JP6634293B2 - 駆動回路、車両用灯具 - Google Patents

Description

本発明は、複数の半導体発光素子が直列接続された直列接続回路を有する車両用灯具の発光部を駆動する駆動回路と、これら発光部と駆動回路とを備えた車両用灯具とに関する。

特願２０１１−１６２０８７号公報

車両用灯具の発光部として、例えばＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの半導体発光素子を用いたものがある。この場合の発光部としては、半導体発光素子が１チップのみでは光量不足となる等の事情より、複数の半導体発光素子を直列接続したものがある。例えば、ヘッドランプとしての車両用灯具では、ＬＥＤチップを２個直列に接続した発光部が用いられる場合が多い。

ここで、ＬＥＤとしての半導体発光素子の順方向電圧（順電圧）は１チップあたり約３．５Ｖであり、上記のような２チップの発光部では、直列接続されたＬＥＤ回路の順方向電圧は約７．０Ｖとなる。つまり、この場合に各ＬＥＤを発光させるために発光部に印加されるべき電圧は約７．０Ｖ以上であればよい。

自動車のバッテリ電圧は一般的に１２Ｖ程度であるため、上記の発光部を駆動する駆動回路としては、入力電圧（バッテリ電圧）を降圧して発光部の駆動電圧を生成すればよいと考えられる。
しかしながら、バッテリ電圧は種々の条件により変動し得るものであり、場合によっては５Ｖ〜６Ｖ程度まで低下し得る。
車両用灯具としては、このような極端なバッテリ電圧の低下に対しても発光状態を維持することが要請されるため、現状では、駆動回路に昇降圧機能を持たせている。
但し、昇降圧型のコンバータは降圧型のコンバータと比較して回路部品点数が多く、コスト高となる問題がある。

上記特許文献１には、直列接続された発光素子１、発光素子２と、発光素子２に並列接続されたトランジスタＱ２（バイパススイッチ）とを有する車両用灯具の制御装置として、バッテリからの供給電圧が低下した場合に、トランジスタＱ２をオンとして発光素子２をショートさせる構成が開示されている。
これにより、バッテリからの供給電圧が低下し発光素子１、２の双方を発光状態で維持させることができない場合に対応して、発光素子２をショートさせ、発光素子１のみを発光状態で維持させることで、車両用灯具が発光状態を維持できるように図っている。
このような構成によれば、バッテリ電圧の低下に対し車両用灯具の発光状態を維持させるにあたり、駆動回路に昇降圧機能を持たせることを不要とすることが可能になる。

しかしながら、車両用灯具が発光状態を維持できなくなる要因としては、バッテリ電圧の低下のみでなく、半導体発光素子の順方向電圧の上昇も挙げられる。特に、ＬＥＤは、温度の低下に対して順方向電圧が上昇することが知られている。
順方向電圧が上昇するということは、それに応じて半導体発光素子を発光させるために発光部に印加すべき電圧値を上昇させることが要求されるため、結果として、順方向電圧の上昇としても、発光部を発光状態で維持できなる一つの要因となる。

上記特許文献１の構成では、バッテリ電圧のみを指標としてバイパススイッチを制御しているため、上記のような順方向電圧の上昇に起因して発光部が発光状態を維持不能となるケースに対応できない。すなわち、発光部の全ての半導体発光素子が消灯してしまう虞がある。

そこで、本発明は、上記の問題点を克服し、複数の半導体発光素子が直列接続された発光部を有する車両用灯具として、駆動回路に昇圧機能を持たせることを不要としてコスト削減を図りつつ、バッテリからの入力電圧の低下及び半導体発光素子の順方向電圧の上昇の双方に対して発光部の発光状態を維持することのできる車両用灯具の実現化を図ることを目的とする。

本発明に係る駆動回路は、複数の半導体発光素子が直列接続された直列接続回路を有する車両用灯具の発光部を駆動する駆動回路であって、バッテリからの入力電圧に基づき、前記半導体発光素子を駆動するための駆動電圧を生成する駆動電圧生成部と、前記入力電圧と前記直列接続回路の順方向電圧との差に応じて変動する電圧信号から、前記入力電圧と前記直列接続回路の順方向電圧との差が所定以下になったことを検出することに応じて、少なくとも一つの前記半導体発光素子に並列接続されたバイパススイッチをオン制御するバイパス制御部と、を備えるものである。

上記のように入力電圧と順方向電圧との差に基づきバイパススイッチを制御することで、バッテリ電圧の低下、及び半導体発光素子の順方向電圧の上昇の双方に対応して、少なくとも一つの半導体発光素子をショートさせることが可能となる。

上記した本発明に係る駆動回路においては、前記半導体発光素子に流れる駆動電流の電流値と所定の基準値との差を示すエラー信号に基づき前記駆動電流についての定電流制御を行う制御回路を備え、前記バイパス制御部は、前記エラー信号を前記電圧信号として用いて前記バイパススイッチを制御することが考えられる。
これにより、定電流制御系において駆動電流値と基準値との差を求めるための差分演算回路を、入力電圧と順方向電圧との差を求めるための差分演算回路として併用することが可能とされる。

上記した本発明に係る駆動回路においては、前記バイパス制御部により前記バイパススイッチがオンされたことに応じて、前記定電流制御に用いられる前記基準値を変化させる基準値制御部を備えることが望ましい。
これにより、バイパススイッチにより半導体発光素子がショートされた場合に対応して、駆動電流の電流値を上昇させることが可能とされる。

上記した本発明に係る駆動回路においては、前記駆動電圧生成部は、前記半導体発光素子に対して直列接続される電力制御素子を有するシリーズレギュレータとされ、前記バイパス制御部は、前記電力制御素子の入／出力端子間の電位差を示す差分信号を前記電圧信号として用いて前記バイパススイッチを制御することが考えられる。
シリーズレギュレータは、例えばスイッチングコンバータを用いたレギュレータ等と比較して回路規模を小さくできる。

上記した本発明に係る駆動回路においては、前記バイパス制御部は、前記電圧信号を入力信号とし、前記バイパススイッチの制御信号を出力信号とするシュミットトリガ回路を有しており、前記シュミットトリガ回路が、トランジスタのオン電圧を前記出力信号の状態に応じて可変とすることにより前記入力信号の変化に対する前記出力信号の変化にヒステリシスを持たせる構成とされたことが望ましい。
上記のシュミットトリガ回路によれば、ヒステリシスコンパレータを用いたシュミットトリガ回路とする場合よりも回路構成の簡略化が図られる。

