JP2008306800A - 発電制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流出力部にバッテリを有しないシステムにおいて、電圧応答性が向上した発電機制御装置を提供することにある。
【解決手段】ＰＷＭ信号生成部４２９は、発電装置の直流電圧出力端子に電気的な負荷が接続されている状態で、直流電圧出力端子の直流電圧を制御するために発電装置の界磁巻線端子に印加する界磁電圧を生成する。フィードバック制御部４２２は、ＰＷＭ信号生成部４２９に与える界磁電圧指令値を演算する。また、フィードバック制御部４２２は、直流電圧の検出値と直流電圧指令値との電圧偏差を演算し、電圧偏差からＰＩ演算により前記界磁電圧指令値を生成するＰＩ制御部４２３を有する。フィードバック制御部４２２は、ＰＩ制御部４２３の出力に対して、発電機の界磁電圧から直流電圧までの入出力伝達特性に基づいて、電圧偏差に補償を施した上で、界磁電圧指令値を生成する補償部４２４，４２５を備える。
【選択図】図９

Description

本発明は、発電機を制御する発電制御装置に関する。

従来から、界磁巻線型の三相同期発電機とダイオード整流装置を組み合わせた発電装置は、車載用発電機として使用され、オルタネータと称せられる。オルタネータは、界磁電圧を制御することによって発電機出力を所望の値に追従させる発電装置である。オルタネータは、発電機電機子電流をインバータやチョッパで制御する必要がないため、製造コストが安価で、自動車用発電機として広く普及している。

オルタネータの出力電圧の制御は、検出した直流出力電圧を直流電圧指令値と比較して、ＰＩコントローラなどにより、界磁電圧をフィードバック制御する方法が一般的である（例えば、特許文献１参照）。

しかしながら、界磁電圧を制御する方法は、ＰＩコントローラのフィードバックゲインが一定であるため、直流電圧の制御性能が電機子制御型に比べ劣り、直流電圧の応答性能が回転数、負荷の変動によって大きく変化する。

そこで、直流電圧値と直流電圧指令値の偏差に応じてＰＩ制御を行う際に、発電装置の動作条件に応じてフィードバックゲインを変えるものが知られている（例えば、特許文献１参照）。例えば、三相同期発電機の回転数変動が直流電流の変動に及ぼす影響は、回転数が低い領域では大きく、高い領域では小さいことから、フィードバックゲインの与え方は、回転数が低い領域では小さく、回転数が高い領域では大きくする。これによって回転数変動による発電電力の変動を抑えることができる。また、三相同期発電機の界磁電流が増大すると直流電流の変化が飽和することから、電気負荷が要求する電力に発電装置が高応答で電力を供給できるように、界磁電流の増加に応じてゲインを増大させている。

特開昭６０−１０６３３８号公報 特開平５−１７６４７６号公報

しかしながら、特許文献２記載のものは、直流出力部にバッテリを並列接続して利用するもので、直流電圧をバッテリの定格電圧値に一定に保持するように直流電圧フィードバックによって一般に制御される。即ち、バッテリと並列接続されている電気負荷の変動や三相同期発電機の回転数変動による変動を抑制するように直流電圧は定電圧制御される。

しかし、直流出力にバッテリが接続されていない場合は、特許文献２記載のようにフィードバックゲインを与えると、直流電圧の変動が大きくなる。つまり特許文献２記載の方式は、バッテリによって電圧変動が小さく抑えられている状態のもとで、界磁電流から出力電流までの応答性に対してフィードバックゲインを決めているものである。従って、オルタネータの出力にバッテリが接続されていない場合は、前述のフィードバックゲインで制御すると電圧の変動が助長され、電圧フィードバックゲインを大きくすると電圧のオーバーシュートが生じ、また、電圧フィードバックゲインが小さいと電圧の応答性が低下する。また、このような現象は、バッテリを持たない場合だけでなく、容量の小さいバッテリを持つ場合や、容量の大きいバッテリを持つ場合でもバッテリが満充電状態にある場合においても、同様に生じる。

本発明では、電圧応答性を向上させることができる発電機制御装置を提供することにある。

（１）上記発電機制御装置を達成するために、本発明の代表的なものは、界磁巻線型の三相同期発電機と該三相同期発電機から出力される三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオード整流装置から構成される発電装置と、前記発電装置の出力により直接駆動される三相同期電動機とから構成される発電駆動システムに用いられ、前記発電装置の直流電圧出力端子に電気的な負荷が接続されている状態で、前記直流電圧出力端子の直流電圧を制御するために前記発電装置の界磁巻線端子に印加する界磁電圧を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号生成部に与える界磁電圧指令値を演算するフィードバック制御部とを有し、前記フィードバック制御部は、前記直流電圧の検出値と直流電圧指令値との電圧偏差を演算し、該電圧偏差からＰＩ演算により前記界磁電圧指令値を生成するＰＩ制御部を有する発電制御装置であって、前記フィードバック制御部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電機の界磁電圧から直流電圧までの入出力伝達特性に基づいて、前記電圧偏差に補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成する補償部を備えるようにしたものである。
かかる構成により、電圧応答性が向上し得るものとなる。

（２）上記（１）において、好ましくは、前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記三相同期発電機の回転数によって補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成する回転数変動補償部である。

（３）上記（２）において、好ましくは、前記回転数変動補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記ＰＩ制御部の伝達特性の絶対値を前記三相同期電動機の回転数に反比例させて補償するものである。

（４）上記（１）において、好ましくは、前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の直流電流によりゲインを補償するゲイン補償部である。

（５）上記（１）において、好ましくは、前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の界磁電流によりゲインを補償するゲイン補償部である。

（６）上記（１）において、好ましくは、前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の直流電圧によりゲインを補償するゲイン補償部である。

（７）上記（１）において、好ましくは、前記補償部は、 前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の界磁電流から直流電圧までの増幅率が増加すると減少し、前記増幅率が減少すると増加する補償要素によって補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成するものである。

（８）上記（１）において、好ましくは、前記補償部は、前記発電装置の直流電圧から前記発電装置の界磁電圧までの入出力関係の基準となるモデルであり、前記発電装置の直流電圧が入力すると、磁気飽和の影響がないと仮定した場合の基準界磁電圧を出力する規範モデルを用い、前記規範モデルが出力する基準界磁電圧に前記発電装置の界磁電圧を近づけるための規範界磁電圧量補償を求める規範界磁電圧量補償部を備え、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記規範界磁電圧量補償部によって元米良得た規範界磁電圧量補償によって補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成する回転数変動補償部である。

