JP2009033452A - 負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定電圧源を持たなくても、高精度のＰＷＭ出力が得られるようにし、装置の小型化、低コスト化が図れること。
【解決手段】抵抗器Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６と、トランジスタＱ１０とによりなる回路により、車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮを元に三角波の基準電圧が生成され、コンデンサＣ１により車載バッテリ３０の電圧に比例した定電流で三角波を生成するための充放電が行われ、コンデンサＣ１に直列接続されるコンデンサＣ２によりコンデンサＣ１とは逆の充放電が行われ、コンパレータＣＰ１によりコンデンサＣ１の電圧（ＶＣ１）と基準電圧Ｖｔ１とが比較され、コンデンサＣ１の充放電を切り替えて三角波が生成され、コンパレータＣＰ３によりＶＩＮを抵抗分割した分圧電圧ＶｋとコンパレータＣＰ１によって生成された三角波の電圧とが比較されて負荷１５を駆動するためのＰＷＭパルスが生成されるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、定電圧源を用いずに、固定入力に対応して負荷を制御する負荷制御装置に関する。

従来より、車載ランプ等の車両用負荷をパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する負荷制御装置として、車載電子制御装置（ＥＣＵ）やリレーインテグレーション等の制御装置からの固定入力とパルス入力の２つの入力パターンに対応したものが知られている。

この種の負荷制御装置では、固定入力に対して一定の周波数（周期）及びデューティ（ＤＵＴＹ）でレベルが変化する駆動制御信号を生成するか、又はパルス入力と同じ周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成し、当該駆動制御信号により車両用負荷を駆動制御するようになっている。

このように、負荷制御装置を２つの入力パターンに対応させるのは、車両のグレードによって異なる多種類のＥＣＵやリレーインテグレーション等に広く対応可能な汎用性を負荷制御装置に持たせるためである。

一般に、負荷制御装置を２つの入力パターンに対応させるには、まず、回路構成の複雑な固定入力用の回路設計を行っておき、パルス入力に対応させる場合には、その固定入力用の回路にて負荷制御装置の入出力を短絡させるようにする。

具体的には、次のような方法が提案されている。すなわち、固定入力用に回路設計した負荷制御装置のＩＣにおける配線パターンを変更することで、パルス入力用の別のＩＣを作成する方法である。

しかし、この方法では、フォトリソグラフィ技術及びエッチング技術を用いて配線パターンを変更する製造工程が必要になるため、製造工程が複雑化するとともに、フォトリソグラフィ技術で用いられるフォトマスクの数が増加することから、製造コストが増大するという問題がある。

また、固定入力用とパルス入力用の２種類のＩＣは一見しただけでは区別できないため、製造後の検査工程にて両者を区別するのがまぎらわしいという問題がある。そして、２種類のＩＣの部品管理には手間がかかるため、部品管理コストが増大するという問題もある。

また、固定入力用に回路設計した負荷制御装置のＩＣの内部に、負荷制御装置の入出力を短絡させるスイッチを付加しておき、そのスイッチをＩＣの外部から操作することでパルス入力用に変更する方法も提案されている。

この方法では、１つのＩＣにて２つの入力パターンに対応可能なため、上述した前者のパルス入力用の別のＩＣを作成する方法での各問題点を回避することができる。しかし、後者の負荷制御装置の入出力を短絡させるスイッチをＩＣの外部から操作することでパルス入力用に変更する方法では、スイッチを外部から操作するための操作用端子を負荷制御装置のＩＣに設けなければならず、加えて、スイッチを操作する際には当該操作用端子に抵抗器等の外付け素子を取り付けなければならない。そのため、負荷制御装置のＩＣの端子数が増加すると共に外付け素子が必要となることから、ＩＣの搭載性が悪化するとともに、負荷制御装置のコストが増大するという問題がある。

このような問題を解決するようにしたものとして、特許文献１では、図４に示すような固定入力とパルス入力の２つの入力パターンに対応可能な負荷制御装置を提案している。

すなわち、図４は、特許文献１での負荷制御装置の概略構成を示すものであり、負荷制御装置１０の定電圧電源（Ｖｃ）１１に接続された抵抗器Ｒ６，Ｒ７，Ｒ９及びトランジスタＱ１０，Ｑ１１からなるカレントミラー回路と、抵抗器Ｒ１により得られる定電流とを元にして、コンパレータＣＰ１によりコンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｖｔ１とを比較しながら、コンデンサＣ１の充放電を切り替えて三角波を生成し、この三角波とコンパレータＣＰ３のプラス入力端子に入力される分圧電圧ＶｋとをコンパレータＣＰ３で比較することにより、ＰＷＭパルスを得ている。

