WO2015011943A1

WO2015011943A1 - 駆動装置

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Publication number: WO2015011943A1
Application number: PCT/JP2014/057458
Authority: WO
Inventors: 中尾恵子; 岩月健
Original assignee: アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
Priority date: 2013-07-23
Filing date: 2014-03-19
Publication date: 2015-01-29
Also published as: US9634590B2; US20160134214A1; CN105324932B; DE112014002744T5; CN105324932A

Abstract

　回転電機の制御精度に与える影響を小さく抑えつつ、製品コストを低減する。　本発明は、交流回転電機ＰＭとインバータ４０とを備える駆動装置１に関する。駆動装置１は、インバータ４０の各相用スイッチング素子ユニットに流れる電流を検出するシャント抵抗を備える。交流回転電機ＰＭは、車輪Ｗから独立して設けられた回転体に駆動連結され、シャント抵抗は、駆動力源Ｅを収容する駆動力源室Ｑに配置されている。

Description

駆動装置

　本発明は、回転電機と、この回転電機と直流電源との間に接続されるインバータとを備える駆動装置に関する。

　上記のような駆動装置として、特開２００７－１６６８０３号公報（特許文献１）に記載された装置が知られている。このような装置において、回転電機〔モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２〕の駆動制御を行うためには、各相のステータコイルに流れる電流を検出するための電流センサを搭載する必要がある。従来、駆動装置に用いられる電流センサとしては、特許文献１にも示されているように、ホール素子を用いたセンサが一般的であった。ホール素子を用いたセンサは、比較的安定した温度特性を有するとともに、高精度に電流を検出することができるので、高温環境となりがちな駆動装置においても回転電機の高精度な駆動制御を可能とするために頻用されている。しかし、ホール素子を用いたセンサは一般に高価であるため、コストアップの要因となる。

　一方、例えば空調機等の電化製品において、回転電機の各相のステータコイルに流れる電流を、インバータ回路に設けられたシャント抵抗を利用して検出する技術も知られている（特許文献２～４）。シャント抵抗は安価であるため、ホール素子を用いたセンサで電流検出を行うように構成する場合に比べて、製品コストを低減することができる。

　しかし、シャント抵抗は、ホール素子を用いたセンサに比べて電流検出精度に劣り、また、環境温度の影響を受けやすい。このため、単純に製品コスト低減の目的でシャント抵抗を用いる場合には、回転電機（例えば特許文献１におけるモータ・ジェネレータＭＧ１，ＭＧ２）の駆動制御に関して所望の精度が確保できない可能性がある。特に、駆動装置の設置環境が、一般的な電化製品の設置環境に比べてかなり高温となりがちであることを考慮すれば、シャント抵抗を用いる場合には、回転電機の制御精度は悪化しやすい。よって、電流検出のためのシャント抵抗を駆動装置に適用する場合には、その適用態様を十分に検討する必要がある。

特開２００７－１６６８０３号公報特開２０１１－１２５１３０号公報特開２００５－１５１７９０号公報特開２００５－１９２３５８号公報

　上記に鑑み、回転電機とインバータとを備える駆動装置において、回転電機の制御精度に与える影響を小さく抑えつつ、製品コストを低減することが望まれる。

　本発明に係る、複数相の電流が流れる交流回転電機と、複数相のそれぞれに対応する各相用スイッチング素子ユニットを有し、直流電源と前記交流回転電機との間に接続されて直流と交流との間の変換を行うインバータと、を備える駆動装置の特徴構成は、
　前記直流電源と前記各相用スイッチング素子ユニットとの間で、複数の前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれに流れる電流を検出するシャント抵抗を備え、
　前記交流回転電機は、車輪から独立して設けられた回転体に駆動連結され、
　前記シャント抵抗は、前記車輪の駆動力源を収容する駆動力源室に配置されている点にある。

　本願において、「駆動連結」とは、２つの回転要素が駆動力（トルクと同義）を伝達可能に連結された状態を意味する。この概念には、２つの回転要素が一体回転するように連結された状態や、１つ以上の伝動部材を介して駆動力を伝達可能に連結された状態が含まれる。このような伝動部材には、回転を同速で又は変速して伝達する各種の部材（軸、歯車機構、ベルト等）が含まれ、回転及び駆動力を選択的に伝達する係合装置（摩擦係合装置や噛み合い式係合装置等）が含まれても良い。
　また、「交流回転電機」は、交流電力によって駆動される回転電機を表す。ここで、「回転電機」は、モータ（電動機）、ジェネレータ（発電機）、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータ・ジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。
　また、「車輪から独立」とは、駆動力の伝達経路が車輪から独立しており、車輪の回転駆動力が伝達されないことを意味する。

　この特徴構成によれば、インバータに備えられる各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれに流れる電流をシャント抵抗で検出するので、ホール素子を用いたセンサで電流検出を行う場合に比べて、製品コストを低減することができる。このインバータによって制御される交流回転電機は、車輪から独立して設けられた回転体（例えばオイルポンプ、ウォーターポンプ、エアコンディショナーのコンプレッサ等のロータ）に駆動連結されている。よって、交流回転電機は、例えば車輪の駆動用の回転電機（車輪駆動用回転電機）に比べて、求められる制御精度はそれほど高くない場合が多い。従って、電流検出のためにシャント抵抗を用いることによる交流回転電機の制御精度への影響を相対的に小さく抑えることができる。特に、シャント抵抗が駆動力源室に配置され、高温環境下に置かれる場合であっても、交流回転電機の制御精度への影響を相対的に小さく抑えることができる。

　以下、本発明の好適な態様について説明する。

　１つの態様として、油圧の供給を受けて動作し、前記駆動力源から前記車輪への駆動力の伝達状態を制御する駆動伝達装置をさらに備え、前記回転体は、前記駆動伝達装置に供給する油を吐出する電動ポンプのロータであると好適である。

