JP2011030390A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】保護機能及びバックアップ機能を備えたスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置１００は、第１の分圧回路１２０と、第２の分圧回路１２０Ａを備える。通常動作では第１の分圧回路１２０から第１の帰還電圧Ｖ１２０が誤差増幅器１３０に供給されるが、何らかの不具合によって、第１の帰還電圧Ｖ１２０の供給が遮断され、電源出力端子１８０の出力電源電圧ＶＯＵＴが通常の大きさを超えようとした場合、第２の分圧回路１２０Ａから供給される第２の帰還電圧Ｖ１２０ａによって誤差増幅器１３０を本来の回路動作状態に復帰させ、スイッチング電源装置１００の劣化を未然に防止する。
【選択図】図１

Description

本発明はスイッチング電源装置に関し、特にバックアップ機能及び過電圧保護機能を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来、スイッチング電源装置には昇圧型、降圧型、昇降圧型及び反転型などの方式が知られている。これらのスイッチング電源装置には過電圧保護回路を設ける場合も少なくない。特許文献１は降圧型のスイッチング電源装置に用いる過電圧保護回路を開示する。

特許文献１はスイッチング電源装置のセットにおいて、出力電圧の調整中に誤って出力電圧を高くし過ぎたり、逆に低くし過ぎたりすることがあることを示唆する。又、出力電圧の調整中において出力端子から電源の供給を受ける回路や装置を破壊したり、誤動作を引き起こしたりする可能性があることも示唆する。

図４は特許文献１、図１に示された電源装置の過電圧保護回路を示す。なお、参照符号は特許文献１のものからは替えている。電源入力端子４０１から入力された電源入力電圧はスイッチング電源装置の一部であるスイッチング制御ＩＣ４１８の電源端子４０２とパワーＭＯＳＦＥＴ４０３のソースとに印加される。スイッチング制御ＩＣ４１８は発振器４０４を内蔵しており発振器４０４は一定周波数の三角波信号を発生し、この三角波信号はＰＷＭ比較器４０５の反転入力端子に入力される。ＰＷＭ比較器４０５は、このＰＷＭ比較器４０５への入力に応じて決まるデューティ比のパルスを出力し、この出力は制御回路４０６を介してスイッチング制御ＩＣ４１８の出力端子４０７から出力される。

図４に示す電源装置の過電圧保護回路は、電源入力端子４０１と電源出力端子４１１との端子間にパワーＭＯＳＦＥＴ４０３、ダイオード４０８、インダクタ４０９、キャパシタ４１０が設けられている。

電源出力端子４１１の出力電圧Ｖｏは抵抗４１２，４１３で抵抗分割され、この抵抗分割点４１２ａがスイッチング制御ＩＣ４１８のフィードバック端子４１４に接続されている。

スイッチング制御ＩＣ４１８はフィードバック端子４１４のほかに電源端子４０２、出力端子４０７、入力端子４２２、接地端子４１７を備える。

図４に示す電源装置の過電圧保護回路において、調整中に可変抵抗を回し過ぎなどして、抵抗４１２あるいは４１３がショート状態となった場合には瞬間的に電源出力端子４１１の出力電圧Ｖｏが異常に高い値、あるいは低い値となる。

電源出力端子４１１の出力電圧Ｖｏはスイッチング制御ＩＣ４１８に内蔵された抵抗４１９及び４２０によっても分圧されていて、これらの抵抗の抵抗分割点４１９ａの電圧Ｖ４１９ａは、ウィンドウコンパレータ４２３の±入力端子に入力されている。

抵抗４１９及び４２０の抵抗値は一定の値に設定されている。抵抗４１９と４２０はどちらもスイッチング制御ＩＣ４１８の内部抵抗なので相対誤差は小さく温度特性もそろうとしている。

スイッチ４２６は通常は端子４２６ａと端子４２６ｃとが接続された状態になっていて、誤差増幅器４１６の反転入力端子には外付けの抵抗４１２及び４１３の抵抗分割点４１２ａの電圧Ｖ４１２ａがスイッチ４２６の端子４２６ａ及び４２６ｃを介して入力されている。

定電圧源４２４及び４２５の電圧は電源出力端子４１１に出力された出力電圧Ｖｏの下限値及び上限値を抵抗４１９，４２０で分圧した値に設定されている。これにより、抵抗４１２，４１３を回し過ぎなどして、出力電圧Ｖｏが異常に高い値、あるいは低い値になり、上限値あるいは下限値を超えた場合には、ウインドウコンパレータ４２３の出力がスイッチ４２６を切り替え、端子４２６ｃと端子４２６ｂが接続され、端子４２６ｃと端子４２６ａは切断された状態となる。これにより、たとえ抵抗４１２，４１３を誤って調整し、極端な場合にはショートしてしまったとしても出力電圧Ｖｏを上限値と下限値の間に入るように設定されるとしている。

特許文献１に開示された過電圧保護回路は要約すると次のとおりである。すなわち、電源装置の出力電圧Ｖｏを調節するための調節手段すなわち抵抗４１２，４１３と、出力電圧Ｖｏを分圧するスイッチング制御ＩＣ４１８内に設けられた２つ以上の抵抗４１９，４２０を備えている。さらに、抵抗４１９，４２０の分圧点４１９ａの電圧Ｖ４１９ａと既定の限界値とを比較するウインドウコンパレータ(比較手段)４２３を備える。比較手段４２３による比較結果に基づいて、調節手段を構成する抵抗４１２，４１３を用いて出力電圧Ｖｏを調節するか、あるいは、抵抗４１９，４２０を用いて出力電圧Ｖｏを一定値に固定するかを選択する選択手段を構成するスイッチ４２６を備えている。