なお、図中符号１２はＯＲゲートであり、符号１３は駆動回路であり、符号１４はＮｃｈの負荷駆動素子（ＦＥＴ）であり、符号１５は負荷であり、符号２０はＥＣＵであり、符号３０は車載バッテリである。

次に、図４の負荷制御装置の動作を、図５に示すタイミング図を用いて説明する。まず、コンデンサＣ１の一方の端子は充放電回路と接続され、他方の端子はＧＮＤ端子に接続されている。

三角波を発生させる回路は、トランジスタＱ３〜Ｑ１１、抵抗器Ｒ１〜Ｒ１０、コンデンサＣ１、コンパレータＣＰ１で構成される。トランジスタＱ３〜Ｑ５からなるカレントミラー回路により、コンデンサＣ１を充放電するための基準となる定電流が生成され、トランジスタＱ５から流れる電流Ｉ５がコンデンサＣ１を充電する電流となる。

トランジスタＱ３から流れる電流Ｉ１及びトランジスタＱ４から流れる電流Ｉ４は、それぞれ下記の式（１）のように、トランジスタＱ５から流れる電流Ｉ５と等しい値となる。
Ｉ１＝Ｉ４＝Ｉ５・・・（１）

電流Ｉ１は、抵抗器Ｒ１により設定され、下記の式（２）で表される。
Ｉ１＝（Ｖｃ−Ｖｂｅ３）／Ｒ１・・・（２）
ここで、Ｖｂｅ３は、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧である。

また、トランジスタＱ６，Ｑ８，Ｑ９からなるカレントミラー回路により、コンデンサＣ１を放電するための下記の式（３）で表される電流Ｉ６が生成される。
Ｉ６＝２＊Ｉ４＝２＊Ｉ１・・・（３）

トランジスタＱ６のベースには、スイッチ用のトランジスタＱ７が接続されている。トランジスタＱ７がオンすると、Ｉ６が流れなくなる。また、定電圧源１１からのＶｃに直列に接続された抵抗器Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６と、トランジスタＱ１０とにより基準電圧Ｖｔ１が生成される。トランジスタＱ１０がオフした状態では基準電圧Ｖｔ１は三角波の上限電圧Ｖｂとなり下記の式（４）で表される。
Ｖｂ＝Ｖｃ＊Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）・・・（４）

トランジスタＱ１０がオンした状態での基準電圧Ｖｔ１は、トランジスタＱ１０の飽和電圧を無視すると、抵抗器Ｒ５，Ｒ６の合成抵抗と抵抗器Ｒ４の抵抗分割となり、三角波の下限電圧Ｖａは下記の式（５）で表される。
Ｖａ＝Ｖｃ＊（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４＊Ｒ６＋Ｒ５＊Ｒ６）・・・（５）

ある瞬間にコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｔ１よりも小さいと、コンパレータＣＰ１の出力はＬｏとなり、トランジスタＱ１０，Ｑ１１はオフされる。トランジスタＱ１０がオフとなると、基準電圧Ｖｔ１は三角波の上限電圧Ｖｂの値となり、トランジスタＱ１１のオフにより、抵抗器Ｒ１０からトランジスタＱ７のベースに電流が流れ込むので、トランジスタＱ７がオンし、トランジスタＱ６，Ｑ８，Ｑ９がオフしてＩ６は流れなくなる。

その結果、Ｉ５によりコンデンサＣ１が充電され電圧ＶＣ１が上昇していく。コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が三角波の上限電圧Ｖｂを僅かでも超えると、コンパレータＣＰ１の出力はＨｉとなり、トランジスタＱ１０，Ｑ１１がオンする。今度はトランジスタＱ１０がオンにより基準電圧Ｖｔ１が三角波の下限電圧Ｖａの値に下がり、トランジスタＱ１１のオンによりトランジスタＱ７がオフするので、トランジスタＱ６，Ｑ８，Ｑ９がオンしてＩ６が流れるようになる。

Ｉ６はＩ５の２倍なので、差し引きすると、Ｉ５の電流値でコンデンサＣ１は放電される。コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が下降していき、三角波の下限電圧Ｖａを僅かに超えると、コンパレータＣＰ１の出力はＬｏに反転する。このようにして三角波が得られる。

三角波の周期Ｔは、下記の式（６）で表される。
Ｔ＝２＊（Ｖｂ−Ｖａ）＊Ｃ１／Ｉ１
＝［２＊Ｖｃ＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４＊ Ｒ６＋Ｒ５＊Ｒ６）｝＊Ｃ１］／［（Ｖｃ−Ｖｂｅ３）／Ｒ１］・・・（６）