　この構成によれば、電動ポンプにより吐出される油を駆動伝達装置に供給して、駆動力源から車輪への駆動力の伝達状態を適切に制御することができる。交流回転電機に駆動連結された電動ポンプのロータを、交流回転電機に流れる電流をシャント抵抗で検出しながら駆動制御することで、駆動伝達装置の状態を比較的高精度に制御することができる。電動ポンプのロータ駆動用の交流回転電機を対象として、これをインバータで制御することで駆動伝達装置の状態の比較的高精度な制御を可能としつつ、安価なシャント抵抗を用いて電流検出を行うように構成して製品コストを抑えることができる。

　１つの態様として、前記交流回転電機は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の電流が流れるように構成され、前記直流電源の正極と前記各相用スイッチング素子ユニットとは、Ｎ個の前記各相用スイッチング素子ユニットに共通の共通正極ラインと、前記共通正極ラインから分岐して前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれにつながるＮ本の分岐正極ラインとを介して接続され、前記直流電源の負極と前記各相用スイッチング素子ユニットとは、Ｎ個の前記各相用スイッチング素子ユニットに共通の共通負極ラインと、前記共通負極ラインから分岐して前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれにつながるＮ本の分岐負極ラインとを介して接続され、Ｎ本又は（Ｎ－１）本の前記分岐負極ラインのそれぞれに、前記シャント抵抗が設けられていると好適である。

　この構成によれば、通常、直流電源の負極側がグランドに接続されることを利用して、グランド電位を基準電位として利用することができる。よって、例えば分岐正極ラインにシャント抵抗が設けられる構成とは異なり、基準電位の生成のための回路の設置を省略することができ、装置の小型化を図ることができる。また、Ｎ個のシャント抵抗を用いて、或いは、（Ｎ－１）個のシャント抵抗を用いつつ各相の電流の瞬時値の和がゼロとなることを利用して、交流回転電機の各相に流れる電流を適切に検出することができる。

　ところで、交流回転電機の各相に流れる電流を、シャント抵抗を用いて検出する場合には、ゼロ点のオフセット補正を行う必要がある。このようなオフセット補正は、使用環境の温度変化が比較的小さい例えば電化製品等では、通常、装置の起動時にのみ行われていた。しかし、駆動装置への適用を考えた場合、環境温度の変動が大きいため、装置起動時にオフセット補正を行うだけでは、電流検出精度が低下する可能性がある。

　この点に鑑み、１つの態様として、前記インバータを駆動制御するインバータ制御装置をさらに備え、前記各相用スイッチング素子ユニットは、前記交流回転電機との接続部よりも前記直流電源の正極側に設けられる上段スイッチング素子と、前記接続部よりも前記直流電源の負極側に設けられる下段スイッチング素子と、を備え、前記シャント抵抗は、前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれの前記下段スイッチング素子に流れる電流を検出するように設けられ、前記インバータ制御装置は、前記各相用スイッチング素子ユニットの前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子とを個別にスイッチング制御することで前記交流回転電機をＰＷＭ制御し、複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオン状態となる下段フルオン期間の前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記交流回転電機を流れる各相の電流を検出する電流検出処理を行い、複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオフ状態となる下段フルオフ期間の前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記電流検出処理におけるゼロ点のオフセット補正量を決定すると好適である。

　この構成によれば、各相用の下段スイッチング素子が全てオン状態となる下段フルオン期間に、各相の電流がそれぞれの相の下段スイッチング素子を流れることを利用して、各相の電流を同時に検出することができる。一方、各相用の下段スイッチング素子が全てオフ状態となる下段フルオフ期間には、各相の電流はそれぞれの相の上段スイッチング素子を流れ、理論的には下段スイッチング素子を流れない。このため、本来的には電流値がゼロとなるはずの下段フルオフ期間に各シャント抵抗により検出される電流を利用することで、電流検出処理におけるゼロ点のオフセット補正量を適切に決定することができる。そして、交流回転電機の駆動制御中に繰り返し現れる下段フルオフ期間でオフセット補正量を決定することで、繰り返しオフセット補正を行うことができ、環境温度の変動に対応することができる。よって、電流検出処理における検出精度を高めることができる。

　１つの態様として、前記インバータ制御装置は、前記シャント抵抗のそれぞれについて、前記交流回転電機の電気角１周期を分割して規定される複数の分割期間毎に、個別に前記オフセット補正量を決定すると好適である。

　本発明者らの検討によれば、下段フルオフ期間に各シャント抵抗により検出される電流の大きさは一律ではなく、交流回転電機を流れる各相の電流の大きさに相関があることが判明した。この構成によれば、複数の分割期間毎に個別にオフセット補正量を決定するので、交流回転電機を流れる各相の電流の大きさに応じて適切なオフセット補正量を決定することができる。よって、電流検出処理における検出精度をさらに高めることができる。

　上述したように下段フルオン期間に各相の電流を同時に検出する構成を採用する場合には、電流検出処理の正確性を担保するためには、所定時間以上の下段フルオン期間が確保されていることが好ましい。そのためには、例えばＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を、所定時間以上の下段フルオン期間を確保可能な周波数に予め設定することも考えられる。しかし、キャリア周波数を一律に低下させると、交流回転電機の制御性が低下する可能性があり、可聴域との関係で場合によっては騒音が生じる可能性もある。このため、これらの問題の発生を抑制しつつ、所定時間以上の下段フルオン期間を確保できるように構成されていることが好ましい。

　この点に鑑み、１つの態様として、前記インバータを駆動制御するインバータ制御装置をさらに備え、前記各相用スイッチング素子ユニットは、前記交流回転電機との接続部よりも前記直流電源の正極側に設けられる上段スイッチング素子と、前記接続部よりも前記直流電源の負極側に設けられる下段スイッチング素子と、を備え、前記シャント抵抗は、前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれの前記下段スイッチング素子に流れる電流を検出するように設けられ、前記インバータ制御装置は、前記各相用スイッチング素子ユニットの前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子とを個別にスイッチング制御することで前記交流回転電機をＰＷＭ制御し、複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオン状態となる下段フルオン期間に前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記交流回転電機を流れる各相の電流を検出する電流検出処理を行い、前記下段フルオン期間が予め定められた基準時間よりも短い場合に、前記ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を低下させると好適である。