（９）上記目的を達成するために、本発明は、電機子巻線を備えた電機子、および界磁巻線を備えた界磁を有する発電機本体と、前記界磁巻線に供給される界磁電流を制御して前記電機子巻線の出力を制御する制御器とを有する発電機の制御装置であって、前記発電機本体の磁気回路が飽和状態にある時、前記発電機本体の磁気回路が非飽和状態にある時よりも、前記界磁巻線の界磁電圧のピーク値が大きくなるように、前記界磁電流を制御するための界磁指令を前記制御器に出力するようにしたものである。
かかる構成により、電圧応答性が向上し得るものとなる。

（１０）上記目的を達成するために、本発明は、車輪を駆動するエンジンにより駆動され、電機子巻線を備えた電機子、および界磁巻線を備えた界磁を有する発電機本体と、前記界磁巻線に供給される界磁電流を制御して前記電機子巻線の出力を制御する制御器とを有する発電機と、該発電機から出力された電力を駆動源とし、前記エンジンにより駆動される車輪とは異なる車輪を駆動する電動機と、前記発電機および前記電動機の駆動を制御する制御装置と、有し、前記制御装置は、前記発電機本体の磁気回路が飽和状態にある時、前記発電機本体の磁気回路が非飽和状態にある時よりも、前記界磁巻線の界磁電圧のピーク値が大きくなるように、前記界磁電流を制御するための界磁指令を前記制御器に出力するようにしたものである。
かかる構成により、電圧応答性が向上し得るものとなる。

本発明によれば、電圧応答性を向上することができる。

以下、図１〜図１０を用いて、本発明の一実施形態による発電機制御装置の構成及び動作について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による発電機制御装置を搭載する電気式4輪駆動車の構成及び動作について説明する。
図１は、本発明の一実施形態による発電機制御装置を搭載する電気式4輪駆動車の構成を示すシステムブロック図である。

図１に示す電気式4輪駆動車は、発電装置であるオルタネータと、このオルタネータの出力電圧により駆動される同期電動機の間に、オルタネータの出力電圧を蓄積するバッテリを有しないものである。すなわち、オルタネータの出力電圧によって同期電動機が直接駆動されるものである。なお、本実施形態では、バッテリを持たないシステムに本発明を適用した場合を例に挙げて説明するが、容量の小さいバッテリを持つシステムに対しても本発明を適用してもいいし、容量の大きいバッテリを持つシステムでもバッテリが満充電状態にある時には本発明を適用できる。

電気式４輪駆動車は、前輪２をエンジン６で駆動し、後輪４を三相同期電動機３００で駆動するシステムである。エンジン６にはベルトプーリ３を介してオルタネータ２００が接続され、オルタネータ２００で発電された電力によって三相同期電動機３００が駆動される。即ち、前輪２およびエンジン６と、後輪４は機械的に接続されておらず、電気配線によって接続されている。前輪２のトルクはエンジン６とオルタネータ２００のトルクで決まり、後輪４で発生するトルクは三相同期電動機３００で発生するトルクによる。電気式４輪駆動車は、滑りやすい路面での発進性能に優れている。例えば、登坂路面で前輪がスリップすると、スリップが増大しないようにエンジン６のトルクを低下させると共に、オルタネータ２００での発電した電力でもって、後輪に接続された三相同期電動機３００を駆動することで、スリップを回避することができる。

本例のシステムは、オルタネータで発電する電力で直接三相同期電動機３００を駆動する方式であり、大容量のバッテリを搭載しない、若しくは、小容量のバッテリを搭載しているものである。このため、電気システムの搭載スペースを小型化できる。また、エンジンの動力を後輪に機械的に伝達する機械式４輪駆動車と比べて、本方式は後輪が出すことができるトルクに関して同等であり、高応答な電気制御による後輪の粘着性能において勝っている。

オルタネータ２００は、三相同期発電機２１０と、界磁電圧調整器２１１と、整流回路２２０とを備えている。三相同期発電機２１０が出力する三相交流電力は、整流回路２２０によって直流電力に変換される。界磁電圧調整器２１１は、三相同期発電機２１０の界磁コイルに供給する界磁電圧を調整し、それによって、三相同期発電機２１０の出力電力を変えることができる。界磁電圧の指令値は、４輪駆動コントロールユニット（４ＷＤ−ＣＵ）４００から、界磁ＰＷＭ信号として与えられる。

オルタネータ２００の出力電力は、コンデンサ２５０と、インバータ３１０とを介して、三相同期電動機３００に供給される。インバータ３１０は、オルタネータ２００の直流出力電力を、三相交流電力に変換する。三相交流電力は、三相同期電動機３００のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の三相電機子コイルに供給される。インバータ３１０を構成するスイッチング素子のゲート端子には、ゲートドライバ３１５からゲート信号が供給される。ゲートドライバ３１５は、４ＷＤ−ＣＵ４００からのゲート指令に応じて、インバータ３１０を構成するスイッチング素子をオン・オフ制御する。コンデンサ２５０は、インバータ３１０のスイッチング動作によって生じるリップルを平滑化するために備えられている。

界磁電圧調整器３１１は、三相同期電動機３００の界磁コイルに供給する界磁電圧を調整し、それによって、三相同期電動機３００の出力トルクを変えることができる。界磁電圧の指令値は、４輪駆動コントロールユニット（４ＷＤ−ＣＵ）４００から、界磁ＰＷＭとして与えられる。

三相同期電動機３００と後輪４の間には、ディファレンシャルギア７００が据え付けられている。ディファレンシャルギア７００は、三相同期電動機３００のトルクを、左右の後輪４に均等に分配する。オルタネータ２００及び三相同期電動機３００は、４ＷＤ−ＣＵ４００によって制御される。４ＷＤ−ＣＵ４００には、エンジン６の回転数を示すエンジン回転数信号、アクセルペダルの踏込量を示すアクセル開度信号、ブレーキペダルの踏込量を示すブレーキストローク信号、変速機のシフト位置を示すシフト位置信号などが入力する。

次に、図２を用いて、本実施形態による発電機制御装置を含む４ＷＤ−ＣＵ４００の構成及び動作について説明する。
図２は、本発明の一実施形態による発電機制御装置を含む４ＷＤ−ＣＵの構成を示すシステムブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

４ＷＤ−ＣＵ４００は、車両制御装置４１０と、発電機制御装置４２０と、電動機制御装置４３０とから構成される。

車両制御装置（Ｖ−ＣＵ）４１０は、エンジン６からエンジン回転数信号、ドライバからアクセル開度信号、ブレーキストローク信号、シフト位置信号、発電機制御装置４２０からトルク制限信号、電動機制御装置４３０から三相同期電動機３００の交流電圧を入力とし、発電機制御装置４２０に電力指令信号を出力し、また、電動機制御装置４３０にトルク指令を出力する。