ＰＷＭパルスを生成する回路は抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２とコンパレータＣＰ３とで構成される。分圧電圧Ｖｋは抵抗器Ｒ１１と抵抗器Ｒ１２により分圧され、下記の式（７）で表される。
Ｖｋ＝Ｖｃ＊Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）・・・（７）

コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧電圧Ｖｋを上回ると、コンパレータＣＰ３の出力はＬｏとなり、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧電圧Ｖｋを下回ると、コンパレータＣＰ３の出力はＨｉとなる。

また、コンパレータＣＰ３の出力はＯＲゲート１２を経て駆動回路１３に入力される。駆動回路１３では、入力を反転させて負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４のゲートに出力する。制御入力がＨｉのときは、負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４のゲート電圧をＬｏに固定し、負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４がオフとなって負荷電流が０となる。

ＥＣＵ２０からの制御入力がＬｏになると、ＯＲゲート１２によりコンパレータＣＰ３のパルスが有効とされ、コンパレータＣＰ３の出力がＬｏのとき、駆動回路１３の出力がＨｉとなって負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４がオンし、負荷電流ＩＬが流れる。

ここで、負荷電流ＩＬにより、配線抵抗ＲＷに電圧降下が生じるが、車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮが変動しても、定電圧源１１によりＶｃが一定に保たれるので、回路の電圧特性を特に考慮しなくても、周波数及びデューティ比の精度は維持される。
特開２００１−１４８２９４号公報

ところで、上述した特許文献１に示される負荷制御装置では、車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮが変動しても、定電圧源１１によりＶｃが一定に保たれることで、ＶＩＮの変動による影響を受けずに周波数及びデューティ比の精度を維持するようにしているが、その定電圧源１１は回路規模が大きく、しかも高コストであるという問題がある。

このような問題を解消するためには、その定電圧源１１を省き、他の手段を用いてＰＷＭ出力の精度を低下させないことが考えられる。以下にそのことについて考察する。

まず、電源である車載バッテリ３０からの電圧のＶＩＮは、自動車の１２Ｖ系電源の場合、９〜１５Ｖ程度に変動する。この場合の三角波の周期Ｔは上記の式（６）をＶＩＮに入れ替えると、下記の式（８）で表される。

Ｔ＝［２＊ＶＩＮ＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４ ＊Ｒ６＋Ｒ５＊Ｒ６）｝＊Ｃ１］／［（ＶＩＮ−Ｖｂｅ３）／Ｒ１］・・・（８）

ここで、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧であるＶｂｅ３は０．６Ｖ程度なので、ＶＩＮ−Ｖｂｅ３がＶＩＮとほぼ等しいとすると、三角波の周期Ｔは下記の式（９）で表される。

Ｔ＝［２＊ＶＩＮ＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４ ＊Ｒ６＋Ｒ５＊Ｒ６）｝＊Ｃ１］／［ＶＩＮ／Ｒ１］
＝２＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４＊Ｒ６＋Ｒ ５＊Ｒ６）｝＊Ｃ１＊Ｒ１・・・（９）

ここで、式（９）より、ＴはＣとＲのみで決まり、車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮに依存しないことが分かる。デューティ比Ｄは、Ｄ＝ｔｏｎ／Ｔであるが、図５の図形的な関係により、Ｄは下記の式（１０）で表される。
Ｄ＝（Ｖｂ−Ｖｋ）／（Ｖｂ−Ｖａ）・・・（１０）
また、上記の式（４），（５），（７）により、Ｄは下記の式（１１）で表される。

Ｄ＝［ＶＩＮ＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）｝−ＶＩＮ＊｛Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２） ］／［ＶＩＮ＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）｝−ＶＩＮ＊｛（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊ Ｒ５＋Ｒ４＊Ｒ６＋Ｒ５＊Ｒ６）］
＝［Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）］／［Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５ ）−（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４＊Ｒ６＋Ｒ５＊Ｒ６）］・・・式（１１）

ここで、式（１１）から分かる通り、Ｄは抵抗値のみで決まり、ＶＩＮの変動による影響を受けないことになる。

ところが、実際の負荷制御装置１０では、配線抵抗ＲＷが無視できない値で存在するときに、図６に示すような動作を示す。

すなわち、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧電圧Ｖｋを上回って負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４がオンすると、負荷電流ＩＬが流れ、配線抵抗ＲＷによる電圧降下が生じる。分圧電圧Ｖｋは、電源電圧の抵抗分圧値なので電源の低下に伴い下がることになる。

このとき、三角波の基準電圧Ｖｔ１も同様に低下する。一方、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、コンデンサＣ１の電荷で決まるため、ＶＩＮが低下しても電荷の出入りがないことから、電圧ＶＣ１が下がらない。