本発明に係る他の駆動回路は、少なくとも１つの半導体発光素子を有する第１光源部と、少なくとも１つの半導体発光素子を有する第２光源部とを有し、前記第１光源部と前記第２光源部が直列に接続された車両用灯具の発光部を駆動する駆動回路であって、バッテリからの入力電圧に基づき、前記第１光源部及び前記第２光源部に対する駆動電流を供給する第１の駆動部と、バッテリからの入力電圧に基づき、前記第１光源部には駆動電流を供給しないで前記第２光源部に駆動電流を供給する第２の駆動部と、前記入力電圧に基づき、前記第１の駆動部による駆動電流の供給と、前記第２の駆動部による駆動電流の供給を選択的に実行させる切替制御部と、を備える。
この場合、第１光源部と第２光源部としての半導体発光素子の直列接続回路に対して、第１光源部と第２光源部の両方への駆動電流の供給と、第２光源部への駆動電流の供給という手法で、バッテリ電圧の変動に対応する。

また、本発明に係る車両用灯具は、上記した本発明に係る駆動回路と発光部とを備えたものである。

本発明によれば、複数の半導体発光素子が直列接続された発光部を有する車両用灯具として、駆動回路に昇圧機能を持たせることを不要としてコスト削減を図りつつ、バッテリからの入力電圧の低下及び半導体発光素子の順方向電圧の上昇の双方に対して発光部の発光状態を維持することのできる車両用灯具の実現化を図ることができる。

第１実施形態としての車両用灯具の回路構成を示した図である。 第２実施形態としての車両用灯具の回路構成を示した図である。 第３実施形態としての車両用灯具の回路構成を示した図である。 第４実施形態としての車両用灯具の回路構成を示した図である。 第５実施形態としての車両用灯具の回路構成を示した図である。 第６実施形態としての車両用灯具の回路構成を示した図である。

以下、本発明の車両用灯具の各実施形態について説明する。
図１は、第１実施形態としての車両用灯具１の回路構成を示した図である。
車両用灯具１は、駆動回路２と発光部３とを備えている。駆動回路２は、入力側正極端子Ｔｉ１及び入力側グランド（ＧＮＤ）端子Ｔｉ２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４と、電流検出抵抗Ｒｓと、制御回路５と、バイパススイッチＳＷｂと、バイパス制御部６と、出力側正極端子Ｔｏ１及び出力側グランド端子Ｔｏ２と、バイパス用端子Ｔｂとを備えている。
図示は省略したが、入力側正極端子Ｔｉ１は、スイッチを介して車両に設けられたバッテリＢＴの正極端子と接続されており、当該スイッチのオン／オフにより車両用灯具１の発光／非発光（点灯／消灯）が制御される。入力側グランド端子Ｔｉ２は、接地点を介してバッテリＢＴの負極端子に接続されている。本例において、バッテリＢＴの出力電圧は約１２Ｖとされている。

発光部３は、複数の半導体発光素子３ａが直列接続された直列接続回路を有する。本例では、半導体発光素子３ａとしてＬＥＤ（Light Emitting Diode）が用いられ、二つの半導体発光素子３ａ１、半導体発光素子３ａ２が直列接続されている。図のように半導体発光素子３ａ１は、アノードが駆動回路２における出力側正極端子Ｔｏ１に接続され、カソードが半導体発光素子３ａ２のアノードと接続されている。半導体発光素子３ａ２のカソードは、駆動回路２における出力側グランド端子Ｔｏ２に接続されている。
また、半導体発光素子３ａ１と半導体発光素子３ａ２の接続点は、駆動回路２におけるバイパス用端子Ｔｂに接続されている。
本例において、半導体発光素子３ａ１、半導体発光素子３ａ２それぞれの順方向電圧は約３．５Ｖであり、これら半導体発光素子３ａ１と半導体発光素子３ａ２とが直列接続された直列接続回路の順方向電圧ＶＦは約７Ｖである。

駆動回路２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、スイッチＳＷｃ、インダクタＬｃ、ショットキーダイオードＤｃ及び平滑コンデンサＣｏを備えており、バッテリＢＴからの入力電圧Ｖｉｎを降圧する降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。
スイッチＳＷｃは、本例ではｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられ、ドレインが入力側正極端子Ｔｉ１に、ソースがインダクタＬｃの一端にそれぞれ接続されている。スイッチＳＷｃのゲートは制御回路５が出力するスイッチング制御信号ＳＳのラインに接続されている。
ショットキーダイオードＤｃは、カソードが上記したスイッチＳＷｃのソースとインダクタＬｃの一端との接続点に接続され、アノードが入力側グランド端子Ｔｉ２と接続された接地ラインに対して接続されている。平滑コンデンサＣｏは、正極端子がインダクタの他端に接続され、負極端子が上記接地ラインに接続されている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ４による出力電圧Ｖｏｕｔは、該平滑コンデンサＣｏの両端電圧差に相当し、出力電圧Ｖｏｕｔが発光部３に印加されることで半導体発光素子３ａ１及び半導体発光素子３ａ２に駆動電流Ｉｄが流れ、半導体発光素子３ａ１及び半導体発光素子３ａ２が発光する。

電流検出抵抗Ｒｓは、一端が上記したインダクタの他端と平滑コンデンサＣｏの正極端子との接続点に接続され、他端が出力側正極端子Ｔｏ１を介して半導体発光素子３ａ１のアノードと接続されている。

制御回路５は、電流検出アンプ１０、エラーアンプ１１、及びコンパレータ１２を備えている。制御回路５は、電流検出抵抗Ｒｓの両端電圧差を電流検出アンプ１０で検出し、駆動電流Ｉｄの電流値に応じた検出信号Ｖｄを得る。エラーアンプ１１では、検出信号Ｖｄと基準電圧信号Ｖｒｅｆ１との差分をとり、エラー信号Ｖｅを得る。エラー信号Ｖｅは、コンパレータ１２で比較信号Ｖｃｐと比較される。比較信号Ｖｃｐは、例えば鋸歯状波の信号とされる。このためコンパレータ１２からは、電流エラー量に応じたパルスデューティのスイッチング制御信号ＳＳが得られる。換言すれば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号としてのスイッチング制御信号ＳＳが得られる。このスイッチング制御信号ＳＳによりＤＣ／ＤＣコンバータ４におけるスイッチＳＷｃがオン／オフ制御され、これにより駆動電流Ｉｄについての定電流制御が実現される。

バイパススイッチＳＷｂは、発光部３における少なくとも一つの半導体発光素子３ａに並列接続される。本例におけるバイパススイッチＳＷｂは、例えばｎ型のＭＯＳＦＥＴとされ、発光部３における半導体発光素子３ａ２に対して並列に接続される。具体的に、バイパススイッチＳＷｂは、ドレインがバイパス用端子Ｔｂを介して半導体発光素子３ａ２のアノードに接続され、ソースが出力側グランド端子Ｔｏ２を介して半導体発光素子３ａ２のカソードに接続される。

バイパス制御部６は、差動アンプ１３とヒステリシスコンパレータ１４とを備えている。差動アンプ１３は、正極入力端子が入力側正極端子Ｔｉ１に接続され、負極入力端子が出力側正極端子Ｔｏ１に接続されており、これにより入力側正極端子Ｔｉ１の電位と出力側正極端子Ｔｏ１の電位との差分に応じた差分信号Ｖｘを得る。
差分信号Ｖｘは、ヒステリシスコンパレータ１４の負極入力端子に入力される。ヒステリシスコンパレータ１４は、正極入力端子に基準電圧信号Ｖｒｅｆ２が入力され、出力端子はバイパススイッチＳＷｂのゲートに接続されている。

