JP5064942B2 - 負荷制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、負荷制御装置に係り、デューティ比により負荷を制御する負荷制御装置に関する。

従来より、モータやランプなどの負荷をパルス幅変調（以下、単に「ＰＷＭ変調」という）と呼ばれる技術により制御する負荷制御装置が知られている。ＰＷＭ変調制御を行う負荷制御装置は、固定入力に対して一定の周期におけるデューティ比を変化させることで、出力を所望のレベルに制御している。

そのような負荷制御装置として、車載ＥＣＵからの固定入力とパルス入力の二つの入力パターンに対応して車載ランプ等の車両用負荷をＰＷＭ変調制御する技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。この技術では、生成した三角波を比較器で比較することで、所望の制御出力値を得ている。
特開２００１−１４８２９４号公報

ところで、特許文献１に記載の負荷制御装置では、例えば自動車に搭載されてランプ等の負荷を駆動することに適用している。この適用例において、自動車の発電装置に故障等により異常が発生すると、一般に１２Ｖ〜１４．５Ｖの範囲にあるバッテリの電源電圧が、１６Ｖ以上の値まで上昇してしまうことがある。このとき、特許文献１の負荷制御装置ではデューティ比は変化しないので、実効電力が上昇してランプの照度が必要以上に増大してしまうという課題がある。

ランプにおける実効電力が上昇すると、例えば、ランプの寿命が短くなったり、必要以上の照度となったランプにより照射された場合、照射された人は非常に眩しく感じてしまう。自動車においては、事故を引き起こしかねず、このような課題を解消する技術が求められていた。

本発明は、このような状況に鑑みなされたものであって、その目的は、負荷を駆動する場合に、電源電圧が変動してしまったときでも、制御の対象の負荷の変動を抑えることができる技術を提供することにある。

本発明のある態様は、負荷制御装置に関する。この装置は、制御対象である負荷手段が駆動されるときに印加される電源電圧が定電圧源を介さずに供給された電圧をもとに、三角波の電圧を生成する三角波生成手段と、前記三角波生成手段により生成される三角波と、所定の基準電位とを比較してデューティ比を決定するデューティ比決定手段と、前記電源電圧が所定値を超えたときに、前記デューティ比を下げるデューティ比調整手段と、を有し、前記三角波生成手段は、容量と、前記容量における充電及び放電の基準電流を生成する充放電基準電流生成手段と、前記基準電流により充電された容量の電圧と、抵抗により電源電圧が分圧された第１の分圧とを比較する第１の比較器と、を有し、前記デューティ比決定手段は、前記第１の比較器の一方の端子に入力している前記容量の電圧と、抵抗により電源電圧が分圧された第２の分圧とを比較する第２の比較器とを有し、前記デューティ比調整手段は、前記第２の比較器の基準電位に接続されるツェナーダイオード及び抵抗を有している。
前記充放電基準電流生成手段は、複数のカレントミラー回路を備えてもよい。
前記デューティ決定手段により決定されるデューティ比は、当該負荷制御装置に備わる抵抗の抵抗値により設定されてもよい。

本発明によれば、負荷を駆動する場合に、電源電圧が意図せず変動してしまった時でも、制御の対象の負荷の変動を抑えることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、「実施形態」という。）を図面に基づき説明する。本実施形態では、ＰＷＭ変調制御により所定の負荷を駆動する負荷制御装置に関して説明する。この負荷制御装置では、定電圧回路を設けず、負荷及び負荷の駆動手段に印加される電圧と同じ電圧源の電圧により、ＰＷＭ変調制御するための三角波を生成する。また、上記の電圧源の電源が所定の電圧より増加したときに、その増加に応じてデューティ比を減少させて、負荷の実効電力が大きく変動しないようにする。

そこでまず、定電圧源を有する負荷制御装置について説明し、つぎに、定電圧源を省いて負荷の実効電圧の変動を抑制する負荷制御装置について説明する。

図１は、定電圧源５２を有する負荷制御装置５０の回路図を示している。負荷制御装置５０は、接続端子として電源入力端子ＴＰと、出力端子ＴＯと、グランド端子ＴＧと、制御端子ＴＣとを備えている。

電源入力端子ＴＰは、バッテリＢＴの高電位側（以下「電源電圧ＶＩ」又は「電圧ＶＩ」という）が接続される。また、出力端子ＴＯは、負荷Ｗの一端が接続されており、負荷Ｗの他方の一端はバッテリＢＴの高電位側（電源電圧ＶＩ）に接続されている。