コンデンサＣ１を充放電する電流はＶＩＮを基準にして生成されるので、ＶＩＮが低下すればそれにつれて低下し、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の傾きが変わる。次に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧電圧Ｖｋを下回ると、負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４がオフし、負荷電流ＩＬが止まるので、ＶＩＮの電圧が復帰し分圧電圧Ｖｋも復帰する。

しかし、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は放電電流が変わるので、傾きが変わるだけである。この場合、基準電圧Ｖｔ１及び分圧電圧Ｖｋと電圧ＶＣ１とが負荷電流ＩＬに伴う配線抵抗ＲＷによる電圧変動の影響を受けて別々に変動するので、上述した式（９），（１１）が成り立たず、三角波の周期Ｔとデューティ比Ｄが変動してしまう。

このように、ＰＷＭ周期よりも長いゆっくりとしたＶＩＮの変動では、三角波の周期Ｔとデューティ比Ｄは変動しないが、配線抵抗ＲＷによるＰＷＭ周期中のＶＩＮの変動があると、三角波の周期Ｔとデューティ比Ｄが変動してしまい、配線抵抗ＲＷが大きくなるほどこれらの変動量も大きくなる。

以上のように、定電圧源１１の回路規模が大きく、しかも高コストであることを解消するために、定電圧源１１を単に省くだけでは配線抵抗ＲＷの影響があるとＰＷＭ出力の精度が低下してしまうため、定電圧源１１を省き、車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮの変動による影響や、配線抵抗ＲＷによる影響があってもＰＷＭ出力の精度が低下しないような負荷制御装置１０の開発が望まれていた。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、上記問題点を解決することができる負荷制御装置を提供することを目的とする。

本発明の負荷制御装置は、駆動命令手段からの固定入力に対応した一定レベルの駆動命令信号に従い、一定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成し、当該駆動制御信号によるパルス幅変調制御により負荷へのバッテリからの電力の供給を制御する負荷制御装置であって、前記バッテリの電圧を元に三角波の基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、前記バッテリの電圧に比例した定電流で三角波を生成するための充放電を行う第１充放電手段と、該第１充放電手段に直列接続され、該第１充放電手段とは逆の充放電を行う第２充放電手段と、前記第１充放電手段の電圧と前記基準電圧とを比較し、前記第１充放電手段の充放電を切り替えて三角波を生成する第１比較手段と、前記バッテリの電圧を抵抗分割した分圧電圧と前記第１比較手段によって生成された前記三角波の電圧とを比較して前記負荷を駆動するためのＰＷＭパルスを生成する第２比較手段とを備え、前記第１充放電手段及び前記第２充放電手段の容量の比率と、前記分圧電圧を得る際の抵抗値の比率とが近似していることを特徴とする。
また、前記第１充放電手段の電圧が前記基準電圧よりも小さいとき、前記第１充放電手段への充電が行われるとともに、前記第２充放電手段による放電が行われることで、前記第１充放電手段の電圧が上昇し、前記第１充放電手段の電圧が前記基準電圧を上回ると、前記第１充放電手段による放電が行われるとともに、前記第２充放電手段への充電が行われることで、前記第１充放電手段の電圧が下降するようにすることができる。
本発明の負荷制御装置では、基準電圧生成手段により、バッテリの電圧を元に三角波の基準電圧が生成され、第１充放電手段によりバッテリの電圧に比例した定電流で三角波を生成するための充放電が行われ、第１充放電手段に直列接続される第２充放電手段により第１充放電手段とは逆の充放電が行われ、第１比較手段により第１充放電手段の電圧と基準電圧とが比較され、第１充放電手段の充放電を切り替えて三角波が生成され、第２比較手段によりバッテリの電圧を抵抗分割した分圧電圧と第１比較手段によって生成された三角波の電圧とが比較されて負荷を駆動するためのＰＷＭパルスが生成される。
ここで、第１充放電手段及び第２充放電手段の容量の比率と、分圧電圧を得る際の抵抗値の比率とが近似しているため、バッテリからの電圧の変動があっても基準電圧、分圧電圧及び第１充放電手段の電圧が共に変動するので、バッテリからの電圧の変動による影響や、負荷電流に伴う配線抵抗による電圧変動の影響を回避することができる。

本発明の負荷制御装置によれば、第１充放電手段及び第２充放電手段の容量の比率と、分圧電圧を得る際の抵抗値の比率とを近似させ、バッテリからの電圧の変動があっても基準電圧、分圧電圧及び第１充放電手段の電圧が共に変動し、バッテリからの電圧の変動による影響や、負荷電流に伴う配線抵抗による電圧変動の影響を回避することができるようにしたので、定電圧源を持たなくても、高精度のＰＷＭ出力が得られることから、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