さらに過電圧保護回路は、スイッチ４２６による選択結果に応じた接続点の電圧が反転入力端子に入力され、既定の一定電圧４１５が非反転入力端子に入力され、両入力端子の電圧の差に比例する電圧を出力する誤差増幅器４１６及び誤差増幅器４１６の出力に応じて出力電圧を制御する制御手段を備える。制御手段は、パワーＭＯＳＦＥＴ４０３、ＰＷＭ比較器４０５、制御回路４０６を備えている。そして、比較手段を構成するウインドウコンパレータ４２３が抵抗４１９，４２０の分圧点４１９ａの電圧Ｖ４１９ａが所定の限界値を超えたことを検出した場合に、選択手段であるスイッチ４２６は、抵抗４１９，４２０を用いて出力電圧Ｖｏを一定値に固定することを選択し、この選択結果に応じた接続点である抵抗４１９，４２０の分圧点の電圧Ｖ４１９ａを誤差増幅器４１６の反転入力端子に入力させるものである。

特許文献１に開示された技術的思想はスイッチング電源装置のセットにおいて出力電圧の調整に使用する可変抵抗の回し過ぎなどで、可変抵抗がショート状態になった場合に、出力電圧が異常に高い値あるいは低い値になることを抑止するものである。こうした特許文献１のものは可変抵抗の調整での不具合を克服するものである。したがって特許文献１のものは可変抵抗が電気的又は物理的にオープン状態になった場合についてのバックアップ機能及び過電圧保護機能については何ら示唆していない。又、特許文献１は保護回路としてウインドウコンパレータ、誤差増幅器及びスイッチを用意しなければならないので回路構成が複雑になるという不具合を有する。

特開２０００−１３４９１４号公報

本発明はスイッチング電源装置の出力電圧を調整するために用意された第１の分圧回路を構成する分圧抵抗が電気的にショート状態又はオープン状態に陥ったときに自動的に第２の分圧回路に切り替えることができるいわゆる保護機能及びバックアップ機能を備えたスイッチング電源装置を提供するものである。

本発明にかかるスイッチング電源装置は、
（ａ）スイッチング電源装置（１００）の出力電源電圧（ＶＯＵＴ）が分圧され、分圧された電圧が帰還電圧（Ｖ１２０，Ｖ１２０ａ）として供給される誤差増幅器（１３０）を備えたスイッチング電源装置であって、
（ｂ）誤差増幅器（１３０）は分圧した第１の帰還電圧（Ｖ１２０），第２の帰還電圧（Ｖ１２０ａ）及び基準電圧（Ｖｒｅｆ）が印加される３つの入力端子（−（ＩＮ１），−（ＩＮ２），＋（ＩＮ３））を備え、
（ｃ）第１の帰還電圧（Ｖ１２０）と基準電圧（Ｖｒｅｆ）の大きさを比較する回路動作が遮断されたとき、
（ｄ）第２の帰還電圧（Ｖ１２０ａ）と基準電圧（Ｖｒｅｆ）により誤差増幅器（１３０）が作動するスイッチング電源装置（１００）である。

こうした構成によれば、この種のスイッチング電源装置には必須の構成要件である誤差増幅器を３つの入力端子を備えた差動増幅器で構成とするという比較的簡易な回路構成にもかかわらず、分圧回路の抵抗がオープン又はショートしたときのスイッチング電源装置のバックアップ機能及び過電圧保護機能を容易に発揮することができる。

本発明にかかる別のスイッチング電源装置は、
（ａ）入力電源電圧（ＶＩＮ）と、
（ｂ）入力電源電圧が供給される電源入力端子（１６０）と、
（ｃ）入力電源電圧を所定の大きさに変換した後の出力電源電圧（ＶＯＵＴ）を出力する電源出力端子（１８０）と、
（ｄ）電源出力端子と接地端子との間に設けられた第１の分圧回路（１２０）と、
（ｅ）第１の分圧回路（１２０）と並列に設けられた第２の分圧回路（１２０Ａ）と、（ｆ）第１の分圧回路（１２０）及び第２の分圧回路（１２０Ａ）から各別に帰還電圧(Ｖ１２０，Ｖ１２０ａ)が供給され基準電圧（Ｖｒｅｆ）が印加される誤差増幅器（１３０）と、
（ｇ）誤差増幅器（１３０）の出力信号と三角波信号（Ｐｓ）を比較するＰＷＭ回路（１４０）と、
（ｈ）ＰＷＭ回路（１４０）で生成されたパルス幅変調信号を出力する駆動回路（１５０）と、
（ｉ）駆動回路（１５０）で駆動されるスイッチング用トランジスタ(ＱＨ，ＱＬ)を備えたスイッチング電源装置（１００）である。

こうした構成によれば、第１の優先順位の第１の分圧回路からの帰還電圧が何らかの不具合によって、誤差増幅器に供給されなくなったとしても、第２の分圧回路からの帰還電圧が誤差増幅器に供給されるよう、誤差増幅器そのものが自動的に切り替えるので、比較的簡易な回路構成にも関わらずスイッチング電源装置のバックアップ機能及び過電圧保護機能を発揮することができる。