　この構成によれば、各相用の下段スイッチング素子が全てオン状態となる下段フルオン期間に、各相の電流がそれぞれの相の下段スイッチング素子を流れることを利用して、各相の電流を同時に検出することができる。このとき、下段フルオン期間が所定時間よりも短い場合には、電流検出処理の正確性が損なわれる可能性がある。そこで、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を動的に変更可能として、下段フルオン期間が予め定められた基準時間よりも短い場合には、キャリア周波数を低下させる。これにより、デューティ比を一定に保ったまま、各相の下段スイッチング素子のオン状態の継続時間を長くすることができる。結果的に、下段フルオン期間を長くすることができ、電流検出処理の正確性を担保することが容易となる。

　１つの態様として、前記インバータ制御装置は、連続的又は段階的に前記キャリア周波数を変更可能に構成され、前記下段フルオン期間が前記基準時間よりも短い場合に、変更可能な前記キャリア周波数のうち、前記下段フルオン期間が前記基準時間以上となる最大の周波数に前記キャリア周波数を低下させると好適である。

　この構成によれば、下段フルオン期間を基準時間以上とすることができ、電流検出処理の正確性を担保することができる。また、この構成では、キャリア周波数の低下幅を極力小さく抑えることができるので、交流回転電機の制御性の低下や騒音の発生等を抑制することができる。

　また、１つの態様として、前記インバータを駆動制御するインバータ制御装置をさらに備え、前記各相用スイッチング素子ユニットは、前記交流回転電機との接続部よりも前記直流電源の正極側に設けられる上段スイッチング素子と、前記接続部よりも前記直流電源の負極側に設けられる下段スイッチング素子と、を備え、前記シャント抵抗は、前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれの前記下段スイッチング素子に流れる電流を検出するように設けられ、前記インバータ制御装置は、複数相の交流電圧の指令である交流電圧指令に基づき、前記各相用スイッチング素子ユニットの前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子とを個別にスイッチング制御することで前記交流回転電機をＰＷＭ制御し、複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオン状態となる下段フルオン期間の前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記交流回転電機を流れる各相の電流を検出する電流検出処理を行い、前記下段フルオン期間が予め定められた基準時間よりも短い場合に、前記インバータの直流側の電圧に対する前記交流電圧指令の実効値の比率を表す変調率を低下させると好適である。

　この構成によれば、各相用の下段スイッチング素子が全てオン状態となる下段フルオン期間に、各相の電流がそれぞれの相の下段スイッチング素子を流れることを利用して、各相の電流を同時に検出することができる。このとき、下段フルオン期間が所定時間よりも短い場合には、電流検出処理の正確性が損なわれる可能性がある。そこで、下段フルオン期間が予め定められた基準時間よりも短い場合には、インバータの直流側の電圧又は交流電圧指令を変化させて、変調率を低下させる。これにより、各相の下段スイッチング素子のオン状態の継続時間を長くすることができる。結果的に、下段フルオン期間を長くすることができ、電流検出処理の正確性を担保することが容易となる。

　１つの態様として、前記インバータ制御装置は、前記交流回転電機を電流ベクトル制御により制御するように構成され、前記交流回転電機のステータコイルにより生成する磁界が、ロータの界磁磁束を弱める方向に変化するように前記交流電圧指令を調整する弱め界磁制御を行うことにより、前記変調率を低下させると好適である。

　この構成によれば、弱め界磁制御を行って、交流回転電機に必要なトルクを発生させるための交流電圧指令及びその実効値を小さく抑えることで、変調率を有効に低下させることができる。また、変調率を低下させて下段フルオン期間を長くしつつ、交流回転電機に必要な出力トルクを確保することができる。

駆動装置の概略構成を示す模式図駆動装置の分解斜視図インバータ装置の回路図インバータ制御装置のブロック図制御信号の一例を示す模式図アクティブベクトル期間における電流の流れの一例を示す模式図下段フルオン期間における電流の流れを示す模式図下段フルオフ期間における電流の流れを示す模式図ステータコイルに流れる実電流の検出方法を示す波形図キャリア周波数に応じた下段フルオン期間の調整方法を示す模式図弱め界磁制御による電流指令値の変化を示す図

　本発明に係る駆動装置の実施形態について、図面を参照して説明する。本実施形態に係る駆動装置１は、車輪Ｗの駆動力源として内燃機関Ｅ及び回転電機ＭＧの双方を備えた車両（ハイブリッド車両）を駆動するための車両用駆動装置（ハイブリッド車両用駆動装置）である。具体的には、駆動装置１は、１モータパラレル方式のハイブリッド車両用の駆動装置として構成されている。

１．駆動装置の概略構成
　図１に示すように、駆動装置１は、内燃機関Ｅに駆動連結される入力部材としての入力軸Ｉと、車輪Ｗに駆動連結される出力部材としての出力軸Ｏと、回転電機ＭＧと、変速装置ＴＭとを備えている。また、本実施形態では、駆動装置１は、係合装置ＣＬと、ギヤ機構Ｇと、差動歯車装置ＤＦとを備えている。係合装置ＣＬ、回転電機ＭＧ、変速装置ＴＭ、ギヤ機構Ｇ、及び差動歯車装置ＤＦは、入力軸Ｉと出力軸Ｏとを結ぶ動力伝達経路に設けられている。これらは、入力軸Ｉの側から記載の順に設けられている。また、これらは、ケース（駆動装置ケース）２内に収容されている。また、本実施形態では、内燃機関Ｅと駆動装置１とが、車両に設けられた駆動力源室（本例では、エンジンルーム）Ｑに配置されている。