Ｖ−ＣＵ４１０は、各入力信号を、プログラムに基づいて演算し、演算結果を出力信号として、発電機制御装置（Ｇ−ＣＵ）４２０、電動機制御装置（Ｍ−ＣＵ）４３０に出力する。

Ｇ−ＣＵ４２０は、エンジン６からエンジン回転数信号、Ｖ−ＣＵ４１０から電力指令信号、および直流電圧信号を入力とし、オルタネータ２００の界磁電圧調整器２１１に界磁電圧デューティＰＷＭ信号を出力し、また、Ｖ−ＣＵ４１０にトルク制限信号を出力する。Ｇ−ＣＵ４２０は、各入力信号を、プログラムに基づいて演算し、演算結果を出力信号として、Ｖ−ＣＵ４１０、界磁電圧調整器２１１に出力する。

Ｍ−ＣＵ４３０は、Ｖ−ＣＵ４１０からトルク指令信号、及び三相同期電動機３００の電動機回転数信号、相電流信号、直流電流信号、直流電圧信号、界磁電流信号を入力とし、Ｖ−ＣＵ４１０に交流電圧を出力し、また、ゲートドライバ３１５にゲート信号指令値を出力する。Ｍ−ＣＵ４３０は、入力信号を、プログラムに基づいて演算し、演算結果を出力信号としてゲートドライバ３１５、界磁電圧調整器３１１、Ｖ−ＣＵ４１０に出力する。

オルタネータ２００は、界磁巻線型の三相同期発電機２１０、整流回路２２０、界磁電圧調整器２１１から構成される発電装置である。

次に、図３を用いて、本実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータ２００の構成について説明する。
図３は、本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータの構成を示す断面図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

三相同期発電機２１０は、回転子２１３（界磁）と、固定子２１８（電機子）とを備えている。回転子２１３は、爪部が対向して互い違いに配置された爪磁極２０９と、爪磁極２０９の内周側に設けられた界磁巻線２１２を備えている。界磁巻線２１２は、軸方向に巻回されている。爪磁極２０９は、界磁巻線２１２によって生じた界磁磁束を回転子表面に伝える。爪磁極２０９は、シャフト２０７に固定されている。

フロントハウジング２０６Ｆとリアハウジング２０６Ｒには、それぞれ、ベアリング２０８Ｆ，２０８Ｒが取り付けられている。回転子２１３は、ベアリング２０８Ｆ，２０８Ｒにより、フロントハウジング２０６Ｆとリアハウジング２０６５Ｒに対して回転可能に保持されている。

シャフト２０７には、スリップリング２１６が設けられている。スリップ２１６は、界磁巻線２１２と接続されている。ブラシ２１７とスリップリング２１６は接触している。外部から供給される界磁電圧は、ブラシ２１７とスリップリング２１６を介して、界磁巻線２１２に供給される。

フロントハウジング２０６Ｆの内周側には、固定子２１８が取り付けられている。固定子２１８は、固定子巻線２１９を備えている。

界磁巻線型の三相同期発電機２１０は、回転子２１３に界磁巻線２１２を設けているので、低速から高速までの幅広い回転速度に対応することができる発電装置である。すなわち、回転子２１３が低回転のときには界磁電流を大きくし、界磁磁束を増加させることで必要な発電電圧を確保する。一方、回転子２１３が高回転のときには界磁電流を小さくし界磁磁束を減少させることで誘起電圧の過大な上昇を防ぐことができる。

次に、図４を用いて、本実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータ２００の回路構成について説明する。
図４は、本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータの回路構成を示す回路図である。なお、図１及び図３と同一符号は、同一部分を示している。

回転子２１３の界磁巻線２１２は、スリップリング２１６とブラシ２１７を介して、端子Ａと端子Ｆとに接続されている。一方、端子Ｆに印加される電圧は、界磁電圧調整器２１１によって制御される。

界磁電圧調整器２１１は、発電制御装置４２０で生成された界磁デューティＰＷＭ信号に基づいて、界磁巻線２１２を流れる界磁電流を制御し、端子Ｂから出力される直流電圧を制御する。界磁デューティＰＷＭ信号は、２レベル電圧で構成される矩形波信号であり、界磁電圧調整器２１１の端子Ｃに与えられる。トランジスタ２１１ａは、端子Ｃに印加される矩形波電圧に従ってオン状態とオフ状態を繰り返す。トランジスタ２１１ａがオンの状態では、端子Ｆの電圧は略０ボルトとなるため、端子Ａと端子Ｆに接続されている界磁巻線２１２に印加される電圧は端子Ａの電圧と略等しい。一方、トランジスタ２１１ａがオフの状態では、界磁巻線２１２に界磁電流が流れている限り、端子Ａと端子Ｆはダイオード２１５によって導通状態となり、界磁巻線２１２に印加される電圧は略０ボルトとなる。界磁巻線２１２に印加される界磁電圧Ｖｆの平均値は、トランジスタ２１１ａのオン時間Ｔｏｎとオフ時間Ｔｏｆｆによって、次の式（１）のように表される。

ここで、Ｖｄｃは直流電圧である。

界磁巻線２１２に界磁電圧Ｖｆが印加されると界磁電流が流れ、界磁磁束が発生する。回転子２１３の界磁巻線２１２が生じせしめる界磁磁束は、回転磁界として、固定子２１８の電機子巻線２１９と鎖交し、電機子巻線２１９に誘起電圧が発生する。誘起電圧によって生じる線間電圧は交流電圧であるため、整流器２２０によって整流され、端子Ｂに直流電圧が現れる。

図１に示したように、オルタネータ２００の直流電圧出力端子は、平滑コンデンサ２５０を並列接続して、インバータ３１０に接続されている。インバータ３１０は三相交流電圧を出力し、界磁巻線型の三相同期電動機３００に供給する。三相同期電動機３００の機械出力は、クラッチ６００とディファレンシャルギア７００を介して後輪４に伝達される。

平滑コンデンサ２５０はオルタネータ２００で発生する高調波およびインバータ３１０で発生する高調波を平滑化するために設けられた回路であり、電解コンデンサまたはフィルムコンデンサで構成されている。平滑コンデンサ２５０は、高調波を吸収することが目的であるため、三相同期電動機３００からの回生エネルギを蓄積できるほどの容量はなく、例えば数百マイクロファラッド程度の微小容量しか持たない。