本実施形態では、基準電圧生成手段により、バッテリの電圧を元に三角波の基準電圧が生成され、第１充放電手段によりバッテリの電圧に比例した定電流で三角波を生成するための充放電が行われ、第１充放電手段に直列接続される第２充放電手段により第１充放電手段とは逆の充放電が行われ、第１比較手段により第１充放電手段の電圧と基準電圧とが比較され、第１充放電手段の充放電を切り替えて三角波が生成され、第２比較手段によりバッテリの電圧を抵抗分割した分圧電圧と第１比較手段によって生成された三角波の電圧とが比較されて負荷を駆動するためのＰＷＭパルスが生成されるようにした。

ここで、第１充放電手段及び第２充放電手段の容量の比率と、分圧電圧を得る際の抵抗値の比率とが近似している。

また、第１充放電手段の電圧が基準電圧よりも小さいとき、第１充放電手段への充電が行われるとともに、第２充放電手段による放電が行われることで、第１充放電手段の電圧が上昇し、第１充放電手段の電圧が基準電圧を上回ると、第１充放電手段による放電が行われるとともに、第２充放電手段への充電が行われることで、第１充放電手段の電圧が下降するようになっている。

これにより、バッテリからの電圧の変動があっても基準電圧、分圧電圧及び第１充放電手段の電圧が共に変動し、バッテリからの電圧の変動による影響や、負荷電流に伴う配線抵抗による電圧変動の影響を回避でき、定電圧源を持たなくても、高精度のＰＷＭ出力が得られることから、装置の小型化、低コスト化が実現できる。

以下、本発明の実施例の詳細について説明する。図１は、本発明の負荷制御装置の一実施例を説明するための図である。なお、以下に示す図において、図４と共通する部分には同一符号を付し、重複する部分については適宜説明するものとする。

同図に示す負荷制御装置１０は、図４で示した定電圧源１１を省き、その代わりにコンデンサＣ１に直列に接続されたコンデンサＣ２を追加している点で、図４の従来の負荷制御装置１０の構成と相違している。

また、図４に示した従来の負荷制御装置１０では定電圧以外の明記はないが、本実施例では三角波の充放電用定電流、三角波の上下限電圧、デューティ比の設定電圧を抵抗器により生成している点で、図４の構成と相違している。すなわち、三角波の充放電用定電流、三角波の上下限電圧、デューティ比の設定電圧を抵抗器により生成するということは、電源電圧となる車載バッテリ３０からの電圧のＶＩＮが上がれば、これに比例して電流が増えるということであり、その結果、三角波の周期Ｔを表す上述した式（９）と、デューティ比Ｄ表す上述した式（１１）とが成り立つことになり、図４で示した定電圧源１１を省き、しかも配線抵抗ＲＷの影響があってもＰＷＭ出力の精度が低下しないようになる。

ここで、図１に示す負荷制御装置１０は、コンデンサＣ１，Ｃ２、コンパレータＣＰ１、コンパレータＣＰ３、ＯＲゲート１２、駆動回路１３、負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４、抵抗器Ｒ１〜Ｒ１３、トランジスタＱ３〜Ｑ１１、コンデンサＣ１，Ｃ２等を有している。

負荷制御装置１０は、車載バッテリ３０から電源が供給され、ＥＣＵ２０からの固定入力に対応して、車載ランプ等の負荷１５をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。なお、ここでは、負荷制御装置１０がＥＣＵ２０からの固定入力に対応して、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御する場合としているが、固定入力とパルス入力のいずれかを切り替えるスイッチ等を追加することで、固定入力とパルス入力の２つの入力パターンに対応したパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うことも可能である。

車載バッテリ３０のプラス側は配線抵抗ＲＷを介して電源端子に接続され、車載バッテリ３０のマイナス側は負荷制御装置１０のＧＮＤ端子に接続されるとともに車両のボディに接続されて接地されている。

駆動命令手段であるＥＣＵ２０内にはＮＰＮのトランジスタ等が設けられている。そのトランジスタのエミッタは接地され、そのコレクタは負荷制御装置１０の制御信号端子に接続され、そのベースにはＥＣＵ２０内で生成される制御信号が入力されるようになっている。

負荷１５は、負荷制御装置１０の電源端子と出力端子との間に接続されている。車載バッテリ３０からの電圧（ＶＩＮ）は、電源端子を介して負荷制御装置１０に供給される。

コンデンサＣ１，Ｃ２は直列接続され、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１がコンパレータＣＰ１のプラス入力端子に与えられるようになっている。コンデンサＣ２は、図４に示した従来の定電圧源１１を省き、さらに配線抵抗ＲＷの影響があってもＰＷＭ出力の精度が低下しないように作用するものであるが、その詳細については後述する。

