JP4074188B2

JP4074188B2 - インクリメンタルエンコーダの計数装置

Info

Publication number: JP4074188B2
Application number: JP2002377900A
Authority: JP
Inventors: 聡安達
Original assignee: Mitutoyo Corp
Current assignee: Mitutoyo Corp
Priority date: 2002-12-26
Filing date: 2002-12-26
Publication date: 2008-04-09
Anticipated expiration: 2022-12-26
Also published as: JP2004205456A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁誘導式、静電容量式等のインクリメンタルエンコーダの計数装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
２つの部材の相対移動量を測定するエンコーダには、その出力信号の形態によって、インクリメンタル（ＩＮＣ）型とアブソリュート（ＡＢＳ）型の２種類がある。電磁誘導式の場合、ＩＮＣ型は、例えば特許文献１に示すように、可動部（読出しヘッド等）が移動することにより生じる周期信号（誘導電流）を所定のサンプリング周期でサンプリングしてこのサンプリング結果に基づいて可動部の相対的な変位量を測定する。これに対しＡＢＳ型は、ピッチが異なる複数種類のスケールから得られる周期信号を復調し、各復調信号から絶対位置に相当する位相情報をそれぞれ求め、これに基づいて可動要素の絶対位置の検出を可能としたものである。
【０００３】
ＡＢＳ型の測定システムは、計算処理量がＩＮＣ型よりも大きくなるというデメリットがある反面、測定位置において位相情報を取得するのみで演算を実行することができる。このため、測定位置以外では演算制御部の間欠動作を行うことにより、消費電流の低減を図ることもできる。
一方ＩＮＣ型は、演算量はＡＢＳ型に比べて少ないというメリットがある反面、測定位置においてのみならず、基準位置と測定位置の間においても、周期信号を順次サンプリングしなければならない。具体的には、周期信号の周期の２分の１以下のサンプリング周期で周期信号のサンプリングを行わなければならない。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１０−３１８７８１号公報（第８頁〜１０頁）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の周期信号の周期は、エンコーダの可動部の速度に反比例して短くなる。このため、可動部の速度が速くなると、サンプリング周期も短くする必要がある。
このとき、サンプリング結果１つ１つに対し可動部の移動量の演算を行うとすると、演算負荷が大きくなり、サンプリング周期内において移動量の演算を行うことができないことになり、結果として、可動部の移動速度の上限（以下、応答速度という）を低く抑えなければならないことになる。ＡＢＳ型のように、可動部の移動中に間欠動作を行うとすると、この応答速度は一層低いものとなってしまう。
【０００６】
また、動作周波数の大きいＣＰＵを用いるなどして演算時間の短縮を図ることも可能であるが、この場合には、消費電力が増大するという問題が新たに生じる。手持ち式のデジタルノギス等の場合、電池の寿命等の関係から、動作周波数の大きいＣＰＵを搭載することは困難である。