さらに、グランド端子ＴＧは、バッテリＢＴの低電位側に接続されており、内部ではグランド（接地電位）ＧＮＤに接地されている。なお、バッテリＢＴの低電位側はグランドＧＮＤに接地されている。制御端子ＴＣには、ＥＣＵ６０の制御信号が接続される。

また、定電圧源５２の出力Ｖｃには、ＰＮＰ型の第１〜３のトランジスタＱ１〜Ｑ３が並列で接続されている。このとき出力Ｖｃには第１〜３のトランジスタＱ１〜Ｑ３のエミッタ端子が接続されている。

また、第１〜３のトランジスタＱ１〜Ｑ３のベース端子は第１のトランジスタＱ１のコレクタ端子に接続されている。この構成によって、第１〜３のトランジスタＱ１〜Ｑ３は、第１のカレントミラー回路ＣＲ１を構成している。

そして、第１のトランジスタＱ１のコレクタ端子は、第１の抵抗Ｒ１の一方の端子に接続され、さらに、第１の抵抗Ｒ１の他方の端子はグランドＧＮＤに接地されている。

第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子は、ＮＰＮ型の第４のトランジスタＱ４のコレクタ端子に接続されており、第４のトランジスタＱ４のエミッタ端子はグランドＧＮＤに接地されている。

また、第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子は第２の抵抗Ｒ２の一方の端子に接続され、第２の抵抗Ｒ２の他方の端子は第４のトランジスタＱ４のベース端子に接続されている。

さらに、第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子は、ＮＰＮ型の第５のトランジスタＱ５のコレクタ端子に接続され、第５のトランジスタＱ５のエミッタ端子はグランドＧＮＤに接地されている。

また、第３のトランジスタＱ３のコレクタ端子は、ＮＰＮ型の第６及び第７のトランジスタＱ６，Ｑ７のそれぞれのコレクタ端子に接続されている。そして第６及び第７のトランジスタＱ６，Ｑ７の各エミッタ端子はグランドＧＮＤに接地されており、各ベース端子は第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子（第４のトランジスタＱ４のコレクタ端子）に接続されている。

このような接続構成により、第４，第６，第７のトランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ７は、第２のカレントミラー回路ＣＲ２を構成している。

また、定電圧源５２の出力Ｖｃには、第３の抵抗Ｒ３の一方の端子が接続されており、第３の抵抗Ｒ３の他方の端子には第４の抵抗Ｒ４の一方の端子が接続されており、さらに、第４の抵抗Ｒ４の他方の端子はグランドＧＮＤに接続されている。つまり、第３の抵抗Ｒ３と第４の抵抗Ｒ４は、定電圧源５２の出力ＶｃからグランドＧＮＤに直列で接続する構成となっている。

また、第３のトランジスタＱ３のコレクタ端子は、第１の比較器ＣＰ１の非反転入力端子（＋）に接続している。また、第１の比較器ＣＰ１の反転入力端子（−）は、第３の抵抗Ｒ３の他方の端子と第４の抵抗Ｒ４の一方の端子との接続経路に接続している。また、第３のトランジスタＱ３のコレクタ端子と第１の比較器ＣＰ１の非反転入力端子の接続経路には、容量（静電容量）Ｃ１の一方の端子が接続されており、容量Ｃ１の他方の端子はグランドＧＮＤに接地されている。

そして、第４の抵抗Ｒ４の一方の端子と第３の抵抗Ｒ３の他方の端子との接続経路には、第５の抵抗Ｒ５の一方の端子が接続され、第５の抵抗Ｒ５の他方の端子は、ＮＰＮ型の第８のトランジスタＱ８のコレクタ端子と接続している。そして、第８のトランジスタＱ８のエミッタ端子はグランドＧＮＤに接地されている。

また、第８のトランジスタＱ８のベース端子には、第６の抵抗Ｒ６の一方の端子が接続され、第６の抵抗Ｒ６の他方の端子が第７の抵抗Ｒ７の一方の端子に接続されている。そして、第７の抵抗Ｒ７の他方の端子が、第９のトランジスタＱ９のベース端子に接続されている。また、第９のトランジスタＱ９のコレクタ端子は、第８の抵抗Ｒ８を介して定電圧源５２の出力Ｖｃに接続されている。そして、第９のトランジスタＱ９のエミッタ端子はグランドＧＮＤに接地されている。