　入力軸Ｉ、回転電機ＭＧ、及び変速装置ＴＭは、同軸状に配置されている。本実施形態では、これらに共通の回転軸心に平行な方向を「軸方向」と定義する。入力軸Ｉ、回転電機ＭＧ、及び変速装置ＴＭは、軸方向に沿って内燃機関Ｅの側から記載の順に配置されている。ギヤ機構Ｇ及び差動歯車装置ＤＦは、それぞれ軸方向に平行でかつ入力軸Ｉ等の回転軸心とは異なる軸を回転軸心として配置されている。このような複軸構成（本例では三軸構成）の駆動装置１は、例えばＦＦ（Front Engine Front Drive）車両に搭載される場合の構成として適している。

　図１に示すように、入力軸（駆動装置入力軸）Ｉは内燃機関Ｅに駆動連結される。内燃機関Ｅは、機関内部における燃料の燃焼により駆動されて動力を取り出す原動機（ガソリンエンジンやディーゼルエンジン等）である。本実施形態では、内燃機関Ｅの出力軸（クランクシャフト等）に、入力軸Ｉが駆動連結される。

　係合装置ＣＬは、入力軸Ｉと回転電機ＭＧとを結ぶ動力伝達経路に設けられている。係合装置ＣＬは、入力軸Ｉ（内燃機関Ｅ）と回転電機ＭＧとを選択的に駆動連結する。この係合装置ＣＬは、車輪Ｗから内燃機関Ｅを切り離す内燃機関切離用係合装置として機能する。係合装置ＣＬは、油圧駆動式の摩擦係合装置として構成されている。

　回転電機ＭＧは、ケース２に固定されたステータＳｔと、当該ステータＳｔの径方向内側に回転自在に支持されたロータＲｏとを有している。回転電機ＭＧは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ（電動機）としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ（発電機）としての機能とを果たすことが可能である。回転電機ＭＧは、第一インバータ３０を介して蓄電装置Ｂ（バッテリやキャパシタ等）に電気的に接続されている。回転電機ＭＧは、蓄電装置Ｂから電力の供給を受けて力行し、又は、内燃機関Ｅのトルクや車両の慣性力により発電した電力を蓄電装置Ｂに供給して蓄電させる。回転電機ＭＧは、車輪Ｗに伝達される駆動力を出力する「車輪駆動用回転電機」として機能する。回転電機ＭＧのロータＲｏは、中間軸Ｍと一体回転するように駆動連結されている。中間軸Ｍは、変速装置ＴＭの入力軸（変速入力軸）となっている。

　本実施形態では、変速装置ＴＭは、複数の歯車機構と複数の変速用係合装置とを備え、変速比の異なる複数の変速段を切替可能な自動有段変速装置である。なお、変速装置ＴＭとして、変速比を無段階に変更可能な自動無段変速装置や、変速比の異なる複数の変速段を切替可能に備えた手動式有段変速装置、固定変速比の単一変速段を備えた定変速装置等を用いても良い。変速装置ＴＭは、中間軸Ｍに入力される回転及びトルクを、各時点における変速比に応じて変速するとともにトルク変換して、当該変速装置ＴＭの変速出力ギヤＧｏに伝達する。

　変速出力ギヤＧｏは、ギヤ機構（カウンタギヤ機構）Ｃに駆動連結されている。ギヤ機構Ｇは、共通の軸部材にそれぞれ形成された第一ギヤＧ１と第二ギヤＧ２とを有する。第一ギヤＧ１は、変速装置ＴＭの変速出力ギヤＧｏに噛み合っている。第二ギヤＧ２は、差動歯車装置ＤＦの差動入力ギヤＧｉに噛み合っている。

　差動歯車装置（出力用差動歯車装置）ＤＦは、出力軸Ｏを介して車輪Ｗに駆動連結されている。差動歯車装置ＤＦは、差動入力ギヤＧｉと、当該差動入力ギヤＧｉに連結された差動本体部（差動歯車装置ＤＦの本体部）とを有する。差動歯車装置ＤＦは、差動入力ギヤＧｉに入力される回転及びトルクを、差動本体部にて左右２つの出力軸Ｏ（すなわち、左右２つの車輪Ｗ）に分配して伝達する。これにより、駆動装置１は、内燃機関Ｅ及び回転電機ＭＧの少なくとも一方のトルクを車輪Ｗに伝達させて車両を走行させることができる。

　駆動装置１は、中間軸Ｍに駆動連結された機械式ポンプ（図示せず）を備えている。機械式ポンプは、駆動力源としての内燃機関Ｅ及び回転電機ＭＧの少なくとも一方が回転している状態で、これらのトルクによって油を吐出する。また、本実施形態では、駆動装置１は、車輪Ｗから独立して設けられたポンプ用モータＰＭにより駆動される電動ポンプＥＰを備えている。すなわち、ポンプ用モータＰＭは、車輪Ｗから独立して設けられた電動ポンプＥＰのロータに駆動連結されている。本実施形態では、ポンプ用モータＰＭが本発明における「交流回転電機」に相当する。また、電動ポンプＥＰのロータが本発明における「回転体」に相当する。ポンプ用モータＰＭは、第二インバータ４０を介して蓄電装置Ｂに電気的に接続されている。

　本実施形態では、第一インバータ３０によって制御される回転電機ＭＧと、第二インバータ４０によって制御されるポンプ用モータＰＭとが、共通の蓄電装置Ｂを電力源として駆動される。なお、蓄電装置Ｂは、車両に設けられる例えばエアコンディショナーのコンプレッサやオーディオ機器等の補機類の電力源としての補機用バッテリ（例えば、１２～２４［Ｖ］）に比べて高電圧のもの（例えば、１００～４００［Ｖ］）が使用される。

　電動ポンプＥＰは、ポンプ用モータＰＭが回転している状態で、そのトルクによって油を吐出する。機械式ポンプ及び電動ポンプＥＰの少なくとも一方から吐出された油は、変速装置ＴＭの油圧サーボ機構（図示せず）に供給される油圧を発生させ、変速装置ＴＭに備えられる変速用係合装置の係合の状態の制御のために供される。変速装置ＴＭは、油圧の供給を受けて動作し、駆動力源としての内燃機関Ｅ及び回転電機ＭＧの少なくとも一方から車輪Ｗへの駆動力の伝達状態を制御する。本実施形態では、変速装置ＴＭが本発明における「駆動伝達装置」に相当する。

