CN112393749B - 感应式绝对位置传感器 - Google Patents

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Abstract

一种感应式绝对位置传感器具有刻度尺和读取头。刻度尺具有平面导电特征的图案，其沿测量路径在每个空间周期Tc重复。读取头具有：平面绕组，其空间周期为TF＝Tc/M的多极正弦和余弦感应绕组，其中M为整数；围绕感测绕组的单极第一驱动绕组；以及沿测量路径的空间周期为Tc/N的多极第二驱动绕组，其中N＝M±1。电子电路使用第一驱动绕组进行第一模式测量并且使用第二驱动绕组进行第二模式测量。范围Tc中的绝对位置根据两种模式的测量结果计算出。传感器可以与它所取代的增量传感器一样紧凑，因为用于使其适于绝对应用的刻度尺的图案和第二驱动绕组不需要额外的空间。

Description

感应式绝对位置传感器
技术领域
本发明涉及感应绝对位置传感器。该传感器可以用于在诸如测量探针、千分尺、千分表等具有几微米或更好在几厘米范围内的精度的小型测量仪器中代替感应式增量位置传感器。
背景技术
感应式增量位置传感器通常包括具有朝向刻度尺的驱动绕组和感测绕组的读取头，该驱动绕组和感测绕组具有导电或可渗透特征的周期性的图案，该周期性图案根据刻度尺和读取头的相对位置来影响绕组之间的耦合，如McMullin等人的美国专利US4,737,698中公开的。
当前的感应式绝对位置传感器是两个或更多个不同刻度尺周期的感应式增量位置传感器的组合。专利US4,737,698中提出了两种变体，一种结合了精细周期的增量传感器以及粗略(coarse)周期的增量传感器，另一种组合了两个略有不同的周期的增量传感器。
Masreliez等人的美国专利US5,886,519公开了一种感应式绝对位置传感器系统，该系统具有三个感应式增量位置传感器/换能器，其每个的驱动绕组和感测绕组都面向刻度尺上的三个迹线之一。迹线的特征是磁通量调制器或涡流屏蔽，其在局部(locally)调制驱动绕组和感测绕组的耦合。如US5,886,519的说明书中所述，精度受迹线之间的串扰限制，因此需要一些最小的迹线间隔。
Andermo的美国专利US6,400,138使用电流耦合的磁通耦合环路代替了US5,886,519专利中的刻度尺的磁通调制器。这因此避免了驱动绕组和感测绕组之间的直接耦合，从而提高了精度。然而，仍然需要具有最小迹线间隔的多个刻度尺的迹线。
上述装置的问题在于：这些装置要么太麻烦，要么不够精确，以至于不能用于上述例如测量探针、千分尺、千分表等的测量仪器中。
发明内容
本发明的其中一个目的是提供一种紧凑的绝对传感器，其精度与其所替代的增量传感器一样，理想地具有相同的读取头尺寸和相同的刻度尺宽度。
在本发明的第一方面，提供了具有绝对或粗略空间周期Tc的感应式绝对位置传感器，其包括：刻度尺和读取头，其可沿测量路径相对移动。读取头包括在相同极之间具有精细空间周期TF的多极感测绕组，精细空间周期TF等于粗略空间周期Tc除以M，M为大于1的整数。读取头还包括单极第一驱动绕组，其在感测绕组或沿感测绕组产生时变空间均匀磁场。读取头还包括多极第二驱动绕组，其在感测绕组或沿着感测绕组产生沿着测量路径的周期为Tc/N的时变空间多极场，其中N等于M+1或M-1。刻度尺包括导电或可渗透特征的图案，其具有从驱动绕组到感测绕组的耦合特性，该特性为读取头沿刻度尺的位置的函数，该特性大体由两个空间周期性分量组成，一个为周期TF，另一个为周期Tc或Tc/(M+N)。传感器还包括电子电路，其连接到第一驱动绕组和第二驱动绕组以及感测绕组，其以以下两种测量模式中的一种操作：第一模式，其启用第一驱动绕组并禁用第二驱动绕组，以在精细周期TF内测量位置，或第二模式，其启用第二驱动绕组并禁用第一驱动绕组，以在周期Tc或Tc/(M+N)内测量位置；以及计算装置，其用于根据在第一模式测量的位置和在第二模式测量的位置来计算绝对位置。该绝对位置传感器在第一测量模式下用作精细周期TF的位置传感器，而在第二测量模式下用作粗略周期Tc或分数的粗略周期Tc/(M+N)的位置传感器。然后从第一模式测量值和第二模式测量值计算绝对位置。
感测绕组可以包括精细周期TF的正弦感测绕组和余弦感测绕组。正弦感测绕组和余弦感测绕组沿测量路径正交或以其周期TF的四分之一相互偏移。正弦感测绕组和余弦感测绕组可以在功能上被其他多相感测绕组配置代替，但是正交的两个感测绕组是最佳配置(因为只有四个连接，产生两个易于处理的信号)。
在第一模式下，读取头的第一驱动绕组在正弦感应绕组和余弦感应绕组中生成时变空间均匀磁场，该绕组沿着测量路径具有精细周期TF的锯齿形。这导致从第一驱动绕组到每个感测绕组的周期TF的耦合特性。刻度尺还具有周期TF的耦合特性分量，使得从第一驱动绕组经由刻度尺耦合到每个感测绕组的信号是读取头位置与刻度尺的周期TF的周期函数。正弦感测绕组和余弦感测绕组是正交的，它们的输出电压随位置的正弦和余弦而变化。因此，从正弦感测绕组和余弦感测绕组的输出电压得出的相量或相位角会在未确定的周期TF内产生准确的位置，或者换句话说，以TF或节距TF隔开许多可能的位置。