本例におけるヒステリシスコンパレータ１４のヒステリシス特性は、ヒステリシスコンパレータ１４の出力信号をＬレベル→Ｈレベルに切り替える際の閾値として基準電圧信号Ｖｒｅｆ２の値が用いられ、該出力信号をＨレベル→Ｌレベルに切り替える際の閾値として基準電圧信号Ｖｒｅｆ２の値＋αが用いられる特性とされている。
このため、ヒステリシスコンパレータ１４においては、差分信号Ｖｘの値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２の値よりも小さくなった際には、出力信号がＨレベルに立ち上がり、その後に差分信号Ｖｘの値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２の値＋αよりも大きくなった際には出力信号がＬレベルに立ち下がる。
このようなヒステリシス特性により、バイパススイッチＳＷｂがノイズ等の影響でオン／オフを繰り返してしまうチャタリングの防止が図られる。

ここで、上記したバイパス制御部６では、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合には、入力側正極端子Ｔｉ１の電位と出力側正極端子Ｔｏ１の電位との差が小さくなり、差動アンプ１３が出力する差分信号Ｖｘの値も小さくなる。このとき、入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが比較的大きく（例えば１２Ｖ→７Ｖ程度）、差分信号Ｖｘの値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２の値よりも小さくなると、ヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。これにより、バイパススイッチＳＷｂはオンとされ、半導体発光素子３ａ２をバイパスする電流経路が形成されて該半導体発光素子３ａ２がショート（短絡）される。

また、上記したバイパス制御部６において、例えば車両が低温環境下に置かれるなどして順方向電圧ＶＦが上昇した場合には、入力側正極端子Ｔｉ１の電位と出力側正極端子Ｔｏ１の電位との差は、上記した入力電圧Ｖｉｎ低下時と同様に小さくなるため、差動アンプ１３が出力する差分信号Ｖｘの値も小さくなる。このとき、順方向電圧ＶＦの上昇度合いが比較的大きく（例えば７Ｖ→１２Ｖ程度）、差分信号Ｖｘの値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２の値よりも小さくなると、ヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がり、バイパススイッチＳＷｂがオンとされて半導体発光素子３ａ２がショートされる。

このようにバイパス制御部６によっては、入力電圧Ｖｉｎの低下、及び順方向電圧ＶＦの上昇の双方に対応して、発光部３における少なくとも一つの半導体発光素子３ａをショートさせることができる。すなわち、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇の双方に対して、発光部３における全ての半導体発光素子３ａが非発光状態となってしまうことの防止が図られる。

ここで、上記のように入力側正極端子Ｔｉ１の電位と出力側正極端子Ｔｏ１の電位との差（入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差とも換言できる）は、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇の何れに対しても小さくなる挙動を示す。これは、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇に対し「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」が小さくなる挙動と同様である。
従って、上記のように入力側正極端子Ｔｉ１の電位と出力側正極端子Ｔｏ１の電位との差（差分信号Ｖｘ）に基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するバイパス制御部６は、「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」に基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するものであると換言できる。

図２は、第２実施形態としての車両用灯具１Ａの回路構成を示した図である。
第２実施形態としての車両用灯具１Ａは、駆動電流Ｉｄの電流値と定電流制御系で用いる基準値との差に基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するものである。
なお、以下の説明において、既に説明済みとなった部分と同様となる部分については同一符号を付して説明を省略する。

車両用灯具１Ａは、図１に示した車両用灯具１と比較して、駆動回路２に代えて駆動回路２Ａが設けられた点が異なる。駆動回路２Ａは、駆動回路２と比較して、バイパス制御部６に代えてバイパス制御部６Ａが設けられた点が異なる。

バイパス制御部６Ａは、ヒステリシスコンパレータ１４を備えている。この場合のヒステリシスコンパレータ１４は、正極入力端子に基準電圧信号Ｖｒｅｆ２’が入力され、負極入力端子には制御回路５におけるエラーアンプ１１が出力するエラー信号Ｖｅが入力される。この場合もヒステリシスコンパレータ１４の出力端子はバイパススイッチＳＷｂのゲートに接続されている。

なお、本例の制御回路５では、エラー信号Ｖｅの極性が正極性となるように電流検出アンプ１０及びエラーアンプ１１の極性が設定されている。

車両用灯具１Ａにおいて、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の電源電圧の低下に伴い、エラー信号Ｖｅの値が低下する（つまりスイッチＳＷｃのオンデューティを高める制御方向）。このとき、入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが比較的大きく（例えば１２Ｖ→７Ｖ程度）、エラー信号Ｖｅの値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２’の値よりも小さくなると、ヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。これにより、バイパススイッチＳＷｂはオンとされ、半導体発光素子３ａ２がショートされる。
また、順方向電圧ＶＦが上昇した場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の負荷の増大に伴い、エラー信号Ｖｅの値が低下する。このとき、順方向電圧ＶＦの上昇度合いが比較的大きく（例えば７Ｖ→１２Ｖ程度）、エラー信号Ｖｅの値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２’の値よりも小さくなると、ヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がり、バイパススイッチＳＷｂがオンとされて半導体発光素子３ａ２がショートされる。

このようにバイパス制御部６Ａによっても、入力電圧Ｖｉｎの低下、及び順方向電圧ＶＦの上昇の双方に対応して、発光部３における少なくとも一つの半導体発光素子３ａをショートさせることができ、発光部３における全ての半導体発光素子３ａが非発光状態となってしまうことの防止が図られる。

ここで、上記のようにエラー信号Ｖｅの値（定電流制御系における駆動電流Ｉｄについての検出電流値と基準値との差）は、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇の何れに対しても小さくなる挙動を示すものであり、これは、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇に対して「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」が小さくなる挙動と同様である。
従って、上記のようにエラー信号Ｖｅに基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するバイパス制御部６Ａは、「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」に基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するものであると換言できる。

図３は、第３実施形態としての車両用灯具１Ｂの回路構成を示した図である。
車両用灯具１Ｂは、バイパススイッチＳＷｂがオフとされたことに応じて、定電流制御に用いられる基準値を変化させるものである。

図３において、車両用灯具１Ｂは、図２に示した車両用灯具１Ａと比較して、駆動回路２Ａに代えて駆動回路２Ｂが設けられた点が異なる。駆動回路２Ｂは、駆動回路２Ａに対して基準値制御部７が追加されたものである。

基準値制御部７は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、トランジスタＱ１、及びトランジスタＱ２を備えている。抵抗Ｒ１は、一端がヒステリシスコンパレータ１４の出力端子に接続され、他端がトランジスタＱ１のベースに接続されている。トランジスタＱ１は、例えばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとされ、コレクタが抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖｃｃと接続され、エミッタが接地されている。
トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ２との接続点は、例えばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとされたトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との直列接続回路を介して基準電圧Ｖｒｅｆ１’と接続されている。
この場合における制御回路５のエラーアンプ１１には、基準電圧信号Ｖｒｅｆ１に代えて、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点における電位が基準電圧信号として入力される。