本発明は、上記の点に鑑み、十分な可動部の移動速度を確保しつつ、適宜間欠動作も行うことができ、これにより消費電力の増大を抑えることの出来るインクリメンタルエンコーダの計数装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述の課題達成のため、本発明に係るインクリメンタルエンコーダの計数装置は、対向配置される２つの部材の相対移動に従って出力される周期信号に基づいて、表示更新周期で前記２つの部材の相対移動量を演算し出力するインクリメンタルエンコーダの計数装置において、前記周期信号を前記表示更新周期よりも短い第１のサンプリング周期でサンプリングする第１サンプリング手段と、前記サンプリングの結果に基づき前記周期信号の波数をカウントする波数カウント手段と、前記周期信号を、前記表示更新周期に対応した第２のサンプリング周期でサンプリングする第２サンプリング手段と、前記第２サンプリング手段のサンプリング結果に基づき前記周期信号の１周期内における前記２つの部材の相対移動量を、前記第２のサンプリング周期内で前記第１のサンプリング周期ごとに時分割で演算する演算手段とを備えたことと特徴とする。
【０００８】
本発明は、表示部の表示更新周期は、周期信号のサンプリング周期に比べ、十分に長い時間とすることができることに着目したものである。発明者らの知見によれば、表示部の表示更新周期は、例えば125 ms程度としても、ユーザの使い勝手はさほど低下しない。一方、周期信号のサンプリング期間は、応答速度に合わせたものとする必要があり、場合によっては数msかそれ以下となることもあり得る。このため、本発明では、第１のサンプリング手段により第１のサンプリング周期でサンプリングし、周期信号の波数を、サンプリング周期に合わせて波数カウント手段でカウントする。一方、第２のサンプリング手段により、前記表示部の表示更新周期を考慮した第２のサンプリング周期で前記周期信号をサンプリングする。このサンプリング結果に基づき前記周期信号の１波長の範囲内における移動量を、第１のサンプリング周期毎に、時分割で演算する。これにより、第１のサンプリング周期が短くなったとしても、移動量の演算はこの第１のサンプリング周期よりも十分長い第２のサンプリング周期内に行えばよいことになり、計数装置の消費電力の抑制と、応答速度を高く保つことの両方の要請を同時に満たすことができる。
【０００９】
本発明は、対向配置される２つの部材の一方に設置された磁界発生器より発生する変動磁界により他方の部材に設置された受信電極に誘導電流を生じさせ、前記２つの部材の相対移動に従って出力される周期信号に基づき、表示更新周期で前記２つの部材の相対移動量を演算して出力する電磁誘導式インクリメンタルエンコーダの計数装置に適用することができる。また、本発明において、前記時分割で実行される演算の各処理は、前記第１のサンプリング周期内の前記波数カウント手段によるカウント動作が行われていない合間の時間で実行されるようにするのが好適である。また、前記第２のサンプリング手段によるサンプリングは、前記表示更新周期において少なくとも１回行われるようにすることができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照してこの発明の好ましい実施の形態について説明する。図１及び図２は、この発明の実施の形態に係るインクリメンタルタイプの電磁誘導式ロータリエンコーダの要部を示す図である。
図１は、エンコーダの全体の構造の概要を示し、図２は各部の詳細な構造を抜粋的に示している。なお、図２は理解の容易のため直線的に表現されているが、実際は図１のように円弧状に形成されている。
【００１１】
図１に示すように、本実施の形態のインクリメンタルタイプの電磁誘導式ロータリエンコーダ１は、所定ギャップを介して対向配置され、測定軸１１４の方向に回転する第一の部材である読み出しヘッド１００と第二の部材であるスケール２００とを有する。
読み出しヘッド１００側には、変動磁界を発生させる磁界発生器１１１が設けられ、スケール２００側には、磁界発生器１１１で発生された変動磁界による誘導電流を発生させるための受信電極として機能する結合ループ２５１Ａ、２５１Ｂが設けられている。また、読み出しヘッド１００側には、結合ループ２５１Ａ、２５１Ｂで発生した誘導電流により発生する磁界を検出するための磁束センサ１２４、１２６、１２８が設けられている。
【００１２】
