)。相邻的更新之间的通常的分离是非常接近π(即TMOD/2作为相位被引用到调制TMOD的期间)。当位置传感器用作一个控制回路的一部分，例如反馈的位置信息，使得控制器可以采取必要的控制动作中测量系统相邻更新之间的更稳定的最大间隔是重要的。

动态校正-消除振荡

像第一实施例中，测量电路N和M之间变化时，跳跃在所测量的精确位置可以导致报告给主机的输出微振荡。在本实施例中，但是，也有个从相位测量φ3N，φ4N，φ3M和φ4M确定四个不同的精细的位置。微振荡在从不同测量获得的结果之间切换的点典型地通过在每个尚未通过上述进行的修正取出的四个测量值的不同的系统误差造成的。为了减少这些微振荡应该执行进一步的校准过程来确定剩余的系统误差的基线为四个不同的精细位置测量。

测定处理部19判定当polarity-调制信号被施加到每个测量电路N和M与适当的修正，以适用于使用所获得的精确位置测量每次测量时都测量电路被从细检测线圈测量的信号6.图23所示的切换，这意味着在期间时间间隔I＝6，以19处理从测量电路N和M两者获得的测量结果(φ3N，φ4N，φ3M和φ4M)Δt4中的计测处理单元的检测周期确定每个测量的校正。同样地，在时间间隔从两个测量电路的N和M得到19过程测量(φ3N，φ4N，φ3M和φ4M)Δt1的测量值处理单元的检测间隔期间I＝12，以确定用于每个测量的校正。测量值处理单元19被布置在检测间隔Δt1中和Δt4中维持每个这些校正，该被更新的运行平均值。

例如，检测间隔Δt4中期间，测量值处理单元19可以测量以下四个细位置测量(在前面部分以上述方式校正的)：

如上所讨论的，这些细位置测量值的所有四个将是因为在每个测量和还因为由于随时间的目标5的运动的动态变化的不同的系统误差的不同。为了除去的动态变化，所述测量值处理单元19同步φF的调制周期TMOD开头这些计算值的所有四个：

如果在序列φ3，φ4较大相位值后跟较小相位值，和较小的相位值是最后一个在当前调制周期TMOD的端记录在存储器17-1，则它意味着该更大的相位值记录在前面的调制周期TMOD并为此相位值没有更新当前调制周期被抓获。例如，这可以发生，如果这一较大的值非常接近在前面的调制周期到2π，并会在下一调制周期接近零的小值来检测。因此，没有过零点为这个特定的相位值将在当前调制周期被检测到。从同步与φF的其他测量值这个较大的相位值的点，测量值处理单元19增加了2π*s至上述计算出的结果的值。

例如，如果在序列φ3N，φ4N值φ3N大于φ4N较大，但φ4N是在当前周期结束记录在存储器17-1N的最后一个数据，然后φ3N被记录在前面的调制周期并因此代替公式上述φF3N，所述测量值处理单元19使用：

以类似的方式，如果序列φ3M中，φ4M值φ4M大于φ3M较大，但φ3M是在当前周期TMOD的端记录在存储器17-1M的最后一个数据，当φ4M是记录在先前调制期，从而代替上述φF4M，所述测量值处理单元19使用下式：

以这种方式，每个细位置测量已经计算出在时间对应于当前调制周期的开始相同的时刻，因此它们之间的所有差异是由不同的系统误差造成的。

在每个信道的一个系统误差有关，突破从激励线圈2偏移到各检测线圈6和略有差异该错误可能会导致在每个单独的测量电路N和M的测量如上所述，这一突破的偏移可以使用测量电路N使用所获得的测量来校正：

其中，AF是从在测量电路中的精细检测线圈测量的信号时所获得的四个信号的峰-峰幅度；和VEX是当激发基准信号在同一测量电路被测量的量的信号的峰-峰幅度。因此所有四个精位置测量以这种方式去除直接突破从激发通道偏移校正：

之前进一步处理这些值，计测处理单元19检查在2π跳越到某些测量被引入的情况下，每个值。例如，上面所计算的一些测量可以是积极的，但接近零，有的可略低于2π。为了校正此2π跳，计测处理部19认定最小四种答案φFmin并检查每个校正精细位置测量φFcorr(J)对于j＝3N，4N，3M和4M：

测量值处理单元19随后确定最大这些四个答案φFmax和φFmin的新值的，然后确定这四个测量值的总差值：

如果最大值大于阈值，那么这表明不存在有在测量是一个错误，因此测量值处理单元19生成并输出一个错误标志到主机接口21和停止输出测量直到Δmax低于另一阈值(其可以是与第一阈值)。测量值处理单元19然后确定四个测量值的平均值和每个测量的从该平均值的偏差：

一旦计算出这些偏差被存储作为随后被应用到不同的调制周期获得后续对应的测量校正值。如上所述，测量值处理单元19的每个检测间隔Δt1中和Δt4中(例如，通过维持这些偏差的运行平均(ΔφFCorr(j)条)滤掉可能噪声)期间更新这些偏差(校正)的值。对于四个可能的测量值的最终校正列于下面：

和/或

和/或

和/或

激励信号的相位调整

如上面参照说明图13，对于许多类型的比例传感器从目标测量的信号，并在从励磁线圈直接检测线圈感应的突破偏移电压的相位的相位是彼此相等的(或有通过π弧度隔开)。会发生这种情况，例如，当目标是一个金属片或者一个短路线圈或类似物。其他类型的传感器可能旨在介绍由目标5在检测线圈感应的信号，并通过直接激励线圈在检测线圈感应的突破的信号之间的90度相移。这种传感器的一个例子是一个谐振目标感应传感器，其中一个附加的90度相位的电流的目标的谐振线圈的共振频率偏移有助于实现所需的信号和直接突破信号之间所需的相移。为了获得可能的最佳性能出这样的谐振目标的传感器，应进行测量电路的精确的相位调整。如将在下面所解释的，这种精确相位调谐可以允许测量电路25精确对准的解调时钟ex_shifted以便它是正交的相位(90度相移)，以在检测线圈4感应的直接突破偏移信号，6由被施加到励磁线圈2的激励信号。

为了在本第五实施例进行这样的相位调谐，测量值处理单元19首先测量激励参考信号和解调时钟前之间的相移移位。这是通过引入两个解调时钟ex_0和ex_9090度彼此之间错开来实现。如在图中所示27的比率量度测量在这样的检测间隔组织，使得激发的参考信号是由多路复用器57而不是选择两个不同的输入，通过解调开关56中，只有激发参考信号复用在一起总是选择被施加到解调开关56的输入；并在当两个输入被复用的时候，ex_0或ex_90被施加到解调开关56作为时钟的两个不同的解调时钟偏移。在活力这两种比率的信号，信号中的一个-Vref的解调与解调时钟ex_90，和信号中的两个-Vref的解调与解调时钟ex_0，在时间上复用和混合在一起。与解调时钟ex_90信号Vref的解调给出了振幅Vref的*SIN(φRef)，其中φRef是输入激励参考信号和时钟ex_0之间的相移。与解调时钟ex_0信号Vref的解调给出了振幅Vref的*COS(φRef)。因此，在放大和滤波电路的输入端的复合信号将等于：

通过放大过滤电路83之后的信号变为

因此，通过使用这两个时钟通过测量电路N或M中的激励参考信号混合，测量值处理单元19已确定低得多的中频信号(在对应于调制周期TMOD频率)具有相同相位施加在测量电路N或者M(加上由测量电路引入的相位偏移(φ))的输入端的输入高频激励参考信号。这使得它更容易测量与计时器115的相位，而不是试图直接测量高频参考信号的相位。测量值处理单元19随后确定当正在使用polarity-调制信号和正在使用的极性+调制信号时获得AFout的相位测量获得通过使用AFout的相位测量φRef的值。该φRef的值在各两个测量电路N和M的测量后，测量值处理单元19确定的平均值：

然后测量值处理单元19稳定这个值接近使用软件反馈环路，用于控制被施加到比较器91(图13中示出)将DAC电压的值的所需最佳值以类似的方式给参照上述对图14a的程序和14b。

在传感器的设计阶段，在图13所示的阻抗Z的选择应使该基准激励电压提供给测量电路25具有大致与关于激励突破信号所需的最佳相位。例如有可能具有的参考激发信号的相位接近的直接突破信号的相位。在当直接突破信号为约90度，从检测线圈4和6引起的谐振目标5的信号偏移的情况下，φRefopt值也将接近90度。阻抗Z的虚和实部之间的相互作用允许传感器设计者能够调φRefopt的相位的大的带内，而不影响信号的实际相位在感测通道。因此，对于φRefopt最适当的值可以被选择，从而可以得到最准确的传感器输出。

在测量阶段φRef误差主要是由于在90度解调时钟ex_90和零度解调时钟ex_0之间的实际相移误差。如果ex_0和ex_90时钟之间的正交性的偏差表示为：

然后因使用非正交时钟为基准信号的解调φRef的测量误差等于：

因此，为了减少在φRef的测量绝对误差ΔφReferror最好是调谐的阻抗Z在激励电路，使得φRefopt值接近90度。这将减少错误ΔφReferror几乎为零甚至φReferror的相对大的值。基本上在这种情况下，激励信号的相位被调整，以便与ex_0解调时钟测得的基准信号Vref为非常接近零和测量的算法变得很接近的方式与在第二实施例参照零电压调谐到图14。

为了鉴定φRefopt的最适当的值，测量值处理单元19可以切换到在图26但是选择激励的参考信号(即当在示出的IN3控制信号时这段时间中所示的突破偏移测量模式图26是高)的解调时钟ex_shifted从ex_0解调时钟到ex_90解调时钟在图28中进一步示出切换这允许测量值处理单元测量下列比例值：

这些比例测量应在不目标5进行在场励磁线圈2和检测线圈4和6的一组，这些比例测量的可与施加到激励电路23的图13的DAC电压的不同值进行近，这将对应于激励信号ex_clock的不同阶段中相对于解调时钟ex_0的。通过绘制作为DAC电压有可能找到这在不同的检测线圈的信号的直接突破的信号经历的零值将DAC电压的最佳值的DAC最佳的函数获得的所有比例的答案和正在改变符号。当然，如果没有实际突破抵消存在于检测线圈的信号这一程序将不工作时，即当传感器的检测信道的激励信道均衡。在这样的情况下，它可能是适当的不对称提供以打破检测线圈的励磁线圈的平衡，以获得到的相位调谐的更灵敏的反应传感器的励磁线圈2附近的一些导电物体就解调时钟ex_0的ex_clock信号。微控制器9可调谐，以便在一个半自动方式将DAC电压的值，以减少在通道中N和M的精细检测线圈信号下列突破的值：

$Breakthrough=\sqrt{Ratio{1_N}^2+Ratio{2_N}^2+Ratio{1_M}^2+Ratio{2_M}^2}---\left(275\right)$

值DAC_optt对应于该“突破”参数的全局最小值。

一旦突破偏移校准模式已经结束，的值与DAC_opt的相应值的主要测量模式测量施加到图13。如果必要，图的Z阻抗的实部和虚部的激励电路13可以调整，以使的值更接近90度。在这种情况下，所述校准程序找到DAC_optt应当再次重复，以确定新的t值。

用于确定值相同的测量可在类似的传感器或用于与围绕其传感器头导电物体的不同布置相同的传感器，以便找到在机械传感器构建所有变体的共同基来执行和电子构建这个家庭的传感器。有可能使用φRefopt的相同的值对于同一家庭的所有传感器无论任何小的变化，从一个传感器向在家庭中的另一传感器。的最后优化目标值可以明确地编码在微控制器9的主程序或相位φRef应连续调谐到通过使用软件存储在微控制器9的非易失性存储器在主测量模式如在图14b所示的反馈环。这些传感器可以在没有嵌合专门为运行在图25和图28，这些传感器可以在没有任何特定的校准工作为零的突破从激励线圈偏移示出的突破偏移测量模式设计的专用的硬件电子被进一步生产。偏移突破没有软件补偿在这种情况下，由软件操作的正常模式期间使用。在不断进行φRef朝向的值的相位调谐以确保直接突破的一个相对较低的水平，从励磁线圈2的主检测线圈4,6。

然而的与传感器构建和电子版本所可能的变化可导致小的非补偿的突破点，它可能影响传感器的精度在最苛刻的应用。这显然是不恰当的调再次的每个传感器的值，因为它会导致错误的调整，为良好的平衡的传感器和如该对象位于传感器头附近在稍后将不能拒绝引起金属物体突破时间。因此，它更适合于确定以使用它们中的软件算法的突破偏移补偿比率1，比率2，比率3和比率以上4所示的值。特别是，测量值处理单元19可以删除的直接突破使用类似的技术，以上述偏移：

其中，AF是AF_out信号的峰-峰振幅在从细正弦检测线圈6-1和细余弦检测线圈6-2的信号被多路复用器55-1在测量电路51选择，并且VEX是峰-峰振幅的AF_out信号的当由多路转换器57中的测量电路51所选择的激励参考信号和ex_0和ex_90用作前两个单独解调时钟以时分移解调时钟如上所讨论的多路方式。因此，突破修正目标5可以从确定的精确位置：

值得一提的是，在这种情况下，振幅VEX等于：

V^EX＝V₀ ^Ref

因此，作者和断开的系数可以写成在励磁线圈2和如下相应正弦和余弦检测线圈之间的突破的术语：

同样，对于粗略突破偏移系数：

因此，系数O^FS,O^FC,O^CS和O^CC可以突破偏移校准模式期间被确定并存储在微控制器的非易失性存储器29。激励信号ex_clock和从激励线圈2偏移到检测线圈4的剩余的小突破解调器时钟ex_0和软件补偿之间的相位差的有源调谐的组合，6为谐振目标的最佳平衡比率量度测量传感器。在这样的实施例中的测量信道的良好平衡补偿信号将由所述目标5的位置来完全确定。

电荷注入

一个与上述第五实施例中，剩下的问题是关系到在测量电路51的适当多路复用器的选择中使用的相对便宜的，但快复用器55，56和57的小于理想特性被进一步限制，如果所述传感器电子器件被设计用于工业应用中，传感器必须能够在温度高达105℃进行操作。多路复用器可以引入数字控制信号，并通常导致在用于关闭和切换多路复用器的开关控制信号的边缘引起的电压尖峰的输入模拟信号之间的相对大的串扰。在模拟和数字信号之间的这种串扰的效果可以是比较低的，但它可以用于旨在测量旨在实现高精度低幅度信号或测量系统一个显著的问题。

用于切换多路复用器中的测量电路25的控制信号可包括在放大过滤电路83，可以引起与测量结果的干扰的通带的频率分量。例如，在图5所示的极性调制信号和用于控制解调信号的相位已交流频率分量比由TMOD期间限定的调制的频率的两倍(参见图17)。类似的双频率成分存在于主测量模式(图17)或在突破偏移校准模式(图26)所使用的控制信号IN3中使用的控制信号IN1。不幸的是，这意味着该组中用于测量电路N和M所需的输入信号的时分多路复用的多路复用器，同时作为一个不需要AC发电机在放大过滤电路83的通带提供的频率分量。因为测量电路N和M的差性质，这些不希望的信号被减少到一定程度。然而，一些相对简单的测量电路的N和M的变化可以有助于消除该问题。