このような基準値制御部７において、バイパススイッチＳＷｂがオフの状態、すなわちヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＬレベルの状態では、トランジスタＱ１がオフとされるため、トランジスタＱ２のベースに電源電圧Ｖｃｃに基づく電圧が印加されてトランジスタＱ２がオンとされる。これにより、制御回路５のエラーアンプ１１には、基準電圧Ｖｒｅｆ１’の電圧値を抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧した値よる基準電圧信号が入力される。
一方、バイパススイッチＳＷｂがオンの状態、すなわちヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＨレベルの状態では、トランジスタＱ１がオンとされるため、トランジスタＱ２がオフとされる。これにより、制御回路５のエラーアンプ１１には、基準電圧Ｖｒｅｆ１’の電圧値と抵抗Ｒ３の抵抗値とで定まる値による基準電圧信号が入力される。すなわち、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４による分圧値よりも高い値による基準電圧信号が入力される。

このように基準値制御部７によれば、バイパススイッチＳＷｂがオンとされた場合には、定電流制御系で用いられる（検出信号Ｖｄと比較される）基準値が上昇される。該基準値が上昇されるということは、同じ検出信号Ｖｄの値の入力に対し、エラーアンプ１１が出力するエラー信号Ｖｅの値がより小さくなることを意味するので、結果、スイッチＳＷｃのオンディーティはバイパススイッチＳＷｂがオフの状態よりも上昇される。すなわち、駆動電流Ｉｄの電流値が、バイパススイッチＳＷｂがオフの状態よりも上昇される。

ここで、バイパススイッチＳＷｂがオンとされ半導体発光素子３ａ２がショートされた場合には、発光部３全体としての発光光量は略半減し、暗くなる。上記の基準値制御部７により、バイパススイッチＳＷｂがオンとされた場合に駆動電流Ｉｄの電流値が上昇されることで、半導体発光素子３ａ２をショートさせて全ての半導体発光素子３ａが非発光状態とされてしまうことの防止を図るにあたり、発光部３による発光量が低下してしまうことの防止を図ることが可能となる。

なお、図３では、基準値制御部７を図２に示した駆動回路２Ｂに適用した例を示したが、基準値制御部７は、図１に示した駆動回路２等、駆動電流Ｉｄについての定電流制御系を備える駆動回路に好適に適用可能なものである。

図４は、第４実施形態としての車両用灯具１Ｃの回路構成を示した図である。
車両用灯具１Ｃは、駆動回路にシリーズレギュレータを用いるものである。
車両用灯具１Ｃは、図１に示した車両用灯具１と比較して、駆動回路２に代えて駆動回路２Ｃが設けられた点が異なる。駆動回路２Ｃは、駆動回路２との比較で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４及び制御回路５に代えてシリーズレギュレータ８が設けられ、バイパス制御部６に代えてバイパス制御部６Ｂが設けられた点が異なる。なお、駆動回路２Ｃにおいては、電流検出抵抗Ｒｓは接地ラインに挿入されている。

シリーズレギュレータ８は、半導体発光素子３ａ１及び半導体発光素子３ａ２に対して直列接続される電力制御素子８ａと、エラーアンプ８ｂと、コンデンサＣ１とを備えている。本例では、電力制御素子８ａとして例えばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタによるトランジスタＱ３が用いられ、トランジスタＱ３のコレクタは入力側正極端子Ｔｉ１に接続され、エミッタは出力側正極端子Ｔｏ１に接続されている。
コンデンサＣ１は、正極端子がトランジスタＱ３のコレクタと出力側正極端子Ｔｏ１との接続点に接続され、負極端子が接地ラインに対して接続されることで、半導体発光素子３ａ１と半導体発光素子３ａ２による直列接続回路に対して並列に接続される。
エラーアンプ８ｂは、電流検出抵抗Ｒｓと出力側グランド端子Ｔｏ２との接続点における電位と基準電圧信号Ｖｒｅｆ３との差分をとり、エラー信号Ｖｅ’を得る。エラー信号Ｖｅ’は、トランジスタＱ３のベースに供給される。

上記のようなシリーズレギュレータ８においては、電力制御素子８ａの出力端子（エミッタ）と接地ラインとの間に生じる電圧が駆動電圧として発光部３の半導体発光素子３ａ１及び半導体発光素子３ａ２に印加される。また、シリーズレギュレータ８においては、トランジスタＱ３のベース電流が、電流検出抵抗Ｒｓと出力側グランド端子Ｔｏ２との接続点における電位（つまり駆動電流Ｉｄの電流値に応じた値）と基準電圧信号Ｖｒｅｆ３との差分に応じてコントロールされ、駆動電流Ｉｄについての定電流制御が実現される。

バイパス制御部６Ｂは、図１に示したバイパス制御部６と比較して、差動アンプ１３への入力が変更された点、及びヒステリシスコンパレータ１４の正極入力端子に基準電圧信号Ｖｒｅｆ２''が入力される点が異なる。この場合、差動アンプ１３の正極入力端子には、トランジスタＱ３のコレクタの電位が入力され、負極入力端子にはトランジスタＱ３のエミッタの電位が入力される。差動アンプ１３は、これらトランジスタＱ３のコレクタ電位とエミッタ電位との差分を表す差分信号Ｖｘ’をヒステリシスコンパレータ１４の負極入力端子に出力する。

ここで、上記のバイパス制御部６Ｂにおいて、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合には、トランジスタＱ３のコレクタ−エミッタ間の電位差が小さくなり、差動アンプ１３が出力する差分信号Ｖｘ’の値も小さくなる。このとき、入力電圧Ｖｉｎの低下度合いが比較的大きく（例えば１２Ｖ→７Ｖ程度）、差分信号Ｖｘ’の値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２''の値よりも小さくなると、ヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がり、バイパススイッチＳＷｂがオンとされて半導体発光素子３ａ２がショートされる。
また、順方向電圧ＶＦが上昇した場合にも、トランジスタＱ３のコレクタ−エミッタ間の電位差は小さくなり、差分信号Ｖｘ’の値も小さくなる。このとき、順方向電圧ＶＦの上昇度合いが比較的大きく（例えば７Ｖ→１２Ｖ程度）、差分信号Ｖｘ’の値が基準電圧信号Ｖｒｅｆ２''の値よりも小さくなると、ヒステリシスコンパレータ１４の出力信号がＬレベルからＨレベルに立ち上がり、バイパススイッチＳＷｂがオンとされて半導体発光素子３ａ２がショートされる。

このようにバイパス制御部６Ｂによっても、入力電圧Ｖｉｎの低下、及び順方向電圧ＶＦの上昇の双方に対応して、発光部３における少なくとも一つの半導体発光素子３ａをショートさせることができ、発光部３における全ての半導体発光素子３ａが非発光状態となってしまうことの防止が図られる。