磁界発生器１１１は、第一の磁界発生器部分１１１Ａと第二の磁界発生器部分１１１Ｂを有する。第一の磁界発生器部分１１１Ａは読み出しヘッド１００の外周側のエッジに測定軸１１４を長手方向として配置され、第二の磁界発生器部分１１１Ｂは磁束センサ１２４、１２６、１２８を挟んで第一の磁界発生器部分１１１Ａと反対側に測定軸１１４を長手方向として配置されている。
【００１３】
結合ループ２５１Ａは、第一極性を有する複数の閉ループであり、第１の部分２５２と第２の部分２５３とを一対の接続導体２５４で接続して構成されている。同様に結合ループ２５１Ｂは、第二極性の複数の閉ループであり、第１の部分２５２´と第２の部分２５３´とを一対の接続導体２５４´で接続して構成されている。第一の部分２５２、２５２´は、磁界発生器１１１Ａが配置されている第一の磁束領域内に配置され、第二の部分２５３、２５３´は磁束センサ１２４、１２６、１２８が配置される第二の磁束領域内に配置されている。結合ループ２５１Ａと２５１Ｂは互いに電気的に分離されている。
【００１４】
複数の第一の結合ループ２５１Ａは、第一の部分２５２がスケール２００の円周外側に測定軸１１４に沿って円弧を描くように配列されている。また、第二の部分２５３は、スケール２００の回転中心側に測定軸１１４に沿って円弧を描くように配列されている。
同様に、複数の第二の結合ループ２５１Ｂは、第一の部分２５２´がスケール２００の回転中心側に測定軸１１４に沿って円弧を描くように配列されている。第二の部分２５３´は、測定軸１１４に沿って、第１の結合ループ２５１Ａの第二の部分２５３とインターリーブされて配列されている。
【００１５】
磁界発生器１１１の端子１１２Ａ、１１２Ｂは、送信用の励振信号発生器１５０に接続されている。励振信号発生器１５０は、コントロールユニット１６０からの制御信号に従って、磁界発生器１１１の端子１１２Ａに時間的に変化する励振信号を供給する。これにより、端子１１２Ａから磁界発生器１１１を通って端子１１２Ｂに時間的に変化する電流が流れる。これに応じて、第一の磁界発生器部分１１１Ａは、その磁界発生器部分１１１Ａの内側で図２の紙面から立ち上がって、磁界発生器部分１１１Ａが作るループの外側で図１の紙面に降りる一次磁界を発生する。
【００１６】
これに対して、第二の磁界発生器部分１１１Ｂは、その磁界発生器部分１１１Ｂが作るループの外側で図２の紙面から立ち上がって、磁界発生器部分１１１Ｂが作るループの内側で図２の紙面に降りる一次磁界を発生する。これによって、結合ループ２５１Ａ及び２５１Ｂには磁界変化を打ち消すように電流が誘導される。即ち、結合ループの第一の部分２５２、２５２´に流れる誘導電流は、それぞれ磁界発生器部分１１１Ａ、１１１Ｂの対応する近接部分に流れる電流と逆方向となる。第二の部分２５３と２５３´の隣接するものには、逆極性のループ電流が流れる。これにより、逆極性の磁界部分が測定軸１１４方向に周期的に分布するように二次磁界が発生される。周期的な二次磁界の波長λは、連続する第二の部分２５３（又は２５３´）の間の間隔に等しい。
【００１７】
磁束センサ１２４、１２６、１２８はそれぞれ、読み出しヘッド１００を構成するプリント回路基板の絶縁層の両側に形成された複数の正弦波形の一部をなす導体セグメント１２９及び１２９´により形成される。セグメント１２９と１２９´は貫通配線１３０を介して連結されて、磁束センサ１２４、１２６、１２８のそれぞれにおいて交互に正極性ループ１３２と負極性ループ１３４を形成する。即ち、隣接する正極性ループ１３２と負極性ループ１３４の対で測定軸１１４方向に一波長λとなり、且つ各磁束センサ１２４、１２６、１２８の間にλ／３の位相ズレを持つように、空間的に幅が変調された周期的パターンの誘導性領域が配列形成されたことになる。
【００１８】
磁界発生器１１１から磁束センサ１２４、１２６、１２８への電気的な無駄な結合（位置及びスケールに依存しない誘導電流の変化）は以上の様な構成によって避けられる。即ち、第一及び第二の磁界発生器部分１１１Ａおよび１１１Ｂにより発生される一次磁界は、磁束センサ１２４、１２６、１２８の近くで逆方向を向く。従って、一次磁界は、磁束センサ１２４、１２６、１２８の占有領域内で互いに打ち消し合う。理想的には、一次磁界はこの領域で完全に打ち消されるようにする。
