JP2011018027A - 画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定着部のヒータへ流れる電流を検出する電流検出回路の電流検出の精度を向上すること。
【解決手段】定着部の温度に応じて設定される供給電力比の少なくとも一つの電力比の波形が、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波と、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形である。
【選択図】図１３

Description

本発明は、トナー像を記録紙上に定着させる定着部を備える画像形成装置に関するものである。

従来、複写機やレーザビームプリンタ等の画像形成装置において、記録紙上に形成されたトナー像を加熱して定着させる定着装置として、次のような定着装置が用いられている。例えば、ハロゲンヒータを熱源とする熱ローラ式の熱定着装置や、セラミックヒータを熱源とするフィルム加熱式の熱定着装置等である。

一般に、ヒータはトライアック等のスイッチング素子を介して交流電源に接続されており、この交流電源によりヒータに電力が供給される。定着装置には温度検出素子、例えばサーミスタ感温素子が設けられており、この温度検出素子により定着装置の温度が検出される。そして、検出された温度情報をもとに、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）がスイッチング素子をオン／オフ制御することにより、ヒータへの電力供給をオン／オフし、定着装置の温度が目標の温度になるよう温度制御される。ヒータへのオン／オフ制御は位相制御又は波数制御により行われる。位相制御は交流波形の１半波内の任意の位相角でヒータをオンすることでヒータに電力を供給する方式である。一方、波数制御はヒータのオン／オフを交流波形の半波単位で行う電力制御方式である。そして従来は、位相制御か波数制御のどちらかを用いる場合がほとんどであった。

位相制御を選択する理由としては、照明機器のちらつき、いわゆるフリッカを抑えるためということが挙げられる。フリッカとは、照明機器と同一電源に接続された電気機器の負荷電流変動と配電線のインピーダンスにより交流電源に電圧変動が発生し、それにより照明機器がちらつくことである。位相制御は一半波（位相角０°〜１８０°）の途中でスイッチング素子をオンする制御である。そのため電流の変化量及び変化周期が小さく、フリッカの発生を抑えることができる。一方、波数制御は交流波形のゼロクロスポイントでスイッチング素子をオンする制御である。そのため位相制御よりも電流変動が大きく、フリッカが発生しやすい。波数制御を選択する理由としては、高調波電流やスイッチングノイズの抑制が挙げられる。ヒータをオン／オフする際に生じる急激な電流変動により、高調波電流やスイッチングノイズが発生する。これらはヒータのオン／オフ制御が必ずゼロクロスポイントで行われる波数制御の方が、交流波形の半波の途中でスイッチングする位相制御よりも発生しにくいからである。この高調波電流やスイッチングノイズは、使用するＡＣ交流電源の電圧が高い方が、より大きく発生する傾向がある。したがって、画像形成装置が使用される地域のＡＣ商用電源電圧に応じて制御方式を設定するのが一般的である。例えば１００〜１２０ＶのＡＣ商用電源電圧の地域向けにはフリッカに有利な位相制御方式を選択してヒータの制御を行う。また、例えば、２２０Ｖ〜２４０ＶのＡＣ商用電源電圧の地域向けには高調波電流やスイッチングノイズに有利な波数制御方式を選択してヒータの制御を行うというように、ヒータの制御はどちらか一方に固定しているのが一般的である。

また、位相制御と波数制御を組み合わせた方式を提案しているものもあり、例えば特許文献１では、複数半波を一制御周期とし、その一制御周期のうち一部の半波を位相制御し、残りを波数制御している。これにより位相制御だけの場合に対して高調波電流やスイッチングノイズの発生を抑えることができる。さらに、波数制御だけの場合に対してフリッカを低減することができ、ヒータへの電力制御をより多段階に制御可能としている。ここで位相制御又は波数制御で電力を供給している正の半波を正の通電サイクル、同じく負の半波を負の通電サイクルとして定義する。また電力を供給していない半波を非通電サイクルとして定義する。またヒータに供給する電力量を一定期間ごとに区切って制御するための一単位期間を一制御周期と定義する。定着装置を温度制御する際に、シーケンスコントローラは、温度検出素子で検出される温度と、予め設定されている目標温度とを比較して、上述したヒータに供給する電力デューティ（ｄｕｔｙ）（電力比）を算出する。そして、その電力デューティに相当する位相角又は波数を決定し、その位相条件又は波数条件で、ヒータを駆動しているスイッチング素子をオン／オフ制御する。

ところで、商用電源から定着装置に供給される電流は、定着装置の定格電流（保護回路）及び、ＵＬ（アメリカ保険業者安全試験所）や電気用品安全法によって定められる上限の電流値以下に制御する必要がある。そのため、定着装置に流れる電流を検出し、通電可能な上限電流値を超えないように定着装置に供給する電力を制御する装置もある。このように、近年のプリンタでは、定着装置に流れる電流を検出する回路を設ける必要性が増している。特許文献２や特許文献３では、電流検出トランスで電圧変換した波形を、抵抗を介して電流検出回路に入力することで、半周期ごとの電流実効値を検出する方法が提案されている。一般的に電流検出トランスで電圧変換した二次側の電圧波形は、素子固有の特性により歪を生じる。歪んだ電圧波形を電流検出回路に入力すると、歪により波形の実効値が変化するため、電流検出回路の検出精度が低下する。なお、電流検出トランスで生じる歪量は、一次側入力波形の振幅、位相角、周波数によって異なる。特に負荷が急激に変動する場合に、電流検出トランスで生じる歪量が大きくなる。

特開２００３−１２３９４１号公報 特開２００４−２２６５５７号公報 特開２００４−３０９５１８号公報

昨今のプリント速度の高速化によりヒータに供給される電力は増加の一途を辿っており、また、フリッカ規制や高調波電流規制等の規制強化により、従来の位相制御や波数制御だけのヒータ電力制御では対応が困難となってきている。それに対して位相制御と波数制御を組み合わせた制御方式は有効である。しかしながら、特に、前述した位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷の変動が大きく、正確な電流検出を行うことが困難であった。

本発明は、このような状況のもとで成されたものであり、電流検出の精度を向上することを目的とする。

前記課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。

（１）商用交流電源から供給される電力によって発熱するヒータを有し、記録紙に形成された未定着トナー像を記録紙に加熱定着する定着部と、前記定着部の温度を検知する温度検知素子と、前記温度検知素子の検知温度に応じて商用交流電源から前記ヒータへ供給する電力を制御する制御部であり、交流波形における連続する所定数の半波を一制御周期として、前記一制御周期毎に前記検知温度に応じた電力比を設定する電力制御部と、トランスと、前記トランスを介して電流を検出する電流検出回路とを有し、商用交流電源から前記ヒータへの電力供給路に設けられており、前記電力供給路に流れる電流を検出する電流検出部と、を有する画像形成装置において、複数の電力比のうちの少なくとも一つの電力比の波形は、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波と、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形であるか、又は、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波と、半波の少なくとも一部をオンする負の半波、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形であることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、電流検出の精度を向上することができる。

実施例１〜３におけるプリンタの構成図 実施例１〜３における定着装置の構成図 実施例１における定着装置のヒータ駆動回路の構成図 実施例１〜３におけるゼロクロス検出回路の構成図 実施例１〜３における電流検出回路の構成図 実施例１における電流検出回路の波形図 実施例１〜３における位相制御の説明図 実施例１〜３における波数制御の説明図 実施例１との比較のための比較例の制御パターンを示す図 実施例１、２におけるヒータ電力制御の制御パターンを示す図 実施例１〜３における電流検出トランスの等価回路を示す図 実施例１との比較のための比較例のシミュレーション結果を示す図 実施例１におけるヒータ電流のシミュレーション結果を示す図 実施例１における温度制御を説明するためのフローチャート 実施例２における定着装置のヒータ駆動回路の構成図 実施例２との比較のための比較例のシミュレーション結果を示す図 実施例２におけるヒータ電流のシミュレーション結果を示す図 実施例２における温度制御を説明するためのフローチャート 実施例３における定着装置のヒータ駆動回路の構成図 実施例３における電流検出回路の波形図 実施例３におけるヒータ電流のシミュレーション結果を示す図 実施例３における温度制御を説明するためのフローチャート 実施例３におけるヒータ電力制御の制御パターンを示す図 実施例４における定着装置のヒータ駆動回路の構成図 実施例４における電流検出回路の構成図 実施例５におけるヒータ電力制御の制御パターンを示す図

以下に、本発明に係わる実施の形態を、図面を参照して詳しく説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成要素はあくまで例示であり、特に特定的な記載がない限りは、この発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。

［画像形成装置の構成］
図１に本実施例における画像形成装置の構成を示す。給紙カセット１０１に積載された記録紙はピックアップローラ１０２によって１枚だけ給紙カセット１０１から送出され、給紙ローラ１０３によってレジストローラ１０４に向けて搬送される。さらに記録紙はレジストローラ１０４によって所定のタイミングでプロセスカートリッジ１０５へ搬送される。プロセスカートリッジ１０５は、帯電手段である帯電器１０６、現像手段である現像ローラ１０７、クリーニング手段であるクリーナ１０８及び電子写真感光体である感光ドラム１０９で一体的に構成される。画像形成装置はこのような構成を備え、公知である電子写真プロセスの一連の処理によって未定着トナー像が記録紙上に形成される。感光ドラム１０９は帯電器１０６によって表面を一様に帯電された後、像露光手段であるスキャナユニット１１１により画像信号に基づいた像露光が行われる。スキャナユニット１１１内のレーザダイオード１１２から出射されるレーザ光（破線）は、回転するポリゴンミラー１１３及び反射ミラー１１４を経て主走査方向に、感光ドラム１０９の回転により副走査方向に走査される。なお、主走査方向は、記録紙が搬送される方向である副走査方向に対し直交する方向である。レーザ光の走査により感光ドラム１０９の表面上に２次元の潜像が形成される。感光ドラム１０９の潜像は現像ローラ１０７によってトナー像として可視化され、トナー像は転写ローラ１１０によってレジストローラ１０４から搬送されてきた記録紙上に転写される。