ここで、シリーズレギュレータ８におけるトランジスタＱ３のコレクタ、エミッタ、ベースは、それぞれ電力制御素子８ａにおける入力端子、出力端子、制御端子と換言できる。従って、上記のバイパス制御部６Ｂは、シリーズレギュレータ８における電力制御素子８ａの入／出力端子間の電位差に基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するものであると換言できる。

また、上記の説明から理解されるように、電力制御素子８ａの入／出力端子間の電位差は、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇の何れに対しても小さくなる挙動を示し、これは、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇に対し、「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」が小さくなる挙動と同様である。
従って、電力制御素子８ａの入／出力端子間の電位差に基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するバイパス制御部６Ｂとしても、「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」に基づきバイパススイッチＳＷｂを制御するものであると換言できる。

図５は、第５実施形態としての車両用灯具１Ｄの回路構成を示した図である。
車両用灯具１Ｄは、図１に示した車両用灯具１と比較して、駆動回路２に代えて駆動回路２Ｄが設けられた点が異なる。駆動回路２Ｄは、駆動回路２との比較で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４及び制御回路５に代えて電流制限抵抗Ｒｄが設けられ、バイパス制御部６に代えてバイパス制御部６Ｃが設けられた点が異なる。

電流制限抵抗Ｒｄは、一端が入力側正極端子Ｔｉ１と接続され、他端が出力側正極端子Ｔｏ１と接続されて、発光部３における半導体発光素子３ａ１及び半導体発光素子３ａ２と直列に接続される。この電流制限抵抗Ｒｄにより、半導体発光素子３ａ１と半導体発光素子３ａ２の直列接続回路に対して入力電圧Ｖｉｎの電圧値と電流制限抵抗Ｒｄの抵抗値とに基づく値による電圧（駆動電圧）が印加され、半導体発光素子３ａ１及び半導体発光素子３ａ２が発光し、駆動電流Ｉｄが流れる。このとき、駆動電流Ｉｄの電流値は電流制限抵抗Ｒｄにより制限される。

ここで、駆動回路２Ｄにおいて、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合には、電流制限抵抗Ｒｄの両端電圧差は小さくなる。また、順方向電圧ＶＦが上昇した場合にも、電流制限抵抗Ｒｄの両端電圧差は小さくなる。このような電流制限抵抗Ｒｄの両端電圧差の挙動は、入力電圧Ｖｉｎの低下、順方向電圧ＶＦの上昇に対して「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」が小さくなる挙動と同様であり、従って、電流制限抵抗Ｒｄの両端電圧差は、「入力電圧Ｖｉｎと順方向電圧ＶＦとの差」に相当するものであると換言できる。

バイパス制御部６Ｃは、電流制限抵抗Ｒｄの両端電圧差を入力信号とし、バイパススイッチＳＷｂの制御信号を出力信号とするシュミットトリガ回路として構成されている。
バイパス制御部６Ｃは、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ８、及び抵抗Ｒ９を備えている。本例では、トランジスタＱ４及びトランジスタＱ５にはＰＮＰ型のバイポーラトランジスタが用いられている。

トランジスタＱ４は、ベースが電流制限抵抗Ｒｄの他端に接続され、コレクタが抵抗Ｒ９を介して接地ラインに接続され、エミッタが抵抗Ｒ７を介して電流制限抵抗Ｒｄの一端と接続されている。トランジスタＱ５は、エミッタがトランジスタＱ４のエミッタと抵抗Ｒ７との接続点に接続され、コレクタが抵抗Ｒ８を介して接地ラインに接続されている。
抵抗Ｒ５は、入力側正極端子Ｔｉ１とトランジスタＱ５のベースとの間に挿入され、抵抗Ｒ６は、トランジスタＱ５のベースと抵抗Ｒ５との接続点とトランジスタＱ４のコレクタと抵抗Ｒ９との接続点との間に挿入されている。

トランジスタＱ５のコレクタと抵抗Ｒ８との接続点は、バイパススイッチＳＷｂのゲートに接続されている。つまり、バイパス制御部６Ｃにおいては、これらトランジスタＱ５のコレクタと抵抗Ｒ８との接続点の電位がバイパススイッチＳＷｂを制御するための出力信号として該バイパススイッチＳＷｂのゲートに供給される。

上記のバイパス制御部６Ｃにおいては、入力電圧Ｖｉｎの低下、及び順方向電圧ＶＦの上昇が生じていない通常時には、電流制限抵抗Ｒｄの両端電圧差が比較的大きいため、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧としては、該トランジスタＱ４のオン電圧（トランジスタがオンするために要するベース−エミッタ間電圧）よりも十分に大きな電圧が生じており、トランジスタＱ４はオン状態とされている。
トランジスタＱ４がオン状態であると、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧が低くされるため、トランジスタＱ５はオフとされる。トランジスタＱ５がオフであると、トランジスタＱ５のコレクタと抵抗Ｒ８との接続点に得られるバイパス制御部６Ｃの出力信号の値は、バイパス制御部６Ｃの電源電圧（負極性電圧）と略一致する。すなわち、バイパス制御部６Ｃの出力信号はＬレベルとされる。従って、バイパススイッチＳＷｂはオフ状態とされ、通常時において半導体発光素子３ａ２はショートされていない。

上記の通常時においては、トランジスタＱ５がオフとされていることで、抵抗Ｒ７にはトランジスタＱ５がオンすることにより流れるべき電流が流されないため、トランジスタＱ４のオン電圧は略０．６Ｖとなる。換言すれば、通常時において、バイパス制御部６Ｃが出力信号をＨレベルに切り替える際に用いる閾値は、略０．６Ｖとされている。

ここで、入力電圧Ｖｉｎが比較的大きく低下（例えば１２Ｖ→７Ｖ）する、又は順方向電圧ＶＦが比較的大きく上昇（例えば７Ｖ→１２Ｖ）することで、電流制限抵抗Ｒｄの両端電圧差がトランジスタＱ４のオン電圧（略０．６Ｖ）よりも小さくなった場合には、トランジスタＱ４がオフとされ、これに伴いトランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧が上昇して、トランジスタＱ５がオンとされる。
トランジスタＱ５がオンとされると、トランジスタＱ５のコレクタと抵抗Ｒ８との接続点に得られるバイパス制御部６Ｃの出力信号の値は、バイパス制御部６Ｃの電源電圧（負極性電圧）を抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ７とで分圧した値となり、バイパス制御部６Ｃの出力信号はＨレベルとなる。従って、バイパススイッチＳＷｂがオンされて、半導体発光素子３ａ２がショートされる。