第二模式测量从在第一模式中找到的节距TF上的所有可能位置确定正确的准确位置。周期为Tc/N的多极第二驱动绕组会在周期TF或Tc/M的多极正弦感应绕组和余弦感应绕组或沿多极正弦感应绕组和余弦感应绕组产生周期为Tc/N的时变空间多极磁场，其中N等于M+1或M-1。这导致驱动到感应绕组的耦合特性具有沿着测量路径的周期为Tc和Tc/(M+N)的分量。刻度尺的耦合特性的另一主要分量，除了在第一模式下使用的周期TF中的一个之外，因此具有Tc或Tc/(M+N)的周期与绕组的耦合特性分量之一匹配，以使传感器正常操作，如将进一步说明的。然后，第二模式的绕组的输出电压根据读取头相对于刻度尺的位置，以周期Tc或周期Tc/(M+N)的正弦和余弦变化。
如果第二模式的刻度尺的特性的分量的周期为Tc，则在范围Tc中进行测量。与第一种模式一样，可以从正弦感应绕组和余弦感应绕组的输出电压(其此处为空间周期Tc)得出空间相量，从而在绝对范围Tc中产生粗略位置。例如，可以通过从所有以TF隔开的可能位置中确定最接近粗略绝对位置的位置来找到准确的绝对位置。
如果第二模式的刻度尺的特性的分量的周期为Tc/(M+N)，则在范围Tc/(M+N)中进行测量。周期Tc/(M+N)的空间相量可从正弦感应绕组和余弦感应绕组的输出电压得出，从而得出周期Tc/(M+N)内的位置，从而在绝对范围Tc内产生M+N个可能的位置。例如，可以通过从在第一模式下测量的所有可能的精细位置中确定最接近在第二模式下测量的M+N个可能位置之一的位置来找到准确的绝对位置。
根据本发明一个实施例的绝对传感器的明显优点在于：与增量传感器相比，仅需要两个额外的部件：改进的刻度尺特征图案，以及不需要额外空间的额外驱动绕组。在一个实施例中，另一个重要的优点是：由于分别采用了第一测量模式和第二测量模式，因此每个模式中只有一个驱动绕组耦合到感测绕组，从而消除了另一驱动绕组的不期望的耦合。
有利地，感测绕组(例如正弦感测绕组和余弦感测绕组)各自沿着测量路径延伸长度Tc或长度Tc的倍数，因为周期为Tc，Tc/M，Tc/N，Tc/(M+N)的所有上述空间周期性耦合都具有周期Tc中的整数个周期。如果不通过刻度尺进行调制，则对于所有这些周期性耦合，两个感测绕组在其长度Tc上拾取的净电压将总计为零：因此，没有净寄生直接耦合绕过刻度尺。
刻度尺的特征可能由涡流屏蔽组成，这些涡流屏蔽可局部调节从驱动绕组到感测绕组的直接耦合。改进的刻度尺特征可以由环路组成，环路将从一个或两个驱动绕组感应出的电流传递到感测绕组以在它们中感应电流。大体上为矩形的环路的两个侧面位于驱动绕组的感应迹线上，其中感应的电流传递到环路的另一侧，从而在感应绕组中感应出电压。因此，可以避免从驱动绕组到感测绕组的直接耦合(直接耦合会降低精度)，并且可以减少印刷电路绕组层的数量(由于驱动绕组和感测绕组不共享公共区域)。刻度尺可以由两层组成，例如，一层具有空间周期性Tc，Tc/N或TF的涡流屏蔽，另一层具有与两个剩余空间周期之一相对应的节距的环路。
有利的是，在一个实施例中，相同的刻度尺的特征形成以每个粗略周期Tc重复的图案，每个周期Tc内的刻度尺的特征比精细周期TF略短或略长，从而增强了周期为Tc或Tc/(M+N)的耦合特性周期性分量之一，而对另一个有影响。与诸如涡流屏蔽和环路之类的不同特征的组合相比，形成图案的相同的特征在每个粗略周期Tc重复一次，其更易于实现，并且具有改进的和更可预测的耦合特性。特征从节距TF的偏差很小，并且在第一模式测量中，其效果会在粗略或绝对周期Tc内抵消。
为了进行周期Tc的第二模式测量，必须移除每个周期Tc至少一个刻度尺的特征。由于对于不变的刻度尺的特征的节距TF，周期Tc和Tc/(M+N)的两个耦合特性分量都将具有相同的幅值，因此需要调整周期Tc内其余特征的节距，以消除周期Tc/(M+N)的耦合特性分量，同时保持周期Tc的耦合特性分量。这使得能够在周期Tc内进行第二模式测量。
为了进行周期Tc/(M+N)的第二模式测量，不移除任何刻度尺的特征。对于不变的刻度尺的特征的节距TF，周期Tc/(M+N)和Tc的两个耦合特性分量显然都为零，使得在周期Tc内的特征之间的节距略大或略小，因此两个分量都重新出现。它们的比率约为M+N，通常大到足以忽略周期Tc较小分量的影响。但是，如果需要，可以轻松计算出较小耦合分量的影响以进行校正(因位耦合比随节距的变化几乎不变)。
在一个紧凑的实施例中，其中M是偶数，刻度尺的图案和读取头的第二驱动绕组沿着测量路径被分成两个迹线，两个迹线的刻度尺的图案沿测量路径以其绝对周期Tc的一半相互偏移，并且两个迹线的第二驱动绕组沿测量路径以其周期Tc/N的一半相互偏移，其中感测绕组位于两个迹线之间或中间，绕组的一半位于一个迹线，而绕组的另一半位于另一个迹线，并且每个感测绕组的长度减少到绝对周期Tc的一半，以使得两条迹线在绝对周期的一半共同长度上在功能上都等于长度Tc的未分迹线，从而允许绝对测量范围比读取头沿测量路径的长度更长。由于每个感测绕组的长度从Tc减小到Tc/2，而绝对范围保持等于Tc，因此对于相同的绝对测量范围，测量仪器的读取头可以更短，而刻度尺和读取头则要稍宽一些。
在本发明的第二方面，提供了一种具有第一方面的感应式绝对位置传感器的测量仪器。该测量仪器可以是测量探针、千分尺、千分表等。
通过考虑详细说明和附图，本发明的其他方面和优点将变得显而易见。
附图说明
现在将参考附图通过示例的方式描述本发明的实施例，其中：