　また、機械式ポンプ及び電動ポンプＥＰの少なくとも一方から吐出された油は、回転電機ＭＧの冷却や各部位の潤滑等のためにも供される。なお、本実施形態では、電動ポンプＥＰを備えていることで、内燃機関Ｅの停止状態でも、変速用係合装置に油を供給してその係合状態を形成することができ、適切に車両を発進させることができる。本実施形態に係る駆動装置１は、アイドルストップ機能を有するハイブリッド車両用の駆動装置に好適に適用することができる。

　図２に示すように、ケース２は、変速装置ＴＭ、ギヤ機構Ｇ、及び差動歯車装置ＤＦの外形に沿って異形筒状に形成された外周壁２１と、この外周壁２１から外側に向かって突出するように対向配置された一対の突出壁２２とを有する。外周壁２１と一対の突出壁２２とによって区画された空間はインバータ収容室Ｐとなっている。このインバータ収容室Ｐに、インバータ装置３を構成する第一インバータ３０及び第二インバータ４０が収容されている。このように、第一インバータ３０及び第二インバータ４０は、ケース２（外周壁２１）に一体的に固定されている。

　すなわち、第一インバータ３０及び第二インバータ４０は、それらを収容するインバータケースを介することなく、直接的にケース２に固定されて一体化されている。つまり、本実施形態に係る駆動装置１では、インバータケースレス構造が採用されている。このようなインバータケースレス構造では、専用のインバータケースを準備する必要がないことはもちろんのこと、当該インバータケースをケース２に固定するための固定座を準備する必要もない。よって、部品点数の低減により低コスト化を図ることができる。また、装置全体の小型化を図ることもできる。

　なお、図２に示すように、本実施形態では、ケース２は、一対の突出壁２２どうしをつなぐ柱状又は板状の梁部２３を有する。また、ケース２は、外周壁２１から梁部２３に向かって延びる厚板状の隔離壁（図示せず）を有する。インバータ収容室Ｐは、隔離壁によって第一収容部Ｐ１と第二収容部Ｐ２とに分かれている。第一収容部Ｐ１には、第一インバータ３０及び第二インバータ４０が収容されている。第二収容部Ｐ２には、インバータ装置３を構成するコンデンサＣが収容されている。その状態で、第一収容部Ｐ１は第一カバー２６で覆われ、第二収容部Ｐ２は第二カバー２７で覆われている。第一インバータ３０及び第二インバータ４０は、駆動装置１のケース２と共に、駆動力源室Ｑ（図１を参照）に配置されている。

２．インバータ装置の概略構成
　インバータ装置３は、直流電力と交流電力との変換を行う。インバータ装置３は、蓄電装置Ｂと回転電機ＭＧとの間に接続されて直流と交流との間の電力変換を行う第一インバータ３０と、蓄電装置Ｂとポンプ用モータＰＭとの間に接続されて直流と交流との間の電力変換を行う第二インバータ４０とを備えている。本実施形態では、第一インバータ３０と第二インバータ４０とで、蓄電装置Ｂが共用されるとともに、直流電力の平滑化（直流電力の変動の抑制）のためのコンデンサＣも共用されている。また、回転電機ＭＧ及びポンプ用モータＰＭは、いずれも多相交流駆動式（本例では３相交流駆動式）の回転電機として構成されており、それぞれ３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電流が流れるように構成されている。

　図３に示すように、直流電源としての蓄電装置Ｂの正極Ｂｐ側と負極Ｂｎ側（例えばグランド側）との間に、一対の共通正極ラインＬｐ０及び共通負極ラインＬｎ０を介してコンデンサＣが接続されている。また、共通正極ラインＬｐ０と共通負極ラインＬｎ０との間に、第一インバータ３０を構成する各相用のスイッチング素子ユニット３１が互いに並列に接続されている。すなわち、共通正極ラインＬｐ０から分岐する３本の分岐正極ラインＬｐ１～Ｌｐ３と、共通負極ラインＬｎ０から分岐する３本の分岐負極ラインＬｎ１～Ｌｎ３との間に、スイッチング素子ユニット３１がそれぞれ接続されている。各スイッチング素子ユニット３１は、回転電機ＭＧ（ステータＳｔ）のステータコイルの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のそれぞれに対応している。

　各スイッチング素子ユニット３１は、回転電機ＭＧとの接続部よりも蓄電装置Ｂの正極Ｂｐ側に設けられる上段側のスイッチング素子３２と、上記接続部よりも蓄電装置Ｂの負極Ｂｎ側に設けられる下段側のスイッチング素子３２とを有する。すなわち、第一インバータ３０は、共通正極ラインＬｐ０にそれぞれ接続される上段スイッチング素子３２ａ～３２ｃと、共通負極ラインＬｎ０にそれぞれ接続される下段スイッチング素子３２ｄ～３２ｆとを有する。なお、図３の例における各スイッチング素子３２に代えて、並列接続された２つ一組のスイッチング素子３２を用いても良い。また、本例では、スイッチング素子３２としてはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等を用いても良い。

　各相の上段スイッチング素子３２ａ，３２ｂ，３２ｃのコレクタは、共通正極ラインＬｐ０を介して蓄電装置Ｂの正極Ｂｐ側に接続されている。各相の上段スイッチング素子３２ａ，３２ｂ，３２ｃのエミッタは、それぞれ下段スイッチング素子３２ｄ，３２ｅ，３２ｆのコレクタに接続されている。各相の下段スイッチング素子３２ｄ，３２ｅ，３２ｆのエミッタは、共通負極ラインＬｎ０を介して蓄電装置Ｂの負極Ｂｎ側に接続されている。各スイッチング素子３２のエミッタ－コレクタ間には、整流素子３３が並列接続されている。整流素子３３としてはダイオード（Diode）が用いられている。なお、各スイッチング素子３２のゲートは、後述するインバータ制御装置５の第一制御部５１により、それぞれ個別にスイッチング制御される。