バイパススイッチＳＷｂへの出力信号がＨレベルとされた場合には、上記のようにトランジスタＱ５がオンとされることで、抵抗Ｒ７にはトランジスタＱ５がオンされることにより流れるべき電流が流される。従って、トランジスタＱ４のオン電圧の値は、上記した略０．６Ｖに対し、このようにトランジスタＱ５がオンされることにより抵抗Ｒ７に生じる電圧（以下「電圧Ｖｒ７」と表記）が上乗せされた値となる。つまり、バイパス制御部６Ｃが出力信号をＨレベルからＬレベルに切り替える際に用いる閾値は、「略０．６Ｖ＋Ｖｒ７」とされる。

このようにバイパス制御部６Ｃは、入力信号の変化に対する出力信号の変化にヒステリシスを持たせるシュミットトリガ回路として構成されている。そして、バイパス制御部６Ｃは、このようなヒステリシス特性を、トランジスタＱ４のオン電圧を出力信号の状態に応じて可変とすることにより実現する構成を採っており、これによりヒステリシスコンパレータ１４を用いる場合よりも回路部品点数の削減が図られている。

また、第５実施形態の駆動回路２Ｄは、電流制限抵抗Ｒｄを用いた構成とされたことで、ＤＣ／ＤＣコンバータ４及び制御回路５を用いる構成（図１〜図３）やシリーズレギュレータ８を用いる構成（図４）とした場合よりも回路部品点数の大幅な削減が図られる。

なお、上記のようにトランジスタのオン電圧を出力信号の状態に応じて可変とすることでヒステリシス特性を実現するシュミットトリガ回路は、これまでで説明した各実施形態のヒステリシスコンパレータ１４に置き換えて実装することができる。また、バイパス制御部６Ｃの構成は、図１に示したバイパス制御部６、図４に示したバイパス制御部６Ｂに対して適用することもできる。

図６は、第６実施形態としての車両用灯具１Ｅの回路構成を示した図である。
この第６実施形態は、これまでの実施形態のようにバイパス経路により半導体発光素子の一部を消灯させることで対応するものではなく、半導体発光素子の直列接続回路に対しての駆動電流の供給経路を切り替えるという手法で、バッテリ電圧の低下に対応する例である。

車両用灯具１Ｅは、駆動回路２Ｅと発光部３Ａとを備えている。駆動回路２は、入力側正極端子Ｔｉ１及び入力側グランド（ＧＮＤ）端子Ｔｉ２と、切替制御部２０と、電流制御部２１，２２と、出力側正極端子Ｔｏ１、Ｔｏ３及び出力側グランド端子Ｔｏ２を備えている。
入力側正極端子Ｔｉ１は、スイッチを介して車両に設けられたバッテリＢＴの正極端子と接続されており、当該スイッチのオン／オフにより車両用灯具１の発光／非発光（点灯／消灯）が制御される。入力側グランド端子Ｔｉ２は、接地点を介してバッテリＢＴの負極端子に接続されている。
本例では、入力側正極端子Ｔｉ１と入力側グランド端子Ｔｉ２に印加されるバッテリＢＴからの入力電圧Ｖｉｎは、例えば９Ｖ〜１６Ｖで変動することを想定するが、例えば９Ｖ以下となっても、ある程度の電圧（例えば６Ｖ程度）までは発光部３Ａが不点灯とはならないようにしている。

発光部３Ａは、複数の半導体発光素子３ａが直列接続された直列接続回路を有する。本例では、半導体発光素子３ａとしてＬＥＤが用いられ、第１光源部として半導体発光素子３ａを有し、また第２光源部として半導体発光素子３ａ３、３ａ４を有している。そして第１光源部、第２光源部を構成する半導体発光素子３ａ３，３ａ４，３ａ５が直列接続されている。

図のように半導体発光素子３ａ３は、アノードが駆動回路２Ｅにおける出力側正極端子Ｔｏ１に接続され、カソードが半導体発光素子３ａ４のアノードと接続されている。つまり第１光源部は出力側正極端子Ｔｏ１、Ｔｏ３間に接続される。
半導体発光素子３ａ４は、アノードが駆動回路２Ｅにおける出力側正極端子Ｔｏ３に接続され、カソードが半導体発光素子３ａ５のアノードと接続されている。半導体発光素子３ａ５のカソードは、駆動回路２Ｅにおける出力側グランド端子Ｔｏ２に接続されている。つまり第２光源部は出力側正極端子Ｔｏ３−出力側グランド端子Ｔｏ２間に接続される。

ここでは半導体発光素子３ａ３、３ａ４、３ａ５の直列回路、つまり第１、第２光源部を合わせた順方向電圧ＶＦ１＝９Ｖ、半導体発光素子３ａ４、３ａ５の直列回路、つまり第２光源部のみの順方向電圧ＶＦ２＝６Ｖとする。
なお、本例では第１光源部を１つの半導体発光素子３ａ３、第２光源部を２つの半導体発光素子３ａ４，３ａ５としているが、第１，第２光源部はいずれも、少なくとも１以上の半導体発光素子を有するものであればよい。

電流制御部２１，２２は、発光部３Ａに駆動電流を与える第１、第２駆動部となる。
電流制御部２１は、第１駆動部として、バッテリＶＴからの入力電圧に基づいて駆動電流Ｉｄ１を出力側正極端子Ｔｏ１から発光部３Ａの半導体発光素子３ａ３、３ａ４、３ａ５に供給する。つまり電流制御部２１は第１光源部及び第２光源部に駆動電流Ｉｄ１を供給する。

電流制御部２２は、第２駆動部として、バッテリＶＴからの入力電圧に基づいて駆動電流Ｉｄ２を出力側正極端子Ｔｏ３から発光部３Ａの一部の半導体発光素子３ａ４、３ａ５に供給する。つまり電流制御部２２は第１光源部には駆動電流Ｉｄ２を供給せずに第２光源部に駆動電流Ｉｄ２を供給する。

これら電流制御部２１，２２は定電流源として機能する。例えば抵抗器（電流制限抵抗）で構成してもよいし、定電流ダイオード、定電流ＩＣ等を用いても良い。第１実施形態のように降圧型のコンバータを用いても良いし、第４実施形態のようにシリーズレギュレータを用いても良い。但し昇圧型コンバータは用いない。

従って、発光部３Ａの順方向電圧ＶＦ１に対して入力電圧Ｖｉｎが高ければ電流制御部２１からの駆動電流Ｉｄ１を半導体発光素子３ａ３，３ａ４，３ａ５に流すことができる。
また入力電圧Ｖｉｎが低下した場合、順方向電圧ＶＦ２に対応できる範囲であれば、電流制御部２２からの駆動電流Ｉｄ２を半導体発光素子３ａ４，３ａ５に流すことができる。

このため切替制御部２０が、入力電圧Ｖｉｎに応じて、電流制御部２１，２２を選択するための切替制御を行うようにしている。
切替制御部２０は、ｐ型のＭＯＳＦＥＴによるスイッチＳＷ１，ＳＷ２、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであるトランジスタＱ２０、ｎ型のＭＯＳＦＥＴであるＦＥＴ＿Ｑ２１、ツェナーダイオードＺＤ、ダイオードＤ２０、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４を有する。