图1示出了本发明的一个实施例，该实施例包括读取头和具有两层周期性图案的刻度尺。
图2示出了沿着测量路径从多极驱动绕组到正交的两个多极感测绕组的典型耦合特性。
图3示出了本发明的另一个实施例，该实施例包括读取头和在一层上具有相同特征的图案的刻度尺。
图4示出了在一层上具有相同特征的图案的刻度尺，其沿着测量路径的空间耦合特性的周期性分量由相量图示出。
图5示出了在一层上具有相同特征的图案的第二刻度尺以及相关的相量图。
图6示出了在一层上具有相同特征的图案的第三刻度尺以及相关的相量图。
图7示意性地示出了本发明一个实施例的刻度尺和读取头绕组，其中刻度尺图案和读取头绕组被划分为两个相互偏移Tc/2的迹线。
具体实施方式
图1以示例的方式示出了以印刷电路技术制造的本发明的一个实施例。平面刻度尺100位于平面读取头200的前面(它们的基板被示出为透明的以便于更好地观察和解释)。刻度尺100在其背面或面向读取头200的侧面上具有平面导电特征111的第一图案以及在其正面上具有平面导电第二特征121的第二图案，其部分地掩盖了第一特征111。在读取头200的前层(靠近刻度尺)上的绕组被示出为部分地隐藏在读取头200的背层(远离刻度尺)上的绕组。
在读取头200前的刻度尺100的一部分被移开以便于观察。为了使第二特征121足够靠近读取头的绕组，刻度尺的基板是薄的。等效地，刻度尺可以由基板同一侧上的两个特征层组成，该基板的厚度足以提供所需的刚度，并且两个层都位于基板后方，并由薄的绝缘层隔开。特征111的第一图案是周期性的，其具有精细的节距或周期TF。导电第二特征121的第二图案是周期性的，其具或粗略或绝对节距或周期Tc。
刻度尺周期性图案沿测量路径x延伸，要测量的位置是读取头200沿其定位的位置。举例来说，特征111为矩形导电环路的形状并且第二特征121为正弦宽度的导电条的最小宽度位置之间的长度Tc的部分。面对刻度尺100的读取头200可相对于其沿测量路径x以恒定的间隙移动。用于恒定间隙运动的引导元件可以是仪器的一部分，而不是传感器的一部分，因此在此处不予讨论。
读取头200的面向刻度尺100的区域具有平面交织的正弦和余弦感测绕组211、212，其具有精细周期TF(沿着测量路径x的类似极之间测量)。极被定义为平面绕组的环路的中心。相似极是磁性相同的两极，即每两极的。正弦和余弦感应绕组的极相互偏移TF/4，或者可以说沿测量路径x正交。具有三个或更多个感测绕组的其他配置是可行的，但是正弦和余弦感测绕组211、212仅需要四个连接(每个绕组两个)并且具有占用最小面积的最简单配置。
在本说明书中，除非另外提及，否则“周期”或“周期性的”以及诸如“正交”、“偏移”、“谐波”和“相量”的相关术语是指空间周期或长度，而不是时间。
感测绕组211、212被平面单极第一驱动绕组210围绕，该平面单极第一驱动绕组210的形状是一个矩形环路，其在测量路径x上的宽度与第一矩形刻度尺特征111的宽度大体相同。取决于诸如绕组尺寸和驱动波形的参数，它可以如图所示为一转，或更多转。
平面多极第二驱动绕组220埋在感测绕组211和212之下。其相似极之间的周期Tc/N的节距导致在长度Tc上的N个周期，在该长度上与M个周期TF相差一个，因为N＝M+1或N＝M-1。在图1的实施例中，M＝4，N＝5。
读取头200具有电子电路，通常是集成电路，其放置在远离刻度尺的背面，用于短连接线和最小化绕组与电子电路之间的寄生耦合。这些连接线包括位于读取头200的正面和背面之间的用于穿过导电层的导通孔(vias)。该导电层(未示出)从电子电路和背面层的连接部分中屏蔽了正面层的绕组。
电子电路(未示出)通过连接线和导通孔210A，210B连接到第一驱动绕组210，并且通过连接线和导通孔220A，220B连接到第二驱动绕组220，并且通过连接线和导通孔211A，211B进一步连接到正弦感应绕组211，并通过连接线和导通孔212A，212B连接到余弦感测绕组212。
电子电路以两种测量模式之一进行操作：通过启用第一驱动绕组210和禁用第二驱动绕组220而用于在精细周期TF中测量位置的第一模式，以及通过禁用第一驱动绕组210和启用第二驱动绕组220而用于在粗略周期Tc中测量绝对位置的第二模式。为了产生时变磁场，通常通过10MHz量级左右的射频电压或20ns量级左右的间歇电压脉冲为绕组供电，以降低功耗。
在第一模式中，传感器的操作如下：电子电路通过线210A，210B激励第一驱动绕组210，从而感应出时变均匀磁场。多极感测绕组211、212各自在为精细周期TF的倍数的长度上延伸，在此，是M个周期TF或一个绝对周期Tc。由于在一个周期TF上存在两个极性交替的环路，因此在不存在刻度尺图案的情况下，由时变空间均匀磁场在感应绕组中感应的相等但相反的电压会相互抵消。
矩形环路形状的平面刻度尺图案特征111将由第一驱动绕组210感应的电流传送到感测绕组211、212，该电流沿着测量路径x产生精细周期TF的磁场。感测绕组211、212具有与刻度尺特征111相同的周期TF，在感应绕组211、212中的感应电压是读取头200沿刻度尺100的位置的周期函数。正弦和余弦感测绕组211和212(其极相互偏移一个精细周期TF的四分之一)中的每个都经由它们的线211A，211B，212A，212B将电压传送到电子电路。结果，两个电压根据沿着测量路径x的位置分别以周期TF的正弦和余弦变化。