具体地，图29示出了其中的极性调制信号已被从解调开关56取出并移动到前端多路复用55′-1和55′-2的变形测量电路51′。同时，一个新的使能控制信号(在图30中所示斩波器)被引入到控制解调复用器56，以便在一个任何上升沿断开解调开关56从放大过滤电路83的时间很短被用于生成IN1，IN2，IN3和极性控制信号的主时钟信号。在一些短的时间，当解调开关56从该放大过滤电路83的切换的事件将在前端复用器55发生′和57断开，但是所造成的切换事件的任何噪声将到达扩增被阻塞和因为解调的断开的滤波电路83由斩波控制信号开关83。然而，会出现在当执行在前端复用器55′或57没有切换时间的时刻，不过常规斩波控制信号仍然继续以这些上升沿断开解调开关56从放大过滤电路83主时钟信号。因此，乍一看，本斩波控制信号似乎使电荷注入更坏-作为解调开关56通过斩波控制信号的开关会导致注射充入在倍放大过滤电路83时不存在这样的电荷注入由于多路复用器55的开关′和57实际上，电荷注入与在测量电路51中使用的多路转换器的切换相关联的总金额′这种替代电路设计实际上是增加通过导入斩波器控制信号。然而，该电荷注入信号的频谱现在偏移朝更高的频率。特别是，将有在与从在主时钟频率的斩波控制信号，电荷注入相关联的解调开关56的自噪声的傅立叶光谱的强峰；和解调控制信号ex_shifted还将介绍在解调频率的强峰。然而这两个频率都位于远离放大过滤电路83的带通滤波器87的高频转角，因此在从测量电路51′输出的AFout信号强烈抑制。

图30和31示出的一些在此替换实施例，它利用斩波控制信号，以便从在放大和滤波电路的通频带多路复用83.如可以看到的停止不必要的交流发电所使用的信号的例子中，相同的控制信号的极性，IN1，IN2和IN3的用来控制所需的所有激励参考信号和从检测线圈4,6通过测量电路55′的信号的切换。使用斩波器控制信号的作用是通过在时间轴的间隙时没有信号被连接到放大过滤电路83呈现。

自动增益控制

上述实施例与在放大过滤电路83的固定增益操作然而，在一些传感器设计中，目标5是能够在z方向从传感器线圈2,4和6移开(出的在图2中)，并在检测线圈4的信号强度页，6可以大约一个数量级，结果改变由。在一个替代实施例中，放大过滤电路83的增益被允许改变使传感器以稳定的方式可与输入信号范围从大振幅小的振幅。可变增益部分允许当在目标5和传感器线圈2,4和6之间的大的气隙这样的系统的增益的调整应是增加的放大过滤电路83的增益与第一部分和一个检测周期Tdc的第二部分之间的切换同步地执行(示于图23)。增益的切换应该在测量电路的第一部分的开始进行N或/和在第二部分的测量电路M.在这种方式的开始，测量电路将执行副测量的完整周期立即在增益改变之后，因此将通过其被切换到连续测量模式，用于更新在每一个过零点事件和的目标位置的时间来完全重新校准。

在系统中的增益的变化的动态范围是由同时测量具有最高增益设置和具有最低增益设置的参考激发信号的要求的限制。因此对于系统的可变增益大约八倍的动态范围应该是一个合理的折衷。用于改变放大过滤电路83的增益的决定算法应该有一些内置的滞后，是由与从精细检测线圈6得到的信号的测量值的测得的峰峰幅度的控制信号A_F。

实施例六

另外，在上述实施例中，使用两个独立的测量电路51-1和51-2-测量电路N和测量电路M-为了提供一种测量系统，其能够执行每个单独的测量电路的自校准，同时也能够对来自传感器输入的测量输出进行相对较高的更新速率。现在将描述第六实施例，其使用三个独立的测量电路51，并且提高了测量输出的更新速率，同时还允许测量电路校准。图32示出一个原理框图，示出了在该第六实施例中用于感测目标(未示出)位置的位置传感器1的主要组件。比较图1和图32可以看出，本实施例的位置传感器电路有一个附加的采样开关电路块15，用于帮助ADC13的运行，在本实施例中，ADC13是一个三通道的、相对缓慢(但价格便宜)的delta-sigmaADC，在微控制器9中很常见。

测量电路

图33示出了本实施例中使用的测量电路25，它有两个测量电路51-3(也称为测量电路N1)和51-4(也称为测量电路N2)，专用于提供来自各个传感器输入的测量值；和一个测量电路51-5(也称为测量电路M)，其接收并提供来自所有传感器输入的测量值。更具体地说，测量电路N1专用于获取传感器输入1+/1-收到的精细正弦传感器输入的测量值；测量电路N2专用于获取传感器输入2+/2-收到的精细余弦传感器输入的测量值；以及测量电路M获取来自所有的传感器输入1+/1-，2+/2-，3+/3-，4+/4-和5+/5-的测量值。来自三个测量电路51的输出被输入给采样开关电路15，并从那里由ADC13转换成数字测量值，用于由测量值处理单元19(图33中未示出)进行后续处理。

如将在下面更详细地说明的，测量电路25被设计为使得传感器输入1+/1-之间的感应电压V^FS可以通过测量电路N1和测量电路M大约在同一时间点测得，使得微控制器9可以确定测量电路N1和测量电路M之间的模拟增益差值。类似地，测量电路25被设计为使得传感器输入2+/2-之间的感应电压V^FC可以通过测量电路N2和测量电路M大约在同一时间点测得，使得微控制器9可以确定测量电路N2和测量电路M之间的模拟增益差值。这些差值可以被一起用于去除测量电路N1和测量电路N2之间的任何增益差值的影响，因而允许精确确定目标位置(使用比率计算)，其使用从两个不同的测量电路N1和N2所获得的测量值。

根据下面给出的说明将会变得显而易见，由于测量电路N1和N2不在不同传感器输入之间切换，相比上述的第一实施例，该第六实施例允许更多的外部和内部噪声过滤。在这方面，第六实施例与第五实施例非常相似，其中放大和滤波电路83的高频角被设定在相对低值，非常接近中间调制频率(等于极性控制信号的频率)。类似于第五实施例，该第六实施例允许在极性控制信号的每个周期中多次更新比率计算。在下面描述的具体实施例中，微控制器9在极性控制信号的每个周期中四次更新比率计算该更新速率比第五实施例中所取得的更新速率快两倍，但它有一组不同的权衡。在本实施例中所取得的测量值的实际分辨率完全是由ADC13的绝对分辨率决定的。第五实施例中所取得的测量值的分辨率完全是由更新率频率和时钟频率之间的比率确定的，其中时钟频率是微控制器9中的定时器105的寄存器的时钟频率。考虑到当前可用的微控制器9的典型性能，在更新速率的频率低于32kHz时，第五实施例比第六实施例能够提供更好的分辨率。此外，第五实施例仅使用两个测量电路(相比第六实施例的三个测量电路)，它提供了一个显著便宜的解决方案，这对于电路被集成到一个混合信号ASIC的应用是更适合的。然而，在非常高的更新率下，例如在250kHz的更新率下(这对于快速旋转传感器是期望的)，第五实施例的分辨率大幅度下降，而第六实施例的分辨率不改变。

图34示出了一个用于本实施例的测量电路N1和N2的优选的设计。由于每个测量电路N1和N2仅从检测线圈4中的一个接收传感器信号，就没有必要在第一实施例(参考图5)的测量电路25中使用多路复用开关55，并且输入信号直接应用于解调开关56。因此，在测量电路N1中，来自传感器输入1+/1-的精细正弦信号被施加到解调开关56-3的输入端，并且在测量电路N2中，来自传感器输入2+/2-的精细余弦信号被施加到解调开关56-4的输入端。如前所述，解调开关56有效地将输入传感器信号与解调控制信号(demod_N1/demod_N2)相乘，解调控制信号包括一个解调传感器信号的部分(ex_shifted)以及一个独立的极性控制信号(极性_N1/极性_N2)，其重新调制传感器信号成中间调制频率。来自每个解调开关56信号输出被输入到相应的放大和滤波电路83(测量电路N1中的83-3和测量电路N2中的83-4)。本实施例中，解调开关56以及放大和滤波电路83的运行基本上与第一实施例相同，将不作进一步说明。

然而，附加的控制信号(对于测量电路N1是en_N1，对于测量电路N2是en_N2)由微控制器9为每个测量电路N1和N2提供，以启用和禁用相应的解调开关56的运行。控制信号en_N1被用于有效地在输入端1+/1-断开来自测量电路N1的精细正弦传感器信号，以允许通过测量电路M中的精细正弦传感器信号的时分复用。同样地，控制信号en_N2被用于有效地在输入端2+/2-断开来自测量电路N2的精细余弦传感器信号，以允许通过测量电路M中的精细余弦传感器信号的时分复用。

图35示出了在本实施例中使用的测量电路M的形式。如可通过图35与图5比较可以看出，测量电路M是基本相同的第一实施例中使用的测量电路，除了提供的控制信号en_M的是，被使用，有效地，以断开测量传感器输入电路M。通过使en_M控制信号en_N1和en_N2，能够避免从测量电路M后试图处理来自细正弦或同时作为测定电路N1/N2的微细余弦传感器输入的信号的冲突的反向。测量电路M的其余元件是基本相同的第一实施例中，因此将不进行更详细的说明。

采样开关电路

图36示出了一种用于采样开关电路15优选设计，其与相对缓慢的三通道delta-sigmaADC13一起使用，delta-sigmaADC13具有三个独立的ADC通道，在图36中显示为ADC13-3，13-4和13-5。来自三个测量电路的信号(AF_out)被存储到两个电容器C1和C2的其中一个，这取决于相应的开关151-3，151-4或151-5的位置。在本实施例中，在极性控制信号的半个周期中，信号AF_out被存储到电容器C1，然后在极性控制信号的随后的半周期中，信号AF_out被存储到电容器C2。电容器之间切换的确切时间是通过测量电路N1上的控制信号sample_swN1控制，通过测量电路N2上的sample_swN2控制以及测量电路M上的sample_swM控制。这些控制信号与极性控制信号具有相同的周期，但相对于此相位移动，以便电容器C1和C2之间切换发生在这样的时间点——相应的放大和滤波信号AF_out处于其最大和最小值；并且该时间取决于由相应的放大和滤波电路83引入的相移，并预先通过实验确定。由不同测量电路51引入的相移变化，这样的相移变化由用于放大和滤波电路83的电子部件的公差引起，这样的相移变化是无关紧要的，只要它有效地改变测量电路的相对增益，并且由测量值处理单元19(将在下面描述)进行的测量处理被设计成除去测量电路51之间的增益变化的影响。

控制信号sample_swN1、sample_swN2和sample_swM还控制被连接到对应的ADC通道13-3、13-4或13-5的电容器C1或C2，这是经由开关157-3、157-4和157-5。开关151和157和/或从它们连接到电容器C1或C2的连接被布置成使得当信号AF_out被存储到电容器C1，电容器C2被连接到相应的ADC通道13-3、13-4和13-5，反之亦然。

在图36中，在ADC13-3,13-4和13-5是分别被ADC_triggerN1,ADC_triggerN2和ADC_triggerM触发。在这体现，这些控制信号有两次频率控制信号sample_sw是相对相位延迟控制信号sample_sw这样：i)在每一次相应的开关电容电路开关电容C1从151到电压电平C2，电容C1转化为存储我们的数字值与存储在存储器17的测量值处理单元19和处理ii)在每一次相应的开关电路151从电容C2切换到电容C1之后，存储在电容C2的电压水平转换成数字值并存储在存储器17以供测量值处理单元19处理。

时序图和示例信号

图37是一个时序图，其示出了用于控制测量电路N1的控制信号和来自测量电路N1的示例信号。具体地，图37示出了控制信号ex_shifted、polarity_N1、demod_N1、en_N1、sample_swN1和ADC_triggerN1。从图37中可以看出，en_N1控制信号具有四倍于polarity_N1控制信号的频率，并且与polarity_N1控制信号相位对齐，使得polarity_N1控制信号的上升和下降边缘与en_N1控制信号的边缘对应(虽然这不是必须的)。图37还示出了sample_swN1控制信号具有与polarity_N1控制信号相同的频率，尽管相对于polarity_N1控制信号相位移动，使得sample_swN1控制信号的上升沿和下降沿发生在这样的时间点——AF_outN1信号为最大值或最小值。ADC_triggerN1控制信号具有二倍于sample_swN1控制信号的频率，其相被设定成使得其上升沿刚好发生在sample_swN1控制信号的上升沿和下降沿后。以这种方式，如果ADC通道13-3被触发以使每个ADC_triggerN1控制信号的上升沿转换，然后ADC通道13-3将输出数字值序列，对应于AF_outN1信号的连续的正峰和负峰。

从图37中可以看出，AF_outN1信号是比以前少正弦的。这是因为由en_N1控制信号引入低频谐波。然而，这并不重要，信号波形仍周期性地变化，其周期对应于polarity_N1控制信号(T_modulation)以及AF_out信号的峰，该峰在polarity_N1控制信号的每个周期在同一时间出现。如上述解释的，AF_out信号的峰值幅度与目标位置大致正弦变化。如果ADC13采样仅在峰前或峰后，都不会有问题，被引入的错误将被反映为相应的测量电路51的增益变化，并且这样的增益变化被测量值处理单元19补偿，将在下面讨论。

图38示出用来控制其他两个测量电路N2和M的控制信号的相对定时。如图38所示，控制信号en_N2(用于控制测量电路N2的启用/禁用)具有与en_N1控制信号相同的定时。以这种方式，测量电路N1和N2被启用和禁用在一起。使用的控制信号en_M控制测量电路M的启用和禁止，是控制信号en_N1/en_N2的倒数，使得当从精细正弦检测线圈的信号通过测量电路M时，测量电路N1被禁用，反之亦然；并且使得当通过精细余弦检测线圈的信号通过测量电路M时，测量电路N2被禁用，反之亦然。其结果是，控制信号polarity_M，sample_swM和ADC_triggerM恰好周期偏移控制信号en_N1的一半(或者换句话说，polarity_N1控制信号的周期的八分之一)。

为了优化整体系统更新速率并且便于由测量值处理单元1进行随后的处理，相对于用来控制测量电路N1的控制信号移动用于控制测量电路N2的控制信号的时间轴是有利的。在本实施例和图38中，en_N2控制信号与en_N1信号相同，但控制信号polarity_N2,sample_swN2和ADC_triggerN2移位en_N2信号的一个周期。以这种方式，AF_outN2信号的正和负峰值将出现偏离AF_outN1信号的正峰和负峰的极性调制周期的四分之一。以这种方式安排的控制信号，允许每个polarity_N1控制信号的每一周期四个目标位置更新。

图39示出了可以是由三个测定电路51输出和显示的正和负峰的相对定时的典型信号。作为控制信号的定时选择的结果，用于本实施例，当这三个ADC通道13-3，13-4和13-5从三个测量电路转换(图39中以箭头表示)在一个调制周期铺开；精细正弦传感器信号的两个测量和精细余弦传感器信号的两个测量在极性控制信号的一个周期而得到。如将通过下面的描述变得清楚，每次一个新的精细正弦或一个新的精细余弦测量被获得，测量值处理单元19可以更新目标位置信息。图39还示出了从测量电路M得到精细正弦信号的测量的时间，每次当从测量电路M获得测量的时间，测量值处理单元19可以更新校准数据，校准数据用于校准测量电路N1和测量电路M之间的相对增益。同样地，每次从测量电路M得到精细余弦信号的测量，测量值处理单元19可以更新校准数据，校准数据用于校准测量电路N2和测量电路M之间的相对增益。

传感器输入多路复用

如上所述，所有的传感器输入以时分方式通过测量电路M复用，并且图40示出了一个时序图，示出了使用控制信号in1_M，in2_M和in3_M实现的方式。虽然在图40没有示出，每个传感器信号被选择为几个周期(通常为至少四个周期的polarity_M控制信号，以允许在测量电路M中的模拟信号的瞬态松弛，然后从一个传感器输入到另一个的切换)。通常情况下，只有来自测量电路M中的最后三个或四个测量值(它切换到另一个传感器输入之前)被用于计算中梁水平和传感器信号的振幅。