【００１９】
測定動作においては、励振信号発生器１５０から時間的に変化する励振信号が磁界発生器端子１１２Ａに与えられる。これにより、第一の磁界発生器部分１１１Ａは、第一の方向の第一の変動磁界を発生し、第二の磁界発生器部分１１１Ｂは第一の方向と反対の第二の方向の第二の変動磁界を発生する。
【００２０】
複数の第一の結合ループ２５１Ａは、第一の磁界発生器部分１１１Ａにより発生される第一の磁界によって第一の磁界発生器部分１１１Ａと誘導的に結合される。これにより、第一の結合ループ２５１Ａのそれぞれに誘導電流が時計回りに流れる。
同時に、複数の第二の結合ループ２５１Ｂは第二の磁界発生器部分１１１Ｂにより発生される第二の磁界により第二の磁界発生器部分１１１Ｂに誘導的に結合される。これは第二の結合ループ２５１Ｂのそれぞれに反時計回りの電流を誘導する。
即ち、結合ループ２５１Ａ及び２５１Ｂの第二の部分２５３及び２５３´を通って反対方向に電流が流れる。
【００２１】
第一の結合ループ２５１Ａの第二の部分２５３に流れる時計回りの電流は、第二の部分２５３内で図２の紙面に降りる方向に第三の磁界を発生させる。第二の結合ループ２５１Ｂの第二の部分２５３´に流れる反時計回りの電流は第二の部分２５３´内で図１の紙面から立ち上がる方向に第四の磁界を発生させる。これにより、測定軸１１４に沿って正味の変動磁界が形成される。この変動磁界は磁束センサ１２４、１２６、１２８の波長λと等しい波長を持つ。
【００２２】
第一の磁束センサ１２４により移動角度θの関数として得られて受信信号処理回路１４０に送られる出力信号は、第二の磁束センサ１２６により移動角度θの関数として得られて受信信号処理回路１４０に送られる出力信号に対して、１２０°位相がずれる。
同様に第三の磁束センサ１２８により移動角度θの関数として得られて受信信号処理回路１４０に送られる出力信号は、第二の磁束センサ１２６により移動角度θの関数として得られて受信信号処理回路１４０に送られる出力信号に対して、１２０°位相がずれる。
【００２３】
受信信号処理回路１４０は磁束センサ１２４、１２６、１２８からの出力信号を所定のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングし、これをディジタル値に変換してコントロールユニット１６０に送る。このサンプリング周期Ｔｓは、読み出しヘッド１００とスケール２００との間の相対移動の速度として許容される最大値（以下、応答速度という）と、前述の波長λの関係で決定される。例えば、応答速度が20 rpsであり、測定軸１１４の１周の長さが3 ×λである場合には、サンプリング周期Ｔｓは1／（20×3×2）＝8.34 msより小さくする必要がある。ここでは、Ｔｓ＝8.33 msに設定するものとして説明する。
【００２４】
コントロールユニット１６０は、ディジタル化された磁束センサ１２４、１２６、１２８からの出力信号をサンプリング周期Ｔｓで処理して、この出力信号の波数Ｎｗをカウントする。また、出力信号１波長λの範囲内における位相角を演算し、これに基づいて１波長λの範囲内における移動角度θを演算する。また、コントロールユニット１６０は、磁束センサ１２４、１２６、１２８の出力の位相差に基づいて、読み出しヘッド１００とスケール２００の間の相対移動の方向を決定する。また、コントロールユニット１６０は波数Ｎｗ及び移動角度θを用いて、読み出しヘッド１００とスケール２００の間のある原点からの相対移動角度θｔを出力する。また、コントロールユニット１６０は送信用励振信号発生器１５０に制御信号を送って時間的に変化する励振信号を発生させる。
【００２５】
表示部３００は、コントロールユニット１６０で演算された読出しヘッド１００の移動角度θｔを表示するためのものである。
【００２６】