为了获得最佳的位置精度，矩形环路沿测量路径的空间耦合应无谐波。环路的偶次谐波是微不足道的，最受关注的谐波是第三谐波，其在刻度尺和读取头之间的间隙中所有奇次谐波中衰减最小。由于环路迹线中的典型高频电流分布，因此可以通过将矩形环路的迹线宽度设置为TF/4来最小化第三空间谐波。
存在用于确定周期内的位置或相关相位角的已知方法。一种方法是将正弦和余弦感应绕组的电压数字化，根据电压的极性选择正确的象限，使用反正切函数(arctan)计算正切并找到弧或角，沿测量路径360°匹配一个空间周期。另一种方法(较慢但不需要AD转换器)是采样正弦绕组电压(相位0°)，余弦绕组电压(90°)，反正弦绕组电压(180°)，反余弦绕组电压(270°)等，然后对采样的波形低通过滤以产生正弦波，该正弦波的相位角与同一周期的参考波形的相位角的差在一个空间周期内随位置以360°的速率线性变化。
第一模式下的空间周期是精细周期TF：正确的绝对位置可以是绝对范围Tc上的节距TF上M个位置中的任何一个，换句话说，如果用节距TF表示，则它们具有相同的分数部分。然后，使用第二模式测量来精确定位正确的精确位置，因此需要第一模式和第二模才能确定准确且绝对的位置。
在第二模式中，传感器的操作如下：多极第二驱动绕组220通过其连接线和导通孔220A，220B激励，从而沿测量路径x感应出周期为Tc/N的时变空间多极磁场。在没有刻度尺图案的情况下，时变多极场不会在正弦和余弦感应绕组211、212中感应出任何净电压，只要它们的长度等于沿测量路径x的绝对周期Tc，并且驱动绕组会进一步延伸沿测量路径x的两端避免了末端效应。由于有N＝5个驱动绕组周期用于M＝4个感应绕组周期，因此沿着测量路径x从驱动绕组到感应绕组的最终耦合特性包括绝对周期Tc的一个周期性分量和周期Tc/(M+N)或Tc/9中的一个，如下所述。由在节距或周期Tc上的正弦形状的导电区域组成的第二刻度尺特征121对磁场进行调制，以便在正弦和余弦感测绕组211和212中感应的电压是沿测量路径x的位置的周期Tc的正弦和余弦函数，如进一步所述。在正弦和余弦感测绕组211和212中感应的电压通过线211A，211B和212A，212B馈送到电子电路。
然后，电子电路例如通过上述方法之一来确定周期Tc内的近似位置。精细位置在间隔TF处具有准确但多个值。在理想情况下，正确的位置应与Tc内的近似位置重合，并且下一个最接近的值应至少相距一个周期或节距TF。实际上，假设近似位置误差小于TF/2且精细位置误差可忽略，则正确值是最接近Tc内的近似位置的值。
用于确定绝对位置的计算装置可以在物理上是传感器电子电路的一部分，也可以不是。如果传感器是具有用于其他任务的微控制器的仪器的一部分，则该微控制器也可以用于将传感器的电路设置为第一测量模式或第二测量模式，收集第一模式和第二模式位置数据，并计算绝对位置。
图2示出了在一个绝对周期Tc上的第二模式耦合特性，其是沿着图1的第二驱动绕组220以及正弦和余弦感测绕组211、212的测量路径x的位置的函数。图2所示的特性对应于图1所示的绕组周期，其中对于第二驱动绕组220，Tc/N＝Tc/5；对于正弦和余弦感测绕组211、212，TF＝Tc/M＝Tc/4，其相互偏移了TF/4。
在一个空间周期Tc上显示的第一个特性是第二驱动绕组的磁场振幅特性，周期Tc/5的sin(5x/2πTc)。接下来是假定空间谐波可以忽略不计的周期Tc/4的正弦和余弦感应绕组的的灵敏度特性，sin(4x/2πTc)和cos(4x/2πTc)。最后是在没有通过第二刻度尺特性进行调制的情况下，从第二驱动绕组到正弦和余弦感测绕组的两个最终耦合特性，即没有刻度尺或沿着测量路径x具有恒定耦合的刻度尺。两个谐波M和N的乘积由阶次|M-N|的差分谐波，这里定义周期Tc的基频|M-N|＝1，以及阶次M+N的求和谐波组成。在M＝4和N＝5或M+N＝9的情况下，第二驱动绕组分别对正弦余弦感应绕组的耦合特性是x的函数：
sin(5x/2πTc)*sin(4x/2πTc)＝0.5cos(x/2πTc)-0.5cos(9x/2πTc)
sin(5x/2πTc)*cos(4x/2πTc)＝0.5sin(x/2πTc)+0.5sin(9x/2πTc)
这些耦合特性各自由两个相同幅值、一个周期为Tc而另一个周期为Tc/(M+N)，(此处为Tc/9)，的正弦分量的和组成。因此，刻度尺只调制一个分量，而不同时调制两个分量，以避免相互干扰而导致错误的结果。
如果没有刻度尺图案，即没有刻度尺或者沿着测量路径x具有恒定耦合的刻度尺，则两个感应绕组沿其长度Tc在第二模式下采集的净电压将为零，因为两个耦合波长在每个感测绕组的长度Tc上的周期数均为整数，该耦合电压因此在该长度上整合为零。
在沿着测量路径x具有周期为Tc的正弦耦合特性的刻度尺图案的情况下，只有周期Tc的两个耦合特性分量的乘积才是重要的，因为周期Tc的图案耦合特性与周期Tc/(M+N)或Tc/9的驱动感测耦合特性分量的乘积产生耦合特性，其分量是周期Tc的空间谐波9+1＝10和9-1＝8，两者在长度为Tc的感测绕组上均产生零净信号。多极第二驱动绕组的耦合函数的乘积由第二刻度尺图案的正弦耦合函数进行调制，该函数具有刻度尺相对于读取头的偏移φ，分别为正弦余弦感应绕组的耦合函数，因此可简化为：