从图40中可以看出，一个检测周期有六个检测间隔(对应于i＝1至i＝6)，并在对应于i＝1的检测间隔期间，来自精细正弦线圈的信号(输入1+/1-)被选择并传输到解调开关56-5；在对应于i＝2的检测间隔期间，来自精细余弦线圈的信号(输入2+/2-)被选择并传输到解调开关56-5；在对应于i＝3的检测间隔期间，来自粗正弦线圈的信号(输入3+/3-)被选择并传输到解调开关56-5；在对应于i＝4的检测间隔期间，来自粗余弦线圈的信号(输入4+/4-)被选择并传输到解调开关56-5；以及在对应于i＝5和i＝6的检测间隔期间，参考信号(输入5+/5-)被选择并传输到解调开关56-5。用于参考信号(输入5+/5-)的两个独立的测量与不同的相位ex_shifted信号-ex_0和ex_90信号一起执行——为了计算参考信号的相位的确切值。正如参考图14先前所解释的，该相位用来调谐激励时钟ex_clock的相位。传感器信号的通过测量电路M的复用类似于第一实施例中执行的，因此其详细说明将省略。图40还表明，在此期间，测量电路N1正在获得精细正弦传感器信号并且测量电路N2正在获得精细余弦传感器信号的测量值。

测量处理

峰值振幅确定

每当一个新的数字值由ADC通道13-3，13-4或13-5中的一个转换并存储在存储器17中，测量值处理单元19更新相应AF_out信号的峰值振幅(并且更新中值电压，峰值振幅从该中值电压计算得到)。测量值处理单元19执行此过程，使用从测量电路51获得的最后三个测量V_n,V_n-1,和V_n-2，具体如下：

${\hat{V}}_{midrail}=1/2*\&lsqb;V_{n-1}+1/2(V_n+V_{n-2})\&rsqb;---\left(284\right)$

如果需要的话，这个值可以进一步平均，以减少计算的中值电压的噪声。测量值处理单元19接着确定相应AF_out信号的峰值幅度如下：

${\hat{V}}_n={(-1)}^k*(V_n-{\hat{V}}_{midrail})---\left(285\right)$

其中，V_n是存储在存储器17中的测量电路51的最新的测量；且常数k的值在0和1之间连续循环，以便考虑到ADC13连续采样AF_out信号的最大值和最小值。

测量电路N1至测量电路M的校准

如在第一实施例中，测量值处理单元19从以下公式确定目标位置

其中，是从精细正弦传感器获得的最新振幅测量并且是从精细余弦传感器获得最新的振幅测量。如果精细正弦和精细余弦振幅值是那些由测量电路N1和N2测得的，那么结果将受到显著噪声的影响，因为测量电路N1将有不同的增益对于测量电路N2。因此，在本实施方式中，测量值处理单元19使用从测量电路M所获得的测量值，以确定相应的增益校正(以及在某些情况下，偏移校正)，被用于测量电路N1和N2的测量。在效果上，测量值处理单元19确定用于每个测量电路N1和测量电路N2的映射，该映射将这些测量电路的测量值映射到公共测量电路(测量电路M)——使得所述映射的值是测量电路M将输出它的测量结果的值。当然，除了将从测量电路N1和N2所得到的测量值映射成由测量电路M生成的测量值，映射数据可以被确定以便将由测量电路N1生成的测量值映射到由测量电路N2生成的测量值或反之亦然。然而，映射到测量电路M是有利的，因为它允许其他修正，如上述描述的突破修正。在此映射实现方式现在将更详细地说明。

为了确定测量电路N1和测量电路M之间的映射，测量值处理单元19收集和比较这两个测量电路对于相同的输入信号所进行的测量。如上解释的，在对应于i＝1的检测间隔期间，测量电路M被配置成从精细正弦输入1+/1-获得测量值。这些测量与测量电路N1(因为en_N1和en_M控制信号)获得的测量时分多路复用。从图39中看出，在极性调制信号的一个周期中，从测量电路N1中获得的测量值是在时间t0和t4获得，并且从测量电路M中获得的测量值是在时间t1和t5获得。如果假定在t0和t4之间的时间，目标位置不改变或以恒定速度改变，那么测量值处理单元19能够确定哪些测量电路N1将已确定的近似有它在时刻进行的测量，根据下面公式：

${\hat{V}}_{N1}^{FS}=\frac{1}{4}{V}_n^{FS}+\frac{3}{4}{\hat{V}}_{n-1}^{FS}---\left(287\right)$

其中，是测量电路N1在时间t4获得的测量值，并且是测量电路N1在时刻t0处获得的测量值。

这对测量值和(对应于在时刻t1从测量电路M获得的测量值)然后被写入到一个循环存储器(形成存储器17的一部分)。通过收集和分组(作为校准集)最新的这样的测量值对，测量值处理单元19可以发现最佳拟合线，其映射从两个测量电路获得的测量值，公式如下：

${\hat{V}}_M^{FS}=K_{N1}^{FS}*{\hat{V}}_{N1}^{FS}+{\mathrm{Off}}_{N1}^{FS}---\left(288\right)$

对于大数值的值可以被设置为零，以便该映射只是通过的值进行定义。在此映射方程中，测量值处理单元19然后可以将从测量电路N1处获得的精细正弦信号的任何新的测量转换到从测量电路M获得的测量值——尽管在那个时候，测量电路M正在测量另一传感器输入。进一步，在下一检测周期中，当测量电路M再次测量来自精细正弦传感器输入的信号，另一对测量值和被添加到校准集(具有被从该组丢弃的最早一对)；并且可按照如下更新：

$K_{N1}^{FS}=\mathrm{\&Sigma;}{\hat{V}}_{N1}^{FS}*{\hat{V}}_M^{FS}/\mathrm{\&Sigma;}{\left({\hat{V}}_{N1}^{FS}\right)}^2;{\mathrm{Off}}_{N1}^{FS}=0;---\left(289\right)$

其中在校准组中总和在所有对的测量值执行。通常高达16个最近的测量值对和用于校准过程中，以便在的值中降低的噪声与映射数据的更快的更新的要求之间取得平衡，当信号振幅被快速改变用于快速移动的目标5。

当测量值和的幅度下降到低于第一阈值V_thr1，所述测量值处理单元19保持值恒定，并且校准数据集被用于查找偏移值的最佳拟合，利用公式：

${\mathrm{Off}}_{N1}^{FS}=1/u*\mathrm{\&Sigma;}({\hat{V}}_M^{FS}-K_{N1}^{FS}*{\hat{V}}_{N1}^{FS})---\left(290\right)$

其中u-是在校准数据集中的测量值对的数目。一旦测量值和的幅度增加到高于第二阈值V_thr2(它大于第一阈值)，值经由最佳线性拟合的方法再次更新并且被再次设置为等于零。以这种方式，可以减少大动态误差，用于校准数据集的计算值校准数据集中大部分测量值对和接近于零。第一阈值V_thr1的一个典型值是施加到ADC13的基准电压的5％，并且第二阈值V_thr2的一个典型值是施加于ADC13的基准电压的8％。

对于快速移动的目标，而不是比较阈值的幅度，所述测量值处理单元19可确定何时固定并开始寻找最佳偏移值通过连续不断更新系数的值，直到满足以下条件：

$\mathrm{\&Sigma;}{\left({\hat{V}}_{N1}^{FS}\right)}^2<u*{\left({\hat{V}}_{thr1}\right)}^2---\left(291\right)$

高度可能的是，即使最新的测量值低于第一阈值V_thr1，在校准数据集中的大多数先前的值将远远高于第一阈值V_thr1，所以还是更好更新系数的值。然而，一旦在校准组的所有测量值都低于第一阈值V_thr1，固定并寻找最佳的偏移值变得更为合适。

图41是一个曲线图，示出测量值和可以在不同的校准集合161和163内变化的方式。对于测量值161，测量值处理单元19将偏移设置为零，将会发现，最适合在校准集合161中的数值对的数值。然而，对于在校准集合163中的测量值对，由于测量值的振幅低于第一阈值V_thr1，被固定在其当前值的值，测量值处理单元19确定偏移量的值，其最佳匹配校准集合163。

测量电路N1至测量电路M的校准

由测量电路N2至测量电路M生成的测量值的校准是类似的，但需要小的修改，由于在两个测量通道测量的相对时间。特别是，来自测量电路N2的精细余弦信号的测量值在时间t2和t6处获得，而测量电路M在时间t5获得。时间t5现在更接近来自测量电路N2的最新测量值，以便测量电路N2的近似值将决定其在时间t5的测量值，按照下面的公式：

${\hat{V}}_{N2}^{FC}=\frac{3}{4}{V}_n^{FC}+\frac{1}{4}{\hat{V}}_{n-1}^{FC}---\left(292\right)$

其中，是在时刻t6从测量电路N2所获得的测量值，并且是在时间t2从测量电路N2中获得的测量值。

如前所述，测量值处理单元19收集并分组(作为校准集)最近的这种测量值(和)数据对，然后测量值处理单元19寻找最佳拟合线，该最佳拟合线在从两个测量电路获得的测量值之间建立映射，按照如下公式：

${\hat{V}}_M^{FC}=K_{N2}^{FC}*{\hat{V}}_2^{FC}+{\mathrm{Off}}_{N2}^{FC}---\left(293\right)$

如前所述，偏移可以被设置为零，如果测量值的振幅大于第二阈值；并且增益可以是固定的，如果测量值的振幅低于第一阈值。

测量值更新

如图39所示，在极性控制信号的每个周期，测量电路N1将在时间t0和t4产生一个新的测量值V^FS并且测量电路N2将在时间t2和t6产生一个新的测量值V^FC。这些测量值中的每一个变得可用时，测量值处理单元可以首先通过使用所存储的映射数据映射新的测量值来更新目标的位置

${\hat{V}}_{corr}^{FS}=K_{N1}^{FS}*{\hat{V}}^{FS}+{\mathrm{Off}}_{N1}^{FS}---\left(294\right)$

如果新的测量值是来自测量电路N1；或者如果新的测量值是来自测量电路N2，那么使用利用存储的映射数据：

${\hat{V}}_{corr}^{FC}=K_{N2}^{FC}*{\hat{V}}^{FC}+{\mathrm{Off}}_{N2}^{FC}---\left(295\right)$

然后使用反正切函数来确定目标位置：

这允许一个位置更新，每个极性控制信号的周期可以获得四次。

动态误差修正：

被确定的目标5的位置，当准确地反映缓慢的移动目标的位置，将有显着的动态误差对于快速移动目标5由于值V^FS和V^FC是不同时刻的被测量。为了修正这种动态误差，测量值处理单元19确定两个单独的变化率的值从位置来源–更新时获得的测量是在测量V^FS获得V^FC。

和其他来自位置更新时，测量值V^FC前测量得到的V^FS：

这两个值和可以进一步地被平均以得到一速度参数：

这个速度参数不完全等于目标5的运动的速度,因为它代表的计算得到的的。然而,随着被计算的相位平均变化率是显著线性相关目标5的位置(参见图2)，被测量相位的变化率成正比的与目标位置的变化率(＝速度)。

在V^FC之前获取V^FS

因此，使用V^FS从测量电路N1确定的目标位置信号，前测量由变频控制从测量电路获得N2、峰间电压测量由测量值处理单元19使用从ADC13获得原始数据,可以写成:

从这里它可以被展示为测量值处理单元19应该将下面补偿应用于

正如所看到的一样，被应用于的补偿取决它自己的值。这样不同的补偿取决与目标5相对检测线圈4的位置。这个补偿可以显示减少五十倍动态误差在确定的目标5的位置中，因为使用连续时间的测量值。一个类似的粗略位置测量值的动态补偿对可以使用减少的速度参数来作出。

V^FS之前获取的V^FC

在这样的情况下：目标位置信息被决定通过使用从测量电路N2获取的测量值V^FC在从测量电路N1获取测量值V^FS之前，由测量值处理单元19获取的峰峰值电压量使用了从ADC13获得的原始数据，可以写成：

从其展示可以看到，测量值处理电路19应该将补偿应用于

取决于来自两个精细检测线圈的信号由测量电路N1和N2测量的顺序，不同的补偿是被执行。所述动态补偿可以以算法计算，或者为了提供计算速度，可以预告存储一个查找表，例如，补偿可以来自下式：

或

取决于信号V^FS或V^FC谁被首先测量。K₁₂和K₂₁的值是使用通过查找表确定下标(index)，例如：

其中查找表的一个1024的长充，具有在一列的系数K₁₂与在另一列的系数K₂₁。查找表将被存储于微控制器9的非易失性存储器中作为动态修正数据31的一部分。K₁₂和K₂₁的值对于不同的入口在查找表中，其可以预先由下式决定：

$K_{12}\left(j\right)=\frac{1}{4}*\&lsqb;1+cos\left(\frac{4\mathrm{\&pi;}*j}{1024}\right)\&rsqb;---\left(309\right)$

$K_{21}\left(j\right)=\frac{1}{4}*\&lsqb;1-cos\left(\frac{4\mathrm{\&pi;}*j}{1024}\right)\&rsqb;---\left(310\right)$

或者仍然可以确定系数K₁₂和K₂₁和实验之间寻找最佳线性符合原始结果和实际位置目标运动的速度不同：

或

随着最佳线性适配被单独执行一系列的具有值V^FS的数据。一旦对于K₁₂和K₂₁合适的值是被发现，系统被存储于查表中，是被用于修正原始目标位置数据由测量值处理单元19处理。

上述动态调整阶段的测量是基于一个合理的假设,即相位测量要么是常数或改变在一个几乎恒定速率的变化。虽然这种方法提供了最好的动态误差补偿,相反,它可以调整动态误差的基础上,更现实的逼近的速度的变化AF_outN1和AF_outN2信号的振幅是恒定的。事实上,信号的振幅AF_out信号按照正弦函数的不同目标的位置,从而改变了以非线性的方式为目标以一个恒定的速度移动,所以将提供一个更准确的校正。然而,它可以提供一个合理的校正不使用查找表。即,如果目标位置信息确定使用VFS从测量电路测量N1测量由变频控制从测量电路获得N2之前,最后一个振幅测量值VFSn由测量值处理单元19使用原始数据从ADC13获得，可以通过下式由动态变化纠正：

${\hat{V}}_{dyn}^{FS}={\hat{V}}_n^{FS}+1/2*({\hat{V}}_n^{FS}-{\hat{V}}_{n-1}^{FS})=3/2*{\hat{V}}_n^{FS}-1/2*{\hat{V}}_{n-1}^{FS}---\left(314\right)$

这个新值可用于计算目标位置信息或者,如果目标位置信息确定测量由变频控制从测量电路N2之前使用V^FS从测量电路获得N1,最后得到的振幅测量V^FC _n测量值处理单元19使用从ADC13获得原始数据,可以纠正的动态变化通过:

${\hat{V}}_{dyn}^{FC}=3/2*{\hat{V}}_n^{FC}-1/2*{\hat{V}}_{n-1}^{FC}---\left(315\right)$

这个新值可以用来计算答案

突破消除

上面的计算不包括除上述描述的突破抵消由于直接耦合的励磁线圈2的检测线圈4和6,即使没有目标5。以类似的方式的方式突破抵消了在第一个化身,突破抵消可以删除修改计算如下:

${\hat{V}}_{corr}^{FS}=K_{N1}^{FS}*{\hat{V}}^{FS}+{\mathrm{Off}}_{N1}^{FS}-O^{FS}*V_M^{EX}---\left(316\right)$

${\hat{V}}_{corr}^{FC}=K_{N2}^{FC}*{\hat{V}}^{FC}+{\mathrm{Off}}_{N2}^{FC}-O^{FC}*V_M^{EX}---\left(317\right)$

V^EX _M–是最新的振幅测量励磁参考电压测量电路M的输入端5+/5-。.O^FS和O^FC-是常数系数确定校准模式时的信号输入端1+/1-和2+/2-由测量电路测量M没有目标5。校准的过程中测量是前面描述的第一个实施例，在此不再被描述。

从测量电路M也获得的测量值可以用来控制相位的激励信号，请参考图13和14。

增益校正

一些传感器的应用程序之间的距离传感器头8和目标5事先是未知的,实质上在传感器操作期间可能会有所不同。结果,对小尺度的信号幅度检测线圈6-1和6-2可以改变约一个数量级,导致一个明显损失的位置分辨率的损失由于分辨率抽样规模小得多的信号输入时的ADC13。这体现为调整提供了一个简单的算法获得所有三个独立的测量电路51为了达到一个最佳的模拟信号数字化。监控所需的改变增益设置,测量值处理单元19通过下式决定合并后的振幅通道N1和N2:

${\left(V^F\right)}^2={\left({\hat{V}}^{FS}\right)}^2+{\left({\hat{V}}^{FC}\right)}^2---\left(319\right)$

如果V^F低于第一阈值V^F _thr1测量值处理单元19增加获得所有三个测量电路N1、N2,和M相差无几。如果V^F大于第二阈值V^F _thr2测量值处理单元19降低了获得在所有三个测量电路相差无几

起初只在测量通道增益设置改变了通道M电流的系数之间的线性测量电路N1和米之间的映射和测量电路N2和M保存的测量值处理单元19，,直到使用校准数据集已经被完全刷新后增加的变化测量电M，.一旦确定一个新的校准数据集(后增加的变化),一个新的线性测量电路N1和M之间的映射和一个新的线性测量电路N2和M之间的映射计算和测量用于后续更新的方式解释。

下一步,测量电路M被切换由测量值处理单元19从扫描模式(不同传感器的输入是通过测量电路交换上面描述的方式,如图40)到一个固定的测量模式,传感器信号从传感器输入对1+/1-通过测量电路。在这一步中,传感器测量获得测量电路M测量值处理单元19使用为主要传感器数据的细正弦测量,因此,测量电路N1可以释放传感器测量和测量值处理单元19可以改变测量电路的增益N1,然后为测量电路N1匡正映射数据。即一旦改变了测量电路的增益N1和一套新的校准对几乎同时从测量电路测量N1和M已经收集、测量值处理单元19频道之间可以确定一个新的线性映射N1和M.这个新的线性映射的任何不平等的变化反映了两通道增益N1和M。

作为下一个步骤,从测量电路N1再次使用的测量值处理单元19作为源的主要传感器输出的快速更新,和测量信道M保留在固定模式但现在测量细cos的传感器信号输入2+/2-；因此释放测量电路N2执行的主要传感器测量传感器的输入。测量值处理单元19可以改变测量电路的增益。一旦改变了测量电路的增益N2和一套新的校准对几乎同时从测量电路测量N2和M已经收集、测量值处理单元19频道之间可以确定一个新的线性映射N2和M.这个新的线性映射的任何不平等的变化反映了两通道增益N2和M。

最后，测量通道M是被返回到它的主要信号打扫模式，在这种模式下不同的传感器输入是时分复用的(如图40所示)，它是被用如以上讨论过的线性映射在测量电路N1和M之间以及在测量电路N2和M之间，也提供了数据，用于激励相位调谐，偏差消除和大尺寸的输出。

实施例七

另外，在上述第六实施例中，相对便宜的三通道，Δ-ΣADC被用来转换三个测量电路的测量。此ADC被内置于微控制器9。在第七个实施例中，一个较快的单通道ADC13替代了一个相对缓慢的三电路的Σ-△ADC13，其通过时域多路复用的方式被用于转换三个模拟测量电路N1，N2和M的测量。典型地，这种快速和高分辨率ADC13可以作为外部电路，而不仅仅是形成该微控制器的一部分9。但是，这种结构存在的一个问题，由于积累在ADC13输入端的采样储蓄电容的电荷有限，在连续转换之间可能发生串扰。

图42是用于本实施例的克服这个问题的示例性的转换电路15的方框图。从图42可以看出，信号AF_outN1和AF_outN2(分别从测量电路N1和N2输出)与AF_outM(从测量电路M输出)和中轨电压一起被输入到一个多路复用开关157-6。多路复用开关157-6的输出被输入到一个可选的可编程增益放大器(PGA)158，以使得测量电路N1，N2和M信号的幅度匹配ADC13的测量范围。多路复用开关157-6的位置被sw_1和sw_2控制信号控制；ADC13通过ADC_trigger控制信号被触发执行转换。该放大和滤波电路83被设计为具有低输出电阻，因此，在ADC控制器13中的模拟的采样信号被触发之前，多路复用开关157-6的输入端电容的再充电是相对快速而充分的。

图43所示的是在本实施例中用于控制测量电路25运作的各种控制信号时序的时序图。如图43所示，使能信号(en_N1，en_N2和en_M)和极性控制信号与第六实施例相对应的信号是相同的。sw_1和sw_2控制信号具有两倍于极性控制信号频率的频率。当sw_1低电平并且sw_2低电平时，测量电路N1的信号通过开关157-6传递到ADC13中，当sw_1高电平，sw_2为高电平时，测量电路N2的信号通过开关157-6传递到ADC13中。当sw_1低电平并且sw_2为高电平时，测量电路M中的信号通过开关157-6传递到ADC13中；并且当sw_1高电平，sw_2低电平时，中轨信号通过开关157-6传递到ADC13中。这个ADC触发于ADC_trigger控制信号的上升沿，其具有八倍于极性控制信号频率的频率。在这种方式下，极性控制信号的一个检测周期被有效地分成8个区间。信号sw_1和sw_2的相位是对齐的，因此，仅仅在相应的AF_out信号以最大值或以最小值的形式通过后，信号AF_outN1，AF_out_N2和AF_outM的转换即被执行。

在第一时间间隔(对应于i＝1)，ADC13将转换从测量电路M获得的信号。这个时间间隔中，在时间间隔k＝1的末端，polarity_M控制信号从高电平转换到低电平时，AF_outM信号接近其最小值，因此在图43中这段时间间隔被标示为“-”。从图43也可以看出，时间间隔“i”和相应的时间间隔“K”之间有延迟。这种延迟是由测量电路51的延迟引起的。在第二时间间隔(对应于i＝2)，该ADC13将转换从测量电路N2获得的信号。在这个时间间隔中，在时间间隔k＝2的末端，polarity_N2控制信号从高电平转换到低电平时，AF_outN2信号接近其最小值，因此在图43中这段时间间隔被标示为“-”。在第三时间间隔(对应于i＝3)，该ADC13将转换从全局中轨电压电平(globalmidrailvoltageleve)获得的信号。该测量可用于校准由PGA158和ADC13引入的偏移值，对此下文将详细阐述。全局中轨电压名义上为电平Vcc和地之间的中间值。在第四时间间隔(对应于i＝4)，该ADC13将转换从测量电路N1获得的信号。在这个时间间隔中，在时间间隔k＝4的末端，polarity_N1控制信号的从低电平转换到高电平时，AF_outN1信号接近其最大值，因此在图43中这段时间间隔被标示为“+”。在第五时间间隔(对应于i＝5)，ADC13将转换从测量电路M获得的信号。在这个时间间隔中，在时间间隔k＝5的末端，polarity_M控制信号的从低电平转换到高电平时AF_outM信号接近其最大值，因此在图43中这段时间间隔被标示为“+”。在第六时间间隔(对应于i＝6)，ADC13将转换从测量电路N2中得到的信号。在这个时间间隔中，在时间间隔k＝6的末端，polarity_N2控制信号从低电平转换到高电平时，AF_outN2信号接近其最大值，因此在图43中这段时间间隔被标示为“+”。在第七间隔(对应于i＝7)，ADC13将转换从中轨电压电平获得的信号。最后，在第八时间间隔期间(对应于i＝8)，ADC13将转换从测量电路N1获得的信号。在这个时间间隔中，在时间间隔k＝8的末端，polarity_N1控制信号的从高电平转换到低电平时，AF_outN1信号接近其最小值，因此在图43中这段时间间隔被标示为“-”。

通过对ADC13信号的切换相应的时序的控制，AF_out信号在它们的峰值转换(如在图39示出)。时间间隔I＝3和i＝7获得的测量结果对应于中轨电压电平，并用于测量由PGA158和ADC13引起的偏差。在切换PGA158的增益时，由PGA158引入的新的偏移值的快速更新是显著有用的。这点同样可以在每个测量通道中更新本地的中轨电压时使用。也即是说，在正常操作模式期间，PGA158的增益是固定的，并且本地的中轨电压VmidrailN1，VmidrailN2和VmidrailM的值根据上述的等式(284)计算。同时，全局中轨电压Vmidrail的电平由ADC13的时间间隔i＝3且i＝7测量。本地中轨电压值和全球中轨电压值的差值被计算并且被平均为三个独立的值ΔVmidrailN1＝VmidrailN1-Vmidrail，ΔVmidrailN2＝VmidrailN2-Vmidrail，ΔVmidrailM＝VmidrailM-Vmidrail。在某一时刻，测量处理单元19决定调整PGA158的增益。在该实施例中，在时间间隔I＝3或i-＝7中，新的增益设置在选择中轨电压测量模式之前被引入。因此全局中轨电压Vmidrail的新值将紧随PGA158增益的改变而更新。在每个测量电路的三个新测量被ADC13执行后，本地中轨电压的新值VmidrailN1，VmidrailN2和VmidrailM可以利用方程(284)来更新。因此，在PGA的增益被调整之后的一个期间中，在改变PGA158的增益改变之前，通过本地中轨电压使用公式(285)计算每个测量电路的信号的振幅将被执行。使用如此旧的本地中值电压电平将对进位计算产生一个小的但不期望的错误。为了避免这样的在调整增益后的暂时性错误，一组新值VmidrailN1＝Vmidrail+Gainnew/Gainold*ΔVmidrailN1，VmidrailN2＝Vmidrail+Gainnew/Gainold*ΔVmidrailN2和VmidrailM＝Vmidrail+Gainnew/Gainold*ΔVmidrailM可以使用在公式(285)中。一旦足够的测量被收集，在PGA158的动态调整中，这种布局将提高该感应器的输出的精确性。在每个测量电路本地中间轨电压电平可被再次利用等式(284)来计算。测量电路N1和M之间的映射，测量电路N2和M之间的映射依然不受测量电路的共模线性增益的变化的影响。因此，在不做任何额外的修饰的情况下继续更新在PGA158的动态增益调整中的这些线性映射的系数是有可能。

当然，在本实施例中我们测量全局中轨电压，方程(285)可以用所测量的全局中轨电压而不是本地中轨电压更新以计算每个测量电路的幅值。然而，同时这个处理过程可以更简单，可以引起被已入到计算中的细微的位置错误，因为每个测量电路51都有可能引起小的偏差到实际中轨电压中并且如果全局中轨电压在方程(285)中使用，这些小的偏差将难以补偿。

基于控制信号的自然周期是容易产生的，时间间隔i＝3和i＝7中的测量结果是可以得到的。当然，如果采用切换电路15不包括PGA158并且更多复杂的控制信号被使用，那么这些额外的时间间隔的测量是可以避免的。

如图43所述，ADC_trigger控制信号在这些时间间隔中每次触发ADC两次。第一次ADC被触发以对其内部的采样储蓄电容再充电，典型的可以使用几十pF的内部电容。当ADC第二次被触发时，其对数字的转变做了一个类似的处理。通过这些数字的处理，测量处理单元19而后可以决定目标5的位置并以类似上述第六个实施例的方式改正增益和偏差设置。

由于双倍采样设计的ADC13内部采样储蓄电路的电容再充电更有效，测量电路N1，N2和M之间的可能的串扰被大大降低。因此，双重采样方案允许在PGA158实用更便宜和更低频率的运算放大器。

与第七实施例中，使用现有的SAR(逐次逼近)的ADC13和微控制器9，提供一个用于新规模的位置测量以500kHz的15位分辨率的数位更新是可行的。第五实施例将需要捕获/比较计时器在8GHz下运作以实现一个类似的更新速率和分辨率。这还不是用廉价的微控制器的实用性，第五实施方案目前只提供给具有较低的更新率需求的系统以益处-例如在低于100kHz的更新速率的操作系统。然而，如果可使用到更快的微型控制器，第五实施例将能够为更高的更新率系统提供具有成本效益的解决方案。

近距离传感器

上述的所有实施例都描述了使用了正弦和余弦侦测线圈的位置传感器。上述的这些处理电路和处理技术也可以用于其他类型的位置传感器-例如近距离传感器。例如，上述实施例已经假设有一组主要比例测量，即使用从细正弦的信号和细余弦检测线圈6中的细目标位置的确定，而这应该以可能的最快的更新速率测量，以实现传感器最好的技术规格。除了这种主传感信号的处理，也有附加的辅助测量设置。这些辅助测量必须通过相同的测量电路，但没有为这些辅助测量提供可能最快的更新速度的要求。上面所讨论的这种辅助测量的实例包括比例粗目标位置(用从粗正弦检测线圈和粗余弦检测线圈的信号确定)和激励参考信号。然而，在一些类型的传感器中，主信号的测量和辅助信号的测量的角色随着目标移动而动态地变化。在这样的情况下，测量处理单元19应被配置，以便它可以容易地从锁定第一对信号作为主测量信号切换到以锁定第二对测量信号的作为主测量信号。

要求这种能力的传感器的一个具体例子是组织为电感因子1传感器的近距离传感器。在这样的传感器中，如本领域中所熟知的，至少一个检测线圈被布置以使得它相对于所述励磁线圈完全平衡。如此，即使不存在靶5，当励磁线圈通电时，没有信号在检测线圈中被感应。检测线圈的平衡允许提高传感器的灵敏度，因为当它的靶5位于远离近距离传感器的感测线圈时，它只提供非常小的信号。当靶5(通常以一金属板的形式)移动到传感器的测量范围内，该检测线圈相对于励磁线圈的平衡被干扰并且由于金属靶5的涡流，非零信号会被测量。感应电压的幅度实际上独立于靶的材料的导电性甚至独立于它的磁性。

响应的典型形式对于这样一个平衡检测线圈图44所示是一个和被标记为电压V1。如图所示,感应电压V1有着广泛的尾巴扩展为大目标5和传感器线圈之间的距离。作为目标5移动接近传感器线圈(之间的距离目标5,传感器线圈降低),检测线圈的信号电平诱导增加到峰值之前再次衰减为零。这个衰减与小距离(通常小于5毫米)是由于相互之间的电磁耦合的损失激励线圈和检测线圈由于金属目标的筛选。这个响应的长尾部分代表一个挑战提取好的读取这样的传感器的灵敏度大金属目标和传感器线圈之间的距离。

响应的典型形式的检测线圈激励线圈的不平衡信号也显示在图44和被标记为电压V2。如图所示,在大的距离,这个不平衡线圈成为主要的信号不敏感的距离金属目标5的传感器线圈,但目标5趋于不平衡检测线圈,所获得的信号的存在变得敏感目标5在相对较短的距离。后面将更详细地描述,它是可能的工程师检测线圈之间的这一比率计测量电压V1和V2可以成为一个单调函数之间的距离目标5和检测线圈尽管峰值电压V1的约5毫米的距离传感器的表面。

图45演示了传感器线圈的形式,可用于这样一个接近传感器,有一个激励线圈202(如图45所示),一种不平衡检测线圈204(如图45度)和平衡检测线圈206(如图45b)。线圈远平面线圈,通常形成导电轨道在印刷电路板上。如图45所,202有一个或多个同心激励线圈内部和一个或多个同心外圈211和圈213连接在系列和在同样意义上用箭头表示。如图45b,平衡检测线圈206有一个或多个同心圈215和一个或多个同心外圈217。内部圈215连接在系列和在同一意义上彼此和外连接在系列和其他圈217彼此一样的感应。内215和外转身是串联连接在一起,以便内部满215伤口外满217相反的意义。如图45度,不平衡检测线圈204只包含一个或多个同心转219连接在系列和伤口在同一意义。每个线圈的匝数如图45所示只是说明,这些线圈通常是多向线圈。在实践中,可能会有更多或更少。

平衡的内部和外部线圈检测线圈206排列,以便从远程噪声源只会产生磁通的小信号检测线圈206。这可以通过安排直径和匝数之间的内部和外圈215和其他圈217的平方平均直径的外满217的数量乘以外约等于满217的平方平均直径内的215内的数量乘以215。例如，如果206有四个外部平衡检测线圈的内径外变成57毫米那么平衡检测线圈206内在内部直径36毫米时可以有10内圈。