本発明のスイッチング電源装置は２つの分圧回路を備え、２つの分圧回路からの帰還電圧を常時、誤差増幅器側に供給するようにし、かつ、第１優先の第１の分圧回路からの帰還電圧が誤差増幅器に供給されなくなったとしても、第２優先の第２の分圧回路で生成された帰還電圧によって誤差増幅器が作動するので、スイッチング電源装置のバックアップ用及び過電圧保護としての機能を発揮させることができる。

本発明の第１の実施の形態にかかる電源装置を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態にかかる電源装置を示す回路図である。 本発明の第１及び第２の実施の形態に使用する誤差増幅器の具体的な回路構成を示す図である。 従来の電源装置の過電圧保護回路を示す回路図である。

（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態にかかるスイッチング電源装置１００を示す。スイッチング電源装置１００はスイッチング制御回路１１０、第１の分圧回路１２０、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１を備える。インダクタＬ１とキャパシタＣ１は直列に接続され、それらの共通接続点は電源出力端子１８０に接続される。

第１の分圧回路１２０は個別抵抗から成る分圧抵抗Ｒ１とＲ２との直列接続体で構成される。すなわち、第１の分圧回路１２０は、単体の分圧抵抗Ｒ１と、単体の分圧抵抗Ｒ２とを電気的に接続し、スイッチング制御回路１１０の外部に設ける。第１の分圧回路１２０を個別抵抗の組み合わせで構成する理由は、電源出力端子１８０の出力電源電圧ＶＯＵＴの大きさを随時、調整できるようにしておくためである。

分圧抵抗Ｒ１とＲ２の共通接続点はノードＮ１２０で表示され、ノードＮ１２０には電源出力端子１８０に出力された出力電源電圧ＶＯＵＴを分圧抵抗Ｒ１とＲ２とで分圧した第１の帰還電圧Ｖ１２０が生成される。第１の帰還電圧Ｖ１２０は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値をそれぞれｒ１，ｒ２とすると、Ｖ１２０＝ＶＯＵＴ×ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）で表すことができる。

第１の帰還電圧Ｖ１２０は、ノードＮ１２０より帰還電圧供給線１２２を介して外部端子１１６に供給される。外部端子１１６に供給された第１の帰還電圧Ｖ１２０は後述の誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）に入力される。

通常、帰還電圧供給線１２２は、プリント基板に形成された配線パターンで構成される。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２はプリント基板上に取り付けられるが、長年にわたっての使用や外部からの振動などでプリント基板からはずれ電気的にオープン状態に陥ったり、あるいは外部端子１１６が接地端子ＧＮＤにショートしてしまったりするという不具合が生じ得る。

一般的に、スイッチング電源装置には分圧回路が設けられる。分圧回路は、負帰還回路系の一部を構成し、帰還電圧を生成すると共に、スイッチング電源装置の出力電源電圧を所定の大きさに設定するために用意される。分圧回路に何らかに不具合が生じ、負帰還回路が正常に作動しなくなると、スイッチング電源装置の出力電源電圧は、所定の範囲から大きく逸脱し、場合によっては、所定の出力電源電圧の大きさを超えてしまい、出力電源電圧が供給される各電子回路が劣化又は破損するという不具合が生じ得る。本発明はこうした不具合を排除するために考案するものであり、詳細は後述で明らかにされる。

スイッチング制御回路１１０は、第２の分圧回路１２０Ａ、誤差増幅器１３０、ＰＷＭ回路１４０、駆動回路１５０、ハイサイドトランジスタＱＨ及びローサイドトランジスタＱＬを備える。ハイサイドトランジスタＱＨ及びローサイドトランジスタＱＬは、相補的にスイッチング動作を行ういわゆるスイッチング用トランジスタとしての機能を有する。

図１には同期整流方式の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示し、スイッチング用トランジスタを２つで構成したが、本発明の技術的思想を発揮することができるのはこうした回路構成だけに限定されない。たとえば、同期整流方式ではなく、ダイオード方式の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであってもかまわない。こうした回路構成においては、スイッチング用トランジスタは１つで構成される。

図１に示したスイッチング制御回路１１０は、１つの半導体集積回路で構成されるものとし、半導体集積回路には外部端子１１２，１１４及び１１６が設けられている。もちろん、スイッチング制御回路１１０は１つの半導体集積回路ではなく、２つの半導体集積回路で構成してもよい。

ハイサイドトランジスタＱＨとローサイドトランジスタＱＬは電源入力端子１６０と接地端子ＧＮＤとの間に直列に接続される。電源入力端子１６０には入力電源電圧ＶＩＮが供給される。入力電源電圧ＶＩＮの大きさはたとえば３０Ｖ〜５０Ｖの範囲とすることができる。もちろん、これらの範囲よりも小さくても大きくてもかまわない。

ハイサイドトランジスタＱＨとローサイドトランジスタＱＬはパルス幅変調信号、すなわちＰＷＭ信号によって交互にオン，オフされ、２つのトランジスタは相補的に作動する。ＰＷＭ信号は駆動回路１５０より、ハイサイドトランジスタＱＨ及びローサイドトランジスタの各制御電極、すなわち、各ゲートに供給される。

ＰＷＭ回路１４０の反転入力端子（−）には誤差増幅器１３０の誤差出力信号（図示せず）が、その非反転入力端子（＋）には三角波信号Ｐｓがそれぞれ供給される。三角波信号Ｐｓの周波数は数百ＫＨｚから１ＭＨｚの範囲とすることができる。

ＰＷＭ回路１４０の出力には三角波信号Ｐｓと誤差増幅器１３０の出力端子１３０ａから出力された誤差出力信号が比較された信号が出力される。誤差増幅器１３０には電源電圧ＶＣＣが供給される。