コンパレータＣＰ１のマイナス入力端子には基準電圧Ｖｔ１が与えられ、コンパレータＣＰ３のプラス入力端子には分圧電圧Ｖｋが与えられるようになっている。そして、トランジスタＱ３〜Ｑ１１、抵抗器Ｒ１〜Ｒ１０、コンデンサＣ１，Ｃ２、コンパレータＣＰ１等によって三角波が生成され、コンパレータＣＰ１のプラス入力端子が三角波の出力端となる。

すなわち、三角波を発生させる回路は、トランジスタＱ３〜Ｑ１１、抵抗器Ｒ１〜Ｒ１０、コンデンサＣ１，Ｃ２、コンパレータＣＰ１で構成される。トランジスタＱ３〜Ｑ５からなるカレントミラー回路により、コンデンサＣ１を充放電するための基準となる定電流が生成され、トランジスタＱ５から流れる電流Ｉ５がコンデンサＣ１を充電する電流となる。

コンパレータＣＰ３のマイナス入力端子にはコンパレータＣＰ１からの三角波が与えられ、分圧電圧Ｖｋとの比較結果がＯＲゲート１２に出力されるようになっている。すなわち、ＰＷＭパルスを生成する回路は抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２とコンパレータＣＰ３とで構成される。

駆動回路１３は、ＯＲゲート１２からの入力を反転させて負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４のゲートに与えるようになっている。ここで、負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４のゲートに与えられる信号は、ＰＷＭパルスである。

そして、負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４がそのＰＷＭパルスに応じてオン／オフ動作を行うことで、負荷１５に車載バッテリ３０からの電力が与えられるようになっている。

次に、本実施例における負荷制御装置１０の動作を、図２に示すタイミング図を用いて説明する。

まず、コンデンサＣ２の一方の端子はコンデンサＣ１とともに三角波を生成する、トランジスタＱ３〜Ｑ１１、抵抗器Ｒ１〜Ｒ１０、コンパレータＣＰ１等から構成される回路に接続され、コンデンサＣ２の他方の端子は車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮが取り込まれる電源端子に接続される。コンデンサＣ２の容量については後述する。

ここで、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が基準電圧Ｖｔ１よりも小さいと、トランジスタＱ５からの電流Ｉ５によりコンデンサＣ１が充電されるとともに、コンデンサＣ２が放電され、コンデンサＣ１の端子間電圧が大きくなっていくとともに、コンデンサＣ２の端子間電圧が小さくなっていくので、電圧ＶＣ１が上昇していく。

すなわち、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が三角波の上限電圧Ｖｂを僅かでも超えると、電流Ｉ６が流れるようになる。電流Ｉ６は電流Ｉ５の２倍なので、差し引きすると、電流Ｉ５の電流値でコンデンサＣ１が放電され、コンデンサＣ２が充電される。

コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が下降していき、三角波の下限電圧Ｖａを僅かに超えると、コンパレータＣＰ１の出力はＬｏに反転する。このようにして、従来の負荷制御装置１０と同様に三角波が得られる。

ここで、三角波の周期Ｔは、下記の式（１２）で表される。
Ｔ＝２＊（Ｖｂ−Ｖａ）＊（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｉ１
＝［２＊ＶＩＮ＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４ ＊Ｒ６＋Ｒ５＊Ｒ６）｝＊（Ｃ１＋Ｃ２）］／［（ＶＩＮ−Ｖｂｅ３）／Ｒ１］
≒２＊｛（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）−（Ｒ５＊Ｒ６）／（Ｒ４＊Ｒ５＋Ｒ４＊Ｒ６＋Ｒ ５＊Ｒ６））＊（Ｃ１＋Ｃ２）＊Ｒ１・・・（１２）

ＰＷＭパルスを生成する部分である、抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２及びコンパレータＣＰ３が従来の負荷制御装置１０と同じ動作を行うことで、ＰＷＭパルスが得られる。ここで、無視できない値の配線抵抗ＲＷが存在するとき、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が分圧電圧Ｖｋを上回って負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４がオンすると、負荷電流ＩＬが流れ、配線抵抗ＲＷによる電圧降下が生じる。

ここで、配線抵抗ＲＷによる車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮの変動後の値をＶＩＮ’とすると、ＶＩＮ’は下記の式（１３）で表される。
ＶＩＮ’＝ＶＩＮ−ＩＬ＊ＲＷ・・・（１３）

分圧電圧Ｖｋは、車載バッテリ３０からの電圧（ＶＩＮ）の抵抗分圧値なのでＶＩＮの低下に伴い下がる。下がった値をＶｋ’とすると、Ｖｋ’は下記の式（１４）で表される。
Ｖｋ’＝（ＶＩＮ−ＩＬ＊ＲＷ）＊Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）・・・（１４）