次に、この受信信号処理回路１４０とコントロールユニット１６０の具体的な構成を図３に基づいて説明する。受信信号処理回路１４０は、３つのサンプルホールド回路１４１、１４２、１４３と、３つのＡ／Ｄ変換回路１４４、１４５、１４６とから構成される。
サンプルホールド回路１４１、１４２、１４３は、演算制御回路１６７からサンプリング周期Ｔｓ毎に送信される制御信号を受信するたびに、それぞれ磁束センサ１２４、１２６、１２８の出力信号を新たに一時保持するように構成されている。Ａ／Ｄ変換回路１４４、１４５、１４６は、それぞれサンプルホールド回路１４１、１４２、１４３の出力をディジタル値に変換するためのものである。
【００２７】
コントロールユニット１６０は、比較回路１６１、１６２、１６３と、記憶部１６４と、波数カウント部１６５と、１波長内移動量演算部１６６と、演算制御回路１６７と、表示制御部１６８とを備えている。
比較回路１６１、１６２、１６３は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換回路１４４、１４５、１４６からの出力値を所定の閾値と比較し、１ビットのディジタル値に変換するものである。これにより、磁束センサ１２４、１２５、１２６からの出力信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴは、図４に示すように、それぞれ１ビットのパルス周期信号ＶＲ´、ＶＳ´、ＶＴ´に変換される。波数カウント部１６５は、この１ビット信号の状態に基づき、出力信号の波数Ｎｗをカウントする。
【００２８】
記憶部１６４は、スイッチＳＷを備えている。スイッチＳＷは、サンプリング周期Ｔｓよりも長い周期Ｔｓ´でサンプルホールド回路１４１、１４２、１４３のサンプリング信号をさらにサンプリングして記憶部１６４に記憶させるためのものである。ここでは、表示部３００の表示更新周期が125 ms程度でも、ユーザの使い勝手はさほど低下しないことを考慮し、Ｔｓ´を、表示更新周期と同一の、Ｔｓの１５倍（125 ms）に設定する。この記憶部１６４のサンプリング動作は、この表示更新周期内で１回行えば足りるから、以下では、表示更新周期とこの記憶部１６４でのサンプリング周期とを同一として説明する。しかし、両者は必ずしも同一とする必要はなく、以下の説明は本発明の範囲を限定するものではない。
【００２９】
１波長内移動量演算部１６６は、記憶部１６４に記憶された出力信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴのサンプリング値に基づき、この出力信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴのうちの任意の２つ、例えばＶＳとＶＴの信号を減算して信号ＶＱを生成する。この信号ＶＱは、残りの信号ＶＲと９０度位相差の２相信号となる。この２相信号ＶＲ、ＶＱから、一波長λの範囲内における相対的な移動角度θが、次の数式に示す演算（以下、tan^-1演算という）により求められ演算制御回路１６７に出力される。
【００３０】
【数１】
θ＝Ａ（λ／２π）tan^-1[−VＱ／ＶＲ・√３]
（Ａは定数）
【００３１】
波数カウント部１６５でのカウント処理は、ディジタル値に変換された３つのサンプリング信号の１、０の周期を判定するだけの簡単な処理である一方、１波長内移動量演算部１６６における移動角度θの演算は、３相信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴを２相信号ＶＱ、ＶＲに変換する手順と、上述のtan^-1演算という複雑な演算となる。これを所要時間に換算すると、前者の演算は４ビットＣＰＵを使用した場合でも1 ms程度で完了するのに対し、後者の演算は、同様の環境下で25 ms程度が必要である。出力周期信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴの取得に2.5 ms程度要するとすると、信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴを取得してから移動角度θｔが演算されるまでの時間は、28.5 msとなる（図５（ａ））。従って、サンプリング周期Ｔｓが8.33 msというオーダーであると、サンプリング期間内に演算を終えることができない（応答速度超過（オーバースピード））ということになってしまう。