さらに、第８の抵抗Ｒ８の他方の端子と第９のトランジスタＱ９のコレクタ端子との接続経路には、第５のトランジスタＱ５のベース端子が接続されている。

また、第１の比較器ＣＰ１の出力端子が、第６の抵抗Ｒ６の他方の端子と第７の抵抗Ｒ７の一方の端子との接続経路に接続している。

また、定電圧源５２の出力Ｖｃには、第９の抵抗Ｒ９の一方の端子が接続され、他方の端子が第１０の抵抗Ｒ１０の一方の端子に接続され、さらに、第１０の抵抗Ｒ１０の他方の端子がグランドＧＮＤに接地されている。

そして、第９の抵抗Ｒ９の他方の端子と第１０の抵抗Ｒ１０の一方の端子との接続経路に、第２の比較器ＣＰ２の非反転入力端子が接続し、第２の比較器ＣＰ２の反転入力端子は、第１の比較器ＣＰ１の非反転入力（第３のトランジスタＱ３のコレクタ端子）に接続している。

さらに、定電圧源５２の出力Ｖｃには第１１の抵抗Ｒ１１の一方の端子が接続され、第１１の抵抗Ｒ１１の他方の端子が制御端子ＴＣを介してＥＣＵ６０に接続されている。

また、第１１の抵抗Ｒ１１の制御端子ＴＣ側の端子と第２の比較器ＣＰ２の出力端子は、ＯＲ論理回路（ＯＲゲート）ＬＤ１の各入力端子にそれぞれ接続されている。そして、ＯＲ論理回路ＬＤ１の出力端子は、駆動手段ＤＲに接続されている。つまり、制御信号がＯＲ論理により駆動手段ＤＲに入力される。駆動手段ＤＲは、バッテリＢＴの電源電圧ＶＩが印加されており、ＯＲ論理回路ＬＤ１からの出力信号を増幅してｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に出力する。また、ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン端子は出力端子ＴＯを介して負荷Ｗに接続している。また、ＭＯＳＦＥＴ１４のソース端子は、グランドＧＮＤに接地している。

以上の構成による、負荷制御装置５０の動作について説明する。

第１〜第９のトランジスタＱ１〜Ｑ９、第１〜第８の抵抗Ｒ１〜Ｒ８、容量Ｃ１、第１の比較器ＣＰ１は、いわゆる三角波発生回路を構成している。

第１のカレントミラー回路ＣＲ１が、容量Ｃ１を充放電するための基準となる定電流を生成する。そして、第３のトランジスタＱ３から流れる電流Ｉ３が容量Ｃ１を充電する電流となる。ここで、以下の（１）式の通り、第１のトランジスタＱ１から流れる電流Ｉ１と、第２のトランジスタＱ２から流れる電流Ｉ２は、電流Ｉ３と等しい。

電流Ｉ１は、第１の抵抗Ｒ１により設定され、以下の（２）式で表される。

ここで、Ｖｃは定電圧源５２からの出力電圧、Ｖｂｅ１は、第１のトランジスタＱ１のベースエミッタ間電圧である。

そして、第２のカレントミラー回路ＣＲ２（Ｑ４，Ｑ６，Ｑ７）により、容量Ｃ１を放電するための電流Ｉ４が、以下の（３）式を満たして生成される。

第４のトランジスタＱ４のベース端子には、第２の抵抗Ｒ２を介してスイッチとして機能する第５のトランジスタＱ５が接続されている。したがって、第５のトランジスタＱ５がオンすると、第６のトランジスタＱ６と第７のトランジスタＱ７の各ベース端子は、グランドＧＮＤに接地されるため、第６のトランジスタＱ６及び第７のトランジスタＱ７はオフとなり電流Ｉ４は流れなくなる。なお、ここでは第６のトランジスタＱ６及び第７のトランジスタＱ７の飽和電圧は、小さく影響が少ないため無視している。

そして、第３〜第５の抵抗Ｒ３〜Ｒ５及び第８のトランジスタＱ８により、第１の比較器ＣＰ１の反転入力端子に印加される基準電位ＶＴ１が作られる。第８のトランジスタＱ８がオフした状態では、基準電位ＶＴ１は三角波の上限電位Ｖｂとなり、以下の（４）式で表される。