　各スイッチング素子ユニット３１は、各相用の第一配線部材Ｌｗ１を介して回転電機ＭＧに接続されている。各相用の一対のスイッチング素子３２は、それらの中間点（上段側のエミッタ－下段側のコレクタ間）において、各相用の第一配線部材Ｌｗ１を介して回転電機ＭＧの各相のステータコイルに接続されている。第一配線部材Ｌｗ１の所定箇所には、回転電機ＭＧの各相用のステータコイルに流れる電流を検出するための電流センサ３５が設けられている。このような電流センサ３５として、本実施形態ではホール素子を用いたセンサが用いられている。電流センサ３５は、第一配線部材Ｌｗ１の周囲を囲む環状のコアと、このコアの切欠部に配置されたホール素子とを有する。各相用の第一配線部材Ｌｗ１に電流が流れると、その電流量に応じた磁界がコアに発生し、ホール素子は磁束量に応じた起電力を発生する。よって、その大きさに基づいて、回転電機ＭＧの各相用のステータコイルに流れる電流を検出することができる。

　図３に示すように、本実施形態では、共通正極ラインＬｐ０と共通負極ラインＬｎ０との間に、第二インバータ４０を構成する各相用のスイッチング素子ユニット４１が互いに並列に接続されている。すなわち、共通正極ラインＬｐ０から分岐する３本の分岐正極ラインＬｐ４～Ｌｐ６と、共通負極ラインＬｎ０から分岐する３本の分岐負極ラインＬｎ４～Ｌｎ６との間に、スイッチング素子ユニット４１がそれぞれ接続されている。本実施形態では、第二インバータ４０のスイッチング素子ユニット４１が本発明における「スイッチング素子ユニット」に相当する。各スイッチング素子ユニット４１は、ポンプ用モータＰＭのステータコイルの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のそれぞれに対応している。

　各スイッチング素子ユニット４１は、ポンプ用モータＰＭとの接続部よりも蓄電装置Ｂの正極Ｂｐ側に設けられる上段側のスイッチング素子４２と、上記接続部よりも蓄電装置Ｂの負極Ｂｎ側に設けられる下段側のスイッチング素子４２とを有する。すなわち、第二インバータ４０は、共通正極ラインＬｐ０にそれぞれ接続される上段スイッチング素子４２ａ～４２ｃと、共通負極ラインＬｎ０にそれぞれ接続される下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆとを有する。

　各相の上段スイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃのコレクタは、共通正極ラインＬｐ０を介して蓄電装置Ｂの正極Ｂｐ側に接続されている。各相の上段スイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃのエミッタは、それぞれ下段スイッチング素子４２ｄ，４２ｅ，４２ｆのコレクタに接続されている。各相の下段スイッチング素子４２ｄ，４２ｅ，４２ｆのエミッタは、共通負極ラインＬｎ０を介して蓄電装置Ｂの負極Ｂｎ側に接続されている。各スイッチング素子４２のエミッタ－コレクタ間には、整流素子４３が並列接続されている。なお、各スイッチング素子４２のゲートは、後述するインバータ制御装置５の第二制御部５２により、それぞれ個別にスイッチング制御される。

　各スイッチング素子ユニット４１は、各相用の第二配線部材Ｌｗ２を介してポンプ用モータＰＭに接続されている。各相用の一対のスイッチング素子４２は、それらの中間点（上段側のエミッタ－下段側のコレクタ間）において、各相用の第二配線部材Ｌｗ２を介してポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルに接続されている。本実施形態では、第一インバータ３０とは異なり、第二配線部材Ｌｗ２には、ホール素子を含む電流センサは設けられていない。

　ホール素子を含む電流センサに代替するものとして、蓄電装置Ｂと各相用のスイッチング素子ユニット４１との間には、シャント抵抗４５が設けられている。本実施形態では、３本の分岐負極ラインＬｎ４～Ｌｎ６のそれぞれにシャント抵抗４５が設けられ、計３つのシャント抵抗４５が設けられている。本実施形態では、シャント抵抗４５は、第二インバータ４０の制御基板に実装されている。シャント抵抗４５は、各相用のスイッチング素子ユニット４１（ここでは、下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆ）のそれぞれに流れる電流を検出するために設けられている。下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆに電流が流れると、その電流量に応じてシャント抵抗４５の両端間に電位差が生じるので、その大きさと既知のシャント抵抗４５の抵抗値とに基づいて、ポンプ用モータＰＭの各相用のステータコイルに流れる電流を検出することができる。シャント抵抗４５を用いた電流検出方法の詳細に関しては、後述する。

　このように、本実施形態では、回転電機ＭＧの各相用のステータコイルに流れる電流を、ホール素子を用いた電流センサ３５で検出し、一方、ポンプ用モータＰＭの各相用のステータコイルに流れる電流を、シャント抵抗４５で検出する。ホール素子を用いた電流センサ３５は、高価ではあるが、常時、高精度な電流検出が可能である。これに対して、シャント抵抗４５は、安価ではあるが、後述するように第二インバータ４０の制御周期の中で電流検出可能な時期が制限される。つまり、第一インバータ３０の制御周期に対する電流センサ３５の電流検出可能期間の割合は、第二インバータ４０の制御周期に対するシャント抵抗４５の電流検出可能期間の割合よりも高い。さらに、高価なホール素子を用いた電流センサ３５は比較的安定した温度特性を有するのに対して、安価なシャント抵抗４５は環境温度の影響を受けやすい。

　また、回転電機ＭＧは車輪Ｗに伝達される駆動力を出力するため、この回転電機ＭＧに対しては高い制御精度が求められる。これに対して、ポンプ用モータＰＭは、車輪Ｗから独立して設けられた電動ポンプＥＰのロータの駆動用であるので、回転電機ＭＧに比べて、求められる制御精度はそれほど高くない。これらの点を総合的に考慮して、回転電機ＭＧ用の電流検出を、ホール素子を含む電流センサ３５を用いて行い、ポンプ用モータＰＭ用の電流検出を、シャント抵抗４５を用いて行う。これにより、回転電機ＭＧの制御精度を高く維持することができるとともに、許容範囲内でポンプ用モータＰＭ用の制御精度をある程度犠牲にしつつ製品コストを低減することができる。