【００３２】
そこで、本実施の形態では、図５（ｂ）に示すように、サンプルホールド回路１４１−１４３のサンプリング処理（▲１▼）と波数カウント部１６５の波数Ｎｗのカウント処理（▲２▼）をサンプリング周期Ｔｓ＝8.33 msごとに行う。表示更新周期Ｔｓ´＝125 ms内で見ると、この波数Ｎｗのカウントは１５回行われることになる。
一方、１波長内移動量演算部１６６により１波長λの範囲内における移動角度θの演算を実行し、このθと波数Ｎｗとに基づき移動角度θｔを演算し表示部３００に表示させる処理（以下、測定データ演算表示処理）は、表示更新周期Ｔｓ´の冒頭でのサンプルホールド回路１４１−１４３のサンプリング処理（図５（ｂ）のＢＳ）により得られたデータに基づき、表示更新周期Ｔｓ´＝125 ms内において複数回に分割して実行する。上記の例の場合、図５に示すように、この測角データ演算表示処理を、１５個のステップ（ステップ1）、2)、3)、…15)）に分割し（各ステップの所要時間は、25／15＝1.67ms）、各波数Ｎｗのカウント処理（▲２▼）の直後に実行させるのが好適である。
分割して実行するのは、図５（Ｂ）に示すように、波数Ｎｗのカウント処理（▲２▼）と、そのためのサンプルホールド回路１４１−１４３のサンプリング処理（▲１▼）をサンプリング周期Ｔｓごとに行う必要があるため、測角データ演算表示処理は、この合間に行う必要があるためである。
【００３３】
このようなデータ処理によると、出力周期信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴをサンプルホールド回路１４１、１４２、１４３でサンプリングする取得処理（▲１▼、所要時間2.5 ms程度）、波数Ｎｗのカウント処理（▲２▼）、測定データ演算表示処理の各分割ステップの時間を合計しても2.5＋1＋1.67＝5.17 msとなり、サンプリング期間Ｔｓが8.34 msでも十分な余裕があり、その余裕の時間で受信信号処理回路１４０、及びコントロールユニット１６０の間欠動作（HALT）を実行することができる（上記例だと、HALTの時間は3.16 ms）。実際には、処理▲１▼と処理1）、2)、3)、…又は15)とは、それぞれ受信信号処理回路１４０、コントロールユニット１６０で並行処理され得るので、HALTの時間はこれよりも長くすることができる。
【００３４】
表示制御部１６８は、演算制御回路１６７で、周期Ｔｓ´（＝15×Ｔｓ=125 ms）ごとに新たな演算値である移動角度θｔが演算されるたび、その新たな演算値である移動角度θｔを表示部３００に表示させる。
【００３５】
以上、実施の形態について数値を挙げて説明したが、上記例は一例に過ぎない。例えば、上記測定データ演算表示処理において、分割ステップの分割数の決め方には上記例に限られるものではない。上記例では、表示更新周期Ｔｓ´を125msとしたが、これは要求に応じて長短いずれにも変更することができる。例えば表示更新周期Ｔｓ´を85ms程度としたいのであれば、この85msの間にサンプリング周期Ｔｓ＝8.33msのサンプリング処理を１０回行うことができるから、測定データ演算表示処理を１０分割して行うこととすればよい。
また、上記例では、測定データ演算表示処理の分割処理を、波数カウント部１６５による1回のカウント処理が行われるごとに行っているが、必ずしも毎回行う必要はなく、1回飛ばしで行っても構わない（例えば、２回の波数Ｎｗのカウント処理毎に1回分割処理を行う等）。また、上記実施の形態では電磁誘導式のロータリエンコーダを例にとって説明したが、本発明は電磁誘導式のリニアエンコーダにも適用できることはいうまでもない。