続いて、トナー像が転写された記録紙は定着装置１１５に搬送されると加熱加圧処理され、記録紙上の未定着トナー像が記録紙に定着される。記録紙はさらに中間排紙ローラ１１６、排紙ローラ１１７によって画像形成装置本体外に排出され、一連のプリント動作を終える。また、両面プリントを行う場合、記録紙の後端が定着装置１１５を抜け、図１のＡポイントを通過したら、不図示の定着モータが逆回転し、中間排紙ローラ１１６、排紙ローラ１１７が逆転する。それにより記録紙は搬送方向が逆転し両面搬送パス１１８内に送り込まれる。両面搬送パス１１８に送り込まれた記録紙は両面搬送ローラ１１９及び再給紙ローラ１２０によって再びレジストローラ１０４に搬送され、上記と同様のシーケンスにより２面目がプリントされる。

［定着装置の構成］
図２は定着装置１１５の概略構成断面図である。定着装置（定着部）は、記録紙に形成された未定着トナー像を記録紙に加熱定着する部分である。定着部は商用交流電源から供給される電力によって発熱するヒータを有する。本実施例の定着装置１１５はセラミックヒータを加熱源としたフィルム加熱方式の装置である。ヒータホルダ２０１はセラミックヒータ固定兼フィルム内面ガイド用の耐熱性・断熱性・剛体部材であり、記録紙の搬送路を横断する方向（図面に垂直方向）を長手とする横長部材である。２０２はセラミックヒータ（以下、単にヒータとする）であり、ヒータホルダ２０１の下面に長手に沿って形成した溝部に嵌入して耐熱性接着剤で固定支持させた、転写材搬送路を横断する方向を長手とする横長部材である。２０３は円筒状の耐熱性フィルム材（エンドレスベルト、以下、定着フィルムと記す）であり、ヒータ２０２を取り付けたヒータホルダ２０１にルーズに外嵌させてある。ステー２０４は図２の垂直方向を長手とする剛性部材であり、ヒータホルダ２０１の内側に配設される。

加圧ローラ２０５はヒータホルダ２０１のヒータ２０２と定着フィルム２０３を挟んで圧接するように配置される。矢印Ｎで示した範囲がその圧接により形成される定着ニップ部である。加圧ローラ２０５は定着モータ（不図示）により矢印Ｂ方向に所定の周速度で回転駆動される。定着ニップ部Ｎにおける加圧ローラ２０５と定着フィルム２０３外周との摩擦力により加圧ローラ２０５の回転力が定着フィルム２０３に直接的に作用し、定着フィルム２０３がヒータ２０２の下面に圧接摺動しつつ矢印Ｃ方向に回転駆動される。ヒータホルダ２０１は定着フィルム２０３内面ガイド部材として機能しており定着フィルム２０３の回転を容易にする。さらに、定着フィルム２０３の内面とヒータ２０２の下面との摺動抵抗を低減するために両者の間に耐熱性グリス等の潤滑剤を少量介在させることもできる。加圧ローラ２０５の回転による定着フィルム２０３の従動回転が定常化し、ヒータ２０２の温度が所定温度に立ち上がった状態で、定着フィルム２０３と加圧ローラ２０５による定着ニップ部Ｎとの間に定着すべき記録紙が導入されて挟持搬送される。このように搬送された記録紙の未定着画像にはヒータ２０２の熱が定着フィルム２０３を介して付与され、記録紙上の未定着画像が記録紙面に加熱定着される。定着ニップ部Ｎを通った記録紙は定着フィルム２０３の面から分離されて搬送される。なお、図２における矢印Ａは記録紙の搬送方向を示す。

また、定着装置１１５はヒータ２０２の温度を検出するための感温素子であるサーミスタ２０６を有している。サーミスタ２０６はバネ等でヒータ２０２上に所定の圧で押し当てられており、ヒータ２０２の温度を検出する。さらに、ヒータ２０２への供給電力を制御する手段である電力供給制御手段（例えば、以下、電力供給制御部とする）が故障し、ヒータ２０２が熱暴走に至った場合、過昇温を防止する一手段として、過昇温防止素子２０７がヒータ２０２上に配されている。過昇温防止素子２０７は、例えば温度ヒューズやサーモスイッチである。電力供給制御部の故障により、ヒータ２０２が熱暴走に至り過昇温防止素子２０７が所定の温度以上になると、過昇温防止素子２０７がオープンになり、ヒータ２０２への通電が断たれる。

［セラミックヒータへの電力供給制御］
図３は本実施例のヒータ２０２の電力供給制御部である駆動回路及び制御回路を示す。制御回路（電力制御部）は、温度検知素子２０６の検知温度に応じて商用交流電源からヒータへ供給する電力を制御する。同図中、３０１は画像形成装置に接続される商用の交流電源で、画像形成装置は交流電源３０１からの電力をヒータ２０２へ供給して、ヒータ２０２を発熱させる。ヒータ２０２への電力供給は、トライアック３０２の通電／遮断により行われる。抵抗３０３、３０４はトライアック３０２のためのバイアス抵抗である。また、フォトトライアックカプラ３０５は一次・二次間の沿面距離を確保するためのデバイスでフォトトライアック３０５ａと発光ダイオード３０５ｂを有する。そして、フォトトライアックカプラ３０５の発光ダイオード３０５ｂに通電することによりトライアック３０２をオンさせる。抵抗３０６は、フォトトライアックカプラ３０５の電流を制限するための抵抗であり、トランジスタ３０７によりフォトトライアックカプラ３０５をオン／オフする。

トランジスタ３０７は、抵抗３０８を介してＣＰＵ３０９からのヒータ駆動信号に従って動作する。交流電源３０１からの入力電源電圧は、電圧波形検出手段であるゼロクロス検出回路３１０にも入力される。ゼロクロス検出回路３１０は入力電源電圧のゼロクロスポイントを検出してゼロクロス信号（図中、ＺＥＲＯＸと記す）をＣＰＵ３０９に出力する。電流検出トランス３１２は、ヒータ２０２に通電する電流を電圧変換し、電流検出回路３１３に入力する。電流検出回路３１３では、電圧変換されたヒータ電流波形を実効値又はその２乗値に変換し、ＨＣＲＲＴ信号として電圧値を出力し、ＣＰＵ３０９はＨＣＲＲＴ信号をＡ／Ｄ変換した値を検出している。サーミスタ２０６によって検出される温度は、抵抗３１１とサーミスタ２０６との分圧として検出され、ＴＨ信号として電圧値を出力し、ＣＰＵ３０９はＴＨ信号をＡ／Ｄ変換した値を検出している。

ヒータ２０２の温度は、次のようにして制御される。ＣＰＵ３０９は、入力されたＴＨ信号とＣＰＵ３０９内部に予め設定されていた設定温度とを比較することによって、ヒータ２０２に供給すべき電力比を算出する。そして、ＣＰＵ３０９はその供給すべき電力比に対応した位相角（位相制御）、波数（波数制御）又は後述する位相制御と波数制御を組み合わせた方法の制御レベルに換算し、その制御条件でトランジスタ３０７にヒータ駆動信号（オン信号）を出力する。ＣＰＵ３０９がヒータ２０２に供給する電力比を算出する際に、電流検出回路３１３から報知されるＨＣＲＲＴ信号を基に上限の電流値に対応する上限の電力比を算出して、その上限の電力比以下の電力がヒータ２０２に供給されるように制御する。

さらに、ヒータ２０２の電力供給制御部が故障し、ヒータ２０２が熱暴走に至った場合、過昇温を防止する一手段として過昇温防止素子２０７がヒータ２０２上に配されている。過昇温防止素子２０７は、例えば温度ヒューズやサーモスイッチである。電力供給制御部の故障により、ヒータ２０２が熱暴走に至り過昇温防止素子２０７が所定の温度以上になると過昇温防止素子２０７はオープンになり、ヒータ２０２への通電が断たれる。また、ＣＰＵ３０９には温度制御の設定温度とは別に異常高温検出温度が設定されている。そして、ＣＰＵ３０９に入力されるＴＨ信号からヒータ２０２の温度として検出される温度がその異常高温検出温度以上になった場合は、ＣＰＵ３０９がＲＬＤ１信号をローレベルとし、トランジスタ３１５をオフにし、リレー３１４をオフにする。このようにして、ヒータ２０２への通電が断たれる。抵抗３１６は電流制限抵抗であり、抵抗３１７はトランジスタ３１５のベース・エミッタ間のバイアス抵抗である。ダイオード３１８はリレー３１４のオフ時の逆起電力吸収用素子である。

［ゼロクロス検出回路］
図４にゼロクロス検出回路３１０の詳細な回路図を示す。交流電源３０１からの交流電圧は、図４のゼロクロス検出回路３１０に入力され、整流器４０１、４０２により半波整流される。本回路においては、ニュートラル（以降、Ｎｅｕｔｒａｌと記す）側が整流されている。この半波整流された交流電圧は、抵抗４０３、コンデンサ４０４、抵抗４０５、４０６を介して、トランジスタ４０７のベースに入力される。これにより、Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がホット（以降、Ｈｏｔと記す）側の電位よりも高い場合にトランジスタ４０７はオンとなり、Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がＨｏｔ側の電位よりも低くなるとトランジスタ４０７はオフとなる。フォトカプラ４０９は、一次・二次間の沿面距離を確保するための素子であり、抵抗４０８、４１０は、フォトカプラ４０９に流れる電流を制限するための抵抗である。Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がＨｏｔ側の電位より高くなるとトランジスタ４０７はオンするため、フォトカプラ４０９内の発光ダイオード４０９ａは消灯し、フォトトランジスタ４０９ｂはオフしてフォトカプラ４０９の出力電圧はハイ（Ｈｉｇｈ）となる。一方、Ｎｅｕｔｒａｌ側の電位がＨｏｔ側の電位より低くなるとトランジスタ４０７はオフするのでフォトカプラ４０９内の発光ダイオード４０９ａが発光し、フォトトランジスタ４０９ｂはオンしてフォトカプラ４０９の出力電圧はロー（Ｌｏｗ）となる。このフォトカプラ４０９の出力が抵抗４１２を介してゼロクロス（ＺＥＲＯＸ）信号としてＣＰＵ３０９に報知される。

このゼロクロス信号は、その信号周期が交流電源の周波数と等しいパルス信号であり、交流電源の電位極性に応じて信号レベルが変化する。ＣＰＵ３０９はこのゼロクロス信号の立ち上がり及び立ち下がりのエッジを検出し、このエッジをトリガにしてトライアック３０２をオン／オフすることでヒータ２０２へ電力を供給する。