駆動回路１５０は後段のハイサイドトランジスタＱＨ及びローサイドトランジスタＱＬを駆動するために用意され、駆動回路１５０からは両トランジスタを同期させて駆動するために相補的な駆動信号が出力される。

図１に示したスイッチング電源装置１００は、同期整流方式の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであるが、本発明にかかるスイッチング電源装置は同期整流方式の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、反転型ＤＣ−ＤＣコンバータなどに適用することができる。すなわち、電源入力端子１６０に供給される入力電源電圧ＶＩＮを、それとは大きさ又は極性の異なる出力電源電圧ＶＯＵＴに変換する電源装置であって、出力電源電圧ＶＯＵＴを分圧する分圧回路を備え、その分圧回路で生成した帰還電圧を電源装置の回路部に帰還する方式のものであればすべて適用することができる。

第２の分圧回路１２０Ａは、第１の分圧回路１２０のバックアップ機能及び過電圧保護回路として用意され、半導体集積回路に内蔵される。すなわち、スイッチング制御回路１１０に内蔵されている。

第２の分圧回路１２０Ａを構成する分圧抵抗Ｒ１ａ及びＲ２ａは、たとえば、ポリシリコンや拡散抵抗で形成される。分圧抵抗Ｒ１ａの一端は外部端子１１２を介して電源出力端子１８０に接続され、その他端は分圧抵抗Ｒ２ａの一端に、分圧抵抗Ｒ２ａの他端は接地端子ＧＮＤにそれぞれ接続される。

第２の分圧回路１２０Ａと第１の分圧回路１２０は、電源出力端子１８０と接地端子ＧＮＤとの間に並列に接続される。

分圧抵抗Ｒ１ａとＲ２ａの共通接続点は、ノードＮ１２０ａで表示され、ノードＮ１２０ａには電源出力端子１８０に出力された出力電源電圧ＶＯＵＴを分圧抵抗Ｒ１ａとＲ２ａとで分圧した第２の帰還電圧Ｖ１２０ａが生成される。すなわち、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａは、分圧抵抗Ｒ１ａ，Ｒ２ａの抵抗値をそれぞれｒ１ａ，ｒ２ａとすると、Ｖ１２０ａ＝ＶＯＵＴ×ｒ２ａ／（ｒ１ａ＋ｒ２ａ）で表すことができる。

第２の帰還電圧Ｖ１２０ａは、ノードＮ１２０ａから誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ２）に供給される。第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ２）まで確実に供給できる信頼性は、第１の分圧回路１２０側の第１の帰還電圧Ｖ１２０を誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）に確実に供給できる信頼性に比べるとはるかに高い。なぜならば、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを生成する分圧抵抗Ｒ１ａ，Ｒ２ａは半導体集積回路で構成され、誤差増幅器１３０と同じ半導体集積回路で構成されるが、第１の帰還電圧Ｖ１２０は誤差増幅器１３０の外部に設けられ、かつ、たとえば銅箔などの帰還電圧供給線及び外部端子１１６を介して、誤差増幅器１３０に供給されるからである。

誤差増幅器１３０の非反転入力端子＋（ＩＮ３）には基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。基準電圧Ｖｒｅｆは電源電圧の大きさに依存しないよう、たとえば、バンドギャップ型の基準電圧源で、たとえば１Ｖの大きさに設定される。

こうした回路構成によって、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）及び反転入力端子−（ＩＮ２）に供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０，第２の帰還電圧Ｖ１２０ａは、基準電圧Ｖｒｅｆに維持されよう負帰還が施される。

スイッチング電源装置１００は、上述のとおり同期整流方式の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。電源出力端子１８０に出力される出力電源電圧ＶＯＵＴはたとえば、３.３Ｖに設定されている。したがって、第１の分圧回路１２０のノードＮ１２０に生じる第１の帰還電圧Ｖ１２０を基準電圧Ｖｒｅｆの１Ｖに合わせるために、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２をそれぞれ２３ＫΩ，１０ＫΩに選ぶとすると、第１の帰還電圧Ｖ１２０はほぼ基準電圧Ｖｒｅｆに等しい１Ｖに合わせることができる。

第２の分圧回路１２０Ａで生成される第２の帰還電圧Ｖ１２０ａは、第１の分圧回路１２０で生成される第１の帰還電圧Ｖ１２０よりも低いレベルに設定される。たとえば、分圧抵抗Ｒ１ａ及びＲ２ａをそれぞれ４０ＫΩ及び１０ＫΩに選び、出力電源電圧ＶＯＵＴを３．３Ｖとすると、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａは、分圧抵抗Ｒ１ａ，Ｒ２ａの抵抗値をそれぞれｒ１ａ，ｒ２ａとすると、Ｖ１２０ａ＝ＶＯＵＴ×ｒ２ａ／（ｒ１ａ＋ｒ２ａ）＝３．３Ｖ×１０／（４０＋１０）＝０．６６Ｖとなる。この第２の帰還電圧０．６６Ｖは第１の帰還電圧Ｖ１２０の１Ｖよりも低い。

第１の帰還電圧Ｖ１２０が１Ｖであり、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａが０．６６Ｖであるとき、基準電圧Ｖｒｅｆは高い方の帰還電圧、すなわち、第１の帰還電圧Ｖ１２０と比較されるよう誤差増幅器１３０の回路構成が成されている。すなわち、第１の帰還電圧Ｖ１２０を生成する第１の分圧回路１２０が第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを生成する第２の分圧回路よりも優先して作動するように誤差増幅器１３０の回路構成が成されている。