sin((x/2πTc)+φ)*sin(x/2πTc)＝0.5cosφ-0.5cos((2x/2πTc)+φ)
sin((x/2πTc)+φ)*cos(x/2πTc)＝0.5sinφ-0.5cos((2x/2πTc)+φ)
上面的第二项或求和项在感测绕组的长度Tc上整合为零，因此只有第一项或差分项0.5cosφ和0.5sinφ(对于给定角度φ为常数)显示为感测绕组连接两端的电压。这些耦合函数对满足|M-N|＝1的任何M和N有效。然后，在正弦和余弦感测绕组的端子上拾取的电压与cosφ和sinφ成正比，因此相位φ可以通过上述已知方法中的一种来确定，该方法用于根据感测绕组的正弦和余弦电压以及刻度尺和读取头之间的位置x来确定位置，因为x＝Tc*φ/2π。
具有耦合特性分量周期Tc/(M+N)而不是Tc的刻度尺图案还将使得能够进行第二模式测量，从而能够确定绝对位置。这将参考图5和图6进一步描述。在这种情况下，在第二模式下发现了绝对范围Tc内的多个可能位置，如果以Tc/(M+N)为单位表示，则所有可能的位置具有相同的分数值，并因此全部在节距Tc/(M+N)上。理想地，在第一模式中以间隔TF找到的所有可能位置中的正确精细位置是与第二模式中所找到的位置之一一致的位置。实际上，假设第一模式位置误差可以忽略不计，则绝对位置是最接近第二模式位置的第一模式位置，只要第二模式位置误差小于其节距的一半，即0.5Tc/(M+N)。
最后，在第一模式下使用的精细周期TF(此处等于Tc/4)的刻度尺的耦合特性分量不会影响第二模式的测量，因为其乘以第二驱动绕组与正弦或余弦感应绕组的耦合特性的乘积仅具有空间波长Tc的谐波，因此它们在长度Tc上也整合为零。
总而言之，图1的实施例示出了可以通过使用用于第一模式感测的单极驱动绕组和用于第二模式感测的多极驱动绕组来组合精细位置传感器和粗略位置传感器，二者都耦合到相同的感测绕组211、212，并且一次操作一个。然而，刻度尺100的第一图案特征111和第二图案特征121在分开的层中，第一刻度尺图案特征111部分地遮蔽第二刻度尺图案特征121(其远离读取头200)。遮蔽和附加间隙两者均削弱了第二特征121的耦合。即使第二模式要求的准确性较低，但对于某些应用而言，与第二特征121的整体耦合仍可能太弱。
在图3所示的另一实施例中公开了在两种模式中使用的具有相同特征的单层的刻度尺设计，其中刻度尺100在读取头200的前面(它们的基板显示为透明的以便于观察和解释)。在一些应用中，图3的实施例可能比图1的实施例更有利。刻度尺100具有在每个绝对周期Tc上重复的图案，并且由节距kTF上的三个特征111组成，因子k略小于1。读取头200具有平面交错的正弦和余弦感测绕组211和212，其具有长度Tc和精细周期TF，其在测量路径x或沿着测量路径x彼此偏移TF/4。类似于第一实施例，感测绕组211、212被矩形的第一驱动绕组210围绕，该矩形的第一驱动绕组210在测量路径x上的宽度与特征111大体相同。沿着测量路径x，周期为Tc/N(此处为Tc/3)的第二多极驱动绕组220沿感应绕组211、212的两侧延伸。
感测绕组211和212通过连接线和导通孔211A，211B和212A，212B连接到电子单元(未示出)，其位于读取头的背对刻度尺的背面。导通孔穿过基底和位于读取头200的前层和后层之间的屏蔽层(未示出)。同样，第一驱动绕组210通过连接线和导通孔210A，210B连接到电子电路，并且第二驱动绕组通过连接线和导通孔220A，220B连接到电子电路。在该实施例中，N＝3且M＝4或N＝M-1。
图3的实施例在第一模式中的操作类似于第一实施例的操作。第一驱动绕组210通过线210A，210B激励，从而在环路内感应出时变均匀磁场。矩形环路形状的刻度尺特征111将由第一驱动绕组210感应的电流传送到感测绕组211、212，从而在它们上产生磁场。将由每个绝对值Tc重复的以kTF间隔开的三个特征111与第一实施例的节距TF的常规特征模式的相同特征111进行比较，可以看出，在精细周期TF内，两个实施例是相似的：假设中间特征没有从相应的常规图案的特征偏移，它旁边的两个特征都偏移了相同的小的量|TF-kTF|，但是在相反的方向上，因此两个偏差的影响相互抵消。因此，该图案在第一模式下等效于周期TF的常规模式，除了由缺少的特征导致的幅值减小之外，感测绕组211、212中感应的净电压与读取头200沿刻度尺100的位置的函数大体相同。
在第二模式中，电子电路通过线220A，220B激励多极第二驱动绕组220，从而沿测量路径x感应出周期为Tc/N的时变空间多极磁场。在没有通过刻度尺特征进行调制的情况下，也就是说，假设沿测量路径x的所有位置处都进行恒定的刻度尺调制，则多极磁场不会在正弦和余弦感应绕组211、212中感应出净电压，该长度等于沿着测量路径x的绝对周期Tc(或其倍数)。第二驱动绕组比两个感测绕组沿着测量路径x延伸得更远，以确保每个感测绕组在其长度Tc上都受到大体相同的多极场的影响(换句话说，没有末端效应)。在M＝4个感应绕组周期中有N＝3个驱动绕组周期，因此沿测量路径x从驱动绕组到感应绕组的最终耦合特性包括周期Tc和Tc/(M+N)(此处为Tc/7)的周期性分量，如先前在第一模式中所述。在第二模式下，刻度尺特征111将第二驱动绕组220感应的电流传递到感测线圈211和212。除了周期TF的第一模式耦合特性分量，图3至图6中所示的刻度尺特征的配置具有周期Tc或周期Tc/(M+N)的重要分量；其它分量减小到零或至少足够小以实现足够精确的第二模式测量的程度，如进一步描述的。与第一实施例不同(在第一实施例中，只能局部地感应或拾取第二刻度尺特征的涡流)，第二驱动绕组220和感测绕组211、212不需要重叠，因为它们的相互耦合是通过刻度尺特征111以导电环路的形状传递的电流完成的。这因此避免了由直接耦合绕过刻度尺和由两层相互掩盖的特征所引起的不准确性。