平衡检测线圈206也都是平衡的激励线圈202如图45通过调整数量的内部和外部的激励线圈202及其定位相对于内在与外在的平衡检测线圈206。例如,激励线圈202可能有四个外把和213外直径等于55毫米(非常接近内径外217的平衡检测线圈201),并有可能十一内211内的外直18毫米。通过这种安排,激励线圈的外213和202将有一个非常大的互感与检测线圈的外217206和两倍小互感与检测线圈内215和206。激励线圈内径202将以相反的方式——拥有一个大互感与检测线圈内215和206和两倍小互感与检测线圈的外满217206。因此,因为内部和外圈215和215的检测线圈206相反的意义上,不同地区之间的相互耦合的激励线圈202的不同部分平衡检测线圈206结果接近于零净两个线圈之间的磁耦合。

检测线圈204和206之间的相互电感和激励线圈202将在导电的存在改变了目标5,这将修改激励线圈产生的电磁场202由于涡流诱导目标5的导电材料。结果,所有相互电感将开始减少,但是检测线圈206的外圈217和激励线圈202的外圈213之间的互感将下降速度比所有其他互感项目小(因为他们非常接近),从而导致显著不平衡电压平衡检测线圈206目标开始向传感器线圈(垂直于这个平面的纸说明传感器线圈)。然而在很短的距离导电目标5和传感器之间的线圈,不平衡电压(V1)诱导206将峰值检测线圈如图44一次,将开始减少目标5移动甚至接近传感器表面。在上面的示例中,电压V1的顶峰时将实现距离的目标5和传感器表面是3毫米。

在示例设计上面所讨论的,不平衡检测线圈204有八个导体圈和外部直径大约10毫米。信号(V2)诱导的主要原因在这个不平衡的检测线圈互感与激励线圈的内部转211211,我们可以看到从图44,它展示了一个强烈的依赖目标的距离5地区接近传感器线圈的信号的距离V1达到最大值。通过测量距离目标5和传感器线圈可以找到具有良好的分辨率,即使在较低的距离,的价值仍然是一个相当不错的单调函数尽管non-monotonicV1电压值的行为。当然用反正切函数不是至关重要的,任何两个电压的比值的函数可用于提供信号,改变单调的方式距离。

正如上面所讨论的,测量电路25和测量值处理单元19等设计计算比率计功能等检测线圈。因此,上述电路也可以用于近距离传感器的体现。特别是,如果两个检测线圈204和206被连接到输入1+/1-和2+/2-的测量电路25中描述的任何上面的实施例,测量值处理单元19将决定以下阶段测量:

当在上述的实施例中确定好目标位置信息。

然而，从相图如图44b可以看到,灵敏度为大目标距离显著降低目标距离(通常大于16毫米在上面的例子中设计)。为了解决这个问题,感应电子也可以安排测量值:

实现这个最简单的方法是提供一个1:10电阻分压器220的输出不平衡检测线圈204,通过连接分频器的输出220-4+/-测量电路的输入25(因此衡量V2/10)；和通过应用平衡检测线圈的输出2063+/3-测量电路25的输入。204和206两个检测线圈的连接这些输入的测量电路25如图45所示33b和c。这样,当测量值处理单元19会测量粗糙的位置信息,在这个实施例,它将测量上述值的两个电压的比值可用于提供信号,改变单调的方式距离。

第二阶段的测量随目标5之间的距离和检测线圈204,206也如图44所示。可以看到,这第二阶段措施达到十倍提高传感器灵敏度的距离(约35毫米在这个例子设计),但未能保持良好的灵敏度较短的距离——因为第二阶段测量浸透在90度的值。但是,它可以把两个阶段措施提供合理一致的敏感性大范围的目标距离——使用第一阶段措施较小的距离(在这个例子中设计不到约14毫米),然后利用第二阶段测量更大的距离(在这个例子中设计大于约16毫米),两个第一和第二阶段措施应该用于过渡区(在这个例子中设计大于约14毫米和小于约16毫米)。

最简单的方法来配置测量电路25执行不同的测量,如图46所示,上面的描述测量电路N和M也完全致力于测量值第一阶段(使用信号输入1+1-和2+/2-)或测量值第二阶段(使用信号从输入3+/3-4和4+/-)。在这个例子中,测量电路N是配置为测量值和第一阶段测量电路M是配置为测量值第二阶段。每个通道的放大可以进一步控制使用动态增益调整为了提供最好的敏感性同时测量的信号测量电路中V1和V2N；或信号V3(＝V1)和V4(＝V2/10)在测量电路中。

从平衡检测线圈206测量的信号的幅度也可以被纠正的任何非零偏移量的平衡检测线圈，当目标5是不存在的。值：

O^N＝V1/V2(322)

O^M＝V3/V4(323)

可以测量并存储在微控制器9的非挥发性存储器中，在校准过程中，一旦传感器已安装，但与金属靶5远离接近传感器的表面。随后，在主操作模式下，该值可以被校正如下：

和

在(距离)的值是从查找表使用的参数“距离”在以前的测量更新为索引的查找表中获得的值。对于大的值，在查找表中的值将接近于一个，但它们可以被缩短为较短的间隔。这种依赖可以类似与距离的V2的值的依赖，如图44a所示。查表的条目可以通过试验标定为接近传感器相同的家庭得到的各种值，抵消被引入在传感器线圈附近的金属物体的不同值。

可以选择，在目标5可以快速移动或远离检测线圈206和202的系统中，上述的动态校正技术也可以用于此实施方案中，以补偿在不同的测量得到的时间之间的运动。由此产生的相措施(和)可以应用到自己的查表转换成相应的距离，每个阶段的价值:

查找表的B0和B1是由传感器的校准过程确定。距离值S0和S1不一定是一致的，进一步的程序可以用来计算最终的答案(距离)使用加权函数W0和W1：

$separation=\frac{s_0\&times;w_0\left(s_0\right)+s_1\&times;w_1\left(s_1\right)}{w_0\left(s_0\right)+w_1\left(s_1\right)}---\left(328\right)$

加权函数的W0、W1用这种形式体现在图47中，他们在距离SSW提供确定的距离逐渐显示(在例子的设计等于15mm)S0值之间小的距离和距离的S1的值。

在这一步骤中计算的值是用来更新的主机接口21和在下一个计算步骤中选择的查找表系数(距离)用于协助更准确地去除测量系统中的非零的突破偏移。

而不是完全独立的测量，根据图46的两个测量之间的更复杂的切换，可以实现使用上述的处理技术，在第五个实施方案安排。这一新实施方案和第五实施例之间的主要区别是与测量电路25和微控制器9个测量电路的要求取决于上一次确定的距离值的要求。这是图48所示，这表明9单片机可以选择比例测量(或)应作为“主”的测量和测量可以作为一种辅助测量。特别是，图48显示了在切换点s_sw决定哪些测量作为主要的一个是从一个测量改为另一种。为了避免不稳定的行为，如图48所示，在决策过程中可以引入一个小的滞后量

图49是一个时序图说明，在第五实施例中，可以使用的加工技术，在这接近传感器系统允许的可能性来确定0和1阶段措施作为主要的测量结果之间切换的方法。图49显示了用于测量值为5的目标以下S_SW距离计量的主要控制信号的时间。在这种操作模式下额外的时间间隔的测量过程中提供辅助数据(在这个例子中相确定输入3+/3-和4+/4-)的时间间隔对应的i＝10时，为测量这种测量通道单独速度参数进一步校正。这允许的值由于目标5的移动非常精确的补偿。在这个图中，测量的值不断更新最快的更新率，如上述的第五个实施例的解

当通道1+/1-和2+/2-通过测量电路测量，在平衡检测线圈206在没有目标5的非零偏移提供通过：

当通道3+/3-和4+/4-通过测量电路测量，在平衡检测线圈206在没有目标5的非零偏移提供通过：

一个问题与使用时序如图49所示是距离S1测量更新速率慢(投入3+/3和4/4)当测量S0(投入1+/1和2/2)是最快的更新率。为了解决这个问题，最后的时间间隔(时间间隔ΔT10)S1额外的测量是采用极性调制信号–这样有两个连续的检测时间间隔测量电路获得(ΔT9和ΔT10)在相同的极性调制信号用。这使得测量值处理单元19能够确定目标5使用S1值测量电路检测间隔ΔT9和T10Δ获得第一速度测量。为测量值处理单元19多次测量S0相邻检测间隔使用极性调制信号测量值处理单元19确定目标5运用S0在测量电路是检测间隔ΔT9和T10的措施Δ获得第二速度测量。两个速度的措施可以用来同步测量电路和测量电路中的S0得到M相同的检测间隔一个共同的时间点获得的值S1的值(如相邻的调制周期t_dc边缘)。一个类似的程序，用于同步信号的动态更正上述第五个实施例中，在这里不进一步讨论。

一旦S0和S1的值被引用到一个共同的时间点，测量值处理单元19确定以下修正值：

Δs＝s₁-s₀(335)

这是选择平均数的检测周期t_dc降低噪声。此后，为S0值快速更新的测量值处理单元19，这也算一个“应该”的价值s₁ ^eff如下：

$s_1^{eff}=s_0+\mathrm{\&Delta;}s---\left(336\right)$

然后测量值处理单元19使用此值s1eff计算距离的最终答案：

$separation=\frac{s_0\&times;w_0\left(s_0\right)+s_1\&times;w_1\left(s_1^{eff}\right)}{w_0\left(s_0\right)+w_1\left(s_1^{eff}\right)}---\left(337\right)$

这样的程序允许测量值处理单元19和尽可能高的更新速率对应于计算s0值更新率计算距离。为目标的5步，9单片机将确定，确定距离过SSW，需要计量的主要模式处理从输入1和2的信号开关的值来处理从输入3和4的信号作为主要的计量模式。这就可以通过逆变控制信号的极性和in2_min2_n在检测周期t_dc边缘了。图50是一个时序图说明了事件的开关时刻，进一步说明了该系统的能力继续测量没有任何下降的更新速率输出新的距离值(S1)为主要数据更新率最高不失应用准确的动态修正的值能力。特别是，当S1是主要的测量，测量值处理单元19确定各自的速度的措施之前，确定修正值s0eff。此后，对S1值快速更新的测量值处理单元19，这也算一个“应该”的价值s₀ ^eff如下:

$s_0^{eff}=s_1-\mathrm{\&Delta;}s---\left(338\right)$

然后测量值处理单元19使用此值s0eff计算距离的最终答案：

$separation=\frac{s_0\&times;w_0\left(s_0^{eff}\right)+s_1\&times;w_1\left(s_1\right)}{w_0\left(s_0^{eff}\right)+w_1\left(s_1\right)}---\left(339\right)$

这使得基于S0和S1值答案之间的平滑过渡不超过点开关引入任何微振荡。

代替和变形

一个详细的描述已经给出了上述的位置传感器和用于处理从检测线圈获得的信号的不同的处理电路和处理技术的。由于那些在艺术中的技术人员将赞赏，许多修改可以作出上述实施例不脱离本发明的范围和一些这些修改将现在被描述。

在上述实施例中，应用极性控制信号(乘以)从所选的检测线圈获得的信号。在大多数实施例中，该极性控制信号被解调开关56的应用。在另一实施例中，极性控制信号可以应用于激励信号之前，它被应用于激励导体5。

在上述实施例中，使用平面传感器线圈与目标5在传感器线圈上方的平行平面上移动。这是不必要的发明，传感器线圈可以是三维线圈，如果需要的话。

在上述实施例中，基本上平面传感器线圈被用来构成一个线性传感器与目标5沿其长度在一个平行平面上的传感器线圈的目标。这是不必要的发明，传感器线圈可以沿着任何路径延伸，包括一个圆形的路径，形成一个旋转传感器与目标5旋转的传感器线圈上方的平行平面。

在上面所描述的主要实施例中，所有的传感器输入被连接到测量电路。这不是必需的。每个测量电路可以接收所有传感器输入的各子集，虽然在这种情况下，该子集通常重叠，每个测量电路接收至少主传感器信号(如在上述实施例中的精细检测线圈的传感器信号)。

在上述接近传感器，如图45所示的传感器线圈的安排只是一个可能的安排，达到平衡的检测线圈206磁通从远程噪声源(背景磁场或磁场)和近零净磁耦合检测线圈206和激励线圈202。从远程噪声源的磁通的平衡实现在线圈206通过安排的内部匝数之间的匝数和外匝217(这是卷绕在相反的意义上彼此)的匝数215，使磁通通过在内部匝217的相反磁通215实际上取消了。对检测线圈206的内部和外部的转动会有互感的激励线圈202的内部和外部的转。整体将有四方面描述互感：i)互感(51)之间轮流，215和211，二)互感(l53)之间轮流，215和213，III)互感(71)之间轮流，217和211，而IV)互感(l73)之间轮流217和213。的检测线圈206和激励线圈202之间的净磁耦合，因此可以描述这四个相互电感的总和:

L62＝L51+L53-L71-L73

在互感器的术语和l73L71包含负号反映217和215匝绕组相反的意义。对51和L71条款标志可以通过改变内在的缠绕方向感方面的l53和l73术语符号调整转211相对于外变成213的激励线圈202。在图例45A内转211绕在同一意义上的外变成213，但是在一些实施例中的外化213的卷绕方向可以逆转，从而改变净互感公式：

L62＝L51-L53-L71+L73

通过调节激励线圈202的内外圈数和检测线圈的内外圈的精确定位，可以进一步调整各互感项的振幅206。这使得检测线圈206和激励线圈202之间的净互感为平衡(零)没有金属靶的存在。

为了增加接近传感器的灵敏度的金属目标之一在互感L62条款的存在要使金属目标的存在比其他方面不敏感。这样，在金属目标的存在，净互感L62将变得不平衡，这将导致电压V1在检测线圈206诱导。四个相互电感的术语的一个可以是不太敏感的金属靶的存在下，通过定位相应的双组的匝数是物理上接近。图45b示例中所示，外变213的激励线圈202和线圈217检测外满是位于非常接近对方(相对于转动另一组之间的距离)，从而使互感l73到金属目标的存在相比，剩下的三互感条款不敏感：L51，l53，和L71。对于特定的传感器性能图45b所示，该外直径变成213的激励线圈202是稍小于外直径变成217的检测线圈206，然而这是不必要的和外化213直径可稍大于外直径转217。另外的激励线圈211的内部匝202的直径可以作出非常相似的检测线圈215的内部匝206的直径。在这种情况下的外匝213和217的直径应该是基本上不相似的，因此，在激励线圈202和检测线圈的外匝之间的相互电感的检测线圈206是非常敏感的金属靶的存在。

在上述的所有实施例中，传感器线圈固定，目标5相对于传感器线圈移动。在另一个实施例中，传感器线圈可以移动以及目标5或传感器线圈可以单独移动，目标5可以固定。

在上述传感器设计中，传感器线圈在印刷电路板上形成导体轨道。由于那些在艺术上的技能，可以使用任何导电材料，如导电性油墨，如导电性油墨，可以在适当的基板或导电线伤口在适当的方式形成的传感器线圈。此外，它不是必不可少的，或每个，激励线圈和，或每个，检测线圈被安装在同一个成员。例如，可以提供2个单独的印刷电路板，一个带激励线圈(一个带激励线圈)，另一个用于携带的，或检测线圈。

在上述很多实施例中，目标5包括一个谐振腔，被驱动，或者每个激励线圈和信号在，或生成，检测线圈随目标相对于传感器板的位置。由于那些熟练的艺术作品将欣赏，使用这样的谐振器是没有必要的。其他电磁装置可使用。例如，一个短路线圈，一个金属屏幕或一块铁素体可以使用。

上面所描述的传感器系统使用的目标是从一个激励线圈上的传感器电路板。激励线圈的精确形式并不重要，只要它能在测量位置的利益的目标，它的权力。另外，电流可以直接驱动到目标的处理电子，例如通过导线或滑动环。另外，目标7可能是自供电，并可直接产生检测线圈检测的目标磁场。在这种情况下，将不需要一个激励线圈，也不需要检测任何参考激励信号，也不需要确定突破性的偏移量。