誤差増幅器１３０が、第２の分圧回路１２０Ａからの第２の帰還電圧Ｖ１２０ａの供給を受け作動するのは、第１の分圧回路１２０から誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）に供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０が第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを下回ったときである。

いま、帰還電圧供給線１２２が何らかの不具合によって断線したと仮定する。この場合は、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）に供給される電圧は、ほぼ接地端子ＧＮＤの電圧、すなわち、零ボルトとなり、電源出力端子１８０に出力される出力電源電圧ＶＯＵＴは正規の大きさである、たとえば、３．３Ｖを超え、たとえば、５Ｖまで上昇して異常な回路状態に陥る。出力電源電圧ＶＯＵＴが５Ｖに上昇した場合、この異常な電圧は、第２の分圧回路１２０Ａには供給される。ここで、分圧抵抗Ｒ１ａ及びＲ２ａの抵抗値をそれぞれｒ１ａ，ｒ２ａとし、ｒ１ａ＝４０ＫΩ及びｒ２ａ＝１０ＫΩに設定すると、第２の分圧回路１２０ＡのノードＮ１２０ａに生成される第２の帰還電圧Ｖ１２０ａは、Ｖ１２０ａ＝ＶＯＵＴ×ｒ２ａ／（ｒ１ａ＋ｒ２ａ）＝５Ｖ×１０／（４０＋１０）＝１Ｖとなる。この１Ｖは基準電圧Ｖｒｅｆの１Ｖと等しくなり、誤差増幅器１３０は正常に作動し、電源出力端子１８０に出力される出力電源電圧ＶＯＵＴは本来の正規の大きさに復元戻する。これによって、電源出力端子１８０に接続される図示しない回路部に過大な電圧が供給されるという不具合を排除することができる。

誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）に供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０が第２の帰還電圧Ｖ１２０ａの大きさを下回るときとは次のケースが考えられる。

第１に、分圧抵抗Ｒ１の電源出力端子１８０側の端子が何らかの不具合によってオープンになり、電源出力端子１８０との電気的な接続が遮断される場合である。この場合には出力電源電圧ＶＯＵＴは第１の分圧回路１２０に供給されなくなるので、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）の電圧はほぼ接地端子ＧＮＤの零ボルトに維持される。

第２に、分圧抵抗Ｒ１とＲ２の電気的接続が何らかの不具合によってオープンになり、帰還電圧供給線１２２に第１の帰還電圧Ｖ１２０が伝達されない場合である。この場合も、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）の電圧はほぼ接地端子ＧＮＤの零ボルトに維持される。

第３に、帰還電圧供給線１２２が何らかの原因によって切断された場合である。この場合は、電源出力端子１８０と分圧抵抗Ｒ１との接続、分圧抵抗Ｒ１とＲ２との接続及び分圧抵抗Ｒ２と接地端子との接続が正常であっても、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）の電圧はほぼ接地端子ＧＮＤとほぼ等しくなる。

第４に、外部端子１１６、すなわち、ノードＮ１２０が何らかの不具合によって、接地端子ＧＮＤにショートされた場合である。この場合には、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）の電圧は接地端子ＧＮＤとほぼ等しくなる。

誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）に供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０が第２の帰還電圧Ｖ１２０ａの大きさを下回るときとは、外部端子１１６に供給される電圧が何らかの不具合によって、遮断されるか又は接地端子ＧＮＤに維持される場合である。

したがって、外部端子１１６が天絡した場合、すなわち、外部端子１１６が、電源電圧が供給される電源端子に接触した場合は、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ１）には依然として、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａよりもハイレベルの電圧が印加されることになるので第２の分圧回路１２０Ａは作動しない。

上述は、誤差増幅器１３０は、正規の通常動作状態では、第１の分圧回路１２０から供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０によって作動し、第１の分圧回路１２０に何らかの不具合が生じた場合に、第２の分圧回路１２０Ａで生成された第２の帰還電圧Ｖ１２０ａによって、誤差増幅器１３０が作動するものとした。

しかし、正規の通常動作状態であっても、第２の分圧回路１２０Ａから供給される第２の帰還電圧によって誤差増幅器１３０を作動させることも可能である。すなわち、ノードＮ１２０に生成される第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを第１の帰還電圧Ｖ１２０と同じ大きさになるよう設定すればよい。

分圧抵抗Ｒ１ａ，Ｒ２ａをそれぞれ分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と等しく設定するならば、第１の帰還電圧Ｖ１２０及び第２の帰還電圧Ｖ１２０ａの両者によって、誤差増幅器１３０は作動することになる。

上述のとおり、本発明のスイッチング電源装置は、従前の１つの分圧回路ではなく、第１及び第２の２つの分圧回路構成とし、さらに、誤差増幅器１３０に３つの入力端子を持たせるという比較的簡易な回路構成によって、分圧回路のバックアップ機能及びスイッチング電源装置全体の過電圧保護機能を発揮することができる。２つの分圧回路のそれぞれは、２つの抵抗で構成されるという極めて簡易な回路構成であり、又、誤差増幅器１３０も従前のものを大きく変更させるものではないので、その実用的な効果は大きいと言える。