ダイオードＤ２０のアノードは入力側正極端子Ｔｉ１に接続され、カソードはスイッチＳＷ１，ＳＷ２のそれぞれのソースに接続されている。
スイッチＳＷ１は、電流制御部２１に対して入力電圧Ｖｉｎを与えるためのスイッチとされる。スイッチＳＷ１がＯＮとされることで、入力電圧Ｖｉｎが電流制御部２１に印加され、電流制御部２１からの駆動電流Ｉｄ１が発光部３Ａの第１光源部及び第２光源部（半導体発光素子３ａ３，３ａ４，３ａ５）に供給される。スイッチＳＷ１のゲート・ソース間にはバイアス抵抗Ｒ２１が接続される。
スイッチＳＷ２は、電流制御部２２に対して入力電圧Ｖｉｎを与えるためのスイッチとされる。スイッチＳＷ２がＯＮとされることで、入力電圧Ｖｉｎが電流制御部２２に印加され、電流制御部２２からの駆動電流Ｉｄ２が発光部３Ａの第２光源部（半導体発光素子３ａ４，３ａ５）に供給される。スイッチＳＷ２のゲート・ソース間にはバイアス抵抗Ｒ２４が接続される。

ダイオードＤ２０のカソード側（スイッチＳＷ２のソース）とグランドラインの間にはツェナーダイオードＺＤと抵抗Ｒ２３が直列接続されている。この場合、ツェナーダイオードＺＤ３のカソード側がダイオードＤ２０のカソード側に接続される。
ツェナーダイオードＺＤ３と抵抗Ｒ２３の接続点は、抵抗Ｒ２２を介してトランジスタＱ２０のベースに接続されている。
トランジスタＱ２０のコレクタはスイッチＳＷ１のゲート及びＦＥＴ＿Ｑ２１のゲートに接続され、さらに抵抗Ｒ２１の一端に接続されている。トランジスタＱ２２のエミッタはグランドラインに接続されている。
ＦＥＴ＿Ｑ２１のソースはグランドラインに接続され、ドレインがスイッチＳＷ２のゲートに接続され、さらに抵抗Ｒ２４の一端に接続されている。

この切替制御部２０により、以下のように電流制御部２１、２２が選択される。この例では９Ｖで電流制御部２１、２２が切り替えられるとする。例えば順方向電圧ＶＦ１＝ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧＝９Ｖと仮定する。
入力電圧Ｖｉｎが９Ｖを越えている場合、ツェナーダイオードＺＤに逆方向電流が流れ、これによりトランジスタＱ２０がＯＮとなる。トランジスタＱ２０がＯＮとなることでスイッチＳＷ１がＯＮとなり、これによって電流制御部２１からの駆動電流Ｉｄ１が発光部３Ａに供給される。
またこのとき、ＦＥＴ＿Ｑ２１はＯＦＦとなっているため、スイッチＳＷ２もＯＦＦとなる。従って電流制御部２２からの駆動電流Ｉｄ２は流れない。

入力電圧Ｖｉｎが９Ｖ以下となると、ツェナーダイオードＺＤがＯＦＦとなる。よってトランジスタＱ２０がＯＦＦとなる。トランジスタＱ２０がＯＦＦとなることでスイッチＳＷ１がＯＦＦとなる。従って電流制御部２１からの駆動電流Ｉｄ１は流れない。
またこのとき、トランジスタＱ２０がＯＦＦとなることで、ＦＥＴ＿Ｑ２１がＯＮになるため、スイッチＳＷ２がＯＮとなる。これによって電流制御部２２からの駆動電流Ｉｄ２が発光部３Ａの半導体発光素子３ａ４，３ａ５に供給される。

以上の動作により、入力電圧Ｖｉｎが低下して順方向電圧ＶＦ１以下となっても、発光部３Ａは点灯状態を継続できる。
なお、駆動電流Ｉｄ１が流れるときと、駆動電流Ｉｄ２が流れるときで、発光部３Ａの光量が同程度となるように電流調整が行われることが望ましい。例えば駆動電流Ｉｄ２の場合、２つの半導体発光素子３ａ４，３ａ５で、３つの半導体発光素子３ａ３，３ａ４，３ａ５の場合と同程度の光量とするため（もしくは光量低下を少なくするため）に、駆動電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の電流値をＩｄ１＜Ｉｄ２とすることが考えられる。
また電流制御部２１，２２としては、降圧型コンバータを用いることも考えられるが、降圧型コンバータを用いずに、電流制限抵抗、定電流ダイオード等を実装する場合、電流制御部２１，２２の切替時の明るさの移行がスムースとなったり、コンバータのスイッチングノイズが発生しないという利点も得られる。

以上、各種の実施形態を説明してきたが、第１〜第５実施形態としての駆動回路（２、２Ａ、２Ｂ、２Ｄ）は、複数の半導体発光素子（３ａ１、３ａ２）が直列接続された直列接続回路を有する車両用灯具の発光部（３）を駆動する駆動回路であって、バッテリ（ＢＴ）からの入力電圧（Ｖｉｎ）に基づき、半導体発光素子を駆動するための駆動電圧を生成する駆動電圧生成部（ＤＣ／ＤＣコンバータ４、電力制御素子８ａ、又は電流制限抵抗Ｒｄ）と、入力電圧と直列接続回路の順方向電圧（ＶＦ）との差に基づき、少なくとも一つの半導体発光素子に並列接続されたバイパススイッチ（ＳＷｂ）を制御するバイパス制御部（６、６Ａ、６Ｂ、６Ｃ）と、を備えるものである。
上記のように入力電圧と順方向電圧との差に基づきバイパススイッチを制御することで、バッテリ電圧の低下、及び半導体発光素子の順方向電圧の上昇の双方に対応して、少なくとも一つの半導体発光素子をショートさせることが可能となる。
従って、複数の半導体発光素子が直列接続された発光部を有する車両用灯具として、駆動回路に昇圧機能を持たせることを不要としてコスト削減を図りつつ、バッテリからの入力電圧の低下及び半導体発光素子の順方向電圧の上昇の双方に対して発光部の発光状態を維持することのできる車両用灯具の実現化を図ることができる。

また、第１〜第４実施形態としての駆動回路（２、２Ａ、２Ｂ、２Ｄ）においては、半導体発光素子に流れる駆動電流（Ｉｄ）の電流値と所定の基準値との差に基づき駆動電流についての定電流制御を行う制御回路（制御回路５又はエラーアンプ８ｂ）を備え、バイパス制御部は、駆動電流の電流値と基準値との差に基づきバイパススイッチを制御している。
これにより、定電流制御系において駆動電流値と基準値との差を求めるための差分演算回路（例えばエラーアンプ１１又はエラーアンプ８ｂ）を、入力電圧と順方向電圧との差を求めるための差分演算回路（例えば差動アンプ１３）として併用することが可能とされる。
従って、差分演算回路の数を少なくでき、回路面積の縮小化、及び部品点数削減によるコスト削減が図られる。