具有图3的特征111的刻度尺在图4中概述。一组M-1＝3个特征的中间特征A定义零位置(0)，因此特征A的左边的特征C和右边的特征B位于-kTF和+kTF的位置，并且相邻组的中间特征A位于-Tc和+Tc的位置。在长度Tc上，始终有一个特征A，B和C有效地耦合到每个感应绕组。对于不是Tc(或其倍数)的感测绕组长度，情况并非如此：面对每个感测绕组的特征A，B或C的数量会随位置而变化。
为了保持周期Tc的耦合特性分量并抑制周期Tc/(M+N)的其他分量，必须调整特征C，A，B的节距kTF。假设k＝1或节距为TF，特征C和B将位于-TF和+TF的位置，在空间相量图4L，4M，4R中显示为相量C′和B′，而位于-kTF和+kTF的位置处的实际特征C和B在图中显示为相量C和B。特定特征及其相量具有相同的参考字母。
在此处，“空间相量”或“相量”是指单位向量，其正弦和余弦分别与通过节距Tc内的单个刻度尺特征之一耦合的正弦和余弦绕组的信号成比例，相量的参考或零角(0)在节距Tc内所有特征的中间。相量在其空间周期TF，Tc或Tc/(M+N)上旋转360°。空间相量图通过节距Tc内的所有刻度尺特征显示了耦合的相量。它们显示了对于在空间周期TF，Tc或Tc/(M+N)内的给定特征配置，相量如何累加到和向量S。在相量图4M，以及图5中的相量图5M和图6中的相量图6M中，覆盖每转一个第二模式空间绝对周期Tc；在图4中的相量图4L，图5中的相量图5L和图6中的相量图6L中，覆盖每转一个第二模式空间周期Tc/(M+N)；图4中的相量图4R，图5中的相量图5R和图6中的相量图6R，覆盖每转一个第一模式空间精细周期TF或Tc/M。所有相量都随x的增加而逆时针旋转，以每空间周期一转的速率。换句话说，图中的相量都以相同的速率旋转，保持它们的相对角度配置，因此保持和向量S不变。图中的幅度表示与该图的相同周期的耦合特性的周期分量的长度或节距Tc上通过刻度尺的耦合程度。
图4的相量图4M示出特征B，A，C的相量加虚拟特征B′，C′的虚拟相量B′，C′，其远离中间(这里是特征A)恰好一个精细周期TF而不是kTF。一转对应一个绝对周期Tc或M＝4个精细周期TF。在相量图4M中，虚拟相量B′和C′与特征A相隔TF或Tc/4，因此指向+90°和-90°。在相量图4L中，虚拟相量B′和C′指向-90°和+90°。发生这种反转的原因是：相量图4L的周期为Tc/(M+N)或Tc/7，因此其相量沿测量路径x的旋转速度比周期Tc的相量图4M快7倍。因此，在相量图4M中，+90°处的虚拟相量B′在图4L中在90°x7＝630°或在一转内的-90°。同样，在相量图4M中，在-90°的虚拟相量C在图4L中在+90°。两个相量图具有在零或0°的相量A，虚拟相量B′，C′的其中一个在-90°，另一个在+90°，该两个相量图的虚拟和向量等于相量A。在运动中，相量图4M中的虚拟和向量每周期Tc将旋转一个转，而相量图4L中的虚拟和向量每周期Tc将旋转M+N＝7个转，这意味着具有相同振幅但不同周期的两个相互冲突的虚拟耦合特性分量。
因此，应抑制其中一个分量。对应的相量图4L示出周期Tc/(M+N)的分量的情况。如果k＝(600°/630°)＝0.952，则：相量B，C指向±600°而不是630°，即与相量A相距±120°，将相量A，B，C的和向量S清零。在周期Tc的相量图4M中，相量B和C指向±600°/7或±85.7°，导致和向量S等于(1+2cos85.7°)＝1.15。这使得能够在绝对周期Tc上进行第二模式测量。在第一模式中，相量图4R示出了在精细周期TF内的相量B，A，C，相量B和C指向±85.7°x4＝±342.8°或±17.2°，它们的和向量略小于3。
从在第一模式下以间隔TF确定的所有可能的精细位置中，正确的位置理想地将与粗略绝对位置重合，并且下一个最接近的值将相距一个周期TF。实际上，假定粗略的绝对位置误差小于TF/2并且精细的位置误差可忽略，则正确的值是最接近粗略的绝对位置的值。
图3和图4的配置中M＝4且N＝3，具有N＝M-1。对于N＝M+1，因数k应该大于1：对于M＝4和N＝5，或者M+N＝9，且k＝1，在周期Tc的相量图中，±90°的相量应为Tc/9周期图中的±810°。要使它们的和向量为零，它们应该指向±840°，或指向在360°以内的±120°，要求因子k＝840°/810°＝1.037。然后，由于相量B，C指向距相量A大于90度，因此周期Tc的和向量小于1。因此，对于信号强度，N＝M-1略好一些，但是该方法原则上适用于N＝M+1和N＝M-1。