（第２の実施の形態）
図２は本発明の第２の実施の形態にかかる回路図を示す。図１に示した第１の実施の形態とは第２の分圧回路１２０Ａをスイッチング制御回路１１０側に設けるのではなく、別の集積回路１７０側に設けたことで相違する。集積回路１７０の中には第２の分圧回路１２０Ａの他に回路部１７２が内蔵されるものとして示した。回路部１７２には特定の回路機能は要求されない。

集積回路１７０は外部端子１１２Ａ及び１１８Ａを備え、外部端子１１２Ａには電源出力端子１８０に出力された出力電源電圧ＶＯＵＴが供給される。出力電源電圧ＶＯＵＴは集積回路１７０、すなわち、第２の分圧回路１２０Ａ及び回路部１７２に供給される。

外部端子１１８Ａは分圧抵抗Ｒ１ａとＲ２ａの共通接続点、すなわちノードＮ１２０ａに接続される。集積回路１７０に設けられた外部端子１１８Ａはスイッチング制御回路１１０に設けた外部端子１１８に接続され、外部端子１１８は誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ２）に接続される。こうした回路構成によって、誤差増幅器１３０はスイッチング制御回路１１０とは別の集積回路１７０から第２の帰還電圧Ｖ１２０ａの供給を受ける。

図２に示したスイッチング電源装置１００は、集積回路１７０に外付端子１１８Ａを用意しなければならない。しかしこうした構成を採用すれば新たなメリットを得ることもできる。すなわち、第１の分圧回路１２０のノードＮ１２０及び第２の分圧回路１２０ＡのノードＮ１２０ａの両方を集積回路の外部に取り出しているので、これらの各ノードと電源出力端子１８０との間及び接地端子ＧＮＤとの間の少なくとも一方にたとえば可変抵抗を接続すれば出力電源電圧ＶＯＵＴを調整することができる。

図２に示したスイッチング電源装置１００は図１に示した第１の実施の形態のものと同様に第１の分圧回路１２０を第２の分圧回路１２０Ａよりも優先させて使用することができる。すなわち、通常動作状態では、第１の分圧回路１２０で生成される第１の帰還電圧Ｖ１２０に基づき誤差増幅器１３０が作動し、外部端子１１６に供給される第１の帰還電圧が何らかの不具合によって、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを下回った場合には、第２の分圧回路１２０Ａで生成した第２の帰還電圧Ｖ１２０ａに基づき、誤差増幅器１３０が作動するようにする。

又、第２の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、第１の帰還電圧Ｖ１２０と第２の帰還電圧Ｖ１２０ａの両者を基準電圧Ｖｒｅｆと同じ大きさになるよう、あらかじめ設定しておけば、通常の動作状態から、両者の分圧回路で生成された帰還電圧を併用することができる。

両者の分圧回路の帰還電圧を併用してスイッチング電源装置１００を作動させ、何らかの不具合が生じ、第１の帰還電圧Ｖ１２０が第２の帰還電圧Ｖ１２０ａの大きさを下回った場合には、第２の分圧回路１２０Ａで生成された帰還電圧１２０ａに基づき誤差増幅器１３０が作動することになる。

図２に示した第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態では困難な使用方法を提供することが可能となる。すなわち、第１の実施の形態は、第１の分圧回路１２０で生成された第１の帰還電圧Ｖ１２０を第２の帰還電圧Ｖ１２０ａよりも優先して採用するか、あるいは第１及び第２の帰還電圧を併用するかのいずれかであった。

しかし、図２に示した第２の実施の形態では、第１の実施の形態で実現できる使用方法はもちろんのこと、第１の分圧回路１２０の回路動作を遮断させ、第２の分圧回路１２０Ａのみを使用すること、又、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを第１の帰還電圧Ｖ１２０よりも優先させて使用し、第１の分圧回路１２０を第２分圧回路のバックアップ機能及び過電圧保護機能として使用することができる。

第１の分圧回路１２０の回路動作を遮断して、第２の分圧回路１２０Ａを使用するには、外部端子１１６を接地端子に接続するか、又は外部端子１１６と接地端子ＧＮＤとの間にたとえば抵抗を接続すればよい。そして、集積回路１７０側に設けた外部端子１１８Ａとスイッチング制御回路１１０側に設けた外部端子１１８とを電気的に接続すればよい。なお、誤差増幅器１３０の反転入力端子−（ＩＮ２）に供給する帰還電圧Ｖ１２０ａは基準電圧Ｖｒｅｆとの関係で調整する必要がでてきた場合には、外部端子１１８Ａと接地端子ＧＮＤとの間、又は、外部端子１１２Ａとの間に可変抵抗を介在して調整すればよい。

図３は本発明の第１及び第２の実施の形態に使用する誤差増幅器１３０の具体的な回路構成及びその周辺回路を示す。

図３に示す誤差増幅器１３０は、図１，図２に示したように、２つの反転入力端子、−（ＩＮ１），−（ＩＮ２）と、１つの非反転入力端子＋（ＩＮ３）と、１つの出力端子１３０ａを備える。反転入力端子−（ＩＮ１）は、外部端子１１６を介してノードＮ１２０に接続される。したがって、反転入力端子−（ＩＮ１）には第１の分圧回路１２０で生成された第１の帰還電圧Ｖ１２０が供給される。第１の帰還電圧Ｖ１２０は通常動作状態ではたとえば１Ｖに設定されている。

反転入力端子−（ＩＮ２）は、ノードＮ１２０ａに接続され、第２の分圧回路１２０Ａで生成された第２の帰還電圧Ｖ１２０ａが供給される。第２の帰還電圧Ｖ１２０ａは通常動作状態では、第１の帰還電圧Ｖ１２０の１Ｖよりも低いたとえば、０．６６Ｖに設定されている。