［電流検出回路］
図５は、本実施例に係る電流検出回路３１３の構成を説明するブロック図、図６は、この電流検出回路３１３の動作を説明するための波形図である。図６の６０１に示す波形のようにヒータ２０２に電流Ｉが流されると、電流検出トランス３１２によって、その電流波形が二次側で電圧変換される。この電流検出トランス３１２の電圧出力をダイオード５０１ａ，５０３ａによって整流する。この回路には負荷抵抗として抵抗５０２ａ，５０４ａを接続している。図６の６０３は、このダイオード５０３ａによって半波整流された電圧の波形を示す。この電圧波形は、抵抗５０５ａを介して乗算器５０６ａに入力される。この乗算器５０６ａは、図６の６０４で示すように、２乗した電圧波形を出力する。この２乗された波形は、抵抗５０７ａを介してオペアンプ５０９ａの−端子に入力される。このオペアンプ５０９ａの＋端子には、抵抗５０８ａを介してリファレンス電圧５８４ａが入力されており、帰還抵抗５６０ａにより反転増幅される。なお、このオペアンプ５０９ａは片電源から電源が供給されているものとする。

図６の６０５は、リファレンス電圧５８４ａを基準に反転増幅された波形を示す。このオペアンプ５０９ａの出力は、オペアンプ５７２ａの＋端子に入力される。オペアンプ５７２ａでは、リファレンス電圧５８４ａと、その＋端子に入力された波形の電圧差と、抵抗５７１ａで決定される電流がコンデンサ５７４ａに流入されるようにトランジスタ５７３ａを制御している。こうしてコンデンサ５７４ａは、リファレンス電圧５８４ａと、オペアンプ５７２ａの＋端子に入力された波形の電圧差と抵抗５７１ａで決定される電流で充電される。ダイオード５０３ａによる半波整流区間が終わると、コンデンサ５７４ａへの充電電流がなくなるため、その電圧値がピークホールドされる。そして図６の６０６に示すように、ダイオード５０１ａの半波整流期間にＤＩＳ信号（図６ ６０７）（タイミング信号）によりトランジスタ５７５ａをオンする。これにより、コンデンサ５７４ａの充電電圧が放電される。図６の６０７で示すように、トランジスタ５７５ａは、ＣＰＵ３０９からのＤＩＳ信号によりオン／オフされており、図６の６０２で示すＺＥＲＯＸ信号を基に、トランジスタ５７５ａのオン／オフ制御を行っている。このＤＩＳ信号は、ＺＥＲＯＸ信号の立ち上がりエッジから所定時間Ｔｄｌｙ後にオンし、ＺＥＲＯＸ信号の立ち下がりエッジと同じタイミング、若しくは直前でオフする。

これにより、ＣＰＵ３０９は、ダイオード５０３ａの半波整流期間であるヒータ２０２の通電期間と干渉することなく電流検出回路３１３による電流検出動作を制御できる。つまり、図６に示したコンデンサ５７４ａのピークホールド電圧Ｖ１ｆ（電流値Ｉｆに相当）は、電流検出トランス３１２によって二次側に電圧変換された波形の２乗値を半波ごとに積分した値となる。こうしてコンデンサ５７４ａにピークホールドされた電圧値が、電流検出回路３１３からＨＣＲＲＴ信号としてＣＰＵ３０９に送出される。

［位相制御と波数制御］
（位相制御の長所と短所）
次にヒータ２０２の電力制御方式である位相制御と波数制御について説明する。図７に位相制御の場合のヒータ印加電圧、ゼロクロス信号、ヒータ駆動信号の例を示す。ゼロクロス信号は交流電源の正から負、負から正に切り替わるポイント（ゼロクロスポイント）で論理が切り替わる。ＣＰＵ３０９がゼロクロス信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジからｔａ時間後にヒータ駆動信号をオンすると、図７の斜線で示した部分でヒータ２０２に電流が流れ電力が供給される。なお、ヒータ２０２をオンした後、次のゼロクロスポイントでヒータ２０２への通電はオフされるので、再びゼロクロス信号のエッジから時間ｔａ後にヒータ駆動信号をオンすることにより、次の半波でもヒータ２０２に同じ電力が供給される。また時間ｔａと異なる時間ｔｂ後にヒータ駆動信号をオンするとヒータ２０２への通電時間が変わるため、ヒータ２０２への供給電力を変化させることができる。

このように、ＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２に印加する電圧の半波ごとに、ゼロクロス信号のエッジからヒータ駆動信号をオンするまでの時間を変化させることで、ヒータ２０２への供給電力を制御する。位相制御は図７のように交流電源波形の半波の途中でヒータ２０２への通電をオンするためヒータ２０２に流れる電流が急激に立ち上がり、高調波電流が流れる。この高調波電流は電流の立ち上がり量が大きいほど多くなるので、位相角９０°、すなわち供給電力５０％のときに最大になる。また、この電流の立ち上がりエッジが毎半波ごとに発生するため多くの高調波電流が流れ、高調波規制への対応が必須となる。そのためフィルタ等の回路部品が必要になる場合が多い。一方、１半波より小さい電流が毎半波ごとに流れるため、電流の変化量は小さく、さらに変化周期も早いためフリッカへの影響は小さい。

（波数制御の長所と短所）
図８に波数制御の場合のヒータ印加電圧、ゼロクロス信号、ヒータ駆動信号の例を示す。波数制御では交流電源の１半波単位でオン／オフ制御を行うので、オンする時はゼロクロス信号のエッジとともにヒータ駆動信号をオンする。そして例えば１２半波を制御の１周期（一制御周期）とし、一制御周期の中でオンする半波の数を変えていくことで、ヒータ２０２への供給電力を制御している。図８は１２半波のうち６半波をオンしているため、ヒータ２０２への供給電力は５０％となる。なおここではヒータ駆動信号をオンする場合は連続する２半波をオンすることとする。波数制御ではヒータ２０２のオン／オフが常にゼロクロスポイントで行われるため位相制御のような電流の急激な立ち上がりエッジがなく高調波電流は非常に少ない。一方、電流は１半波単位で流れるため、電流の変化量は大きく、変化周期も長いためフリッカへの影響が大きい。そこで、一制御周期内でオンする半波の位置（制御パターン）を工夫することで電流の変動周期を短くしフリッカへの影響ができるだけ少なくなるようにしている。

（位相制御と波数制御を組み合わせた制御の長所と短所）
本実施例では、波数制御のように交流電源の複数の交流半波（以下、単に半波とする）を一制御周期とし、その中の一部の半波を位相制御、残りの半波を波数制御で行うような制御を行う。また、電力を供給している正の半波を正の通電サイクル、同じく負の半波を負の通電サイクル、電力を供給していない半波を非通電サイクルとして定義する。このような制御方式では、特に位相制御が毎半波行われなくなるので、流れる高調波電流を低減させることができる。一方、位相制御によって短い制御周期であっても供給電力を多段階に制御できるため、通常の波数制御に対して制御周期を短くできるので電流の変動周期が短くなり、フリッカの低減もしやすくなる。しかし、電流検出トランス３１２で電圧変換した波形は、素子固有の特性により波形の歪を生じてしまう。特に電流実効値を検出する場合、波形の歪によって実効値が変化してしまい、電流検出精度が低下してしまう。電流検出トランス３１２で生じる歪量は、一次側入力波形の振幅、位相角、周波数などによって異なる。特に一次側の負荷が急激に変動する場合、電流検出トランス３１２で生じる歪量は大きくなる。

前述した位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷電流の変動が大きく、正確な電流検出を行うことが困難であった。そこで本実施例では、前述した位相制御と波数制御を組み合わせた方式において、位相制御と波数制御の組み合わせの制御波形を工夫して、電流検出トランス３１２による波形の歪で生じる正の誤差と、負の誤差を相殺させることにより、所望の精度を実現可能とする。

［本実施例の位相制御と波数制御を組み合わせた制御］
図９と図１０に位相制御と波数制御を組み合わせた方式の、ヒータ電力制御のパターン例を示す。図９には本実施例の制御パターンの効果を説明するため、比較例の制御パターン例を示している。図１０は本実施例におけるヒータ電力制御の制御パターン例を示す。図９、図１０では４全波（＝８半波）を一制御周期とし、そのうち６半波を波数制御、２半波を位相制御で制御している。ヒータ供給電力の０％から１００％までの間を１２分割し、それぞれについてヒータ２０２のオンする位置（制御パターン）を定めている。例えば図９中、電力デューティ１／１２（＝８．３％）の場合は１半波目と２半波目の電力デューティが３３．３％になるように位相制御する。その他の６半波の波数制御部分はすべてオフとすることで、一制御周期において約８．３％の電力が供給される。例えば半波の電力デューティが３３．３％になるように位相制御するには、供給する電力比（ｄｕｔｙＤ（％））に対応した位相角（α（°））に換算しＣＰＵ３０９がトランジスタ３０７にヒータ駆動信号（オン信号）を送出する。例えば、下記の表１のようなデータをＣＰＵ３０９内に有しており、ＣＰＵ３０９はこの制御表に基づき制御を行う。

電力デューティ７／１２（＝５８．３％）は、１半波目と２半波目とも半波全体の電力デューティが３３．３％になるようにオンする。その他の６半波の波数制御部分は、３半波目、４半波目、７半波目、８半波目をオンすることで、一制御周期において約５８．３％の電力が供給される。このように制御パターン（各電力比の波形パターン）は、図９や図１０に示すように、供給電力０％となる電力デューティ０／１２から供給電力１００％となる電力デューディ１２／１２まで、１３段階設定されている。図１０の制御パターン１３段階のうち、電力デューティ７／１２から９／１２までに、本実施例で提案する電流波形の一例を示している。このように、本実施例の電力制御部は、交流波形における連続する所定数の半波を一制御周期として、一制御周期毎に検知温度に応じた電力比（電力デューティ）を設定する。また、各電力比に対応する波形は、一制御周期中に、一半波の途中でオンする半波（位相制御する半波）と、一半波全てをオフまたはオンする半波（波数制御する半波）を有する。

［歪を生ずる電流検出トランスの等価回路］
図１１は電流検出トランス３１２によって生じる歪の補正方法を説明するための等価回路図を示している。歪のない理想的な変圧器に対して、一次インダクタンスＬＰ、一次巻線漏洩インダクタンスＬｌ１の影響を加味した回路図になっている。本実施例を説明するために行ったシミュレーションでは、一次側及び二次側巻線抵抗、浮遊容量、鉄損の影響は少ないため、等価回路図から省略している。なお、Ｖは電源電圧、Ｖｉｎは電流検出トランス３１２の入力電圧、Ｒｈは発熱体抵抗、ｎ２ＺＬは二次側付加抵抗×電流検出トランス３１２の巻線比の二乗値である。