但是，如果因子k仅略有不同，则周期Tc/(M+N)的分量会重新出现，并且可能会影响测量。具有相同特征111的更具弹性的图案在图5连同相量图5L，5M，5R示出(对于具有M＝4和N＝5(N＝M+1)的读取头)，以及在图6中连同相量图6L，6M，6R示出(对于如图3所示的具有M＝4且M＝3(N＝M-1)的读取头)。两种刻度尺图案都没有缺少特征，因此在节距kTF上，在每个绝对周期Tc中，有四个对应于特征C，D，A，B的相量C，D，A，B。
这对于第一模式测量是有益的，因为第一模式测量的耦合不会因为缺少特征而衰减。唯一的衰减是由于周期Tc中的特征的节距与TF略有不同而导致的衰减，导致特征C，D，A，B的相量C，D，A，B在周期TF的图(图5的相量图5R和图6的相量图6R)中不对齐，因此，和向量(未示出)略小于4，并且在节距TF上的虚拟相量A’，B’，C’，D’的和在周期TF的相量图5R和相量图6R中对齐。
在第二模式下，对于在节距TF上的虚拟相量A′，B′，C′，D′，周期Tc/(M+N)和Tc的和向量在图5的相量图5L，5M，图6的相量图6L，6M中显然为零，因此刻度尺纯粹是仅递增的(通过具有周期TF的一个耦合特性分量)。但是，如果因子k增大或减小，则在周期Tc和Tc/(M+N)内，和向量将以不同的速率增大，而后者的增大是前者的增大的几倍。初始比率等于M+N(小角度近似)，这是因为在节距TF上，虚拟相量A′，B′，C′，D′在周期Tc/(M+N)的相量图5L或6L中比在周期Tc的相量图5M或6M，随着因子k的变化远离彼此旋转快了M+N倍。结果，这里没有消除周期Tc的较弱的耦合特性分量，但是可以忽略其影响。此外，随因子k的变化，初始比率M+N缓慢且可预测地变化，因此，如果需要更高的精度，则可以计算和补偿较弱的分量的影响。
在图5中，在每个周期Tc内的四个特征C，D，A，B处于小于TF的节距kTF上，即，k＜1。相量图5M中代表对应特征的相量C，D，A，B与虚拟特征C′，D′，A′，B′的相量相比，距0处的角度略小，因此它们的和向量S较小。零(0)标记对应于Tc中的图案的中间，在特征D和A之间。在周期Tc/(M+N)的相量图5L中，相量C，D，A，B聚集成更接近零(0)标记，导致得出的和向量S远大于周期T的相量图5M中的那个。换句话说，第二模式的主要耦合特性分量是周期Tc/(M+N)的一个。
在图6中，每个周期Tc内，图案的四个特征C，D，A，B的节距kTF>TF，即k>1。相量图6M中表示这些特征的相量C，D，A，B与节距TF上的虚拟相量C′，D′，A′，B′的角度仅略有不同，因此仅具有小的和向量(未示出)，其指向远离零。零(0)标记对应于Tc中单个图案的中间，在特征D和A之间。在相量图6L中，相量C，D，A，B相距其虚拟对应物更远，所有相量都更接近于0标记，且具有大的和向量(未示出)，其指向零。同样，第二模式的主要耦合特性分量是周期Tc/(M+N)中的一个。
从周期Tc/(M+N)的和向量到周期Tc的和向量的大比率使得第二测量模式可以在间隔Tc/(M+N)中进行测量，从而导致在绝对范围内在节距Tc/(M+N)上有M+N个可能的位置。在理想情况下，可以通过找到每种测量模式的多值位置中的哪两个匹配来得出准确的绝对位置。实际上，只要第二模式的测量误差小于在第二模式下找到的位置间的节距的一半(即0.5Tc/(M+N)，假设第一模式位置误差可忽略不计)，则绝对位置实际上是在第一模式下找到的精细节距TF上的所有可能位置中的最接近在第二模式下找到的位置的一个。
短于测量范围的读取头在许多仪器中可能是有利的，但是在前述实施例中，它们比一个粗略周期Tc的绝对测量范围长，因为每个感测绕组沿着测量路径x的长度已经等于Tc。
图7在右侧示意性地示出了刻度尺特征111H，111L的构造，并且在左侧示意性地示出了读取头绕组210、211、212以及绕组部分220L，220H。在绝对周期Tc上有用于M＝4个感应绕组周期的N＝3个驱动绕组周期，因此沿着测量路径x从第二驱动绕组到感应绕组的最终耦合特性包括周期Tc和Tc/(M+N)的周期性的分量，此处为Tc/7，如前所述。周期Tc内的刻尺特征111H或111L位于节距kTF上，此处的k略大于1，因此刻度尺特征111H或111L的图案每个绝对周期Tc重复一次。如进一步描述的，特征111H和111L的图案沿着测量路径x相互偏移Tc/2。
刻度尺特征和第二驱动绕组沿测量路径x分为上下迹线，上迹线的刻度尺特征111H和下迹线的刻度尺特征111L，上迹线的第二驱动绕组部分220H和下迹线的第二驱动绕组部分220L(用箭头指示电流方向)。第一驱动绕组210和感测绕组211、212相对于测量路径x的轴线对称，其中一半在上迹线中，另一半在下迹线中。每个感测绕组沿测量路径x的长度为Tc/2，其中第一驱动绕组210和第二驱动绕组部分220L，220H在两端比感测绕组延伸得更远，以确保其空间均匀或多极的磁场具有沿着感测绕组211、212的整个范围的恒定振幅包络，即没有末端效应。