非反転入力端子＋（ＩＮ３）には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。基準電圧Ｖｒｅｆは、たとえばバンドギャップ型の基準電圧源で生成された、たとえば１Ｖの直流電圧が印加される。基準電圧Ｖｒｅｆは電源電圧ＶＣＣの大きさに関わらず所定の大きさに固定されている。

誤差増幅器１３０の差動対、すなわち、反転入力端子−（ＩＮ１），反転入力端子−（ＩＮ２）及び非反転入力端子＋（ＩＮ３）が接続される回路部は、バイポーラＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２及びＱ１３の３つがエミッタ共通接続された、いわゆる差動形式の差動増幅回路で構成される。これら３つのＮＰＮトランジスタの共通エミッタは定電流源ＣＣ１に接続される。したがって、３つのＮＰＮトランジスタの総エミッタ（コレクタ）電流は定電流源ＣＣ１によって決定される。

トランジスタＱ１１の制御電極、すなわちベースは非反転入力端子＋（ＩＮ３）に接続され、そのコレクタはトランジスタＱ１４のコレクタ及びトランジスタＱ１６の制御電極、すなわちベースに接続される。

トランジスタＱ１４の制御電極、すなわち、ベースは、トランジスタＱ１５の制御電極であるベースと、コレクタとの共通接続点に接続される。トランジスタＱ１４及びＱ１５の各エミッタには電源電圧ＶＣＣが供給される。

トランジスタＱ１２とＱ１３のコレクタは共通接続され、トランジスタＱ１５のべース・コレクタの共通接点に接続される。トランジスタＱ１２及びＱ１３の各ベースは、反転入力端子−（ＩＮ２）及び反転入力端子−（ＩＮ１）に各別に接続される。トランジスタＱ１２，Ｑ１３のエミッタ同士は共通接続されているので、反転入力端子−（ＩＮ１）及び反転入力端子−（ＩＮ２）のいずれか高い方の電圧が供給されるトランジスタがオンする。

いま、スイッチング電源装置１００が通常動作状態、すなわち、正常に作動しており、非反転入力端子＋（ＩＮ３）に基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、反転入力端子−（ＩＮ１）に供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０が１Ｖ、反転入力端子−（ＩＮ２）に供給される第２の帰還電圧Ｖ１２０ａが０．６６Ｖであるとすると、トランジスタＱ１３がオンし、トランジスタＱ１２がオフする。こうした条件下における誤差増幅器１３０は、トランジスタＱ１１とＱ１３との間で、基準電圧Ｖｒｅｆと第１の帰還電圧Ｖ１２０とのレベル比較を行い、比較した出力電圧、すなわち、誤差増幅器１３０の誤差出力信号はトランジスタＱ１１のコレクタに生じる。第１の帰還電圧Ｖ１２０が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、トランジスタＱ１１はオフする。逆に、第１の帰還電圧Ｖ１２０が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、トランジスタＱ１１はオンし、誤差増幅器１３０の出力端子１３０ａのレベルがハイレベルになるよう制御される。

トランジスタＱ１１のコレクタに生じた誤差出力信号は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１６の制御電極、すなわちベースに伝達され、トランジスタＱ１６のコレクタ側から、誤差増幅器１３０の出力端子１３０ａに導出される。トランジスタＱ１６のコレクタ負荷としては定電流源ＣＣ２が接続されている。

誤差増幅器１３０の出力端子１３０ａに導出され図示しない誤差出力信号は、ＰＷＭ回路１４０の反転入力端子（−）に供給される。ＰＷＭ回路１４０の非反転入力端子（＋）にはパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するための三角波信号Ｐｓが供給される。

ＰＷＭ回路１４０の出力側には、誤差増幅器１３０の出力端子１３０ａから導出された誤差出力信号と三角波信号Ｐｓのレベルを比較した結果が２値化信号、すなわち、パルス幅変調されたＰＷＭ信号として出力される。三角波信号Ｐｓが誤差出力信号よりも高ければハイレベルが、低ければローレベルを有するＰＷＭ信号がＰＷＭ回路１４０の出力側にそれぞれ出力される。

ＰＷＭ回路１４０の出力側に出力される図示しないＰＷＭ信号は、駆動回路１５０に供給される。駆動回路１５０は図１，図２に示したハイサイドトランジスタＱＨ及びローサイドトランジスタＱＬを駆動する。

反転入力端子−（ＩＮ１）に供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０が、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａを下回った場合、すなわち、０．６６Ｖよりも低くなった場合は、トランジスタＱ１２がオンし、トランジスタＱ１３はオフとなる。こうした条件下における誤差増幅器１３０は、トランジスタＱ１１とＱ１２との間で、基準電圧Ｖｒｅｆと第２の帰還電圧Ｖ１２０ａとのレベル比較を行い、第２の帰還電圧Ｖ１２０ａが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、誤差増幅器１３０の出力端子１３０ａのレベルがローレベルになるよう制御される。

上述のとおり、反転入力端子−（ＩＮ１）に供給される第１の帰還電圧Ｖ１２０と、反転入力端子−（ＩＮ２）に供給される第２の帰還電圧Ｖ１２０ａとをほぼ同じ大きさに設定しておくこともできる。こうした条件下においては、通常動作状態においては、トランジスタＱ１２とＱ１３は共に作動状態に置かれるが、第１の分圧回路１２０が何らかの不具合に陥り、反転入力端子−（ＩＮ１）に第１の帰還電圧Ｖ１２０が供給されなくなった場合は、トランジスタＱ１２及びＱ１３の回路構成によって、自動的にトランジスタＱ１３はオフし、トランジスタＱ１２はオンすることになる。