【００３６】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明に係るインクリメンタルエンコーダの計数装置によれば、十分な可動部の移動速度を確保しつつ、適宜間欠動作も行うことができ、これにより消費電力の増大を抑えることが出来るという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態に係るインクリメンタルタイプの電磁誘導式ロータリエンコーダの全体の構造の概要を示す。
【図２】この発明の実施の形態に係るインクリメンタルタイプの電磁誘導式ロータリエンコーダエンコーダの詳細な構造を抜粋的に示している。
【図３】図２に示す受信信号処理回路１４０とコントロールユニット１６０の具体的な構成を示している。
【図４】図２に示す磁束センサ１２４，１２６，１２８から出力される周期信号周期信号ＶＲ、ＶＳ、ＶＴ、及びこれらを１ビットディジタル信号に変換したパルス周期信号ＶＲ´、ＶＳ´、ＶＴ´の波形図である。
【図５】本実施の形態によるデータ処理の手順を示す概念図である。
【符号の説明】
１００…読み出しヘッド、２００…スケール、１１１…磁界発生器、１１１Ａ…第一の磁界発生器部分、１１１Ｂ…第二の磁界発生器部分、１１２Ａ、１１２Ｂ…端子、１２４、１２６、１２８…磁束センサ、１２９，１２９´…セグメント、１１４…測定軸、１４０…受信信号処理装置、１４１、１４２、１４３…サンプルホールド回路、１４４、１４５、１４６…Ａ／Ｄ変換回路、１５０…送信用励振信号発生器、１６０…コントロールユニット、１６１、１６２、１６３…比較回路、１６４…記憶部、１６５…波数カウント部、１６６…１波長内移動量演算部、１６７…演算制御回路、１６８…表示制御部、２５１Ａ、２５１Ｂ…結合ループ、２５２、２５２´…第１の部分、２５３、２５３´…第２の部分、２５４、２５４´…一対の接続導体、３００…表示部

Claims

対向配置される２つの部材の相対移動に従って出力される周期信号に基づいて表示更新周期で前記２つの部材の相対移動量を演算し出力するインクリメンタルエンコーダの計数装置において、
前記周期信号を前記表示更新周期よりも短い第１のサンプリング周期でサンプリングする第１サンプリング手段と、
前記サンプリングの結果に基づき前記周期信号の波数をカウントする波数カウント手段と、
前記周期信号を、前記表示更新周期に対応した第２のサンプリング周期でサンプリングする第２サンプリング手段と、
前記第２サンプリング手段のサンプリング結果に基づき前記周期信号の１周期内における前記２つの部材の相対移動量を、前記第２のサンプリング周期内で前記第１のサンプリング周期ごとに時分割で演算する演算手段とを備えたことと特徴とするインクリメンタルエンコーダの計数装置。
前記時分割で実行される演算の各処理は、前記第１のサンプリング周期内の前記波数カウント手段によるカウント動作が行われていない合間の時間で実行する請求項１に記載のインクリメンタルエンコーダの計数装置。
前記第２のサンプリング手段によるサンプリングは、前記表示更新周期において少なくとも１回行われることを特徴とする請求項１又は２に記載のインクリメンタルエンコーダの計数装置。
対向配置される２つの部材の一方に設置された磁界発生器より発生する変動磁界により他方の部材に設置された受信電極に誘導電流を生じさせ、前記２つの部材の相対移動に従って出力される周期信号に基づいて、表示更新周期で前記２つの部材の相対移動量を演算して出力する電磁誘導式インクリメンタルエンコーダの計数装置において、
前記周期信号を前記表示更新周期よりも短い第１のサンプリング周期でサンプリングする第１サンプリング手段と、
前記サンプリングの結果に基づき前記周期信号の波数をカウントする波数カウント手段と、
前記周期信号を、前記表示更新周期に対応した第２のサンプリング周期でサンプリングする第２サンプリング手段と、
前記第２サンプリング手段のサンプリング結果に基づき前記周期信号の１周期内における前記２つの部材の相対移動量を、前記第２のサンプリング周期内で前記第１のサンプリング周期毎に時分割で演算する演算手段とを備えたことを特徴とする電磁誘導式インクリメンタルエンコーダの計数装置。