また、第８のトランジスタＱ８がオンした状態では、基準電位ＶＴ１は第８のトランジスタＱ８の飽和電圧を無視すると、第４の抵抗Ｒ４と第５の抵抗Ｒ５の合成抵抗と第３の抵抗Ｒ３の抵抗分割となり、三角波の下限電位Ｖａとなり、以下の（５）式で表される。

したがって、ある瞬間に第１の比較器ＣＰ１の非反転入力端子の電位Ｖｃ１が、基準電位ＶＴ１よりも小さいと、第１の比較器ＣＰ１の出力はロー（Ｌｏｗ）となり、第８のトランジスタＱ８及び第９のトランジスタＱ９はオフとなる。

第８のトランジスタＱ８がオフのとき基準電位ＶＴ１は上限電位Ｖｂとなるので、第９のトランジスタＱ９のオフにより第８の抵抗Ｒ８から第５のトランジスタＱ５のベースに電荷が流れ込み、第５のトランジスタＱ５はオンとなる。すると、第４のトランジスタＱ４、第６のトランジスタＱ６、第７のトランジスタＱ７がオフするため、電流Ｉ２は流れなくなる。その結果、第３のトランジスタＱ３を流れる電流Ｉ３により、容量Ｃ１が充電され上流側の電位、つまり、第１の比較器ＣＰ１の非反転入力端子の電位が上昇していく。この電位Ｖｃ１が上限電位Ｖｂを僅かでも超えると第１の比較器ＣＰ１の出力はハイ（Ｈｉｇｈ）になり、その結果、第８のトランジスタＱ８及び第９のトランジスタＱ９はオンとなる。

今度は、第８のトランジスタＱ８のオンにより、基準電位ＶＴ１が下限電位Ｖａの値に下がり、また、第９のトランジスタＱ９のオンにより第５のトランジスタＱ５のベース端子の電荷が引き抜かれるため、第５のトランジスタＱ５はオフする。その結果、第４のトランジスタＱ４、第６のトランジスタＱ６、第７のトランジスタＱ７がオンして、電流Ｉ４が流れるようになる。

上述の通り電流Ｉ２は、電流Ｉ４の２倍であるので、差し引きすると、電流Ｉ３の電流値で容量Ｃ１は放電される。そして、第１の比較器ＣＰ１の非反転入力端子の電位Ｖｃ１は、下降していき下限電圧Ｖａを僅かに下回ると第１の比較器ＣＰ１の出力はローに反転する。このようにして、三角波が得られる。このとき三角波の周期Ｔ（以下、「ＰＷＭ周期Ｔ」ともいう）は、以下の（６）式で表される。

そして、第９の抵抗Ｒ９と、第１０の抵抗Ｒ１０と、第２の比較器ＣＰ２は、ＰＷＭパルスを生成する回路（以下、パルス生成回路ＰＷ）を構成している。第２の比較器ＣＰ２の基準電位Ｖｋは、第９の抵抗Ｒ９と第１０の抵抗Ｒ１０により分圧され、以下の（７）式で表される。

第２の比較器ＣＰ２の反転入力端子は、第１の比較器ＣＰ１の非反転入力端子に接続されているため、第１の比較器ＣＰ１の非反転入力端子の電圧Ｖｃ１が基準電圧Ｖｋを下回ると第２の比較器ＣＰ２の出力はハイとなる。

第２の比較器ＣＰ２の出力端子は、ＯＲ論理回路ＬＤ１を経て駆動手段ＤＲに入力される。駆動手段ＤＲでは、入力を反転させてＭＯＳＦＥＴ１４のゲート端子に出力する。ＥＣＵ６０からの制御入力がハイのときには、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧をローに固定し、ＭＯＳＦＥＴ１４がオフとなるため、負荷Ｗの負荷電流ＩＬはゼロとなる。

制御入力がローになると、ＯＲ論理回路ＬＤ１により第２の比較器ＣＰ２のパルスが有効になる。そして、第２の比較器ＣＰ２の出力がローのとき、駆動手段ＤＲの出力がハイとなり、その結果ＭＯＳＦＥＴ１４がオンし、負荷Ｗに負荷電流ＩＬが流れる。

図２は、図１に示した負荷制御装置５０における動作タイミングを示した図である。ここで、デューティ比Ｄは、ＰＷＭ周期Ｔに対するオン時間Ｔｏｎの比であり、上限電位Ｖｂ、下限電位Ｖａ、基準電位Ｖｋを用いて以下の（８）式で表される。