　なお、“ポンプ用モータＰＭ用の制御精度をある程度犠牲にする”とは、回転電機ＭＧと同様にホール素子を含む電流センサを用いて電流検出を行う場合との比較を念頭に置いた表現である。電動ポンプＥＰのロータ駆動用のポンプ用モータＰＭを対象として、これを第二インバータ４０で制御する構成を採用することで、例えば定トルク又は定回転でポンプ用モータＰＭを駆動する場合に比べて、変速装置ＴＭの状態の比較的高精度な制御が可能である。本実施形態の構成では、ポンプ用モータＰＭのインバータ制御によって変速装置ＴＭの状態の比較的高精度な制御を可能としつつ、安価なシャント抵抗４５で電流検出を行うように構成して製品コストを抑えることができる。また、総合的に見て、回転電機ＭＧ及びポンプ用モータＰＭの制御精度に与える影響を小さく抑えることができる。さらに、シャント抵抗４５を第二インバータ４０の制御基板に実装して備えることで、第二インバータ４０、ひいては装置全体を有効に小型化することができる。

　特に、第二インバータ４０に組み込まれたシャント抵抗４５が駆動力源室Ｑに配置された構成では、車両走行中に車輪Ｗの駆動力源としての内燃機関Ｅや回転電機ＭＧが発熱し、シャント抵抗４５の設置環境が高温となる状況が生じやすい。環境温度の変動幅が大きくなると、シャント抵抗４５による電流検出精度が低下し、その結果、ポンプ用モータＰＭの制御精度も悪化しやすい。この場合であっても、制御精度の悪化を、ポンプ用モータＰＭの制御に対する要求精度の許容範囲で吸収することができる。つまり、シャント抵抗４５が駆動力源室Ｑに配置され、高温環境下に置かれる場合であっても、総合的に見て、回転電機ＭＧ及びポンプ用モータＰＭの制御精度に与える影響を小さく抑えることができる。

３．インバータ制御装置の構成
　図３に示すように、インバータ制御装置５は、第一制御部５１と第二制御部５２とを備えている。第一制御部５１は、第一インバータ３０の各スイッチング素子３２を個別にスイッチング制御して、回転電機ＭＧを駆動制御する。第二制御部５２は、第二インバータ４０の各スイッチング素子４２を個別にスイッチング制御して、ポンプ用モータＰＭを駆動制御する。本実施形態では、第一制御部５１及び第二制御部５２は、いずれも電流ベクトル制御法に基づいて、回転電機ＭＧ及びポンプ用モータＰＭをそれぞれ駆動制御する。

　図４に示すように、第一制御部５１は、回転速度導出部６１、三相二相変換部６２、ｄ軸電流指令値導出部６３、ｑ軸電流指令値導出部６４、電流制御部６５、変調率導出部６６、ｄ軸電流調整指令値導出部６７、二相三相変換部６８、及び制御信号生成部６９を備えている。第一制御部５１には、電流センサ３５（図３を参照）によって検出されたＵ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒと、回転電機ＭＧのロータＲｏの磁極位置θと、第一インバータ３０の直流側の電圧である直流電圧Ｖｄｃが入力される。また、第一制御部５１には、目標トルクＴＲも入力される。

　回転速度導出部６１は、磁極位置θに基づいて回転電機ＭＧの回転速度ωを導出する。導出された回転速度ωは、電流制御部６５及び二相三相変換部６８に提供される。三相二相変換部６２は、Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒと磁極位置θとに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒを導出する。導出されたｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒは、電流制御部６５に提供される。

　ｄ軸電流指令値導出部６３は、目標トルクＴＲに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。最大トルク制御とは、同一電流に対して回転電機ＭＧの出力トルクが最大となるように電流位相を調節する制御である。本実施形態では、ｄ軸電流指令値導出部６３は、所定のマップを用いて、目標トルクＴＲの値に応じた基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂから後述するｄ軸電流調整指令値導出部６７によって導出されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが減算され、これがｄ軸電流指令値Ｉｄとして電流制御部６５に提供される。

　ｑ軸電流指令値導出部６４は、目標トルクＴＲに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。本実施形態では、ｑ軸電流指令値導出部６４は、所定のマップを用いて、目標トルクＴＲの値に応じたｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。後述するｄ軸電流調整指令値導出部６７によってｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが導出されている場合には、ｑ軸電流指令値導出部６４は、目標トルクＴＲ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄの値に応じたｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。導出されたｑ軸電流指令値Ｉｑは、電流制御部６５に提供される。

　電流制御部６５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒ、及び回転速度ωに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを決定する。電流制御部６５は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑに対する電流フィードバック制御を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを決定する。決定された電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑは、変調率導出部６６及び二相三相変換部６８に提供される。

　変調率導出部６６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、変調率Ｍｆを導出する。変調率導出部６６は、下記の式（１）
　　Ｍｆ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｖｄｃ・・・（１）
に従って変調率Ｍｆを導出する。変調率Ｍｆは、直流電圧Ｖｄｃに対する第一インバータ３０の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率を表す指標となる。導出された変調率Ｍｆは、ｄ軸電流調整指令値導出部６７に提供される。

　ｄ軸電流調整指令値導出部６７は、変調率Ｍｆと予め定められた基準変調率（例えば「０．７８」）とに基づいて、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを導出する。ｄ軸電流調整指令値導出部６７は、例えば変調率Ｍｆが基準変調率を超えている場合に、変調率Ｍｆと基準変調率との偏差に基づいてｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ（ΔＩｄ＞０）を導出する。

　ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは、弱め界磁電流を与える指令値であり、弱め界磁電流は回転電機ＭＧのロータＲｏの界磁磁束を弱めるように作用する。つまり、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが導出されることにより、回転電機ＭＧのステータコイルに生じる磁界が、ロータＲｏの界磁磁束を弱める方向に変化するように交流電圧指令の位相を調整する弱め界磁制御が行われる。ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄは、ｑ軸電流指令値導出部６４に提供される。また、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが、ｄ軸電流指令値導出部６３によって導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂから減算され、これがｄ軸電流指令値Ｉｄとして電流制御部６５に提供される。