［等価回路を用いたシミュレーションの結果］
図１２（ａ）及び図１３（ａ）には図１１の等価回路図を使用したシミュレーション波形を示す。ここでは、図９及び図１０の制御パターンについて、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）の波形に注目して説明を行う。

（比較例の制御パターンの場合）
図１２（ａ）及び図１２（ｂ）では比較例として示した制御パターンの電流検出トランス３１２による波形歪が、図６の６０６に示すＨＣＲＲＴ信号に与える影響、すなわち電流検出に与える影響を説明する。電流検出トランス３１２による歪や電流検出の誤差のない状態のＨＣＲＲＴ信号は、電流検出トランス一次側の電流実効値の二乗値若しくは一次側の負荷（ヒータ）に供給される電力に比例する値となる。しかし、電流検出トランス一次側の負荷が変動すると、図１２（ａ）の波形１のように、電流検出トランス３１２の二次側に出力される電圧波形が歪んでしまう。この電圧波形の歪によって電流検出回路３１３の検出精度が低下してしまう。比較のため、波形２には歪の生じていない状態の電圧波形を示す。

電圧波形が波形１のように歪んでしまうのは、電流検出トランス３１２のインダクタンス成分が要因である。特に、負荷（ヒータ）に電流が流れない半波（一半波全てをオフする半波）が一制御周期内に存在すると、電流を流した時の負荷変動が大きくなり、インダクタンス成分が要因で電圧波形が歪み易い。負荷に電流が流れない半波の次の半波は、電圧波形が小さくなる方向に歪み、その次の半波は、電圧波形が大きくなる方向に歪む。例えば、図１２（ａ）の波形１のように、半波〔３ｂ〕は電流が流れない半波であり、その次の半波のトランス二次側の電圧波形〔４〕は、実際に負荷に流れる電流の電圧波形よりも小さな波形となる。更にその次の半波のトランス二次側の電圧波形〔４ｂ〕は、実際に負荷に流れる電流の電圧波形よりも大きな波形となる。

図１２（ｂ）の表は、図１２（ａ）の波形１及び波形２に対して、電流検出回路３１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。図１２（ｂ）に示す出力値（Ｖ）は歪のないデューティ１００％の波形の信号値を１Ｖとして、正規化した値を表示してある。本実施例では図６の６０３に示すように、半波整流した正の半波のみ電流検出を行っている。よって、図１２（ａ）に示す半波〔１〕、半波〔２〕、半波〔３〕、半波〔４〕に対応したＨＣＲＲＴ信号を出力することができる。図１２（ｂ）に示す、波形１の半波〔２〕と半波〔４〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、波形２に比べて出力値が低いことがわかる。半波〔２〕と半波〔４〕のように、電流検出トランス３１２の一次側の負荷が増加した場合、負の波形歪によってＨＣＲＲＴ信号の出力は減少する。

また波形１の半波〔１〕と半波〔３〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、波形２に比べて出力値が高いことがわかる。半波〔１〕と半波〔３〕のように、電流検出トランス３１２の一次側の負荷が減少した場合、正の波形の歪によってＨＣＲＲＴ信号の出力は増加する。波形１の半波〔１〕、半波〔２〕、半波〔３〕、半波〔４〕に対応したＨＣＲＲＴ信号の平均値を算出すると、電流検出トランス３１２による歪が生じていない波形２の出力に対して、−２１％の誤差が生じる。ＨＣＲＲＴ信号の誤差を電流実効値に換算すると、約１１％の誤差となる。一制御周期のＨＣＲＲＴ信号の平均値（Ｖ）、誤差（％）、電流実効値の誤差（％）を図１２（ｂ）の表に示す。

このように、位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷電流（ヒータに流れる電流）の変動が大きく、正確な電流検出を行うことが困難であった。本実施例では、前述した位相制御と波数制御を組み合わせた方式において、位相制御と波数制御の組み合わせの制御波形を工夫し、電流検出トランス３１２による波形の歪で生じる正の誤差と負の誤差を相殺させ、歪による誤差の影響を緩和する方法を提案する。

（本実施例の制御パターンの場合）
図１３（ａ）及び図１３（ｂ）では本実施例で提案する図１０に示した制御パターン例の効果について説明を行う。図１３（ａ）の波形３では、図１１の等価回路図でシミュレーションを行った電流検出トランス３１２による歪をもった電圧波形を示す。比較のため、波形４には歪の生じていない状態の電圧波形を示す。図１３（ｂ）の表は、図１３（ａ）の波形３及び波形４に対して、電流検出回路３１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。

図１３（ａ）に示す波形３の半波〔３〕と半波〔４〕について注目して説明する。半波〔３〕は、ヒータへ電流が流れない半波（一半波全てをオフする正の半波）〔２〕の直後にオンする負の半波〔２ｂ〕の更に次にオンする正の半波である。半波〔４〕は、ヒータへ電流が流れない半波（一半波全てをオフする負の半波）〔３ｂ〕の直後にヒータへ電流を流す半波（オンする正の半波）である。半波〔４〕では正の通電サイクルから通電しているのに対して、半波〔３〕では負の通電サイクルの半波〔２ｂ〕から通電している。半波〔４〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、一半波全てをオフする半波〔３ｂ〕の直後なので、実際にヒータに流れる電流に相当する電圧（波形４の半波〔４〕の電圧値）に比べて減少する。逆に、半波〔３〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、一半波全てをオフする半波〔２〕の２波後なので、実際にヒータに流れる電流に相当する電圧（波形４の半波〔３〕の電圧値）に比べて増加する。

波形３の半波〔１〕〜〔４〕に対応したＨＣＲＲＴ信号の平均値を算出すると、電流検出トランス３１２による歪が生じていない波形４の平均値に対して約−１０％の誤差を生じる。波形１の平均値の誤差が約−２１％なので、波形３では波形１に対して、電流検出精度を大幅に改善できる。この４半波のＨＣＲＲＴ信号の出力値の平均電圧は、本実施例の一制御周期にあたる４全波分の、電流検出トランス一次側の電流実効値の二乗値若しくは一次側の負荷に供給される電力に比例する値なので、ヒータ２０２の制御で有効な値となる。上述の電流検出精度の結果は、図１１のシミュレーションの等価回路から得られたものである。また、波形１及び波形３の歪量は電流検出トランス３１２の特性によって異なる。しかし、波形３のように一制御周期内に正の通電サイクルから通電することで生じる負の歪と、負の通電サイクルから通電することで生じる正の歪を発生させることで、歪の影響を緩和することができる。

このように、ヒータへ供給する電力の電力比の波形を、一半波全てをオフする正の半波〔２〕の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波〔２ｂ〕と、半波の少なくとも一部をオンする正の半波〔３〕、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする負の半波〔３ｂ〕の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波〔４〕、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形にすると、検出した電流値の誤差を緩和できる。図１０の波形は、このような第１グループと第２グループを有する波形を電力比７／１２、８／１２、９／１２に設定したものである。また、一半波全てをオフする負の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波と、半波の少なくとも一部をオンする負の半波がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする正の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形でも良い。

ここで図１２（ａ）及び図１３（ａ）のシミュレーション波形では、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）の波形を繰り返し出力した場合のシミュレーション結果を示している。電流検出結果は全一制御周期の電流波形の影響を受ける。そのため、出力する電力デューティに変動がない場合には、図１３（ａ）で説明したような波形を二制御周期に跨って出力させる。そして、半波〔３〕のように正の歪を生じた波形と、半波〔４〕のように負の歪を生じた波形を含むＨＣＲＲＴ信号の平均値を算出すれば、図１３（ａ）の波形と同様に歪の影響を緩和することができる。

本実施例で使用する図１０に示した制御パターン例では、電力デューティ７／１２から９／１２までに、本実施例で提案する電流波形を使用している。電力デューティ０／１２〜６／１２、及び電力デューティ１０／１２〜１２／１２では本実施例で提案する制御パターンを使用していない。

本実施例では、特許文献２と同様、定着部の検知温度に応じた電力デューティ（電力比）を、下記式（１）のＤｌｉｍｉｔ以下になるように設定している。

Ｄｌｉｍｉｔ＝（Ｉｌｉｍｉｔ／Ｉ１）２×Ｄ１ 式（１）
ここで、Ｄ１はヒータへ電力を供給開始する時の所定の固定デューティ比、Ｉ１は固定デューティ比（Ｄ１）でヒータへ電力供給した時に電流検出部で検出される電流値、Ｉｌｉｍｉｔは商用交流電源の定格電流から画像形成装置内のヒータ以外の負荷へ供給する電流を差し引いたヒータへ供給できる所定の許容電流値。
本実施例では、想定されるＡＣ入力電圧範囲やヒータ２０２の抵抗値等を考慮すると、電力デューティ０／１２〜６／１２でヒータへ電力を供給しても、ヒータに流れる電流は上限電流値Ｉｌｉｍｉｔ以下になる。そのため電力デューティ０／１２〜６／１２の範囲では、精度よく電流検出する必要がない。

また、電力デューティ１０／１２〜１２／１２の波形では、ヒータ２０２が常時オン状態に近く、一次側の負荷変動が少ないので、電流検出トランス３１２による歪の影響が少ない。電力デューティ１０／１２〜１２／１２範囲では、本実施例で提案する制御パターンを使用しなくても、必要な検出精度が得られている。このように、制御上必要な所定の電力デューティにおいて、本実施例で提案する制御パターン（第１グループと第２グループを有する波形）を使用している。このため、本実施例では、図１０の波形のように、第１グループと第２グループを有する波形を電力比７／１２、８／１２、９／１２だけに設定している。しかしながら、その他の電力比の波形に第１グループと第２グループを有する波形を設定しても構わない。

電流検出が必要な最大電力デューティや、必要な精度は画像形成装置によって異なる。上述した制御は本実施例で提案する制御パターンの利用方法の一例を示している。

このように、複数の電力比のうちの少なくとも一つの電力比の波形は、一半波全てをオフする正の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波と、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする負の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形である。または、一半波全てをオフする負の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波と、半波の少なくとも一部をオンする負の半波がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする正の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形でもよい。