（４）式，（５）式，（７）式を（８）式に代入すると、デューティ比Ｄは以下の（９）式で表される。

つまり、抵抗値のみで決まり、定電圧源５２の出力Ｖｃが変化してもデューティ比は変化しない。

ところで、定電圧源５２における出力Ｖｃは、バッテリＢＴの電位をもとに設定され、バッテリＢＴが変化しても出力Ｖｃは変化しない。上述の通り、負荷制御装置５０が自動車に搭載されるケースを想定した場合、出力性能が１２ＶのバッテリＢＴの場合、一般には、発電装置による充電の関係で、出力が１４．５Ｖ程度まで変動することが想定されている。しかし、発電装置に異常が発生したときなど、バッテリＢＴの出力は１６Ｖ以上に上昇してしまうことがある。

図３は、負荷Ｗとして定格６０Ｗのハロゲン電球を駆動したときの電源電圧変化に対するハロゲン電球の実効電力変化を示している。ここでは、デューティ比Ｄを２０％となるように各定数（抵抗値）を設定しており、このとき実効電力が上昇して照度が必要以上に増してしまうことがある。

そこで、以下にバッテリＢＴの出力が増加した場合でも、負荷Ｗの実効電力の増加を抑えることができる構成について説明する。

図４は、本実施形態に係る負荷制御装置１０の構成図である。図１に示した負荷制御装置５０と異なる構成は、定電圧源５２を省いた点、および、デューティ比調整手段として第１２の抵抗Ｒ１２とツェナーダイオードＺＤ１を追加した点にある。具体的には、定電圧源５２が省かれたことにより、負荷制御装置５０で定電圧源５２の出力Ｖｃに接続していた第１のトランジスタＱ１、第２のトランジスタＱ２、第３のトランジスタＱ３、第３の抵抗Ｒ３、第６の抵抗Ｒ６、第９の抵抗Ｒ９、第１１の抵抗Ｒ１１の端子が、バッテリＢＴの正極端子に接続される。

また、追加された第１２の抵抗Ｒ１２及びツェナーダイオードＺＤ１については、第１２の抵抗Ｒ１２の一方の端子がバッテリＢＴの正極端子に接続され、他方の端子がツェナーダイオードＺＤ１のカソードに接続され、そして、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードは、第９の抵抗Ｒ９の他方の端子と第１０の抵抗Ｒ１０の一方の端子との接続経路、つまり第２の比較器ＣＰ２の非反転入力端子に接続される。

なお、図４の負荷制御装置１０における上記の変更点以外は、図１の負荷制御装置５０の構成と同一なので、同一の符号を付し説明は省略する。

つぎに、負荷制御装置１０の動作について説明する。この負荷制御装置１０では、バッテリＢＴの電圧ＶＩが任意の電圧ＶＬを超えたら、負荷Ｗにおける実効電力の増加を抑える。

まず、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧（降伏電圧）ＶＺは、次の（１０）式で表される値に設定する。

つぎに、三角波の周期Ｔは、（６）式のＶｃをＶＩに入れ替えて、次の（１１）式で表される。

ここで、第１のトランジスタＱ１のベースエミッタ電圧Ｖｂｅ１は０．６Ｖ程度とすると、ＶＩ−Ｖｂｅ１≒ＶＩと近似することができるので、周期Ｔは（１２）式で表される。

つまり、周期Ｔは、容量Ｃ１の値と、抵抗値のみで決まり、バッテリＢＴの電圧ＶＩに依存しないことが分かる。

次に、デューティ比Ｄについて検討する。電圧ＶＩが電圧ＶＬ以下のとき、ツェナーダイオードＺＤ１及び第１２の抵抗Ｒ１２には電流は流れない。したがって、上述した（９）式で表される。そして、（４）（５）（７）式の電圧Ｖｃを電圧ＶＬに置き換えるとデューティ比Ｄは、次の（１３）式で表される。

つまり、デューティ比Ｄは抵抗値のみで決まり、バッテリＢＴの電圧ＶＩの変動に対してデューティ比Ｄは変動しない。

一方、電圧ＶＩが電圧ＶＬを超えると、ツェナーダイオードＺＤ１がオンするため、第９の抵抗Ｒ９に流れる電流をＩ９、第１２の抵抗Ｒ１２に流れる電流をＩ１２とすると、以下の（１４）式の連立式が成り立つことになる。