インバータ３１０は、オルタネータ２００で発電された直流電力を入力すると、三相交流電圧を出力し、この電力によって三相同期電動機３００が駆動される。インバータ３１０は、Ｍ−ＣＵ４３０が出力する三相交流電圧指令値に基づいて制御されるゲートドライバ３１５からの信号が入力し、三相交流電圧を出力する。平滑コンデンサ２５０を介した直流電力は、インバータ３１０により三相交流電圧となり、三相同期電動機３００が駆動される。インバータ３１０は、例えばＩＧＢＴのような自己消弧型半導体素子と、その素子に逆並列に接続されたダイオードを組み合わせた構成が一般的である。

ゲートドライバ３１５から出力される信号はインバータ３１０の自己消弧型半導体素子のゲートもしくはベースを操作し、点弧する役目を持つ。なお、Ｍ−ＣＵ４３０とインバータ３１５の電位は、ゲートドライバ３１５の内部の変圧器またはフォトカプラによって直流的に絶縁されている場合が一般的である。

次に、図５〜図１０を用いて、本実施形態による発電機制御装置であるＧ−ＣＵ４２０の構成及び制御内容について説明する。
最初に、図５を用いて、本実施形態による発電機制御装置であるＧ−ＣＵ４２０の全体構成について説明する。
図５は、本発明の一実施形態による発電機制御装置であるＧ−ＣＵの構成を示すブロック図である。なお、図１及び図２と同一符号は、同一部分を示している。

発電機制御装置（Ｇ−ＣＵ）４２０は、エンジン回転数信号、電力指令信号、および直流電圧信号を入力とし、界磁電圧デューティＰＷＭ信号を出力する。

Ｇ−ＣＵ４２０は、直流電圧指令値生成部４２１と、フィードバック制御部４２２と、減算器ＡＡ１と、割算器ＡＡ２と、ＰＷＭ信号生成部４２９とを備えている。Ｇ−ＣＵ４２０の直流電圧指令値生成部４２１とフィードバック制御部４２２は、以下の制御内容に基づいて入力信号を演算し、その結果を出力する。

直流電圧指令値生成部４２１は、エンジン回転数信号と電力指令信号を用いて直流電圧指令信号を生成する。減算器ＡＡ１は、直流電圧指令信号と直流電圧の偏差を算出し、フィードバック制御部４２２に出力する。

フィードバック制御部４２２は、上記偏差に対し制御演算を行い、界磁電圧指令を出力する。割算器ＡＡ２は、界磁電圧指令を直流電圧により割り算し、界磁デューティ信号を生成する。界磁デューティ信号は、ＰＷＭ信号生成部４２９によって界磁電圧デューティＰＷＭ信号に変換され、出力される。

界磁電圧指令はオルタネータに入力され、即ち直流電圧フィードバック系が形成されている。このとき、直流電圧フィードバック系にオルタネータの界磁電圧から直流電圧までの発電機特性が含まれる。ここで、オルタネータの発電機特性は磁気飽和をはじめとする原因によって大きく変化する。

次に、図６を用いて、本実施形態による発電機制御装置によって制御される直流電圧フィードバック系の全体構成について説明する。
図６は、本発明の一実施形態による発電機制御装置であるＧ−ＣＵの構成を示すブロック図である。なお、図１及び図２と同一符号は、同一部分を示している。

オルタネータ２００の三相同期発電機２１０は、界磁巻線２１２を備えている。ここで、界磁巻線２１２の抵抗分をＲｆｇとし、リアクタンス分をＬｆｇとする。また、界磁巻線２１２に流れる界磁電流をＩｆｇとする。

三相同期発電機２１０の出力は、整流器２２０により整流され、インバータ３１０に入力する。ここで、インバータ３１０に入力する入力電流をＩｄｃとし、入力電圧をＶｄｃとする。

次に、図７を用いて、本実施形態による発電機制御装置によって制御される直流電圧フィードバック系におけるオルタネータの電圧・電流特性と、インバータの負荷特性について説明する。
図７は、本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御される直流電圧フィードバック系におけるオルタネータの電圧・電流特性と、インバータの負荷特性の説明図である。

図７は、オルタネータ２００の回転数がωｇ＝Ｎ１の場合における、オルタネータの電圧・電流特性に、インバータが定電力で動作している時の２つの負荷特性を重ねたものを示している。

実線Ｉｆｇ１は、界磁電流がＩｆｇ１の場合において、直流電流Ｉｄｃと直流電圧Ｖｄｃが取りうる値を示す等界磁特性を示している。実線Ｉｆｇ１＋ΔＩｆｇ１は、等界磁特性Ｉｆｇ１に対して、界磁電流を僅かΔＩｆｇ１だけ増加したときの等界磁特性を示している。

一方、破線Ｐ１，Ｐ２は、それぞれ、インバータが定電力Ｐ１，Ｐ２で動作している時の負荷特性を示している。

界磁電流Ｉｆｇを、Ｉｆｇ１からＩｆｇ１＋ΔＩｆｇ１まで変化させると、定電力特性Ｐ１の場合には、直流電圧はΔＶｄｃ１だけ増加するのに対して、定電力特性Ｐ１の場合には、直流電圧はΔＶｄｃ２だけ増加する。すなわち、Ａ１の場合の直流電圧の変化ΔＶｄｃ１よりも、Ａ２の場合の直流電圧の変化ΔＶｄｃ２の方が大きい。従って、負荷特性がＰ１の場合に従来の制御法を適用する場合は出力応答がオーバーシュートしにくいが、負荷特性がＰ２の場合に従来の制御法を適用すると、電圧のオーバーシュートが生じる恐れがある。同様に、発電電流の大小だけでフィードバックゲインを決めることもできない。

次に、図８を用いて、本実施形態による発電機制御装置によって制御される直流電圧フィードバック系におけるは界磁電流を一定に流した時のオルタネータの電圧・電流特性について説明する。
図８は、本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御される直流電圧フィードバック系におけるは界磁電流を一定に流した時のオルタネータの電圧・電流特性の説明図である。

図８において、図８（ａ）は、オルタネータの回転数ωｇがＮ１の場合を示し、図８（ｂ）は、オルタネータの回転数ωｇがＮ２の場合を示している。ここで、Ｎ２＞Ｎ１である。

また、図８（ａ），（ｂ）において、実線Ｉｆｇ１は、界磁電流がＩｆｇ１の場合の等界磁特性を示している。実線Ｉｆｇ１＋ΔＩｆｇ１は、等界磁特性Ｉｆｇ１に対して、界磁電流を僅かΔＩｆｇ１だけ増加したときの等界磁特性を示している。