［本実施例に係るヒータの温度制御］
次に、本実施例における定着装置１１５の制御シーケンスについて説明する。図１４は、本実施例のＣＰＵ３０９による定着装置１１５の制御シーケンスを説明するフローチャートである。ステップ１６０１（以下、Ｓ１６０１のように記す）で、ＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２への電力供給開始（ヒータの温度制御（図中、温調と記す）の開始）の要求が発生するかを判断し、要求が発生したと判断するとＳ１６０２に進む。Ｓ１６０２でＣＰＵ３０９は、想定されるＡＣ入力電圧範囲やヒータ２０２の抵抗値等を考慮して、電力デューティの最大値（上限値）Ｄｌｉｍｉｔを初期設定する。またＣＰＵ３０９には、ヒータ２０２に供給できる電流の上限値Ｉｌｉｍｉｔが予め設定されている。Ｓ１６０３でＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２の温度制御を行うために、ヒータ２０２に供給する電力（電力デューティ（％））Ｄを決定する。ＣＰＵ３０９は、ヒータ２０２が設定されている所定温度になるようＴＨ信号からの情報を基に、例えばＰＩ制御（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ ｐｌｕｓ ｉｎｔｅｇｒａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ）によりヒータ２０２に供給する電力デューティ（電力比）Ｄを決定する。なお、所定温度はＣＰＵ３０９に設定されているものとする。

Ｓ１６０４でＣＰＵ３０９は、Ｓ１６０３で算出された電力デューティＤが上限値Ｄｌｉｍｉｔ以上かを判断する。電力デューティＤが上限値Ｄｌｉｍｉｔ以上と判断した場合はＳ１６０５でＤ＝Ｄｌｉｍｉｔとする。つまり、ＣＰＵ３０９は上限値Ｄｌｉｍｉｔ以下の電力デューティＤでヒータ２０２の温度制御を行う。Ｓ１６０４でＣＰＵ３０９は、電力デューティが上限値Ｄｌｉｍｉｔ未満であると判断した場合はＳ１６０６の処理に進む。Ｓ１６０６でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤに相当する電力でヒータ２０２を温度調整するため、図１０の制御パターンに基づき、ヒータ２０２に一制御周期（４全波）の電力供給を開始する。このときカウンタＫをリセット（Ｋ＝０）する。Ｓ１６０７では、正の通電サイクルの半波を出力する度にカウンタＫを＋１（インクリメント）する。

Ｓ１６０８でＣＰＵ３０９は、Ｋ波目の正の半波に対応したＨＣＲＲＴ信号の出力Ｉｆ＿ＫをＣＰＵ３０９内のメモリに保存する。算出した電力デューティＤと図１０の制御パターンに基づき、Ｋ波目の正の半波を通電している状態で、電流検出回路３１３から送られてくるＨＣＲＲＴ信号より電圧Ｖ１ｆ＿Ｋ（電流値Ｉｆ＿Ｋに相当）を取得する。これは前述したようにコンデンサ５７４ａでピークホールドされた電圧値Ｖ１ｆ＿Ｋに該当している。即ち、図６（６０６）に示すＨＣＲＲＴ信号のピークホールド値である。この実施例では、ＺＥＲＯＸ信号をトリガにして、ＺＥＲＯＸ信号の立ち上がりエッジからＤＩＳ信号を送出するまでの間Ｔｄｌｙの期間内にこの値を取得する。この期間Ｔｄｌｙは、ＣＰＵ３０９がピークホールド値Ｖ１ｆ＿Ｋを検出するのに十分な時間に設定されている。Ｓ１６０９でＣＰＵ３０９は、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿Ｋ（図６ ６０２参照）を検出する。ＣＰＵ３０９は、ＺＥＲＯＸ信号６０２の立ち下がりエッジから立ち下がりエッジまでの時間間隔Ｔ＿Ｋを検出することにより、電源電圧の周波数（以下、商用周波数）Ｆ＿Ｋを算出できる。ＣＰＵ３０９は検出した時間間隔Ｔ＿ＫをＣＰＵ３０９内のメモリに保存する。ただし、シーケンス上難しい場合にはＴ＿４は検出せずに、Ｔ＿１〜Ｔ＿３までを検出して、Ｔ＿４＝Ｔ＿３としてもよい。

Ｓ１６１０でＣＰＵ３０９は、一制御周期（４全波）分（Ｋ＝１〜４）の電流検出結果を得られるまで、Ｓ１６０７〜Ｓ１６０９を繰り返し行う。Ｓ１６１１でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９内のメモリに保存した４全波分の電流値Ｉｆ＿１〜Ｉｆ＿４、ゼロクロス周期Ｔ＿１〜Ｔ＿４に基づき電力デューティの上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。ここで、ＨＣＲＲＴ信号が報知するＩｆ＿Ｋ値は、上述したように、２乗波形の商用周波数半周期分の積分値である（図６ ６０６参照）。周波数Ｆ＿Ｋ Ｈｚにおける電流値Ｉｆ＿Ｋに対して、商用周波数を特定の周波数、例えば５０Ｈｚを規準の周波数として設定しておく。電流値Ｉｆ＿Ｋの５０Ｈｚ換算値をＩ＿Ｋとすると、
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×（Ｆ＿Ｋ）／５０
と表すことができる。

電流値Ｉ＿Ｋと、電力デューティＤとＣＰＵ３０９に設定されている上限電流値Ｉｌｉｍｉｔから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。上限電流値Ｉｌｉｍｉｔは、例えば接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ２０２以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータ２０２に供給可能な許容電流値（ここでは周波数５０Ｈｚにおける値とする）や、制御上必要な最大電流値を設定すればよい。本実施例では一制御周期８半波の平均値の上限を、上限電流値Ｉｌｉｍｉｔとして設定している。

Ｄｌｉｍｉｔ＝４×Ｉｌｉｍｉｔ÷（Ｉ＿１＋Ｉ＿２＋Ｉ＿３＋Ｉ＿４）×Ｄ

ＣＰＵ３０９は、以上の処理をＳ１６１２で、ヒータ２０２の温度制御が終了するまで、商用電源の４全波分の一制御周期ごとに繰り返し行い、ヒータ２０２に供給する電力デューティを算出する。

本実施例では、電力デューティの上限値Ｄｌｉｍｉｔの算出に、４全波分の電流値Ｉ＿１〜Ｉ＿４の平均値を使用している。４全波分の電流値Ｉ＿１〜Ｉ＿４の電流検出結果には、電力デューティＤが７／１２〜９／１２の場合に、正の誤差をもつＩ＿３（図１３（ａ）の〔３〕に対応）の電流検出結果と、負の誤差をもつＩ＿４（図１３（ａ）の〔４〕に対応）の電流検出結果が含まれる。４全波分の電流値Ｉ＿１〜Ｉ＿４の平均値を算出することで、正の誤差と負の誤差が打ち消しあうので、図９のような比較例の波形に比べて、電流検出精度を高めることができる。

本実施例では、図１０の電力デューティ７／１２〜９／１２の制御パターンに例を示すように、正の誤差と負の誤差を生じる制御パターンを出力し、正の誤差をもつ電流検出結果と、負の誤差をもつ電流検出結果が打ち消しあうように電流検出する。これにより、電流検出トランス３１２による歪の影響を緩和し、精度よくヒータ２０２に供給する電力を制御することを特徴とする。本実施例ではＣＰＵ３０９を用いて４全波分の電流値Ｉ＿１〜Ｉ＿４の平均値を用いているが、例えば３全波目の電流値Ｉ＿３、４全波目の電流値Ｉ＿４の平均値を用いて制御してもよい。また４全波分の電流値Ｉ＿１〜Ｉ＿４の検出結果に重み付けをして平均値を算出してもよい。また、本実施例では４全波分の電流値Ｉ＿１〜Ｉ＿４の平均値をＣＰＵ３０９の内部処理で算出している。しかし、これに限定されるものではなく、例えば積分回路で図６の反転増幅出力６０５の、一周期若しくは複数周期の積分値や平均値を出力する場合にも、同様に電流検出トランス３１２による歪の影響を緩和することができる。積分回路を用いる方法は実施例４で説明する。

電流検出トランス３１２の歪の影響を補正する方法として、位相角、周波数、電流値、負荷変動の履歴に基づき、ＣＰＵ３０９の内部計算で補正する方法もある。しかし、ＣＰＵ３０９の内部計算で補正する方法では、上記のような積分回路を用いる場合に電流検出トランス３１２による歪の影響を緩和することは難しい。本実施例に係る制御では、制御パターンの波形を工夫することで、電流検出トランス３１２の歪の影響を緩和しているため、電流検出回路３１３の出力の平均値をアナログ回路で出力する場合にも有効である。また、本実施例では、電流検出回路３１３では半波整流した正の半波のみ電流検出を行っているが、半波〔２ｂ〕と、半波〔４〕に続く負の半波〔４ｂ〕を含む負の半波のみで電流検出を行ってもよい。このように、負の半波を使って電流検出する場合、電力比の波形として、一半波全てをオフする負の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波と、半波の少なくとも一部をオンする負の半波がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする正の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形が好ましい。

本実施例によれば、位相制御と波数制御を組み合わせて供給する電力を制御する場合の電流検出の精度を向上することができる。また、安価で歪量の大きい電流検出トランスを用いた場合でも、所望の電流検出精度を得ることができる。さらに、歪量の小さい電流検出トランスを用いた場合では、より精度よく電流検出を行うことができる。

実施例２において実施例１と共通の構成や制御についての説明は省略し、同じ符号を用いて説明する。

［セラミックヒータへの電力供給制御］
図１５は本実施例のヒータ２０２の駆動回路、制御回路及び画像形成装置に電力を供給する電源回路を示している。本実施例では、電流検出トランス１７１２が、ヒータ２０２を流れるヒータ電流Ｉｈと、低圧電源（電源回路）１７０２の力率改善回路ＰＦＣ１７０１（以下、単にＰＦＣとする）に流れるＰＦＣ電流Ｉｐｆｃの、合成電流を検出する位置に設置されている。すなわち、画像形成装置は、商用交流電源からヒータへの電力供給路の途中で分岐したラインに接続されている電源回路を有し、電流検出部はヒータと電源回路の分岐位置よりも商用交流電源側の電力供給路に流れる電流を検出する。低圧電源（電源回路）はＡＣ／ＤＣコンバータを有する回路である。つまり電流検出回路１７１３は、ヒータ電流ＩｈとＰＦＣ電流Ｉｐｆｃの合成電流を検出している。本実施例では、図１０の電力デューティ７／１２〜９／１２の制御パターン例のように、正の誤差と負の誤差を生じる制御パターンを出力している。本実施例では正の誤差をもつ電流検出結果と負の誤差をもつ電流検出結果が打ち消しあうことで、電流検出トランス１７１２による歪の影響を緩和する。そして、ヒータ２０２に供給する電流ＩｈとＰＦＣ１７０１に供給する電流Ｉｐｆｃの合成電流を精度良く検出する。