两条迹线都配置成好像沿着测量路径x相互偏移了Tc/2而操作。刻度尺特征配置仅在每个周期Tc重复一次，其上迹线特征111H和下迹线特征111L必须偏移Tc/2。绕组的情况并非如此：绕组在绝对周期Tc上具有整数M或N个周期，或者产生空间均匀磁场。在沿测量路径x的任何位置处产生相同场的第一驱动绕组210未被任何偏移改变。第二驱动绕组部分220H，220L在周期Tc内具有N＝3个周期，其上绕组部分220H和下绕组部分220L应偏移1.5个周期，绕组部分的环路中的电流沿测量路径x在相同位置相反地循环：这也可以通过偏移半个周期Tc/N来实现。在周期Tc内具有M＝4个周期TF的感测绕组211、212应该偏移半个周期Tc或2个周期，但是没有偏移或零偏移具有相同的效果。因此，只要M为偶数且N为奇数，则可以认为两个迹线相互偏移了Tc/2；以下进一步简要讨论M为奇数和N为偶数的情况。
如果将这些公共长度为Tc/2的偏移迹线首尾相连，它们将形成总长度Tc的未划分迹线的等效值，也就是说，绝对测量范围Tc为感测绕组长度Tc/2的两倍，从而使绝对测量范围大于读取头的长度。
沿着测量刻度尺x的感测绕组211、212的长度减小一半至Tc/2，并且围绕它们的第一驱动绕组210和第二驱动绕组部分220H，220L相应地减小为略长的长度，具有足够的重叠足以覆盖两个感测绕组。在图7的实施例中，总的耦合长度程度仍然等于一个粗略周期Tc，一半在上迹线上，另一半在下迹线上。
举例来说，刻度尺特征显示为通过导电印刷电路迹线或独立(free-standing)的梁沿刻度尺的中心线或两条迹线之间的分隔线连接在一起。由连续金属导体组成的刻度尺不会随时间产生蠕变。
注意，图7中所示的实施例要求M为偶数：如果M为奇数而N为偶数，则必须将正弦和余弦感应绕组分成两个迹线，而不是第二驱动绕组，在这种情况下，每个迹线中的感应绕组相互偏移TF/2，等于Tc/2。这样的配置将较难实现。
根据本发明的传感器的其他实施例也可以是具有圆形测量路径的旋转编码器(其中粗略周期覆盖一个转，而精细周期覆盖分数转)，具有同轴的刻度尺和读取头，呈盘形或鼓形。对于绝对周期为一个转(在此周期内可以校正螺丝的节距误差)并具有用于高分辨率和精度的精细周期的千分尺螺丝旋转传感器来说，这可能是可行的。
本领域技术人员将理解的是，在不脱离如广泛描述的本发明的精神或范围的情况下，可以对具体实施方式中所示的本发明进行多种变化和/或修改。因此，所描述的本发明的实施例在所有方面都应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (7)

1.一种绝对或粗略空间周期Tc的感应式绝对位置传感器，包括：
刻度尺和读取头，其可沿测量路径相对移动，
所述读取头包括
多极感测绕组，其在相同极之间具有精细空间周期TF，所述精细空间周期TF等于所述粗略空间周期Tc除以M，M为大于1的整数，
单极第一驱动绕组，其在所述感测绕组或沿所述感测绕组产生时变空间均匀磁场，
多极第二驱动绕组，其在所述感测绕组或沿所述感测绕组产生沿着所述测量路径的周期为Tc/N的时变空间多极场，其中N等于M+1或M-1，所述刻度尺包括
导电或可渗透特征的图案，其具有从驱动绕组到感测绕组的耦合特性，所述耦合特性为所述读取头沿所述刻度尺的位置的函数，所述耦合特性由两个空间周期性分量组成，其中一个空间周期性分量为周期TF，另一个空间周期性分量为周期Tc或Tc/(M+N)，
所述传感器还包括
电子电路，其连接到所述第一驱动绕组和所述第二驱动绕组以及所述感测绕组，并且被配置为以以下模式操作：
第一模式，其中启用所述第一驱动绕组以及禁用所述第二驱动绕组，
以在精细周期TF内测量位置，以及
第二模式，其中启用所述第二驱动绕组以及禁用所述第一驱动绕组，
以在周期Tc或Tc/(M+N)内测量位置，以及
计算装置，其用于根据在所述第一模式测量的位置和在所述第二模式测量的位置来计算绝对位置。
2.根据权利要求1所述的感应式绝对位置传感器，其中，所述感测绕组由周期为TF的正弦感测绕组和余弦感测绕组组成，所述正弦感测绕组和所述余弦感测绕组沿所述测量路径正交或以其周期TF的四分之一相互偏移。
3.根据权利要求1所述的感应式绝对位置传感器，其中，每个所述感测绕组沿着所述测量路径在周期Tc或其倍数的长度上延伸。
4.根据权利要求1所述的感应式绝对位置传感器，其中，所述刻度尺的特征是将从一个或两个所述驱动绕组感应出的电流传递到所述感测绕组以在其中感应电流的环路。
5.根据权利要求1所述的感应式绝对位置传感器，其中，刻度尺的相同的特征形成以每个粗略周期Tc重复的图案，在每个周期Tc内的所述图案的刻度尺的特征的节距比所述精细周期TF略短或略长，从而选择周期Tc或Tc/(M+N)的图案的耦合特性的周期性分量中的一个对另一个有影响。
6.根据权利要求1所述的感应式绝对位置传感器，其中，M是偶数，所述刻度尺的图案和所述读取头的所述第二驱动绕组沿着所述测量路径被分成两个迹线，所述两个迹线的刻度尺的图案沿着所述测量路径以其绝对周期Tc的一半相互偏移，并且所述两个迹线的所述第二驱动绕组沿所述测量路径以其周期Tc/N的一半相互偏移，其中所述感测绕组位于所述两个迹线之间，所述绕组的一半位于一个迹线，而所述绕组的另一半位于另一个迹线，并且每个所述感测绕组的长度减少到绝对周期Tc的一半，以使得两条迹线在所述绝对周期的一半共同长度上在功能上都等于长度Tc的未分迹线，从而允许绝对测量范围比所述读取头沿所述测量路径的长度更长。
7.一种测量仪器，包括根据权利要求1至6中任一项所述的感应式绝对位置传感器。
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