一方、破線Ｐ１は、インバータが定電力Ｐ１で動作している時の負荷特性を示している。

図８（ｂ）に示すように、オルタネータの回転数が高い場合（ωｇ＝Ｎ２）は、図８（ａ）に示すオルタネータの回転数が低い場合（ωｇ＝Ｎ１）に比べ、等界磁特性の傾きが急である。即ちオルタネータの回転数が高い時は、低い時に比べ、界磁電流の変化に対する出力電圧の変化が大きくなる。

図７に代表される特性の違いは、直流電圧の応答性に大きな影響を及ぼす。インバータ３１０と電動機３００の消費電力を一定とし、同一の直流電圧ステップ応答を低回転と高回転で比較すると、従来例の制御方式では回転数の増大と共に直流電圧フィードバックゲインを増大させるので、低回転では直流電圧の応答が遅く、高回転では応答は速いがオーバーシュートを生じる可能性がある。すなわち、例えば、オルタネータの回転数ωｇ＝Ｎ１のときに直流電圧のステップ応答がオーバーシュートしない範囲でフィードバックゲインをできるだけ大きく設定すると、オルタネータの回転数ωｇ＝Ｎ２での直流電圧のステップ応答はオーバーシュートする。また、オルタネータの回転数ωｇ＝Ｎ２のときに直流電圧ステップ応答がオーバーシュートしない範囲でフィードバックゲインをできるだけ大きく設定すると、オルタネータの回転数ωｇ＝Ｎ１での直流電圧のステップ応答は遅くなる。つまり、オルタネータの回転数ωｇ＝Ｎ１ｒｐｍに代表される回転数が低い領域では直流電圧の偏差から出力までの増幅率が小さく、逆にオルタネータの回転数ωｇ＝Ｎ２ｒｐｍに代表される回転数が高い領域では大きくなるため、上記のような応答性の差が生じる。

以上の従来の技術課題を解決するために、本実施形態では、オルタネータ２００の操作量である界磁電圧を最適化している。

本実施形態は、界磁電流から出力状態までの発電機伝達特性の低周波ゲインの大小に応じた界磁電圧操作量によって特徴付けられる発電装置を示している。この特徴が界磁電圧制御型の発電機にとって望ましいことを図６の直流出力の界磁電圧型発電機であるオルタネータを例にとって説明する。

オルタネータ２００は、界磁巻線２１２と、三相同期発電機２１０と、ダイオードブリッジによる整流器２２０とを備えている。オルタネータ２００の直流電圧出力端子には、コンデンサ２５０が取り付けられ、インバータ３１０に電力が供給される。いま出力状態として、電圧Ｖｄｃの過渡応答性の良し悪しを調べるため、電気的特性の微小変動分について考える。初期状態には電気的特性が（Ｖｆｇ，Ｉｆｇ，Ｖｄｃ，Ｉｄｃ）であったのが、Δｔ秒後に（Ｖｆｇ＋ΔＶｆｇ，Ｉｆｇ＋ΔＩｆｇ，Ｖｄｃ＋ΔＶｄｃ，Ｉｄｃ＋ΔＩｄｃ）に変化したとする。

このとき、界磁電圧から界磁電流までの伝達特性は、以下の式（２）となる。

また、界磁電流から出力電圧までの伝達特性は、以下の式（３）のように、という一時遅れ系でそれぞれ表すことができる。

ここで、Ｃはコンデンサ２５０の静電容量であり、ｋ，ａは発電機および負荷の状態に応じて変化する変数である。

ここで、オルタネータの内部磁束Ψを、以下の式（４）により定義すると、ａ，ｋは、次の式（５）、式（６）のように表される。

なお、式（４）において、ωｇは、オルタネータ２００の回転数である。

ここで、Ｒはオルタネータの電機子内部抵抗、Ψはオルタネータの内部磁束を表す。

式（５）において、ωｇ・（∂Ψ／∂Ｉｄｃ）は、Ｒに比べて十分大きいので、式（５）は、以下の式（７）で近似できる。

また、式（３）において、Ｒ・Ｉｄｃは小さいので、式（３）は、以下の式（８）で近似できる。

今、式（３）において、コンデンサの容量Ｃが（１／ａ）−（Ｉｄｃ／Ｖｄｃ）に比べて十分小さいと仮定すると、ΔＶｄｃ／ΔＩｆｇのゲイン｜Ｇ（０）｜は、式（３）に、式（７）と式（８）を代入することで、以下の式（９）により、｜Ｇ（０）｜で近似することができる。

即ち、式（２）と式（９）とから、以下の式（１０）として差し支えない。

ただし、｜Ｇ（０）｜／ωｇは、図１０（ａ）に示した特性となる。ここで、ΔＶｄｃ／ΔＩｆｇのゲイン｜Ｇ（０）｜は、オルタネータの界磁電流から直流電圧までの増幅率を表す。

ゲイン｜Ｇ（０）｜は、式（９）に示したように分母が１−ａ×（Ｉｄｃ／Ｖｄｃ）、分子がｋである。ａはＩｆｇを固定した時の−ΔＶｄｃ／ΔＩｆｇであって、等界磁特性の傾きは−ａで表される。ｋはＩｄｃを固定した時のΔＶｄｃ／ΔＩｆｇである。等界磁特性の間隔が密であるとき、ｋは小さく、疎であるときｋは大きくなる。ただし、ａとｋは共に正の値をとる。

ここで、図７及び図８を例にして、ゲイン｜Ｇ（０）｜の特性について説明する。

図７は、インバータ３１０及び三相同期電動機３００が消費する２つの異なる電力特性Ｐ１，Ｐ２での｜Ｇ（０）｜の特性を説明するための図である。図７の等界磁特性はオルタネータの界磁電流を一定にした時の特性で、界磁電流がＩｆｇ１とＩｆｇ１＋ΔＩｆｇ１の２つの特性を示している。

ここでは、Ａ１とＡ２の２つの動作範囲で比較する。

まず、Ｉｆｇ１とＩｆｇ１＋ΔＩｆｇ１の２つの等界磁特性に対する傾きの絶対値は、Ａ１よりもＡ２の方がやや大きい。従って、ａもＡ２の方が大きくなる。

また、Ｉｄｃを一定とした時のＩｆｇ１とＩｆｇ１＋ΔＩｆｇ１の２つの等界磁特性の間隔はＡ１の近傍よりもＡ２の近傍の方が疎である。従って、ｋはＡ２の方が大きい。

更に、定電力特性の傾きの絶対値である｜Ｖｄｃ／Ｉｄｃ｜は、Ａ２の近傍よりもＡ１の近傍の方が大きい。

ここで、等界磁特性と定電力特性を傾きの絶対値で比較すると、Ａ１およびＡ２の近傍では共に等界磁特性の方が大きいので、０＜ａ＜Ｖｄｃ／Ｉｄｃ、即ち０＜ａ×（Ｉｄｃ／Ｖｄｃ）＜１である。