［等価回路を用いたシミュレーションの結果］
図１６（ａ）及び図１７（ａ）には図１１の等価回路図を使用したシミュレーション波形を示す。ここでは、図９及び図１０の制御パターンについて、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）の波形に注目して説明を行う。ＰＦＣ１７０１に流れる電流Ｉｐｆｃは力率１００％の正弦波として、シミュレーションを行った。

（比較例の制御パターンの場合）
図１６（ａ）及び図１６（ｂ）では比較例として示した制御パターンの電流検出トランス１７１２による波形歪が、ＨＣＲＲＴ信号に与える影響を説明する。電流検出トランス１７１２による歪や電流検出の誤差のない状態のＨＣＲＲＴ信号は、電流検出トランス一次側の電流実効値の二乗値若しくは一次側の負荷に供給される電力に比例する値となる。しかし、電流検出トランス一次側の負荷が変動すると、図１６（ａ）の波形５のように、電流検出トランス１７１２の二次側に出力される電圧波形が歪んでしまう。この電圧波形の歪によって電流検出回路１７１３の精度が低下してしまう。比較のため、波形６には歪の生じていない状態の電圧波形を示す。

図１６（ｂ）の表は、図１６（ａ）の波形５及び波形６に対して、電流検出回路１７１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。本実施例では図６で示したように、半波整流した正の半波のみ電流検出を行っている。よって、図１６（ａ）に示す半波〔１〕〜半波〔４〕に対応したＨＣＲＲＴ信号を出力することができる。図１６（ｂ）に示す、波形５の半波〔２〕と半波〔４〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、波形６に比べて出力値が低いことがわかる。半波〔２〕と〔４〕のように、電流検出トランス１７１２の一次側の負荷が増加した場合、負の波形歪によってＨＣＲＲＴ信号の出力は減少する。また波形５の半波〔１〕と半波〔３〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、波形６に比べて出力値が高いことがわかる。半波〔１〕と〔３〕のように、電流検出トランス１７１２の一次側の負荷が減少した場合、正の波形の歪によってＨＣＲＲＴ信号の出力は増加する。波形５の半波〔１〕〜半波〔４〕に対応したＨＣＲＲＴ信号の平均値を算出すると、電流検出トランス１７１２による歪が生じていない波形６の出力に対して、約−１３．４％の誤差が生じる。このように、位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷電流の変動が大きい。そのため、正確な電流検出を行うことが困難であった。

（本実施例の制御パターンの場合）
本実施例では、実施例１で説明した電流検出誤差を緩和する方法が、ヒータ電流ＩｈとＰＦＣ電流Ｉｐｆｃの合成電流を検出する際にも有効であることを説明する。図１７（ａ）及び図１７（ｂ）では本実施例で提案する図１０に示した制御パターン例の効果について説明を行う。図１７（ａ）の波形７では、図１１の等価回路図でシミュレーションした、電流検出トランス１７１２による歪をもった電圧波形を示す。比較のため、波形８には歪の生じていない状態の電圧波形を示す。実施例１同様、半波〔３〕は、ヒータへ電流が流れない半波（一半波全てをオフする正の半波）〔２〕の直後にオンする負の半波〔２ｂ〕の更に次にオンする正の半波である。半波〔４〕は、ヒータへ電流が流れない半波（一半波全てをオフする負の半波）〔３ｂ〕の直後にヒータへ電流を流す半波（オンする正の半波）である。

図１７（ｂ）の表は、図１７（ａ）の波形７及び波形８に対して、電流検出回路１７１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。図１７（ａ）に示す波形７の半波〔３〕と半波〔４〕について注目して説明する。半波〔４〕では正の通電サイクルから通電しているのに対して、半波〔３〕では負の通電サイクルの半波〔２ｂ〕から通電を開始している。半波〔４〕のように、電流検出トランス１７１２の一次側の負荷が増加した場合、波形の歪によってＨＣＲＲＴ信号の出力は減少する。半波〔２ｂ〕のように負の通電サイクルで電流検出トランス１７１２の一次側の負荷が増加した場合、正の波形の歪が生じる。半波〔３〕では半波〔２ｂ〕で生じる正の波形歪の影響を受けるため、半波〔３〕に対応するＨＣＲＲＴ信号の出力は増加する。

波形７の半波〔１〕〜半波〔４〕に対応したＨＣＲＲＴ信号の平均値を算出すると、電流検出トランス１７１２による歪が生じていない波形８の平均値に対して約−６．５％の誤差を生じる。波形５の平均値の誤差が約−１３．４％なので、波形７では波形５に対して、電流検出精度を大幅に改善できる。この４半波のＨＣＲＲＴ信号の出力の平均電圧は、本実施例の一制御周期にあたる４全波分の、電流検出トランス一次側の電流実効値の二乗値若しくは一次側の負荷に供給される電力に比例する値となる。上記の電流検出精度の結果は、図１１のシミュレーションの等価回路から得られたものである。波形７のように一制御周期内に正の通電サイクルから通電することで生じる負の歪と、負の通電サイクルから通電することで生じる正の歪を発生させることで、電流検出トランス１７１２による歪の影響を緩和できる。このように、ヒータと電源回路の分岐位置よりも商用交流電源側の電力供給路に流れる電流を検出する場合でも、温度検知素子の検知温度に応じて設定する電力比の波形を実施例１と同様な波形に設定することにより、電流検出精度が向上する。

［本実施例に係るヒータの温度制御］
次に、本実施例における定着装置１１５の制御シーケンスについて説明する。図１８は、本実施例のＣＰＵ３０９による定着装置１１５の制御シーケンスを説明するフローチャートである。実施例１と制御が共通する制御シーケンス（Ｓ２２０１〜Ｓ２２１０、Ｓ２２１２〜Ｓ２２１３）については説明を省略する。Ｓ２２１１では、ＣＰＵ３０９に保存した４全波分の電流値Ｉｆ＿１〜Ｉｆ＿４、ゼロクロス周期Ｔ＿１〜Ｔ＿４に基づき電力デューティの上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。ここで、ＨＣＲＲＴ信号が報知するＩｆ＿Ｋ値は、前述したように、２乗波形の商用周波数半周期分の積分値である（図６ ６０６参照）。周波数Ｆ＿Ｋ Ｈｚにおける電流値Ｉｆ＿Ｋに対して、商用周波数を特定の周波数、例えば５０Ｈｚを規準の周波数として設定しておく。電流値Ｉｆ＿Ｋの５０Ｈｚ換算値をＩ＿Ｋとすると、
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×（Ｆ＿Ｋ）／５０
と表すことができる。

電流値Ｉ＿Ｋと、電力デューティＤとＣＰＵ３０９に設定されている上限電流値Ｉｌｉｍｉｔから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。上限電流値Ｉｌｉｍｉｔは、例えば接続される商用電源の定格電流１５Ａに相当する値に設定する。またヒータ２０２以外の部分に供給される最大電流値Ｉｐｆｃの値をＣＰＵ３０９に予め設定してある。本実施例でＰＦＣ電流値Ｉｐｆｃは、上限電流値ＩｌｉｍｉｔからＰＦＣ電流値Ｉｐｆｃを引いた値が、力率などを考慮してヒータ２０２に供給可能な許容電流値（ここでは周波数５０Ｈｚにおける値とする）になるよう設定してある。ＣＰＵ３０９内のメモリには、上限電流値Ｉｌｉｍｉｔ及びＰＦＣ電流値Ｉｐｆｃの値は一制御周期（８半波）の平均値に相当する値が保存されている。

Ｄｌｉｍｉｔ＝（Ｉｌｉｍｉｔ−Ｉｐｆｃ）÷｛（Ｉ＿１＋Ｉ＿２＋Ｉ＿３＋Ｉ＿４）÷４−Ｉｐｆｃ｝×Ｄ
本実施例では電力デューティＤが７／１２〜１２／１２の場合、（Ｉ＿１＋Ｉ＿２＋Ｉ＿３＋Ｉ＿４）÷４＞＞Ｉｐｆｃが成り立つものとする。

本実施例では想定されるＡＣ入力電圧範囲やヒータ２０２の抵抗値等を考慮すると、電力デューティＤが６／１２以下の場合には上限値Ｄｌｉｍｉｔ値を更新する必要がないため、Ｓ２２１１の算出を行わなくてよい。ＣＰＵ３０９は、以上の処理をＳ２２１２で、ヒータ２０２の温度制御が終了するまで、商用電源の４周期ごとに繰り返し行い、ヒータ２０２に供給する電力デューティを算出する。

本実施例では、実施例１で説明した電流検出誤差を緩和する方法が、ヒータ電流ＩｈとＰＦＣ電流Ｉｐｆｃの合成電流を検出する際にも有効であることを示した。このように、図１７（ａ）の波形７のように一制御周期内に正の通電サイクルから通電することで生じる負の歪と、負の通電サイクルから通電することで生じる正の歪を発生させることで、電流検出トランス１７１２による歪の影響を緩和できる。

本実施例によれば、位相制御と波数制御を組み合わせて供給する電力を制御する場合の電流検出の精度を向上することができる。

実施例１と共通の構成や制御についての説明は省略し、同じ符号を用いて説明する。

［セラミックヒータへの電力供給制御］
図１９は実施例３のヒータ２０２の駆動回路及び制御回路を示している。電流検出トランス３１２は、ヒータ２０２に通電する一次側電流を電圧変換し、二次側の電流検出回路３１３に入力している。電流検出回路３１３は図５、図６で説明をしたように、実施例１と同様の動作を行うため、説明は省略する。この電流検出トランス３１２の二次側出力を、位相反転回路２３０１を介して、電流検出回路２３１３に入力している。つまり正の半波電流を電流検出回路３１５が検出し、負の半波電流を電流検出回路２３１３で検出することができる。