在上述实施例中，测量处理单元确定从测量电路接收到的信号的峰值电压。这些峰峰值电压被用来补偿从激励线圈的检测线圈的直接突破。当然，测量处理单元可以确定峰值电压，而不是峰值电压等突破性校正。然而，作为测量电压的比率被采取，答案将是相同的，因为在这两种情况下的峰值电压是简单的2倍的峰值电压。因此，只要用相同的测量方法计算出不同的电压，其结果也就相同了。

上述主要体现用精细探测线圈6-1和6-2，每卷4期粗检测重复四次。类似的设计方法可以应用于任意数量的重复。同样，粗检测线圈4-1、4-2在传感器的测量范围有一个时期。这是不必要的粗检测线圈可能也有多重复线圈，提供粗线圈重复是不同的精细检测线圈重复，微控制器9可以结合测量从精细检测线圈和粗检测线圈，并确定一个明确的位置测量。

上面所描述的目标和传感器线圈的电感耦合的主要实施例。由于那些在艺术中的技术人员将赞赏，使用这样的感性耦合的处理电子产品是没有必要的。相同的测量电子以上描述可以用来处理任何类型的传感器信号的比率。例子包括，但不限于，电容比率传感器、光学比例传感器，霍尔效应比率旋转传感器、巨磁阻比率旋转传感器，等等。

上面所描述的主要实施例使用了激励信号的相位微调。由于那些在艺术上的技能将升值，而不是调整的激励信号的相位，测量电子可以被安排微调的解调时钟的相位相反。例如，在体现上述用于解调时钟ex_0和ex_90，一个新的时钟信号ex_quad与频率比激发的时钟频率会产生过滤的四倍，和一个DAC级比较器91中相同的方式，相比以前被描述为图13参考。通过第一锁存95后，通过比较器91的信号是由两个频率降低，成为在门闩的95和一个180度的转向信号ex_double_180在Q的95锁存输出Q输出一个占空比为50％的时钟ex_double_0。通过划分的ex_double_0信号的频率通过一个额外的锁存器的ex_double_180信号分频通过一个额外的锁存器，产生两个信号ex_0和ex_90。这两个信号的相位(ex_0和ex_90)是由DAC应用到比较器91的模拟电压电平调整。然而，它们之间的相位差是非常接近90度，并可能会偏离此确切值，仅由于2个额外的锁存器用来产生它们的参数的差异。

上述主要实施例中使用的激励信号的时钟ex_clock在激发和9单片机的控制信号产生逻辑11块。作为那些在艺术上的熟练者将欣赏，这是没有必要的，以产生在微控制器的激励时钟9。例如，激励时钟可以由单独的异步电子产生和施加单独的传感器的激励通道。在这种情况下激励参考TTL兼容的逻辑信号的相位和频率锁定到外部激励的时钟信号应提供9单片机用于同步目的。倍频锁相环(PLL)可以被用来生成一个ex_quad信号在频率四倍参考时钟频率的激发。这样的一个锁相环将有一个数字分频器由4个利用与一对夫妇的锁存器用于在一个乘法锁相环反馈路径使用分频信号。然后ex_quad信号可以用来产生额外的两解调时钟信号ex_0和完全可调的阶段ex_90如前段所述。所有的控制信号可以从ex_quad信号源和同步的边缘。一个额外的捕获/比较定时器115应为测量的主要高频异步捕获/取得的成果提供校准比较定时器和115-2115-1。新的捕获/比较115-3加载定时器的时钟的上升沿和period_ref的period_ref时钟的下降沿停。这使得测量处理单元来确定相应的检测周期TMOD周期的一半数量，或相π。这样的结果从捕获/比较定时器计数115-1和115-2可以精确计算到1阶段3，或尽管异步性质的高频时钟用来控制这些捕获/比较定时器115。

体现了第五个测量算法可以实现无采样信号的振幅的放大输出和ADC电路滤波的步骤。这是情况时，没有动态调整增益的放大电路或没有突破性的校正是必需的。与ADC的采样信号af_out用于相位测量的捕获/记录在存储器17-1设定解释比较寄存器115-1和115-2如图21所示。而不是使用一个ADC，比较器113的输出进行采样，目前由同一adc_trigger信号定义的时间以21以上的图解释。在比较器113的输出值将对应于最小的af_out信号(低于中栏杆电压)和价值接近轨道(1个逻辑值)将对应的af_out信号最大(以上中栏杆电压)。因此，逻辑0和1的值记录在比较器113的输出，目前的adc_trigger信号确定的时间设置将允许明确地解释记录在存储器17-1梳理分别价值1，值，并相关的上升和下降为零交叉事件已经被解释为与图21中的参考。在另一个实施例中的定时器105_1，在图21和第五中用于生成adc_trigger信号显示，可以用来作为一个额外的捕获/比较定时器配置使其增值的polarity_ref信号通过比较器113的输出上升沿停止。从这样的捕捉/输出比较定时器105_1应存放在单独的内存17_3和被捕获/记录在记忆17_1序列一起使用比较定时器115_1和115_2为了识别到比较器113的输出上升沿相关记录。这样会让整理分别价值1，3，和上升和下降过零事件相关。上述位置传感器的位置传感器和处理电路已被描述。处理电路包括第一和第二测量电路，每一个测量电路，每个过程至少有一个共同的传感器信号。测量处理电路安装使用各个测量电路的测量，通常在一个时间交错的方式，所以，在测量处理电路使用一个测量电路的测量，测量得到的其他测量电路可用于确定校准，可用于校准后的测量。

在上述实施例中，一个共同的传感器输入被连接到多个测量电路。该电路被布置成这样，在任何给定的时间，该信号从该共同的传感器输入只通过一个测量电路。当传感器输入和测量电路之间提供缓冲放大器时，可以通过多个测量电路将信号从常用传感器输入通过多个测量电路。然而，这是不优选的，因为它引入了额外的成本的电路。

上述的第六个实施例中使用一个相对缓慢的三通道ADC。相反，可以使用较低的分辨率但更快的三通道SARADC嵌入在许多现代微控制器。在这种情况下(最好是多个测量多达64个测量值)可以在图39所示的adc_trigger信号的半个周期中。所有这些措施将对应样品的模拟电压和电容C1或C2保持如图36所示。所有的多个测量会稍稍偏离对方的一个或两个计数由于内部随机噪声较小程度的ADC转换时。通过平均这些测量可以获得具有分辨率是几位高于快速SARADC的原始分辨率的测量。

在上述第六个实施例中，分别设置了三测量电路，测量电路各接收传感器信号的不同的一个作为输入。在该实施方案的修改版本中，只有2测量电路可以被提供，测量电路与第六实施例相同，并且与新的测量电路，接收传感器信号从输入1+/1-和2+/2—。在这种情况下，测量电路将时间分多路复用传感器接收的传感器信号，这些传感器的输入和测量处理单元将映射到这些测量电路校准/校正用途。这样的实施例将类似于第一实施例，除了测量电路不接收来自粗检测线圈的传感器信号(从输入3+/3-和4+/4-)或从激励参考输入端5+/5-。

在上述的主要实施例中，激励信号的相位连续地调整。由于那些熟练的艺术将欣赏，调整(调整)的相位的激励信号的能力是很重要的用于在应用程序中的应用程序中，有有限的控制的位置的任意金属物体接近传感器头。这样的传感器的一个例子是一个典型的线性传感器，该传感器的传感表面是开放的外部环境。与之相反，典型的旋转式传感器被封装在一个金属外壳连同目标，因此是在一个更受控制的环境中运行。因此，在这样的控制环境中工作的传感器的相位的精细调整是不太重要的，因此，在这样的控制环境中的成本，因此，可以降低成本，通过不执行上述所述的激励信号的有源相位控制。相反，对参考信号参考相位测量值可以用如下公式来消除突破信号：

${V^{FS}}_{corr}=V^{FS}-O^{FS}\&times;V^{EX}\&times;cos({\mathrm{\&phi;}}^{\mathrm{Re}f}-{\mathrm{\&phi;}}_{offset}^{FS})---\left(340\right)$

${V^{FC}}_{corr}=V^{FC}-O^{FC}\&times;V^{EX}\&times;cos({\mathrm{\&phi;}}^{\mathrm{Re}f}-{\mathrm{\&phi;}}_{offset}^{FC})---\left(341\right)$

其中V^EX是参考信号的幅度，和是在参数偏差信号和突破偏差信号之间的相差角在校准阶段，以及系数O^FS和O^FC是在校准阶段被测的突破偏差和参数信号幅度的比值。上面的式子340和341可以被用于修正在传感器信号中的突破偏差，将被用于替换前述讨论的式子7,8,9,10,88,89,92,93,156,157,276,277,316,和317。

Claims (99)

1.用于处理传感器信号的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：

一第一测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，以及用于将所述多个传感器信号在一时间间隔序列内以时分的方式传输通过第一测量电路，以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；

一第二测量电路，用于接收至少一个传感器信号，以及用于将所述至少一个传感器信号传输通过第二测量电路，以产生传感器测量值作为响应；以及

测量值处理电路，用于处理由所述第一测量电路和第二测量电路产生的传感器测量值，以确定和输出传感器结果；

其中第一测量电路和第二测量电路都被配置用于从至少一个共同的传感器输入端接站一传感器信号，以及用于分别输出共同传感器测量值作为响应；以及

其中测量值处理电路是被配置用于使用所述共同传感器测量值来确定第一映射数据，所述第一映射数据用于将从所述第二测量电路获取传感器测量值关联到从所述第一测量电路获取的传感器测量值。

2.如权利要求1所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置使用至少一个从所述第二测量电路获取的传感器测量值和所述一映射数据来确定一传感器结果。

3.如权利要求1或2所述的处理电路，其特征在于，所述多个传感器输入端包括若干副传感器输入端；其中当来自所述副传感器输入端的传感器信号是被传输通过所述第一测量电路时，用于使用从所述第二测量电路获取的传感器测量值来获取的修正传感器结果的校准数据，是使用从第一测量电路获取的传感器测量值来决定的。

4.如权利要求1至3中任一项所述的处理电路，其特征在于，还包括一第三测量电路，用于接收至少一个传感器信号以及用于将所述至少一个传感器信号传输通过第三测量电路，以产生传感器测量值作为响应；

其中所述第一测量电路和第三测量电路都被配置用于接收来自至少一个共同传感器输入端的传感器信号，以及用于分别输出共同传感器测量值作为响应；以及

其中测量值处理电路是被配置用于使用从第一测量电路和第三测量电路获的共同传感器测量值来确定第二映射数据，所述第二映射数据用于将从第三测量电路获取的传感器测量值关联到从第一测量电路获取的传感器测量值。

5.如权利要求4所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于使用从所述第二测量电路获取的一传感器测量值、从所述第三测量电路获取的一传感器测量值、第一映射数据和第二映射数据来确定一传感器结果。

6.如权利要求4或5所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置为：i)用于使用第一映射数据和从第二测量电路获取的共同传感器测量值来确定一第一主传感器测量值；ii)使用第二映射数据和从第三测量电路获取的共同传感器测量值来确定一第二主传感器测量值；iii)对第一主传感器测量值和第二主传感器测量值执行一比率计算，以确定一比率结果；以及iv)使用所述比率结果来确定和输出一传感器结果。

7.用于处理传感器信号的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：

一第一测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个第一传感器信号，以及用于将所述多个第一传感器信号在一时间间隔序列内以时分的方式传输通过第一测量电路，以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；

一第二测量电路，用于从一传感器输入端接收至少一个传感器信号，以及用于将所述个传感器信号传输通过第二测量电路，以产生传感器测量值作为响应；以及

测量值处理电路，用于处理由第一测量电路和第二测量电路产生的所述传感器测量值，以确定和输出传感器结果；

其中，第一测量电路和第二测量电路都被配置用于从至少一个共同传感器输入端接收传感器信号，以及用于分别输出共同传感器测量值作为响应；以及

其中，所述测量值处理电路是被配置用于使用由第一测量电路和第二测量电路获取的共同传感器测量值来确定和输出传感器结果。

8.如权利要求7所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于使用从第一测量电路获取的共同传感器测量值和从第二测量电路获取的共同传感器测量值来确定和输出一传感器结果。

9.如权利要求8所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于使用来自第一测量电路的共同传感器测量值来确定校准数据；其中所述测量值处理单元是被配置用于使用来自第二测量电路的共同传感器测量值和使用来自第一测量电路的传感器测量值确定的所述校准数据来确定一传感器结果。

10.如权利要求8或9所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于确定校准数据，所述校准数据包括映射数据，用于使用来自第一测量电路和第二测量电路的共同传感器测量值来将由第一测量电路作出的测量值关联到由第二测量电路作出的测量值。

11.如权利要求8至10中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于在使用来自第一测量电路的传感器测量值和来自第二测量电路的传感器测量值确定的若干传感器结果之间切换；以及被配置用于当使用来自第一测量电路的共同传感器测量值和来自第二测量电路的共同传感器测量值来执行所述切换时，确定校准数据以消除在传感器结果中的变化。

12.如权利要求7至10中任一项所述的处理电路，其特征在于，各输入的传感器信号都具有第一频率，其中所述第一测量电路和第二测量电路是被配置用于接收以及接下来将所述传感器信号转换为一具有第二频率的传感器信号，所述第二频率比第一频率要低；所述处理电路进一步包括控制电路，用于使所述共同传感器信号以一种时分复用的方式被切换通过所述第一测量电路和第二测量电路，以便所述共同传感器信号在不同的时刻传输通过所述第一测量电路和第二测量电路；其中所述控制电路被配置用于使所述共同传感器信号被切换后以第三频率通过所述第一测量电路和第二测量电路，其中第三频率比所述第二频率高。

13.如权利要求7至12中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于处理来自所述第一测量电路的传感器测量值，以确定在校准传感器结果中使用的校准数据，以及较优地，其中所述多个传感器输入端包括若干主传感器输入端和若干副传感器输入端；其中所述第一测量电路是被配置用于从所述副传感器输入端接收副传感器信号，以及用于输出副传感器测量值；其中所述测量值处理电路是被配置用于处理所述副传感器测量值以确定所述在校准传感器结果中使用的所述校准数据。

14.如权利要求7至13中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述多个传感器输入端包括至少一个主传感器输入端以及至少一个副传感器输入端，其中所述第一测量电路是被配置用于从所述至少一个副传感器输入端接收副传感器信号，以及用于输出所述副传感器测量值。

15.如权利要求14所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于确定校准数据，所述校准数据包括映射数据，所述映射数据用于使用来自第一测量电路和第二测量电路的共同传感器测量值将由第一测量电路作出的测量值关联到由第二测量电路作出的测量值；以及被配置用于使用至少一个主传感器测量值和所述确定的映射数据来确定一用于传感器结果的突破修正。

16.如权利要求7至15中任意一项所述的处理电路，其特征在于，所述第二测量电路是被配置用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，以及被配置用于在一时间间隔序列内以时分的方式将所述多个传感器输入端传感通过第二测量电路，以产生第二传感器测量值时分序列。

17.如权利要求16所述的处理电路，其特征在于，所述多个传感器输入端包括至少一个主传感器输入端以及至少一个副传感器输入端，其中所述第一测量电路被配置用于从所述至少一个副传感器输入端接收副传感器信号，以及用于输出副传感器测量值，其中所述第二测量电路是被配置用于从所述至少一个副传感器输入端接收副传感器信号，以及用于输出副传感器测量值。

18.如权利要求17所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路和第二测量电路被配置：i)以使得在时间间隔期间，当所述第一测量电路是正在传输通过所述副传感器信号时，所述第二测量电路是传输通过来自所述至少一个主传感器输入的传感器信号；以及ii)以使得在时间间隔期间，当所述第二测量电路是正在传输通过所述副传感器信号时，所述第一测量电路是传输通过来自所述至少一个主传感器输入的传感器信号。