Ａ１とＡ２でのａおよびＩｄｃ／Ｖｄｃの大小関係より、１−ａ×（Ｉｄｃ／Ｖｄｃ）はＡ１の方が大きくなる。

ところで、式（９）に示した｜Ｇ（０）｜の定義によると、｜Ｇ（０）｜はΔＶｄｃに比例し、ΔＩｆｇに反比例する。

Ａ１およびＡ２の近傍でのＩｆｇ１とＩｆｇ１＋ΔＩｆｇ１の２つの等界磁特性を比較すると、｜Ｇ（０）｜の大小関係はそれぞれΔＶｄｃ１とΔＶｄｃ２に比例する。従って、このことからも｜Ｇ（０）｜はＡ２の方が大きいことがわかる。

以上のパラメタを比較したものを、以下の（表１）に示す。

図８はインバータ３１０及び三相同期電動機３００が消費する電力特性Ｐ１を一定とし、オルタネータの回転数がωｇ＝Ｎ１とωｇ＝Ｎ２であるときに｜Ｇ（０）｜が持つ特性を説明するための図である。

以下、Ａ１の範囲における特性について比較する。Ａ１の範囲が示す直流電圧と直流電流の領域はωｇ＝Ｎ１のグラフもωｇ＝Ｎ２のグラフも共に等しい。

ωｇ＝Ｎ１とωｇ＝Ｎ２の２つの回転数に対する等界磁特性の傾きの絶対値は、Ｎ１よりもＮ２の方が大きい。従って、ａはＮ２の方が大きい。

また、Ｉｄｃを一定とした時のＩｆｇ２とＩｆｇ２＋ΔＩｆｇ２の２つの等界磁特性の間隔はωｇ＝Ｎ１よりもωｇ＝Ｎ２の方が疎である。従って、ｋはωｇ＝Ｎ２の方が大きい。

更に、定電力特性の傾きの絶対値はＶｄｃ／Ｉｄｃであるので、ωｇ＝Ｎ２よりもωｇ＝Ｎ１の方が大きい。ここで、０＜ａ×（Ｉｄｃ／Ｖｄｃ）＜１であるので、１−ａ×（Ｉｄｃ／Ｖｄｃ）はωｇ＝Ｎ１の方が大きくなる。

ところで、式（９）より、｜Ｇ（０）｜の大小関係はそれぞれΔＶｄｃ３とΔＶｄｃ４に比例する。従って、このことからも｜Ｇ（０）｜はωｇ＝Ｎ２の方が大きいことがわかる。

以上のパラメタを比較したものを、以下の（表２）に示す。

以上の図７と図８から、界磁電流の変化ΔＩｆｇに対する直流電圧の変化ΔＶｄｃの比率はオルタネータおよびインバータの動作条件によって大きく異なり、その比率は｜Ｇ（０）｜の値に対応していることがわかる。

以上説明した内容に基づき、前述の式（１０）に示した界磁電圧から直流電圧までの１次遅れ系の伝達関数に対して制御系を組み、｜Ｇ（０）｜の大小が直流電圧制御における応答時間に及ぼす影響を考察する。

次に、図９を用いて、本実施形態による発電機制御装置に用いるフィードバック制御部４２２の構成について説明する。
図９は、本発明の一実施形態による発電機制御装置に用いるフィードバック制御部の構成を示すブロック図である。

フィードバック制御部４２２は、ＰＩ制御部４２３と、ゲイン補償部４２４と、回転数変動補償部４２５とを備えている。

ここで、仮にＰＩ制御部４２３の比例ゲインをＫｐｉ×Ｌｆｇとし、積分ゲインをＫｐｉ×Ｒｆｇとすると、ＰＩ制御部４２３の伝達特性Ｃｔｒｌ（ｓ）は、次の式（１１）となる。

ただし、Ｋｐｉは定数である。

図９の例では、Ｃｔｒｌ（ｓ）の後段に、直流電圧の応答性を調整するためのゲイン補償４２４で補償ゲインＫｃを乗じ、回転数変動補償部４２５でオルタネータの回転数の逆数である回転数変動補償（１／ωｇ）を乗じている。

ここで、界磁電圧指令と界磁巻線２１２に実際に印加される界磁電圧は等しいと考えて差し支えないので、直流電圧偏差から直流電圧までの前向き伝達特性は、式（１２）のようになる。

従って、直流電圧指令信号から直流電圧までの伝達特性は、式（１３）のようになる。

ただし、τは直流電圧の応答性を決定する時定数で、式（１４）のように与えられる。

即ち、τが小さければ直流電圧指令信号から直流電圧までの応答時間が短く、τが大きければ応答時間は長くなる。式（１４）より、直流電圧の応答時間τはＫｐｉ、Ｋｃ、｜Ｇ（０）｜、ωｇで決まる値であるので、｜Ｇ（０）｜に応じてこれらのパラメタを変化させることで応答時間を調整できる。

次に、図１０を用いて、本実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータのゲインと、フィードバック制御時の補償ゲインについて説明する。
図１０は、本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータのゲインと、フィードバック制御時の補償ゲインの説明図である。

既に述べたようにオルタネータが有する｜Ｇ（０）｜／ωｇは、図１０（ａ）示す特性を有するので、式（１４）のτのばらつきを抑えるためには、ゲイン補償部４２４の補償ゲインＫｃを図１０（ａ）の｜Ｇ（０）｜／ωｇの逆数に比例、即ち、ωｇ ／｜Ｇ（０）｜に比例する値とする。

このようにして求めた補償ゲインＫｃは、図１０（ｂ）に示す特性となる。すなわち、補償ゲインＫｃは、ゲイン｜Ｇ（０）｜／ωｇが増加すると減少し、また、ゲイン｜Ｇ（０）｜／ωｇが減少すると増加するような値である。

ここで、｜Ｇ（０）｜／ωｇは図１０（ａ）に示すようにＩｆｇとＩｄｃで決まるパラメタであるので、図１０（ｂ）に示した制御器の補償ゲインＫｃもＩｆｇとＩｄｃを引数とするパラメタである。したがって、ゲイン補償部４２４は、発電装置の直流電流Ｉｄｃによりゲインを補償し、また、発電装置の界磁電流Ｉｆｇによりゲインを補償する。