［電流検出回路２３１３］
図２０は、電流検出回路２３１３の動作を説明するための波形図である。図２０の６０１では、ヒータ２０２に電流Ｉが流れると、電流検出トランス３１２によって、その電流波形が二次側で電圧変換される。位相反転回路２３０１は電流検出トランス３１２の出力電圧を反転し、電流検出回路２３１３に入力する。反転後の電圧を２４０１に示す。図５に示すように、この反転出力をダイオード５０１ａ，５０３ａによって整流し、負荷抵抗として抵抗５０２ａ，５０４ａを接続している。図２０の２４０３は、このダイオード５０３ａによって半波整流された波形を示す。この電圧波形は、抵抗５０５ａを介して乗算器５０６ａに入力される。この乗算器５０６ａは、２４０４で示すように、２乗した電圧波形を出力する。この２乗された波形は、抵抗５０７ａを介してオペアンプ５０９ａの−端子に入力される。このオペアンプ５０９ａの＋端子には、抵抗５０８ａを介してリファレンス電圧５８４ａが入力されており、帰還抵抗５６０ａにより反転増幅される。なお、このオペアンプ５０９ａは片電源から電源が供給されているものとする。

２４０５は、リファレンス電圧５８４ａを基準に反転増幅された波形を示す。このオペアンプ５０９ａの出力は、オペアンプ５７２ａの＋端子に入力される。オペアンプ５７２ａでは、リファレンス電圧５８４ａと、その＋端子に入力された波形の電圧差と、抵抗５７１ａで決定される電流がコンデンサ５７４ａに流入されるようにトランジスタ５７３ａを制御している。こうしてコンデンサ５７４ａは、リファレンス電圧５８４ａと、オペアンプ５７２ａの＋端子に入力された波形の電圧差と抵抗５７１ａで決定される電流で充電される。ダイオード５０３ａによる半波整流区間が終わると、コンデンサ５７４ａへの充電電流がなくなるため、その電圧値がピークホールドされる。

そして２４０６に示すように、ダイオード５０１ａの半波整流期間にＣＰＵ３０９からのＤＩＳ信号によりトランジスタ５７５ａをオンする。これにより、コンデンサ５７４ａの充電電圧が放電される。２４０７で示すように、トランジスタ５７５ａは、ＣＰＵ３０９からのＤＩＳ信号によりオン／オフされており、６０２で示すＺＥＲＯＸ信号を基に、トランジスタ５７５ａのオン／オフ制御を行っている。このＤＩＳ信号は、ＺＥＲＯＸ信号の立ち下がりエッジから所定時間Ｔｄｌｙ２後にオンし、次の負の通電サイクルが立ち上がる前にオフする。トランジスタ５７５ａの制御タイミングは、ＺＥＲＯＸ信号の立ち下がりエッジ及び立ち下がりエッジから検出したＺＥＲＯＸ周期に基づき決定する。これにより、ダイオード５０３ａの半波整流期間であるヒータ２０２の通電期間を干渉することなく制御できる。つまり、コンデンサ５７４ａのピークホールド電圧Ｖ２ｆ（Ｉ２ｆ）は、電流検出トランス３１２によって電流波形が二次側に電圧変換された波形の２乗値の半周期分の積分値となる。

こうしてコンデンサ５７４ａにピークホールドされた電圧値が、電流検出回路２３１３からＨＣＲＲＴ信号としてＣＰＵ３０９に送出される。電圧変換されたヒータ電流波形を実効値若しくはその２乗値に変換し、ＨＣＲＲＴ信号としてＣＰＵ３０９にＡ／Ｄ入力する。電流検出回路３１３のＨＣＲＲＴ信号Ｉ１ｆより、一次側電流６０１の正の半波を電流検出できる（図６ ６０６）。また、電流検出回路２３１３のＨＣＲＲＴ信号Ｉ２ｆより、一次側電流６０１の負の半波を電流検出できる（図２０ ２４０６）。

［等価回路を用いたシミュレーションの結果］
（本実施例の制御パターンの場合）
図２１（ａ）には図１１の等価回路図を使用したシミュレーション波形を示す。ここでは、図２３の制御パターンについて、電力デューティ７／１２（＝５８．３％）の波形に注目して説明を行う。電流検出トランス３１２による歪や電流検出の誤差のない状態のＨＣＲＲＴ信号では、電流検出トランス一次側の電流実効値の二乗値若しくは一次側の負荷に供給される電力に比例する値となる。しかし、電流検出トランス一次側の負荷が変動すると、図１２（ａ）の波形１のように、電流検出トランス３１２の二次側に出力される電圧波形が歪んでしまう。この電圧波形の歪によって電流検出回路の精度が低下してしまう。比較のため、波形２には歪の生じていない状態の電圧波形を示す。図２１（ｂ）の表は、図２１（ａ）の波形９及び波形１０に対して、電流検出回路３１３及び電流検出回路２３１３が出力するＨＣＲＲＴ信号の出力値を示している。電流検出回路２３１３は負の半波〔１〕に対応するＨＣＲＲＴ信号を出力しており、電流検出回路３１３は半波〔２〕に対応するＨＣＲＲＴ信号を出力している。

電流検出回路３１３及び電流検出回路２３１３によって、正位相、負位相の半波をそれぞれ電流検出できる。図２１（ａ）に示す、波形９の半波〔１〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、波形１０に比べて出力値が低いことがわかる。半波〔１〕のように、負の通電サイクルで電流検出トランスの一次側の負荷が増加した場合、正の波形歪が生じる。図２０の２４０１に示すように、半波〔１〕は電流検出トランス３１２の二次側出力を反転して、電流検出回路２３１３に入力している。よって、半波〔１〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は減少する。また波形９の半波〔２〕のＨＣＲＲＴ信号の出力は、波形１０に比べて出力値が高いことがわかる。半波〔１〕のように負の通電サイクルで電流検出トランス３１２の一次側の負荷が増加した場合、正の波形の歪が生じる。半波〔２〕では半波〔１〕で生じる正の波形歪の影響を受けるため、半波〔２〕に対応するＨＣＲＲＴ信号の出力は増加する。波形９の半波〔１〕、〔２〕に対応したＨＣＲＲＴ信号の平均値を算出すると、電流検出トランス３１２による歪が生じていない波形１０の平均値に対して約−１３％の誤差を生じる。

半波〔１〕及び半波〔２〕のＨＣＲＲＴ信号の検出結果から、本実施例の一制御周期にあたる４全波分の、電流検出トランス一次側の電流実効値の二乗値若しくは一次側の負荷に供給される電力に比例する値を、下記の式から算出できる。

一制御周期のＨＣＲＲＴ信号の換算平均値＝（半波〔１〕のＨＣＲＲＴ出力＋半波〔２〕のＨＣＲＲＴ出力）÷２×一制御周期の電力デューティ（この場合７／１２）÷半波〔１〕及び〔２〕の電力デューティ（この場合１／１）

このように、位相制御と波数制御を組み合わせた方式では、従来の位相制御に比べて、一制御周期内に位相制御と波数制御が切り替わるため、負荷電流の変動が大きく、正確な電流検出を行うことが困難であった。そこで本実施例では、前述した位相制御と波数制御を組み合わせた方式において、電流検出精度を向上させる方法を提案する。

本実施例で使用する図２３に示した制御パターン例では、電力デューティ１／１２から９／１２までに、本実施例で提案する電流検出方法に適した電流波形を使用している。本実施例において、電力デューティ１０／１２〜１２／１２の波形は、ヒータ２０２が常時ＯＮ状態に近く、一次側の負荷変動が少ないので、電流検出トランス歪の影響が少ない。電力デューティ１０／１２〜１２／１２範囲では、本実施例で提案する制御パターンを使用しなくても、必要な検出精度が得られている。本実施例の制御によると、正若しくは負の通電サイクルから通電を始め、さらに連続して負若しくは正の半波を通電する制御パターンがあれば、電流検出精度の誤差を緩和できる。本実施例の方法で補正する制御パターンの負若しくは正の半波は１００％デューティの半波でなくともよく、例えば８０％デューティの半波でも電流検出精度を改善できる。実施例１、２に比べて必要な回路が多く制御は複雑になるが、電流検出精度の補正をかけることのできる電流検出パターンが多い。本実施例の制御パターン例では電力デューティ１／１２から９／１２の範囲で電流検出精度の誤差を緩和できる。

［本実施例に係るヒータの温度制御］
図２２は、本実施例のＣＰＵ３０９による定着装置１１５の制御シーケンスを説明するフローチャートである。Ｓ２６０１〜Ｓ２６１０は実施例１の図１４と共通の制御なので説明を省略する。ただし、本実施例では、電流検出回路３１３、２３１３により連続する２半波で電流検出を行うので、一制御周期内の８半波で電流検出を行う。このため、本実施例ではＫは８半波分をカウントするものとし、８半波分の電流検出値がメモリに保存されてから上限の電力デューティＤｌｉｍｉｔを算出するものとする。なお、後述するように電流値Ｉｆ＿８はシーケンス上制御に取り入れるのが難しいため、Ｓ２６１０では「Ｋ＝７」を判断条件としている。Ｓ２６１１でＣＰＵ３０９は、Ｓ２６０５で決定した電力デューティＤが３／１２以下かを判断している。電力デューティＤが０／１２〜３／１２の電力制御パターンでは、Ｓ２６１２に移行する。

Ｓ２６１２でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９内のメモリに保存した２半波分の電流値Ｉｆ＿１，Ｉｆ＿２、Ｚｅｒｏｘ周期Ｔ＿１に基づき上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。ここで、ＨＣＲＲＴ信号が報知するＩｆ＿Ｋ値は、前述したように２乗波形の商用周波数半周期分の積分値である。周波数Ｆ Ｈｚにおける電流値Ｉｆ＿Ｋに対して、商用周波数を特定の周波数、例えば５０Ｈｚを規準の周波数として設定しておく。電流値Ｉｆ＿Ｋの５０Ｈｚ換算値をＩ＿Ｋとすると、
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×Ｆ／５０
と表すことができる。

Ｉ＿Ｋと、電力デューティＤとＣＰＵ３０９に設定されている上限電流値Ｉｌｉｍｉｔから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。上限電流値Ｉｌｉｍｉｔは、例えば接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な一制御周期の許容電流値（ここでは周波数５０Ｈｚにおける値とする）や、制御上必要な最大電流値を設定すればよい。本実施例では一制御周期８半波の平均値の上限を、Ｉｌｉｍｉｔとして設定している。

Ｆ＝１／Ｔ＿１
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝２×Ｉｌｉｍｉｔ÷（Ｉ＿１＋Ｉ＿２）×Ｄ