（１４）式を解くと、基準電圧Ｖｋが次の（１５）式で表される。

これにより、デューティ比Ｄは、次の（１６）式で表される。

そして、（１６）式の分子の電圧ＶＩにかかる定数を取り出し、次の（１７）式を満たすように、第１２の抵抗Ｒ１２の値を決定すれば、電圧ＶＩの増加に対して効果的にデューティ比Ｄが減少する。

このような設定とすることで、電圧ＶＩがさらに上昇していくと、基準電位Ｖｋが上限電位Ｖｂを上回り、ＭＯＳＦＥＴ１４がオフする。

図５は、図３と同様にして、負荷制御装置１０により負荷Ｗとして定格６０Ｗのハロゲン電球を駆動したときの電源電圧変化に対するハロゲン電球の実効電力変化の一例を示している。

ここでは、Ｒ２＝４０ｋΩ、Ｒ３＝８０ｋΩ、Ｒ４＝８．９ｋΩ、Ｒ９＝５２ｋΩ、Ｒ１０＝６８ｋΩ、Ｒ１２＝６０ｋΩ、ＶＬ＝１２Ｖとして、ＶＺ＝５．２Ｖとした。

図示のように、電圧ＶＬが１２Ｖを超えると、デューティ比Ｄが下がり、実効電力は電圧ＶＩが１２Ｖのときと概ね同じ値に保たれていることが分かる。電圧ＶＩ＝１４Ｖのときの実効電力は１８．５Ｗである。一方、同条件の負荷制御装置５０の場合、実効電力は２２．７Ｗである。したがって、図４に示した定電圧源５２を除いた負荷制御装置１０の実効電力は、図１の定電圧源５２を有する負荷制御装置５０の実効電力と比較して、約１９％低くなっている。

以上、本実施形態によれば、バッテリＢＴの電源電圧ＶＩが高くなってしまったときでも、負荷Ｗにおける実効電力をほぼ一定に保つことができる。したがって、負荷Ｗが例えば自動車のランプである場合、照度をほぼ一定に保つことができる。その結果、ランプが必要以上に明るくなってしまい周囲の自動車の運転手を幻惑してしまうといった現象を回避でき、安全性の向上が期待できる。また、負荷Ｗの寿命を延ばすことができる。

また、バッテリＢＴの電源電圧（電源電圧ＶＩ）が異常に上昇した場合に、電流が流れなくなるので、負荷Ｗに過電流が流れて、負荷Ｗが壊れてしまうことを回避できる。例えば、負荷Ｗがランプであれば、球切れの危険性が少なくなる。

さらに、バッテリＢＴの電源電圧が高いときに、消費電力（実効電力）が下がるので、自動車の場合であれば発電に要する仕事量が削減されるため、消費燃料の低減が実現される。

また、容積や重量の大きい定電圧源５２を省略するため、負荷制御装置１０全体構成は、非常にシンプルになり小型化及び低コスト化が実現できる。

以上、本発明を実施形態をもとに説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素の組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。そのような変形例について以下に示す。

図６は、変形例に係る負荷制御装置１１０の構成図である。この負荷制御装置１１０は、出力素子を、ハイサイドに備えている。つまり、ＭＯＳＦＥＴ１４として、ｐチャネル型のＦＥＴが取り付けられる。

図７は、別の変形例に係る負荷制御装置２１０の構成図である。この負荷制御装置２１０では、第２の比較器ＣＰ２の非反転入力端子と反転入力端子が入れ替わり、ツェナーダイオードＺＤ１と第１２の抵抗Ｒ１２がグランドＧＮＤ側に設けられる。

このとき、電圧ＶＬを得るための電位ＶＺは、次の（１８）式で表される。

そして、電圧ＶＩが電圧ＶＬを超えたときの基準電位Ｖｋは、（１９）式で表される。

また、デューティ比Ｄは、次の（２０）式で表される。

そして、第１２の抵抗Ｒ１２の設定は、次の（２１）式で表される。

また、上述した実施形態は、ＰＷＭ変調制御で減光して駆動する装置に関するものであったが、通常の明るさで駆動する装置に適用して、部品定数の設定により図８に示すような電源電圧対デューティ比の特性を持たせ、必要以上に消費電力があがってしまわないようにすることもできる。ここでは、Ｒ２＝４０ｋΩ、Ｒ３＝８０ｋΩ、Ｒ９＝１００ｋΩ、Ｒ１０＝１３ｋΩ、Ｒ１２＝２ｋΩ、ＶＺ＝１０Ｖとしている。