さらに、ωｇとＶｄｃとＩｆｇが決まればＩｄｃが一意に定まるので、｜Ｇ（０）｜／ωｇの特性はＩｆｇとＶｄｃとωｇを引数とする関数と捉えることができる。つまり、制御器の補償ゲインＫｃもＩｆｇとＶｄｃとωｇを引数とする関数として考えてよい。したがって、ゲイン補償部４２４は、発電装置の直流電圧Ｖｄｃによりゲインを補償する。

ここで、従来例と、本実施形態の相違について説明する。

特許文献１に記載の方法は、最も一般的なＰＩ制御法であり、図９に示したＰＩ制御部４２３のみを有するものであり、ゲイン補償部４２４と、回転数変動補償部４２５とを備えていないものである。

すなわち、ゲイン｜Ｇ（０）｜が変化しても、それを補う補償ゲインＫｃ、回転数変動保証（１／ωｇ）が乗じられておらず、回転数変動補償τのばらつきが大きいものである。

特許文献２に記載の方法は、Ｋｃを変化させるという点で、本実施形態と類似しているが、ゲイン｜Ｇ（０）｜の増減に対するＫｃの変化の仕方が、本実施形態と異なる。特許文献２では、直流電圧はバッテリによって略一定に保たれている状態での制御法であり、この条件では｜Ｇ（０）｜増加に対してＫｃを増加させて直流電流の応答時間のばらつきを抑えるという目的は達成される。しかし、直流部にバッテリがなく極めて小容量の平滑用コンデンサのみが接続されている本実施形態が想定する状況下では、特許文献２の方法ではかえって直流電圧の応答時間τのばらつきが大きくなる。

本実施形態が提案する手法は、ゲイン｜Ｇ（０）｜の大きさに応じて直流電圧の応答時間τのばらつきを小さくするために、Ｋｃを適切に変化させることにある。

以上、本実施形態と、従来例である特許文献１、２で比較し特徴をまとめたものを表３に示す。

以上説明したように、本実施形態によれば、オルタネータの界磁特性の非線形性に応じて発電機を制御しているので、広い動作領域で直流電圧応答のばらつきが小さくなる。即ち、オルタネータ特性が磁気回路の飽和や回転数変動による誘起電圧の変化に対しても直流電圧の応答性をロバストにすることができる。例えば本実施形態では、電機子巻線を備えた電機子（固定子）および界磁巻線を備えた界磁（回転子）を有する発電機本体の磁気回路が飽和状態にある時、発電機本体の磁気回路が非飽和状態にある時よりも、界磁巻線の界磁電圧のピーク値が大きくなるように、界磁電流を制御するための界磁指令を、発電制御装置から、界磁巻線に供給される界磁電流を制御する制御器（界磁電圧調整器）に出力している。これにより、本実施形態によれば、オルタネータの応答性を向上できるので、オルタネータの動作点によらず、モータ駆動に必要な電力を応答良く供給でき、車両駆動装置による車輪の駆動性能を向上できる。

次に、図１１及び図１２を用いて、本発明の他の実施形態による発電機制御装置の構成及び動作について説明する。なお、本実施形態による発電機制御装置を搭載する電気式4輪駆動車の構成は、図１に示したものと同様である。また、本実施形態による発電機制御装置を含む４ＷＤ−ＣＵ４００の構成は、図２に示したものと同様である。また、本実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータ２００の構成は、図３に示したものと同様である。また、本実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータ２００の回路構成は、図４に示したものと同様である。さらに、本実施形態による発電機制御装置であるＧ−ＣＵ４２０の全体構成は、図５に示したものと同様である。

ここで、図１１及び図１２を用いて、本実施形態による発電機制御装置に用いるフィードバック制御部４２２の構成について説明する。
図１１及び図１２は、本発明の他の実施形態による発電機制御装置に用いるフィードバック制御部の構成を示すブロック図である。

図１１に示す本実施形態において、ＰＩ制御部の比例ゲインをＫｐｉ×Ｌｆｇ、積分ゲインをＫｐｉ×ＲｆｇとするＰＩ制御部の伝達特性Ｃｔｒｌ（ｓ）と、回転数変動補償（１／ωｇ）の項は、図９と同一であるが、補償ゲインＫｃは乗じられていない。その代わりに、規範界磁電圧量補償部４２６が新たに加わり規範界磁電圧量補償Ｖｆｇｃが界磁電圧指令値を補償する要素として加算されている。

図１２は、規範界磁電圧量補償部４２６における、具体的なＶｆｇｃの生成方法を表している。規範界磁電圧量補償部４２６は、規範モデル４２７と、ローパスフィルタ４２８とを備えている。

図１２に示す規範モデル４２７は、直流電圧から界磁電圧までの入出力関係の基準となるモデルで、（ωｇ・Ｇｎ）は式（９）に示した｜Ｇ（０）｜に相当するパラメータである。ここで、オルタネータの実特性では｜Ｇ（０）｜が磁気飽和と回転数変動の両方によって変化するのに対し、ωｇ・Ｇｎは磁気飽和による特性を取り除いた一種の理想モデルで、回転数変動のみで変化する要素となっている。ただし、Ｇｎは一定値である。検出した直流電圧の信号を規範モデル４２７に入力すると、磁気飽和の影響がないと仮定した場合の基準界磁電圧Ｖｆｇｒｅｆが規範モデル４２７から出力される。この基準界磁電圧に界磁電圧Ｖｆｇを近づけるための規範界磁電圧量補償Ｖｆｇｃは、界磁電圧Ｖｆｇと基準界磁電圧Ｖｆｇｒｅｆの偏差に基づいて求まる。

ただし、界磁電圧Ｖｆｇと基準界磁電圧Ｖｆｇｒｅｆの偏差には高周波成分が多く含まれるため、この偏差をローパスフィルタＱ（ｓ）に通して界磁電圧補償量Ｖｆｇｃとしている。

従って、磁気飽和補償Ｖｆｇと回転数変動補償によってオルタネータの非線形な特性は補償され、その結果、オルタネータの動作条件が変動しても直流電圧の応答時間は変動しにくくなる。

本実施形態では、｜Ｇ（０）｜／ωｇが増加するとＶｆｇｃによって、界磁電圧指令値の変化が抑制され、反対に｜Ｇ（０）｜／ωｇが減少すると界磁電圧指令値の変化が大きくなるようにＶｆｇｃが補償する。その結果として、τのばらつきは小さくなるため、広い動作領域で直流電圧応答のばらつきが小さくなる。