上述した式（７）と式（１４）より、分圧電圧Ｖｋの変動電圧は下記の式（１５）で表される。
Ｖｋ−Ｖｋ’＝ＩＬ＊ＲＷ＊Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）・・・（１５）

一方、車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮが急変する直前のコンデンサＣ１の電荷をＱ１とし、コンデンサＣ２の電荷をＱ２とすると、直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２の合計の電荷は下記の式（１６）で表される。
Ｑ１−Ｑ２＝Ｃ１＊ＶＣ１−Ｃ２＊（ＶＩＮ−ＶＣ１）・・・（１６）

変化後の電圧ＶＣ１の電圧をＶＣ１’とし、それぞれの電荷をＱ１’，Ｑ２’とすると、電荷は下記の式（１７）で表される。
Ｑ１’−Ｑ２’＝Ｃ１＊ＶＣ１’−Ｃ２＊（ＶＩＮ−ＩＬ＊ＲＷ−ＶＣ１’）・・・（１７）

車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮが急に変化すると、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の個々の電荷は変化するが、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とが直列接続された合計の電荷は保持されるので、Ｑ１−Ｑ２＝Ｑ１’−Ｑ２’より、下記の式（１８）が成り立つ。
Ｃ１＊ＶＣ１−Ｃ２（ＶＩＮ−ＶＣ１）＝Ｃ１＊ＶＣ１’−Ｃ２（ＶＩＮ−ＩＬ＊ＲＷ−ＶＣ１’）・・・（１８）

これを整理することにより、ＶＣ１の電圧変動は下記の式（１９）で表される。
ＶＣ１−ＶＣ１’＝ＩＬ＊ＲＷ＊Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）・・・（１９）

ここで、Ｖｋ−Ｖｋ’＝ＶＣ１−ＶＣ１’であれば、上述した式（１３）でのＶＩＮの変動に対し、分圧電圧ＶｋとコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の変動が同じになるので、上述した式（９），（１１）が成り立つようになり、三角波の周期Ｔとデューティ比Ｄが変動しなくなる。

すなわち、上述した式（１５），（１９）から下記の式（２０）が得られる。
ＩＬ＊ＲＷ＊Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）＝ＩＬ＊ＲＷ＊Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）・・・（２０）

これを整理すると、下記の式（２１）が得られる。
Ｃ１／Ｃ２＝Ｒ１１／Ｒ１２・・・（２１）

つまり、式（２１）のように、Ｃ１とＣ２の比を決定すれば、三角波の周期Ｔ及びデューティ比Ｄの変動は無くなることになる。なお、式（２１）は、厳密に一致させなくても、三角波の周期Ｔ及びデューティ比Ｄの変動を打ち消す効果が得られる。

なお、式（２１）から外れた比率にし、ＶＩＮの変動に対して三角波の周期Ｔとデューティ比Ｄとを意図的に変動させることもできる。また、説明を省略したが、本実施例では、プラス配線の抵抗成分だけでなく、ＧＮＤ配線の抵抗成分に対しても効果があり、さらに外乱ノイズ等による急峻な電源変動に対しても効果があることは勿論である。

このように、本実施例では、基準電圧生成手段としての抵抗器Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６と、トランジスタＱ１０とによりなる回路により、バッテリとしての車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮを元に三角波の基準電圧が生成され、第１充放電手段としてのコンデンサＣ１により車載バッテリ３０の電圧に比例した定電流で三角波を生成するための充放電が行われ、コンデンサＣ１に直列接続される第２充放電手段としてのコンデンサＣ２によりコンデンサＣ１とは逆の充放電が行われ、第１比較手段としてのコンパレータＣＰ１によりコンデンサＣ１の電圧（ＶＣ１）と基準電圧Ｖｔ１とが比較され、コンデンサＣ１の充放電を切り替えて三角波が生成され、第２比較手段としてのコンパレータＣＰ３により車載バッテリ３０の電圧であるＶＩＮを抵抗分割した分圧電圧ＶｋとコンパレータＣＰ１によって生成された三角波の電圧とが比較されて負荷１５を駆動するためのＰＷＭパルスが生成されるようにした。

ここで、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の容量の比率と、分圧電圧を得る際の抵抗器Ｒ１１及び抵抗器Ｒ１２の比率とが
Ｃ１／Ｃ２≒Ｒ１１／Ｒ１２
のように近似している。

また、コンデンサＣ１の電圧（ＶＣ１）が基準電圧Ｖｔ１よりも小さいとき、コンデンサＣ１への充電が行われるとともに、コンデンサＣ２による放電が行われることで、コンデンサＣ１の電圧（ＶＣ１）が上昇し、コンデンサＣ１の電圧が基準電圧Ｖｔ１を上回ると、コンデンサＣ１による放電が行われるとともに、コンデンサＣ２への充電が行われることで、コンデンサＣ２の電圧が下降するようになっている。