さらに、第３実施形態としての駆動回路２Ｂにおいては、バイパス制御部によりバイパススイッチがオンされたことに応じて、定電流制御に用いられる基準値を変化させる基準値制御部（７）を備えている。
これにより、バイパススイッチにより半導体発光素子がショートされた場合に対応して、駆動電流の電流値を上昇させることが可能とされる。
従って、半導体発光素子がショートされたことにより発光部の発光量が低下してしまうことの防止を図ることができる。

さらにまた、第４実施形態としての駆動回路２Ｃにおいては、駆動電圧生成部は、半導体発光素子に対して直列接続される電力制御素子を有するシリーズレギュレータとされ、バイパス制御部は、電力制御素子の入／出力端子間の電位差に基づきバイパススイッチを制御している。
シリーズレギュレータは、例えばスイッチングコンバータを用いたレギュレータ等と比較して回路規模を小さくできる。
従って、回路面積の縮小化、及びコスト削減を図ることができる。

また、第５実施形態としての駆動回路２Ｄにおいては、バイパス制御部は、入力電圧と順方向電圧との差に相当する信号を入力信号とし、バイパススイッチの制御信号を出力信号とするシュミットトリガ回路を有しており、シュミットトリガ回路が、トランジスタのオン電圧を出力信号の状態に応じて可変とすることにより入力信号の変化に対する出力信号の変化にヒステリシスを持たせる構成とされている。
上記のシュミットトリガ回路によれば、ヒステリシスコンパレータを用いたシュミットトリガ回路とする場合よりも回路構成の簡略化が図られる。
従って、シュミットトリガ回路によりバイパススイッチについてのチャタリング防止を図った駆動回路として、回路面積の縮小化、及びコスト削減を図ることができる。

第６実施形態では、発光部３Ａは、半導体発光素子３ａ３を有する第１光源部と、半導体発光素子３ａ４，３ａ５を有する第２光源部とを有し、第１光源部と第２光源部が直列に接続されている。この発光部３Ａを駆動する駆動回路２Ｅは、バッテリ（ＢＴ）からの入力電圧（Ｖｉｎ）に基づき、第１光源部及び第２光源部に対する駆動電流を供給する第１の駆動部（電流制御部２１）と、バッテリ（ＢＴ）からの入力電圧（Ｖｉｎ）に基づき、第１光源部には駆動電流を供給しないで第２光源部に駆動電流を供給する第２の駆動部（電流制御部２２）と、入力電圧（Ｖｉｎ）に基づき、第１の駆動部による駆動電流Ｉｄ１の供給と、第２の駆動部による駆動電流Ｉｄ２の供給を選択的に実行させる切替制御部２０とを備える。
即ち第１の駆動部から、或いは第２の駆動部からという駆動電流供給経路を切り替えるという手法で、バッテリ電圧の低下に対応する。
これにより駆動回路に昇圧機能を持たせることを不要としてコスト削減を図りつつ、バッテリからの入力電圧の低下に対して発光部３Ａの発光状態を維持することができる。
またバイパス方式ではなく駆動電流供給経路を切り替える構成であることから、２つの駆動部（電流制御部２１，２２）による駆動電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の電流設定により、第１，第２光源部の両方に対する駆動電流の供給の場合と、第２光源部に対する駆動電流の供給の場合とで、発光部の光量の差を小さくしたり、同程度とすることも可能である。これによりバッテリ電圧低下によって発光駆動する半導体発光素子の数を減らしても目立った光量低下が生じないようにすることができる。

なお、本発明は上記により説明した具体例に限定されるべきものではない。
例えば、上記では、半導体発光素子としてＬＥＤを用いる場合を例示したが、本発明は、例えば温度等の所定の条件により順方向電圧が変化し得る半導体発光素子が用いられる場合に広く好適に適用できるものである。

また、上記では、発光部において半導体発光素子を二つ直列接続する構成を例示したが、発光部において直列接続される半導体発光素子の数は二つに限定されず、三つ以上とすることもできる。
また、入力電圧と順方向電圧との差に応じてショートさせる半導体発光素子の数は一つに限定されず、二以上とすることもできる。

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ…車両用灯具、２、２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ…駆動回路、３…発光部、３ａ１、３ａ２、３ａ３、３ａ４、３ａ５…半導体発光素子、４…ＤＣ／ＤＣコンバータ、５…制御回路、６、６Ａ、６Ｂ…バイパス制御部、７…基準値制御部、８…シリーズレギュレータ、８ａ…電力制御素子、８ｂ…エラーアンプ、２０…切替制御部、２１，２２…電流制御部、ＳＷｃ，ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチ、ＳＷｂ…バイパススイッチ

Claims (6)

1. 複数の半導体発光素子が直列接続された直列接続回路を有する車両用灯具の発光部を駆動する駆動回路であって、
   バッテリからの入力電圧に基づき、前記半導体発光素子を駆動するための駆動電圧を生成する駆動電圧生成部と、
   前記入力電圧と前記直列接続回路の順方向電圧との差に応じて変動する電圧信号から、前記入力電圧と前記直列接続回路の順方向電圧との差が所定以下になったことを検出することに応じて、少なくとも一つの前記半導体発光素子に並列接続されたバイパススイッチをオン制御するバイパス制御部と、を備える
   前記入力電圧と前記直列接続回路の順方向電圧との差に応じて変動する電圧信号を生成し、前記電圧信号に表れる前記入力電圧と前記直列接続回路の順方向電圧との差が所定未満となることに応じて、少なくとも一つの前記半導体発光素子に並列接続されたバイパススイッチをオン制御するバイパス制御部と、を備える
   駆動回路。
2. 前記半導体発光素子に流れる駆動電流の電流値と所定の基準値との差を示すエラー信号に基づき前記駆動電流についての定電流制御を行う制御回路を備え、
   前記バイパス制御部は、前記エラー信号を前記電圧信号として用いて前記バイパススイッチを制御する
   請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記バイパス制御部により前記バイパススイッチがオンされたことに応じて、前記定電流制御に用いられる前記基準値を変化させる基準値制御部を備える
   請求項２に記載の駆動回路。
4. 前記駆動電圧生成部は、前記半導体発光素子に対して直列接続される電力制御素子を有するシリーズレギュレータとされ、
   前記バイパス制御部は、前記電力制御素子の入／出力端子間の電位差を示す差分信号を前記電圧信号として用いて前記バイパススイッチを制御する
   請求項１に記載の駆動回路。
5. 前記バイパス制御部は、前記電圧信号を入力信号とし、前記バイパススイッチの制御信号を出力信号とするシュミットトリガ回路を有しており、
   前記シュミットトリガ回路が、トランジスタのオン電圧を前記出力信号の状態に応じて可変とすることにより前記入力信号の変化に対する前記出力信号の変化にヒステリシスを持たせる構成とされた
   請求項１から請求項４の何れかに記載の駆動回路。
6. 請求項１から請求項５の何れかに記載の駆動回路と前記発光部とを備えた
   車両用灯具。

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