Ｓ２６１１でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが３／１２よりも大きいと判断した場合Ｓ２６１３の処理に進む。Ｓ２６１３でＣＰＵ３０９は、Ｓ２６０５で決定した電力デューティＤが６／１２以下かを判断する。ＣＰＵ３０９は電力デューティＤが４／１２〜６／１２の電力制御パターンであると判断すると、Ｓ２６１４に移行する。Ｓ２６１４でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９内のメモリに保存した２半波分の電流値Ｉｆ＿５，Ｉｆ＿６、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿３に基づき上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。

Ｆ＝１／Ｔ＿３
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝２×Ｉｌｉｍｉｔ÷（Ｉ＿５＋Ｉ＿６）

Ｓ２６１３でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが６／１２よりも大きいと判断した場合、Ｓ２６１５の処理に進む。Ｓ２６１５でＣＰＵ３０９は、Ｓ２６０５で決定した電力デューティＤが９／１２以下かを判断する。ＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが７／１２〜９／１２の電力制御パターンであると判断した場合は、Ｓ２６１６に移行する。Ｓ２６１６でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９内のメモリに保存した２半波分の電流値Ｉｆ＿４，Ｉｆ＿５、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿２に基づき上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。

Ｆ＝１／Ｔ＿２
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝２×Ｉｌｉｍｉｔ÷（Ｉ＿４＋Ｉ＿５）

Ｓ２６１５でＣＰＵ３０９は、電力デューティＤが９／１２よりも大きいと判断した場合、Ｓ２６１７の処理に進む。Ｓ２６１５でＣＰＵ３０９は、決定した電力デューティＤが１０／１２〜１２／１２の電力制御パターンであると判断した場合は、Ｓ２６１７に移行する。Ｓ２６１７でＣＰＵ３０９は、ＣＰＵ３０９内のメモリに保存した８半波分の電流値Ｉｆ＿１〜Ｉｆ＿７、ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿１〜Ｔ＿３に基づき上限値Ｄｌｉｍｉｔを算出する。ＺＥＲＯＸ周期Ｔ＿４及び、電流値Ｉｆ＿８はシーケンス上制御に取り入れるのが難しいため、本実施例では電流値Ｉｆ＿１〜Ｉｆ＿６、ＺＥＯＲＸ周期Ｔ＿１〜Ｔ＿３からを用いる。ここで商用周波数Ｔ＿１〜Ｔ＿３の平均値から、周波数Ｆを算出する。電流値Ｉｆ＿Ｋの５０Ｈｚ換算値をＩ＿Ｋとすると、
Ｆ＝（１／Ｔ＿１＋１／Ｔ＿２＋１／Ｔ＿３）÷３
Ｉ＿Ｋ＝Ｉｆ＿Ｋ×Ｆ／５０
Ｄｌｉｍｉｔ＝６×Ｉｌｉｍｉｔ÷（Ｉ＿１＋Ｉ＿２＋Ｉ＿３＋Ｉ＿４＋Ｉ＿５＋Ｉ＿６）

ＣＰＵ３０９は、以上の処理を、Ｓ２６１９でヒータ２０２の温度制御が終了するまで、商用電源の４周期ごとに繰り返し行い、ヒータ２０２に供給する電力デューティを算出する。

本実施例によれば、位相制御と波数制御を組み合わせて供給する電力を制御する場合の電流検出の精度を向上することができる。

実施例４において実施例１と共通の構成や制御についての説明は省略し、同じ符号を用いて説明する。

［電流検出回路］
図２４は、実施例１とは異なる電流検知回路２４１３を用いる場合を示している。電流検知回路２４１３はＨＣＲＲＴ信号とＨＣＲＲＴ２信号の２つの出力を持つ。ＨＣＲＲＴ信号は実施例１と一致するため説明を省略する。

図２５は、電流検出回路２４１３の詳細図であり、この図２５と、図６に示した波形を用いて、ＨＣＲＲＴ２信号を説明する。図６に示した波形６０４の２乗された波形は、抵抗５０７ａを介してオペアンプ５０９ａの−端子に入力される。このオペアンプ５０９ａの＋端子には、抵抗５０８ａを介してリファレンス電圧５８４ａが入力されており、帰還抵抗５６０ａにより反転増幅される。なお、このオペアンプ５０９ａは片電源から電源が供給されているものとする。図６の６０５は、リファレンス電圧５８４ａを基準に反転増幅された波形を示す。このオペアンプ５０９ａの出力は、オペアンプ２４７２ａの＋端子に入力される。オペアンプ２４７２ａでは、リファレンス電圧５８４ａと、その＋端子に入力された波形の電圧差と、抵抗２４７１ａで決定される電流がコンデンサ２４７４ａに流入されるようにトランジスタ２４７３ａを制御している。こうしてコンデンサ２４７４ａは、リファレンス電圧２４８４ａと、オペアンプ２４７２ａの＋端子に入力された波形の電圧差と抵抗２４７１ａで決定される電流で充電される。コンデンサ２４７４ａに充電された電荷は放電抵抗２４７４ａを介して放電されている。コンデンサ２４７７ａ及び、抵抗２４７６ａは平滑回路であり、ＨＣＲＲＴ２信号は、電流検出トランス３１２によって二次側に電圧変換された波形の２乗値を移動平均した値となる。

また、図２５の（ｂ）に示す回路のように、電流検出トランス３１２によって二次側に電圧変換された波形を移動平均する場合にも、本提案の波形パターンは有効である。図２５（ｂ）で示す例は、電流検知手段の一例である。電流検出トランス３１２の一次側に流れる電流値が大きくなると、図６の６０１に示す波形の振幅が大きくなり、ＩｉｎはＩｒｅｆに対して高い電圧値となる。差動増幅回路としてオペアンプ２４３０ａを用いており、抵抗２４３４／抵抗２４３３及び、抵抗２４３２／２４３１の比率で差動増幅回路の増幅率を定めることができる。抵抗２４３５はオペアンプ２４３０ａの保護抵抗である。オペアンプ２４３０ａで反転増幅された波形を後段のフィルタ回路によって平滑化している。反転増幅された波形は抵抗２４３６を介してコンデンサ２４３８に充電される。抵抗２４３７は放電抵抗である。コンデンサ２４３８の電圧波形は、抵抗２４３９及びコンデンサ２４４０で平滑化され、ＨＣＲＲＴ３信号として出力される。

ＨＣＲＲＴ３信号は、電流平均値に比例した出力が得られるため、ＨＣＲＲＴ２信号に比べて電流実効値の検知精度が低くなるが、簡易な回路構成で実現することができる。要求される電流検知精度に応じて、ＨＣＲＲＴ２信号の代わりに、ＨＣＲＲＴ３信号を用いてもよい。

図２５に示すような電流検出回路で電流を検出する場合にも、図１０に示したような波形を用いることで、電流検出の精度を向上することができる。

図２６（ａ）と図２６（ｂ）に電流検知精度を向上できる、ヒータ電力制御の他の波形例を示す。図２６（ａ）には、位相制御波形を４全波中１全波（８半波中、２半波）以下に抑えた制御パターン、図２６（ｂ）には、位相制御波形を４全波中２全波（８半波中、４半波）以下に抑えた制御パターンを示す。また、位相制御波形を８全波中３全波（１６半波中、６半波）以下に抑えたい場合には、図２６（ａ）の波形と、図２６（ｂ）の波形を一制御周期毎に交互に出力しても良い。このように２つの制御パターンを用いることで、波数制御波形に対する位相制御波形の割合を任意に設定することができる。図２６（ａ）と図２６（ｂ）に示す電力比に対応する波形にも、一半波全てをオフする正の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波と、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする負の半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形が設定されている。

本実施例で示すように、電流検知精度を改善することができる二つの制御パターンを用いれば、電流検知精度を改善する効果を得つつ、位相制御波形（半波の一部をオンする半波）の比率を変えることができ、高調波ノイズを抑えやすくなる。

なお、上述した実施例１〜５では４全波を一制御周期として説明しているが、例えば５全波を一制御周期とする等、交流波形における連続する所定数の半波（但し、第１グループと第２グループを両方共含めることができる波数）を一制御周期とする場合に適用できる。したがって、３全波以上を制御周期する場合において、第１グループと、第２グループと、を有する波形を、複数の電力比の少なくとも一つの電力比の波形として設定すれば、電流検知精度を改善することができる。

２０２ ヒータ
３０９ ＣＰＵ
３１２ 電流検出トランス
３１３ 電流検出回路

Claims (5)

1. 商用交流電源から供給される電力によって発熱するヒータを有し、記録紙に形成された未定着トナー像を記録紙に加熱定着する定着部と、
   前記定着部の温度を検知する温度検知素子と、
   前記温度検知素子の検知温度に応じて商用交流電源から前記ヒータへ供給する電力を制御する制御部であって、交流波形における連続する所定数の半波を一制御周期として、前記一制御周期毎に前記検知温度に応じた電力比を設定する電力制御部と、
   トランスと、前記トランスを介して電流を検出する電流検出回路とを有し、商用交流電源から前記ヒータへの電力供給路に設けられており、前記電力供給路に流れる電流を検出する電流検出部と、
   を有する画像形成装置において、
   複数の電力比のうちの少なくとも一つの電力比の波形は、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波と、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形であるか、又は、
   一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする正の半波と、半波の少なくとも一部をオンする負の半波、がこの順に並ぶ第１グループと、一半波全てをオフする半波の直後に、半波の少なくとも一部をオンする負の半波、がこの順に並ぶ第２グループと、を有する波形であることを特徴とする画像形成装置。
2. 各電力比に対応する波形は、前記一制御周期中に、一半波の一部をオンする半波と、一半波全てをオフまたはオンする半波を有することを特徴とする請求項１に記載の画像形成装置。
3. 前記電流検出回路は、交流波形の正の半波または負の半波のいずれか一方のみの電流を検出する回路であることを特徴とする請求項１に記載の画像形成装置。
4. 前記商用交流電源から前記ヒータへの前記電力供給路の途中で分岐したラインに接続されている電源回路を有し、
   前記電流検出部は、前記ヒータと前記電源回路の分岐位置よりも商用交流電源側の前記電力供給路に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の画像形成装置。
5. 前記定着部は、内面に前記ヒータが接触するエンドレスベルトと、前記エンドレスベルトを介して前記ヒータと共に未定着トナー像を担持する記録紙を定着処理する定着ニップ部を形成する加圧ローラと、を有することを特徴とする請求項１に記載の画像形成装置。

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