なお、規範界磁電圧量補償Ｖｆｇｃは、オルタネータの動作条件に合わせて予めテーブル化するようにしてもよいものである。

以上説明したように、本実施形態によっても、オルタネータの界磁特性の非線形性に応じて発電機を制御しているので、広い動作領域で直流電圧応答のばらつきが小さくなる。即ち、オルタネータ特性が磁気回路の飽和や回転数変動による誘起電圧の変化に対しても直流電圧の応答性をロバストにすることができる。

本発明の一実施形態による発電機制御装置を搭載する電気式4輪駆動車の構成を示すシステムブロック図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置を含む４ＷＤ−ＣＵの構成を示すシステムブロック図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータの構成を示す断面図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータの回路構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置であるＧ−ＣＵの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置であるＧ−ＣＵの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御される直流電圧フィードバック系におけるオルタネータの電圧・電流特性と、インバータの負荷特性の説明図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御される直流電圧フィードバック系におけるは界磁電流を一定に流した時のオルタネータの電圧・電流特性の説明図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置に用いるフィードバック制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による発電機制御装置によって制御されるオルタネータのゲインと、フィードバック制御時の補償ゲインの説明図である。 本発明の他の実施形態による発電機制御装置に用いるフィードバック制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の他の実施形態による発電機制御装置に用いるフィードバック制御部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

２…前輪
３…ベルトプーリー
４…後輪
６…エンジン
２００…オルタネータ
２０９…爪磁極
２１０…三相同期発電機
２１１…界磁電圧調整器
２１１ａ…トランジスタ
２１２…界磁巻線
２１３…回転子
２１４，２１５…ダイオード
２１８…固定子
２１９…電機子巻線
２２０…整流器
２５０…コンデンサ
３００…三相同期電動機
３１０…インバータ
３１１…界磁電圧調整器
３１５…ゲートドライバ
４００…４ＷＤ−ＣＵ
４１０…Ｖ−ＣＵ
４２０…Ｇ−ＣＵ
４２１…直流電圧指令生成部
４２２…フィードバック制御部
４２３…ＰＩ制御部
４２４…ゲイン補償部
４２５…回転数変動補償部
４２６…規範界磁電圧量補償部
４２７…規範モデル
４２８…ローパスフィルタ
４２９…ＰＷＭ信号生成部
４３０…Ｍ−ＣＵ
６００…クラッチ
７００…ディファレンシャルギア

Claims (10)

1. 界磁巻線型の三相同期発電機と該三相同期発電機から出力される三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオード整流装置から構成される発電装置と、前記発電装置の出力により直接駆動される三相同期電動機とから構成される発電駆動システムに用いられ、
   前記発電装置の直流電圧出力端子に電気的な負荷が接続されている状態で、前記直流電圧出力端子の直流電圧を制御するために前記発電装置の界磁巻線端子に印加する界磁電圧を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記ＰＷＭ信号生成部に与える界磁電圧指令値を演算するフィードバック制御部とを有し、
   前記フィードバック制御部は、前記直流電圧の検出値と直流電圧指令値との電圧偏差を演算し、該電圧偏差からＰＩ演算により前記界磁電圧指令値を生成するＰＩ制御部を有する発電制御装置であって、
   前記フィードバック制御部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電機の界磁電圧から直流電圧までの入出力伝達特性に基づいて、前記電圧偏差に補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成する補償部を備えることを特徴とする発電制御装置。
2. 請求項１記載の発電制御装置において、
   前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記三相同期発電機の回転数によって補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成する回転数変動補償部であることを特徴とする発電制御装置。
3. 請求項２記載の発電制御装置において、
   前記回転数変動補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記ＰＩ制御部の伝達特性の絶対値を前記三相同期電動機の回転数に反比例させて補償することを特徴とする発電制御装置。
4. 請求項１記載の発電制御装置において、
   前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の直流電流によりゲインを補償するゲイン補償部であることを特徴とする発電制御装置。
5. 請求項１記載の発電制御装置において、
   前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の界磁電流によりゲインを補償するゲイン補償部であることを特徴とする発電制御装置。
6. 請求項１記載の発電制御装置において、
   前記補償部は、前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の直流電圧によりゲインを補償するゲイン補償部であることを特徴とする発電制御装置。
7. 請求項１記載の発電制御装置において、
   前記補償部は、
   前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記発電装置の界磁電流から直流電圧までの増幅率が増加すると減少し、前記増幅率が減少すると増加する補償要素によって補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成することを特徴とする発電制御装置。
8. 請求項１記載の発電制御装置において、
   前記補償部は、
   前記発電装置の直流電圧から前記発電装置の界磁電圧までの入出力関係の基準となるモデルであり、前記発電装置の直流電圧が入力すると、磁気飽和の影響がないと仮定した場合の基準界磁電圧を出力する規範モデルを用い、
   前記規範モデルが出力する基準界磁電圧に前記発電装置の界磁電圧を近づけるための規範界磁電圧量補償を求める規範界磁電圧量補償部を備え、
   前記ＰＩ制御部の出力に対して、前記規範界磁電圧量補償部によって元米良得た規範界磁電圧量補償によって補償を施した上で、前記界磁電圧指令値を生成する回転数変動補償部であることを特徴とする発電制御装置。
9. 電機子巻線を備えた電機子、および界磁巻線を備えた界磁を有する発電機本体と、前記界磁巻線に供給される界磁電流を制御して前記電機子巻線の出力を制御する制御器とを有する発電機の制御装置であって、
   前記発電機本体の磁気回路が飽和状態にある時、前記発電機本体の磁気回路が非飽和状態にある時よりも、前記界磁巻線の界磁電圧のピーク値が大きくなるように、前記界磁電流を制御するための界磁指令を前記制御器に出力する、
   ことを特徴とする発電機制御装置。
10. 車輪を駆動するエンジンにより駆動され、電機子巻線を備えた電機子、および界磁巻線を備えた界磁を有する発電機本体と、前記界磁巻線に供給される界磁電流を制御して前記電機子巻線の出力を制御する制御器とを有する発電機と、
    該発電機から出力された電力を駆動源とし、前記エンジンにより駆動される車輪とは異なる車輪を駆動する電動機と、
    前記発電機および前記電動機の駆動を制御する制御装置と、有し、
    前記制御装置は、前記発電機本体の磁気回路が飽和状態にある時、前記発電機本体の磁気回路が非飽和状態にある時よりも、前記界磁巻線の界磁電圧のピーク値が大きくなるように、前記界磁電流を制御するための界磁指令を前記制御器に出力する、
    ことを特徴とする車両駆動装置。

Images