これにより、車載バッテリ３０からの電圧の変動があっても基準電圧Ｖｔ１、分圧電圧Ｖｋ及びコンデンサＣ１の電圧（ＶＣ１）が共に変動し、車載バッテリ３０からの電圧であるＶＩＮの変動による影響や、負荷電流ＩＬに伴う配線抵抗ＲＷによる電圧変動の影響を回避でき、従来のような定電圧源１１を持たなくても、高精度のＰＷＭ出力が得られることから、装置の小型化、低コスト化が実現できる。

なお、本実施例では、Ｎｃｈの負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４をローサイドに備える場合について説明したが、この例に限らず、図３に示すように、その負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４をハイサイドに備えるようにすることもできる。

この場合、Ｎｃｈの負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４をＰｃｈの負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４ａとし、負荷駆動素子（ＦＥＴ）１４ａのソース側を負荷１５の一端に接続し、その負荷の他端をアース接地とする。

このような構成でも、上記同様に、従来のような定電圧源１１を持たなくても、高精度のＰＷＭ出力が得られることから、装置の小型化、低コスト化が実現できる。

また、図１及び図３に示した負荷制御装置１０にあっては、その一部又は全部をＩＣ化してもよい。

また、本実施例では、コンパレータＣＰ３にヒステリシスを設けていないが、コンパレータＣＰ３にヒステリシスを設けてもよく、この場合はコンパレータＣＰ３のノイズ耐性や安定性を高めることができる。

車載ランプ等の車両用負荷をＰＷＭ制御するものに限らず、電動ファンモータ等の他の駆動系をＰＷＭ制御するようなものにも適用可能である。

本発明の負荷制御装置の一実施例を説明するための回路図である。 図１の負荷制御装置の動作を説明するためのタイミング図である。 図１の負荷制御装置の構成を変えた場合の他の負荷制御装置を示す回路図である。 従来の負荷制御装置の一例を示す回路図である。 図４の負荷制御装置の動作を説明するためのタイミング図である。 図４の負荷制御装置の動作を説明するためのタイミング図である。

符号の説明

１０ 負荷制御装置
１１ 定電圧源
１２ ＯＲゲート
１３ 駆動回路
１４，１４ａ 負荷駆動素子（ＦＥＴ）
１５ 負荷
２０ ＥＣＵ
３０ 車載バッテリ（バッテリ）
Ｃ１ コンデンサ（第１充放電手段）
Ｃ２ コンデンサ（第２充放電手段）
ＣＰ１ コンパレータ（第１比較手段）
ＣＰ３ コンパレータ（第２比較手段）
Ｑ３〜Ｑ９，Ｑ１１ トランジスタ
Ｑ１０ トランジスタ（基準電圧生成手段）
Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ７〜Ｒ１３ 抵抗器
Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６ 抵抗器 （基準電圧生成手段）
ＲＷ 配線抵抗

Claims (2)

1. 駆動命令手段からの固定入力に対応した一定レベルの駆動命令信号に従い、一定の周波数及びデューティでレベルが変化する駆動制御信号を生成し、当該駆動制御信号によるパルス幅変調制御により負荷へのバッテリからの電力の供給を制御する負荷制御装置であって、
   前記バッテリの電圧を元に三角波の基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
   前記バッテリの電圧に比例した定電流で三角波を生成するための充放電を行う第１充放電手段と、
   該第１充放電手段に直列接続され、該第１充放電手段とは逆の充放電を行う第２充放電手段と、
   前記第１充放電手段の電圧と前記基準電圧とを比較し、前記第１充放電手段の充放電を切り替えて三角波を生成する第１比較手段と、
   前記バッテリの電圧を抵抗分割した分圧電圧と前記第１比較手段によって生成された前記三角波の電圧とを比較して前記負荷を駆動するためのＰＷＭパルスを生成する第２比較手段とを備え、
   前記第１充放電手段及び前記第２充放電手段の容量の比率と、前記分圧電圧を得る際の抵抗値の比率とが近似している
   ことを特徴とする負荷制御装置。
2. 前記第１充放電手段の電圧が前記基準電圧よりも小さいとき、前記第１充放電手段への充電が行われるとともに、前記第２充放電手段による放電が行われることで、前記第１充放電手段の電圧が上昇し、前記第１充放電手段の電圧が前記基準電圧を上回ると、前記第１充放電手段による放電が行われるとともに、前記第２充放電手段への充電が行われることで、前記第１充放電手段の電圧が下降することを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。

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