19.如权利要求17或18所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于使用从第一测量电路获取的一副传感器测量值来确定校准数据，所述校准数据包括一用于第一测量电路的突破修正；以及用于使用从第二测量电路获取的一副传感器测量值来确定校准数据，所述校准数据包括一用于第一测量电路的突破修正；以及被配置用于使用用于第一测量电路的突破修正来修正从第一测量电路获取的主传感器测量值；以及被配置用于使用用于第二测量电路的突破修正来修正从第二测量电路获取的主传感器测量值。

20.如权利要求19所述的处理电路，其特征在于，所述传感器信号是从响应于一使用激励信号对一传感器目标进行供能的所述传感器输入端接收，其中所述副传感器测量值包括对所述激励信号的测量值，其中被确定的用于第一测量电路的所述突破修正是通过使用从第一测量电路获取的所述激励信号的测量值来确定；其中所被确定的用于第二测量电路的所述突破修正是通过使用从第二测量电路获取的所述激励信号的测量值来确定。

21.如权利要求7至20中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路和第二测量电路被配置用于传输通过来自所述至少一个共同传感器输入端的信号时时间上部分重叠，以使得在一些时间间隔期间，第一测量电路和第二测量电路都产生从所述至少一个共同传感器输入端接收的所述传感器信号的传感器测量值。

22.如权利要求7至21中任一项所述的处理电路，其特征在于，进一步包括一激励电路，其用于产生一用于给一目标供能的激励信号，其中所述传感器信号是从响应于对所述目标供能的传感器输入端接收，其中各测量电路包括解调电路，用于使用一解调信号与传输通过所述测量电路的传感器信号相乘，其中解调信号包括一由激励信号经相位移动得到的信号；以及进一步包括相移电路，用于改变激励信号的相位，或改变构成所述解调信号中部分的由激励信号经相位移动过得到的信号的相位。

23.如权利要求22所述的处理电路，其特征在于，所述多个传感器输入端包括一副传感器输入端，其中所述相移电路是被配置用于根据来自所述测量值处理电路的控制信号来改变所述相位；其中所述测量值处理电路被配置用于使用由在所述副传感器输入端的传感器信号获取的一传感器测量值来确定所述控制信号。

24.如权利要求7至23中任一项所述的处理电路，其特征在于，各测量电路被配置用于输出一对应着从一第一主传感器输入端接收的传感器信号的第一主传感器测量值，以及用于输出一对应着从一第二主传感器输入端接收的传感器信号的第二主传感器测量值；其中所述测量值处理电路是被配置：i)对从第一测量电路获取的第一主传感器测量值和第二主传感器测量值执行一比率计算，以确定一第一比率结果；ii)对从第二测量电路获取的所述第一主传感器测量值和第二主传感器测量值执行一比率计算，以确定一第二比率结果；以及iii)使用所述第一比率结果和第二比率结果来确定和输出传感器结果。

25.如权利要求7至24中任一项所述的处理电路，其特征在于，进一步包括一第三测量电路，被配置用于从一传感器输入端接收至少一个传感器信号，以及被配置用于将所述至少一个传感器信号传输通过第三测量电路，以产生传感器测量值作为响应；以及其中第一测量电路和第三测量电路是被配置用于从至少一个共同传感器输入端接收传感器信号，以及用于分别输出共同传感器测量值作为响应。

26.如权利要求25所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于确定校准数据，所述校准数据包括第一映射数据和第二映射数据，所述第一映射数据用于使用来自第一测量电路和第二测量电路的共同传感器测量值来将由第二测量电路作出的测量值关联到由第一测量电路作出的测量值；所述第二映射数据用于使用来自第一测量电路和第三测量电路的共同传感器测量值来将由第三测量电路作出的测量值关联到由第一测量电路作出的测量值。

27.如权利要求26所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置为：i)用于使用第一映射数据和由第二测量电路获取的共同传感器测量值来确定一第一主传感器测量值；ii)用于使用第二映射数据和由第三测量电路获取的共同传感器测量值来确定一第二主传感器测量值；iii)对第一主传感器测量值和第二主传感器测量值执行一比率计算，以确定一比率结果；以及iv)使用所述比率结果来确定和输出一传感器结果。

28.如权利要求7至27中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置于确定使用来自第一测量电路的传感器测量值来获取的传感器结果与使用来自第二测量电路的传感器测量值获取的相应的传感器结果的差值；以及被配置用于使用所述差值来确定一包括被应用于传感器测量值的修正值的校准数据，以使得使用第一测量电路和第二测量电路的有关同样的传感器信号的测量值来获取的传感器结果是基本一样。

29.如权利要求28所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于使用所述差值来确定校准数据，所述校准数据包括一修正值，其被应用于来自第一测量电路和第二测量电路中的一个或两个电路的传感器测量值。

30.如权利要求7至29中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于确定一与传感器结果的变化速度相关的速度测量值，以及被配置用于根据所述速度测量值将一补偿应用于所述传感器结果。

31.如权利要求30所述的处理电路，其特征在于，被应用于一传感器结果的所述补偿取决于此传感器结果的值。

32.如权利要求30或31所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于使用在第一时间间隔内从第一主传感器输入端获取的传感器信号的第一传感器测量值与在第二时间间隔内从第二主传感器输入端获取的传感器信号的第二传感器测量值来确定一传感器结果，其中所述测量值处理电路是被配置用于当第一时间间隔是先于第二时间间隔时将第一补偿应用于所述传感器结果，以及被配置用于当第二时间间隔是先于第二时间间隔时将一与第一补偿不同的第二补偿应用于所述传感器结果。

33.如权利要求30至32中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于确定一与所述速度测量值的变化速度相关的加速度测量值，其中所述补偿测量值也取决于所述加速度测量值。

34.如权利要求7至33中任一项所述的处理电路，其特征在于，在一重叠期，所述第一测量电路和第二测量电路被配置用于传感通过来自所述至少一个共同传感器输入端的传感器信号时在时间上部分重叠，以使得在一些时间间隔内，第一测量电路和第二测量电路产生从所述至少一个共同传感器输入端接收的传感器信号的传感器测量值，其中所述测量值处理电路被配置：i)在所述重叠期，使用从第一测量电路获取的传感器测量值来确定第一传感器结果；ii)在所述重叠期，使用从第二测量电路获取的传感器测量值来确定一第二传感器结果；iii)确定所述第一传感器结果和第二传感器结果的差值；以及iv)使用所述不同将一补偿应用于随后的传感器结果以补偿由一传感器目标运动导致的动态误差。

35.如权利要求34所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于使用在第一时间间隔内由第一测量电路从一第一主传感器输入端获取的传感器信号的一第一传感器测量值和在第二时间间隔内由第一测量电路从一第二主传感器输入端获取的传感器信号的一第二传感器测量值来确定一传感器结果；其中所述测量值处理电路被配置用于当第一时间间隔先于第二时间间隔时使用所述差值将一第一补偿应用于传感器结果；以及被配置用于当第二时间间隔先于第一时间间隔时使用所述差值将一第二补偿应用于传感器结果。

36.如前述任意一项权利要求所述的处理电路，其特征在于，各测量电路具有一副运行模式和一主传感器运行模式，其中当所述第一测量电路被配置以主传感器模式运行时，所述第二测量电路被配置以副运行模式运行，或者相反；其中当以主传感器运行模式运行时，测量电路是被配置用于传输通过从至少一个主传感器输入端获取的传感器信号，而不传输通过从副传感器输入端获取的传感器信号；以及当以副运行模式运行时，测量电路是被配置用于以时分的方式传输通过从副传感器输入端获取的信号和从所述至少一个主传感器输入端获取的传感器信号。

37.如权利要求36所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于使用从所述至少一个主传感器输入端获取的传感器信号的传感器测量值来确定一用于测量电路的校准数据当所述测量电路是以所述副运行模式运行时；以及被配置用于将所述校准数据应用于从测量电路获取的传感器信号当所述测量电路以所述主传感器运行模式运行时。

38.如权利要求37所述的处理电路，其特征在于，用于一个测量电路的校准数据，取决于使用来自另外一个测量电路的传感器测量值来获取的传感器结果确定的一速度测量值。

39.如权利要求38所述的处理电路，其特征在于，被确定的用于一个测量电路的校准数据，取决于使用来自另外一个测量电路的传感器测量值获取的传感器结果确定的一加速度测量值。

40.如权利要求38或39所述的处理电路，其特征在于，各测量电路在传感器结果中引入了一相位偏差，各传感器结果的相位偏差取决于传感器目标的运动，其中用于一个测量电路的被确定的校准数据，是用于消除由此测量电路在其传感器结果中引入的相位偏差。

41.如前述任意一项权利要求所述的处理电路，其特征在于，还包括第一模数转换器，用于将从第一测量电路获取的传感器测量值转换为数字数据，以及第二模数转换器，用于转换从第二测量电路获取的传感器测量值，其中测量值处理电路是被配置用于根据使用从第二测量电路获取的传感器测量值来确定的一速度测量值来动态修正由第一模数转换器执行的转换的时机。

42.如权利要求41所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于根据使用从第一测量电路获取的传感器测量值来确定的一速度测量值来动态修正由第二模数转换器执行的转换的时机。

43.如权利要求7至42中任一项所述的处理电路，其特征在于，至少一个测量电路被配置用于在各时间间隔多路传输一对传感器信号，以产生一传感器测量值信号，其相位随着所述一对传感器信号的比值而变化。

44.如权利要求43所述的处理电路，其特征在于，所述测量电路包括一个过零点检测器，用于检测传感器测量值信号的过零点，以及进一步包括一模数转换器，用于获取在一对邻近的过零点之间的传感器测量值信号的幅度测量值，其中所述测量值处理电路是被配置使用所述幅度测量值来识别一对邻近的过零点中哪个是上升过零点，哪一个是下降过零点。

45.如权利要求7至44中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于在一检测周期的第一部分使用来自第一测量电路的传感器测量值来报告传感器结果；以及被配置用于在检测周期的第二部分使用来自第二测量电路的传感器测量值来报告传感器结果；其中所述测量值处理电路是被配置用于忽略或增加传感器结果，当在使用由所述第一测量电路获取的传感器测量值进行报告和在使用由所述第二测量电路获取的传感器测量值进行报告切换时。

46.如权利要求45所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路是被配置用于忽略第一传感器结果，在从第二测量电路获取的第一传感器结果是在使用第一测量电路的传感器测量值来获取的最后一次报告的传感器结果的限定时间内获取的情况下，当切换到从第二测量电路获取的传感器结果后。

47.如权利要求45所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于增加一传感器结果，在切换到从第二测量电路获取的传感器结果后如果一传感器结果是使用来自第二测量电路的传感器测量值在切换到使用第二测量电路的传感器测量值来报告传感器结果之前的一限定时间内来确定。

48.如权利要求47所述的处理电路，其特征在于，测量值处理电路是对使用在一先前时间间隔内由第二测量电路获取的传感器测量值作出的传感器结果进行外插这样的操作来增加一传感器结果，其中传感器结果是与一传感器目标的运动的速度测量值相对应。

49.如权利要求7至48中任一项所述的处理电路，其特征在于，第一测量电路包括第一多路复用器，用于将一调制控制信号与一传感器信号相乘，其中所述调制控制信号具有一个基本频率，其处于构成第一测量电路的部分的放大过滤电路的通带内；其中第一多路复用器的切换会将不期望的电荷注入量注入到传感器信号的所述基本频率附近，其中来自第一多路复用器的的输出是被传输通过所述第一测量电路的第二多路复用器，一具有频率为所述基本频率的多倍斩波信号，是被用于使能和禁止第二多路复用器，以为了将额外的电荷注入所述传感器信号，其中所述斩波信号的传输点是与所述调制控制信号的传输点对齐，以使得全部注入到传感器信号的电荷注入量是在所述斩波信号的较高频率处，其中此更高的频率是位于所述放大过滤电路中的通频带之外，这样所述电荷注入量是在由第一测量电路得到的传感器测量值信号中基本都被衰减了。

50.如权利要求49所述的处理电路，其特征在于，所述斩波信号和所述调制控制信号通过一共同的时钟信号来产生，以使得所述斩波信号的传输点和所述调制控制信号的传输点时间上对齐。

51.如权利要求50所述的处理电路，其特征在于，还包括一用于从一主时钟信号产生所述斩波信号和所述调制控制信号的控制信号逻辑器。

52.如权利要求7至51中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路和第二测量电路中的一个提供用于在决定主传感器结果中使用的传感器测量值，另一个提供副传感器结果，其中所述第一测量电路和第二测量电路的角色根据传感器结果的值而互相转换。

53.如权利要求7至52中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于使用来自第一测量电路的传感器测量值来决定根据第一函数中一传感器变量而改变的第一传感器结果；使用来自第二测量电路的传感器测量值来决定根据第二函数中传感器变量而改变的第二传感器结果，其中第二函数是不同于第一函数；其中所述测量值处理电路是被配置用于使用所述第一传感器结果和第二传感器结果来确定传感器变量的值。

54.如权利要求53所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路根据所述传感器变化的值来使用第一传感器结果来确定所述传感器变量的值或者使用第二传感器结果来确定所述传感器变量的值。

55.如权利要求53或54所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路使用第一传感器结果来确定所述传感器变量的第一值，以及使用第二传感器结果来确定所述传感器变量的第二值，以及被配置用于根据一权重函数来联合使用第一值和第二值，较优地，所述权重函数取决于所述传感器变量的值。

56.如权利要求7至55中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路和第二测量电路是被配置用于获取来自至少一个主传感输入端的传感器信号的传感器测量值，是比获取来自副传感器输入端的传感器信号的传感器测量值更频繁；其中被定义为主传感器输入端的传感器输入端和被定义为副传感器输入端的传感器输入端会依据由所述测量值处理电路确定的传感器结果而变化。

57.如权利要求56所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路使用传感器结果来确定所述传感器变量的值，其中当传感器变量落入一第一范围值内时，所述主传感器输入端对应着一第一套传感器输入端，所述副传感器输入端对应着一第二套传感器输入端，当传感器变量落入一第二范围值内时，所述主传感器输入端对应着所述第二套传感器输入端，所述副传感器输入端对应着所述第一套传感器输入端。

58.如权利要求7至57中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路和第二测量电路各自都包括一独立的可编程增益放大器，其中所述测量值处理电路是被配置用于依照所述独立的可编程增益放大器的增益的变化来在不同时间重新校准各测量电路。

59.如权利要求7至57中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路被配置用于接收一参考电平，以及用于将所述参数电压传输通过第一测量电路，以产生一参考测量值；其中所述测量值处理电路被配置依照一被应用于一构成所述测量电路的部分的可编程增益放大器的增益变化和使用所述参考测量值来确定用于此测量电路的重新校准数据。

60.用于处理传感器信号的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：

一第一测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，以及将所述多个传感器信号在一时间间隔序列内以一时分的方式传输通过第一测量电路，以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；

一第二测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，以及将所述多个传感器信号在一时间间隔序列内以一时分的方式传输通过第二测量电路，以产生第二传感器测量值时分序列作为响应；以及

测量值处理电路，用于处理所述第一传感器测量值时分序列和第二传感器测量值时分序列以确定和输出传感器结果；

其中在第一时间期限内，测量值处理电路被配置用于使用来自第一测量电路的传感器测量值来确定传感器结果；以及在第二时间期限内，测量值处理电路被配置用于使用来自第二测量电路的传感器测量值来确定传感器结果；

其中在至少一个第一时间期限内，测量值处理电路配置用于使用由第二测量电路产生的传感器测量值来确定在确定传感器结果中使用的校准数据。

61.如权利要求60所述的处理电路，其特征在于，在至少一个第二时间期限内，所述测量值处理电路是被配置用于使用由第一测量电路产生的传感器测量值来确定在确定传感器结果中使用的校准数据。

62.如权利要求60或61所述的处理电路，其特征在于，第一测量电路和第二测量电路都被配置用于从至少一个共同传感器输入端接收一传感器信号，以及分别输出共同传感器测量值作为响应。