図３には、バイポーラトランジスタで構成した誤差増幅器を例示したが、当然、ＭＯＳトランジスタで構成してもよい。ＭＯＳトランジスタで図３に示した誤差増幅器１３０を構成する場合は、トランジスタＱ１１，Ｑ１２及びＱ１３をＮＭＯＳトランジスタで、トランジスタＱ１４，Ｑ１５及びＱ１６をＰＭＯＳトランジスタでそれぞれ構成する。

本発明のスイッチング電源装置は、バックアップ機能及び過電圧保護機能を備えているので、スイッチング電源装置の寿命を拡大させ、又使用する環境条件によって第１の分圧回路及び第２の分圧回路の優先順位も選択することができるのでその産業上の利用可能性は高い。

１００ スイッチング電源装置
１１０ スイッチング制御回路
１１２，１１２Ａ，１１４，１１６，１１８，１１８Ａ 外部端子
１２０ 第１の分圧回路
１２０Ａ 第２の分圧回路
１２２ 帰還電圧供給線
１３０ 誤差増幅器
１４０ ＰＷＭ回路
１５０ 駆動回路
１６０ 電源入力端子
１７０ 集積回路
１７２ 回路部
１８０ 電源出力端子
Ｃ１ キャパシタ
ＣＣ１，ＣＣ２ 定電流源
Ｌ１ インダクタ
Ｎ１２０，Ｎ１２０ａ ノード
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６ トランジスタ
ＱＨ ハイサイドトランジスタ
ＱＬ ローサイドトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１ａ，Ｒ２ａ 分圧抵抗
ＶＩＮ 入力電源電圧
ＶＯＵＴ 出力電源電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧

Claims (14)

1. スイッチング電源装置の出力電源電圧が分圧され、分圧された電圧が帰還電圧として供給される誤差増幅器を備えたスイッチング電源装置であって、前記誤差増幅器は前記分圧した第１の帰還電圧，第２の帰還電圧及び基準電圧が印加される３つの入力端子を備え、前記第１の帰還電圧と前記基準電圧の大きさを比較する回路動作が遮断されたとき、前記第２の帰還電圧と前記基準電圧により前記誤差増幅器が作動するスイッチング電源装置。
2. 入力電源電圧と、前記入力電源電圧が供給される電源入力端子と、前記入力電源電圧の所定の大きさに変換した後の出力電源電圧を出力する電源出力端子と、前記電源出力端子と接地端子との間に設けられた第１の分圧回路と、前記第１の分圧回路と並列に設けられた第２の分圧回路と、前記第１の分圧回路及び前記第２の分圧回路から各別に帰還電圧が供給され基準電圧が印加される誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力信号と三角波信号を比較するＰＷＭ回路と、前記ＰＷＭ回路で生成されたパルス幅変調信号を出力する駆動回路と、前記駆動回路で駆動されるスイッチング用トランジスタを備えたスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチング電源装置は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ及び反転型ＤＣ−ＤＣコンバータのいずれか１つである請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置
4. 前記第２の分圧回路、前記誤差増幅器、前記ＰＷＭ回路及び前記駆動回路は半導体集積回路で構成され、前記第１の分圧回路は前記半導体集積回路の外部に設けられている請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第２の分圧回路は、前記誤差増幅器、前記ＰＷＭ回路及び前記駆動回路が集積化された半導体集積回路とは別の半導体集積回路に設けられている請求項２に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記誤差増幅器は、１つの非反転入力端子と２つの反転入力端子とを備え、前記１つの非反転入力端子には基準電圧が印加され、前記２つの反転入力端子には、前記第１の分圧回路及び前記第２の分圧回路からの各帰還電圧が各別に供給される請求項２に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記第１の分圧回路が前記第２の分圧回路に優先して作動する請求項２に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第１の分圧回路の前記帰還電圧は、前記第２の分圧回路の前記帰還電圧より大きく設定される請求項２に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記第１の分圧回路の前記帰還電圧は、前記第２の分圧回路の前記帰還電圧と等しく設定される請求項２に記載のスイッチング電源装置。
10. 前記誤差増幅器の差動対は、バイポーラＮＰＮトランジスタ又はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタで構成される請求項２に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記誤差増幅器は、第１のトランジスタと第２のトランジスタと第３のトランジスタを備え、前記第１のトランジスタ、第２のトランジスタ及び第３のトランジスタの各制御電極には、前記第１の分圧回路の帰還電圧、前記第２の分圧回路の帰還電圧及び前記基準電圧が各別に供給される請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記第１の分圧回路の帰還電圧が印加される前記第１のトランジスタの制御電極の電圧は、前記基準電圧が印加される前記第３のトランジスタの制御電極の電圧と等しく設定される請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記第１のトランジスタの制御電極への前記第１の分圧回路からの帰還電圧の供給が遮断されたとき、前記第２の分圧回路からの帰還電圧が前記第２のトランジスタに供給され、前記第２のトランジスタが作動する請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
14. 前記第１のトランジスタの制御電極側が接地端子の電位に維持されたとき、前記第２の分圧回路からの帰還電圧が前記第２のトランジスタに供給され、前記第２のトランジスタが作動する請求項１１に記載のスイッチング電源装置。