また、負荷制御装置１０，１１０，２１０の一部又は全部を集積回路（ＩＣ）化してもよい。さらに、第２の比較器ＣＰ２にヒステリシスが設けられてもよい。

さらにまた、電源電圧ＶＩが１２ＶのバッテリＢＴを例示したが、２４Ｖや３６Ｖ等のバッテリＢＴであってもよい。

本実施形態に係る、定電圧源を有する負荷制御装置の回路図である。 本実施形態に係る、図１に示した負荷制御装置における動作タイミングを示した図である。 本実施形態に係る、図１に示した負荷制御装置において負荷Ｗとして定格６０Ｗのハロゲン電球を駆動したときの電源電圧変化に対するハロゲン電球の実効電力変化を示している。 本実施形態に係る、定電圧源を除きツェナーダイオードを設けた負荷制御装置の回路図である。 本実施形態に係る、図４に示した負荷制御装置において負荷Ｗとして定格６０Ｗのハロゲン電球を駆動したときの電源電圧変化に対するハロゲン電球の実効電力変化を示している。 本実施形態の変形例に係る、負荷制御装置の回路図である。 本実施形態の変形例に係る、負荷制御装置の回路図である。 本実施形態の変形例に係る、負荷制御装置の電源電圧対デューティ比の特性を示した図である。

符号の説明

１０ 負荷制御装置
１４ ＭＯＳＦＥＴ
５０ 負荷制御装置
５２ 定電圧源
６０ ＥＣＵ
ＢＴ バッテリ
Ｃ１ 容量
ＣＰ１ 第１の比較器
ＣＰ２ 第２の比較器
ＣＲ１ 第１のカレントミラー回路
ＣＲ２ 第２のカレントミラー回路
ＤＲ 駆動手段
ＧＮＤ グランド
ＬＤ１ ＯＲ論理回路
Ｑ１ 第１のトランジスタ
Ｑ２ 第２のトランジスタ
Ｑ３ 第３のトランジスタ
Ｑ４ 第４のトランジスタ
Ｑ５ 第５のトランジスタ
Ｑ６ 第６のトランジスタ
Ｑ７ 第７のトランジスタ
Ｑ８ 第８のトランジスタ
Ｑ９ 第９のトランジスタ
Ｒ１ 第１の抵抗
Ｒ２ 第２の抵抗
Ｒ３ 第３の抵抗
Ｒ４ 第４の抵抗
Ｒ５ 第５の抵抗
Ｒ６ 第６の抵抗
Ｒ７ 第７の抵抗
Ｒ８ 第８の抵抗
Ｒ９ 第９の抵抗
Ｒ１０ 第１０の抵抗
Ｒ１１ 第１１の抵抗
Ｒ１２ 第１２の抵抗
Ｒ１３ 第１３の抵抗
ＴＣ 制御端子
ＴＧ グランド端子
ＴＰ 電源入力端子
Ｗ 負荷
ＺＤ ツェナーダイオード

Claims (3)

1. 制御対象である負荷手段が駆動されるときに印加される電源電圧が定電圧源を介さずに供給された電圧をもとに、三角波の電圧を生成する三角波生成手段と、
   前記三角波生成手段により生成される三角波と、所定の基準電位とを比較してデューティ比を決定するデューティ比決定手段と、
   前記電源電圧が所定値を超えたときに、前記デューティ比を下げるデューティ比調整手段と、を有し、
   前記三角波生成手段は、容量と、前記容量における充電及び放電の基準電流を生成する充放電基準電流生成手段と、前記基準電流により充電された容量の電圧と、抵抗により電源電圧が分圧された第１の分圧とを比較する第１の比較器と、を有し、
   前記デューティ比決定手段は、前記第１の比較器の一方の端子に入力している前記容量の電圧と、抵抗により電源電圧が分圧された第２の分圧とを比較する第２の比較器と、を有し、
   前記デューティ比調整手段は、前記第２の比較器の基準電位に接続されるツェナーダイオード及び抵抗を有している
   ことを特徴とする負荷制御装置。
2. 前記充放電基準電流生成手段は、複数のカレントミラー回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の負荷制御装置。
3. 前記デューティ決定手段により決定されるデューティ比は、当該負荷制御装置に備わる抵抗の抵抗値により設定されることを特徴とする請求項１または２に記載の負荷制御装置。

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