63.用于处理传感器信号的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：

一第一测量电路，用于接收一具有第一频率的输入传感器信号，以及接着来对其转换为一具有第二频率的传感器信号，并从所述具有第二频率的传感器信号中产生传感器测量值，其中第二频率是低于第一频率；

一第二测量电路，用于接收一具有第一频率的输入传感器信号，以及接着来对其转换为一具有第二频率的传感器信号，并从所述具有第二频率的传感器信号中产生传感器测量值，其中第二频率是低于第一频率；

其中第一测量电路和第二测量电路都是被配置用于从至少一个共同传感器输入端接收一共同传感器信号；

控制电路，用于使得所述共同传感器信号被转换后以时分复用的方式通过所述第一测量电路和第二测量电路，从而使得所述共同传感器信号在不同的时间通过所述第一测量电路和第二测量电路；

其中所述控制电路是被配置为用于使得所述共同传感器信号被转换以一高于所述第二频率的第三频率通过所述第一测量电路和第二测量电路；以及

测量值处理电路，用于处理从所述第一测量电路和第二测量电路获取的传感器测量值以确定传感器结果。

64.如权利要求63所述的处理电路，其特征在于，所述第三频率是所述第二频率的一整数倍。

65.如权利要求63或64所述的处理电路，其特征在于，所述控制电路是被配置以产生第一控制信号，用于使能或禁止在所述第一测量电路中的转换，以控制所述共同传感器信号在第一测量电路中的转换；以及产生第二控制信号，用于使能或禁止在所述第二测量电路中的转换，以控制所述共同传感器信号在第二测量电路中的转换。

66.如权利要求63至65中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述第一控制信号是被应用于所述第一测量电路的调制转换的使能/禁止输入端，以将具有第一频率的传感器信号降频转换为具有第二频率的传感器信号，其中所述第二控制信号是被应用于所述第二测量电路的调制转换的使能/禁止输入端，以将具有第一频率的传感器信号降频转换为具有第二频率的传感器信号。

67.用于处理传感器信号的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：

第一测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，所述多个传感器输入端包括至少一个主传感器输入端和至少一个副传感器输入端，以及用于将所述多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过第一测量电路以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；

第二测量电路，用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号，所述多个传感器输入端包括所述至少一个主传感器输入端和所述至少一个副传感器输入端，以及用于将所述多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过第二测量电路以产生第二传感器测量值时分序列作为响应；

测量值处理电路，用于处理第一传感器测量值时分序列和第二传感器测量值时分序列以决定和输出传感器结果；

其中各测量电路都有一副运行模式和一主传感器运行模式；

其中当所述第一测量电路以主传感器运行模式运行时，所述第二测量电路被配置以所述副运行模式运行，以及当所述第二测量电路以主传感器运行模式运行时，所述第一测量电路被配置以所述副运行模式运行；

其中当以主传感器运行模式运行时，测量电路被配置为传输从所述至少一个主传感器输入端获取的传感器信号，当以副运行模式运行时，测量电路被配置为传输从至少一个副传感器输入端获取的传感器信号；

其中所述测量值处理电路被配置为：i）使用一测量电路获取的传感器测量值来确定传感器结果当所述测量电路以所述主传感器运行模式运行时；ii）当一测量电路以所述副运行模式运行时使用所述测量电路获取的测量值来确定一用于一测量电路的校准数据；iii）当测量电路运行于所述主传感器运行模式时当使用由所述测量电路获取的传感器测量值来确定所述传感器结果时使用用于测量电路的校准数据。

68.用于处理传感器信号的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：

测量电路，用于从多个第一传感器输入端接收多个第一传感器信号，所述多个第一传感器输入端包括一第一主传感器输入端和一第二主传感器输入端，还用于将所述第一多个传感器信号在一时间间隔序列中以一种时分的方式通过所述测量电路以产生至少一个传感器测量值时分序列作为响应；

测量值处理系统，用于处理由所述测量电路产生的传感器测量值以确定和输出传感器结果；

其中所述测量值处理电路用于使用在第一时间间隔从所述第一主传感器输入端获取的传感器信号的第一传感器测量值和在第二时间间隔从所述第二主传感器输入端获取的传感器信号的第二传感器测量值来决定传感器结果，以及用于当决定所述传感器结果时若第一时间间隔先于第二时间间隔则应用一第一补偿，以及当决定所述传感器结果时若第二时间间隔先于第一时间间隔则应用一不同于第一补偿的第二补偿。

69.如权利要求68所述的处理电路，其特征在于，所述第一补偿和第二补偿被提供以补偿目标在第一间隔和第二间隔之间的运动。

70.如权利要求68或69所述的处理电路，其特征在于，所述第一补偿和第二补偿是被应用于传感器结果，其取决于将被修正的传感器结果。

71.如权利要求68至70中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述没理电路包括第一测量电路和第二测量电路，第一测量电路和第二测量电路都被配置用于接收至少一个传感器信号，以及传输通过所述至少一个传感器信号，以产生传感器测量值作为响应。

72.如权利要求71所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路和第二测量电路是都配置用于从至少一个共同传感器输入端接收一传感器信号，以及用于分别输出共同传感器测量值作为响应。

73.如权利要求71或72所述的处理电路，其特征在于，所述第一测量电路和第二测量电路中的至少一个是被配置用于从多个传感器输入端接收多个传感器信号。

74.一种位置传感器，其特征在于，包括：

多个检测单元以及一个目标，至少一个以下部分：i)多个检测单元；以及ii)所述目标，一者相对另一者是可移动的，以使得在检测单元依据检测单元和目标的相对位置关系来产生信号；以及

如权利要求1至73中任一项所述的处理电路，用于处理来自检测单元的信号，以及用于确定和输出与所述目标和检测单元的相对位置有关的位置信息。

75.如权利要求74所述的位置传感器，其特征在于，所述位置传感器为直线位移位置传感器或角位移位置传感器。

76.如权利要求74所述的位置传感器，其特征在于，所述位置传感器为一近距离传感器。

77.如权利要求74至76中任一项所述的位置传感器，其特征在于，所述检测单元是电感式检测单元、电容式检测单元或霍尔效应式检测单元中的一种。

78.一种近距离传感器，其特征在于，包括：

一传感器目标，以及

一传感器板，用于运载：

一激励线圈，所述激励线圈包括具有一个或多个基本为平面的第一套导体圈和具有一个或多个基本为平面的第二套导体圈，其中第一套圈中的圈基本同心，串联连接，以同样的方向缠绕；其中第二套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，第一套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第一内径和一第一外径之间，第二套圈中的导体圈聚焦于一第二内径和一第二外径之间，以及其中第二外径是比第一内径小；

一第一检测线圈，所述第一检测线圈包括具有一个或多个基本为平面的第三套导体圈和具有一个或多个基本为平面的第四套导体圈，所述第一检测线圈中的导体圈基本同心，并且也与所述激励线圈中的导体圈基本同心；

其中第三套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，其中第四套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，第三套圈中的一个或多个导体圈串联连接，并以与第四套圈中的一个或多个导体圈相反的方向缠绕；

其中第三套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第三内径和一第三外径之间，第四套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第四内径和一第四外径之间，其中第四外径小于第三内径；

其中选择在第三、四套线圈中的导体圈的数量和其相对的内径、外径，以使得第一检测线圈对环境电磁信号基本不敏感；

其中选择在第一、二套线圈中的导体圈的数量和其相对的内径、外径，以使得所述检测线圈相对于所述激励线圈基本平衡；

其中所述目标和所述传感器板是独立可移动的，这样在所述传感器板和目标之间的相对运动会改变激励线圈和第一检测线圈之间的平衡，这样响应于被应用于激励线圈的激励信号，所述第一检测线圈根据所述目标与传感器板的距离产生一检测信号。

79.如权利要求78所述的近距离传感器，其特征在于，所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更近。

80.如权利要求78所述的近距离传感器，其特征在于，所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更近。

81.如权利要求78所述的近距离传感器，其特征在于，所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更近。

82.一种用于位置传感器中的传感器板，其特征在于，所述传感器板运载：

一激励线圈，所述激励线圈包括具有一个或多个基本为平面的第一套导体圈和具有一个或多个基本为平面的第二套导体圈，其中第一套圈中的圈基本同心，串联连接，以同样的方向缠绕；其中第二套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕；

其中第一套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第一内径和一第一外径之间，第二套圈中的导体圈聚焦于一第二内径和一第二外径之间，以及其中第二外径是比第一内径小；

一第一检测线圈，所述第一检测线圈包括具有一个或多个基本为平面的第三套导体圈和具有一个或多个基本为平面的第四套导体圈，所述第一检测线圈中的导通圈基本同心，并且也与所述激励线圈中的导体环基本同心；

其中第三套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，其中第四套圈中的一个或多个导体圈串联连接，以同样的方向缠绕，第三套圈中的一个或多个导体圈串联连接，并以与第四套圈中的一个或多个导体圈相反的方向缠绕；

其中第三套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第三内径和一第三外径之间，第四套圈中的一个或多个导体圈聚集于一第四内径和一第四外径之间，其中第四外径小于第三内径；

其中选择在第三、四套线圈中的导体圈的数量和其相对的内径、外径，以使得第一检测线圈对环境电磁信号基本不敏感；

其中选择在第一、二套线圈中的导体圈的数量和其相对的内径、外径，以使得所述检测线圈相对于所述激励线圈基本平衡。

83.如权利要求82所述的传感器板，其特征在于，所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更近。

84.如权利要求82所述的传感器板，其特征在于，所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第一套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更近。

85.如权利要求82所述的传感器板，其特征在于，所述第三套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度，是比所述第四套线圈中的一个或多个导体圈被设置于靠近所述第二套线圈中的一个或多个导体圈的程度要更近。

86.如权利要求78至85中任一项所述的近距离传感器，或者如权利要求80至83中任一项所述的传感器板，其特征在于，还包括一由所述传感器板运载的第二检测线圈，所述第二检测线圈包括具有一个或多个基本为平面的第五套导体圈，所述第五套导体圈中的导体圈互相串联连接，其中第五套导体圈中的一个或多个导体圈聚集于一第五内径和一第五外径之间，其中第五外径小于所述第二内径。

87.用于位置传感器中的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：

一用于从一传感器输入端接收一传感器信号的输入端，所述传感器信号作为一被应用于一激励单元中的激励信号的响应而产生，其中所述激励信号具有一激励频率和一激励信号相位，所述激励信号相位在使用期间可以改变，其中所述传感器信号具有所述激励频率和一传感器信号相位，所述传感器信号相位取决于所述激励信号相位；

一解调器，用于使用一具有所述激励频率和一解调时钟信号相位的解调时钟信号来与所述传感器信号进行相乘，以产生一个被解调的传感器信号；

控制电路，用于处理所述被解调的传感器信号以确定关于一传感器目标的位置信息；

相位追踪电路，用于在所述激励相位和所述解调时钟相位之间维持一个期望的相位关系，所述相伴追踪电路包括：

逻辑电路，用于产生具有一基本频率的第一方波时钟信号，所述基本频率是所述激励步骤的数倍；

滤波电路，用于过滤所述方波时钟信号以产生一具有所述基本频率的过滤后的信号；

比较电路，用于将一参考值与所述过滤后的信号进行比较以产生一具有基本频率的数字信号，所述数字信号的占空比取决于所述参考值；

分频器电路，用于从所述比较电路中接收所述数据信号输出以及用于对所述数字信号的频率进行分频以产生一方波时钟信号，所述方波时钟信号具有所述激励频率，其相位取决于所述参数值；以及

其中由所述频分器电路产生的方波时钟信号用于在产生所述激励或所述解调时钟信号中使用；其中所述控制电路被配置用于改变被所述比较器使用的所述参考值以调整由所述频分器电路产生的所述方波时钟信号的相位，从而在所述激励信号相位和所述解调时钟信号相位之间维持所期望的相位关系。

88.如权利要求87所述的处理电路，其特征在于，由所述分频器电路产生的所述方波时钟信号是在由产生所述激励信号中使用，其中所述方波时钟信号被通过一滤波电路而产生所述激励信号。

89.如权利要求87所述的处理电路，其特征在于，由所述分频器电路产生的所述方波时钟信号是在产生所述解调时钟信号中使用。

90.如权利要求89所述的处理电路，其特征在于，所述频分器电路被配置用于产生第一解调时钟信号和第二解调时钟信号，两者通过大约90度的相位来被分开，其中所述解调器被配置用于使用第一解调时钟信号、第二解调时钟信号与传感器信号相乘。

91.如权利要求87至90中任一项所述的处理电路，其特征在于，所述控制电路被配置用于根据来自一副传感器输入端接收的一传感器信号来改变所述参考值。

92.用于位置传感器中的处理电路，其特征在于，所述处理电路包括：第一测量电路和第二测量电路，两者处理至少一个共同传感器信号和提供相应的测量值；测量值处理电路，用于以一种时间交错和循环的方式使用来自各测量电路的测量值来确定传感器结果，以使得当所述测量值处理电路正在使用来自一个测量电路的测量值来决定传感器结果时，从另外一个测量电路获取的测量值是被用于确定修正从另一个测量电路获取的随后的测量值的修正数据。

93.如权利要求92所述的处理电路，其特征在于，所述测量值处理电路被配置用于反复地更新所述用于一测量电路的修正数据当每次所述测量值处理电路是正在使用来自另一个测量电路的测量值来决定传感器结果时。

94.一种位置感应方法，用于感应一传感器目标的位置，其特征在于，使用如权利要求1至73或87至93中任一项所述的处理电路来感应传感器目标的位置。

95.用于处理传感器信号的处理电路，所述传感器信号接收自多个传感器输入端，所述多个传感器输入端包括若干个第一主传感器输入端和第二主传感器输入端，其特征在于，所述处理电路包括：

第一测量电路，用于从多个第一传感器输入端接收多个第一传感器信号，包括来自所述第一主传感器输入端和第二主传感器输入端的传感器信号；以及用于在一时间间隔序列内以一种时分的方式处理所述多个第一传感器信号，以产生第一传感器测量值时分序列作为响应；

第二测量电路，用于从多个第二传感器输入端接收多个第二传感器信号，包括来自所述第一主传感器输入端和第二主传感器输入端的传感器信号；以及用于在一时间间隔序列内以一种时分的方式处理所述多个第二传感器信号，以产生第二传感器测量值时分序列作为响应；以及

测量值处理电路，用于处理所述第一传感器测量值时分序列和第二传感器测量值时分序列，以确定和输出传感器结果；

其中所述测量值处理电路是被配置用于处理从第一测量电路获取的主传感器测量值信号以确定一由所述第一测量电路从所述第一主传感器输入端和第二主传感器输入端接收到的传感器信号的比率函数的值；以及用于处理从第二测量电路获取的传感器测量值信号以确定一由所述第二测量电路从所述第一主传感器输入端和第二主传感器输入端接收到的传感器信号的比率函数的值；以及用于使用所述比率函数的值输出传感器结果。

96.如权利要求1或95所述的处理电路，其特征在于，各测量电路是被配置用于针对从第一主传感器输入端和第二主传感器输入端接收到的第一传感器信号和第二传感器信号来产生一独立的传感器测量值，其中所述测量值处理电路是被配置用于使用由第一测量电路产生的传感器测量值来确定第一比率函数的值和使用由第二测量电路产生的传感器测量值来确定第二比率函数的值，以及用于使用所述确定的第一比率函数的值和第二比率函数的值来确定传感器结果。

97.如权利要求1或95所述的处理电路，其特征在于，各测量电路是被配置用于针对从第一主传感器输入端和第二主传感器输入端接收到的第一传感器信号、第二传感器信号和一根据第一传感器信号和第二传感器信号的比值而变化的传感器测量值来产生一独立的传感器测量值；其中所述测量值电路被配置用于处理所述传感器测量值以确定所述比值的值，以及用于使用所确定的值来确定传感器结果。

98.被上文所描述的或展示在附图中的处理电路。

99.被上文所描述的或展示在附图中的一种位置传感器或一种位置感应方法。