　二相三相変換部６８は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと磁極位置θとに基づいて、交流電圧指令としてのＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗを導出する。導出された３相の交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、制御信号生成部６９に提供される。

　制御信号生成部６９は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗに基づいて、第一インバータ３０の各スイッチング素子３２ａ～３２ｆを個別にスイッチング制御するための制御信号（スイッチング制御信号）Ｓ１１～Ｓ１６を生成する。制御信号生成部６９は、少なくともＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）制御用の制御信号Ｓ１１～Ｓ１６を生成する。制御信号生成部６９は、三角波やのこぎり波等からなるキャリア（搬送波）と交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの大小比較に基づいて、ＰＷＭ制御用の制御信号Ｓ１１～Ｓ１６を生成する。なお、制御信号生成部６９は、変調率Ｍｆの大きさ等に応じて、公知の過変調ＰＷＭ制御や矩形波制御用の制御信号Ｓ１１～Ｓ１６を生成するように構成されても良い。

　制御対象は回転電機ＭＧとポンプ用モータＰＭとで異なるものの、第二制御部５２も、基本的には第一制御部５１と同様の構成を備えている。但し、第二制御部５２におけるｄ軸電流調整指令値導出部６７は、変調率Ｍｆが基準変調率以下の場合であっても、“特定条件”下でｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを導出する。これにより、第二制御部５２は、変調率Ｍｆの大きさによらずに、“特定条件”の成立時にも弱め界磁制御を行うことができるように構成されている。この点に関しては、後述する。また、第二制御部５２における制御信号生成部６９は、専らＰＷＭ制御用の制御信号Ｓ２１～Ｓ２６を生成するように構成されている。それ以外の点に関しては、第一制御部５１と同様であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

４．シャント抵抗を用いた電流検出方法
　上述したように、第二制御部５２はＰＷＭ制御用の制御信号Ｓ２１～Ｓ２６を生成し、これに基づいてスイッチング素子４２が個別にスイッチング制御されることで、ポンプ用モータＰＭはＰＷＭ制御される。なお、本実施形態では、ＰＷＭ制御とは、正弦波ＰＷＭや空間ベクトルＰＷＭ等の連続パルス幅変調（ＣＰＷＭ；continuous PWM）を意味する。良く知られているように、ＰＷＭ制御では、交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ離散的なパルス信号に変調される。図５には、所定期間における制御信号Ｓ２１～Ｓ２６の波形を、キャリアと共に拡大して模式的に示している。

　図５に示すように、制御信号Ｓ２１は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕがキャリア以上の場合にハイレベル（Ｈ）となり、Ｕ相電圧指令値Ｖｕがキャリア未満の場合にローレベル（Ｌ）となる。Ｕ相用の上段スイッチング素子４２ａは、制御信号Ｓ２１がハイレベル（Ｈ）の場合にオン状態となり、ローレベル（Ｌ）の場合にオフ状態となる。制御信号Ｓ２２，Ｓ２３も、電圧指令値Ｖｖ，Ｖｗとキャリアとの比較に基づいて生成され、Ｖ相用の上段スイッチング素子４２ｂ及びＷ相用の上段スイッチング素子４２ｃも、同様にオン状態とオフ状態とが切り替わる。

　なお、各時点における制御信号Ｓ２４～Ｓ２６のレベルは、それぞれ制御信号Ｓ２１～Ｓ２３のレベルと反対となる。制御信号Ｓ２１がハイレベル（Ｈ）の期間は制御信号Ｓ２４がローレベル（Ｌ）となり、制御信号Ｓ２１がローレベル（Ｌ）の期間は制御信号Ｓ２４がハイレベル（Ｈ）となる。制御信号Ｓ２２と制御信号Ｓ２５との関係、及び制御信号Ｓ２３と制御信号Ｓ２６との関係も同様である。これにより、各相の上段スイッチング素子４２ａ～４２ｃと、対応する相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆとは、それぞれ相補的にスイッチングする。実際には、各スイッチング素子ユニット４１に含まれる上下２つのスイッチング素子４２が共にオフ状態となるデッドタイムが存在するが、ここでは簡略化のために省略して記載している。

　ところで、３相の制御信号Ｓ２１～Ｓ２３（又は制御信号Ｓ２４～Ｓ２６）の相互の関係に注目すると、３相の制御信号のレベルにハイ（Ｈ）／ロー（Ｌ）が混在する期間と、３相の制御信号のレベルが全て同一となる期間とが存在することが分かる。ここでは、前者を“アクティブベクトル期間”と称し、後者を“ゼロベクトル期間”と称する。図５では、ゼロベクトル期間を、斜線を付した状態で示している。

　アクティブベクトル期間の一例として、例えば図５において（Ａ）で示される時点では、Ｕ相の上段スイッチング素子４２ａがオン状態となり、Ｖ相及びＷ相の上段スイッチング素子４２ｂ，４２ｃはオフ状態となる。このとき、第二インバータ４０を介して蓄電装置Ｂ（コンデンサＣ）とポンプ用モータＰＭとが通電し、これらの間で電流が流れる状態となる（図６を参照）。具体的には、蓄電装置Ｂ（コンデンサＣ）の正極Ｂｐ側→Ｕ相の上段スイッチング素子４２ａ→ポンプ用モータＰＭ→Ｖ相及びＷ相の下段スイッチング素子４２ｅ，４２ｆ→蓄電装置Ｂ（コンデンサＣ）の負極Ｂｎ側、の経路を経て電流が流れる。

　この場合、Ｖ相及びＷ相の電流は分岐負極ラインＬｎ５，Ｌｎ６に設けられた２つのシャント抵抗４５に流れるので、Ｖ相及びＷ相のステータコイルに流れる電流を検出することは可能である。一方、Ｕ相の電流は分岐正極ラインＬｐ４を流れ、分岐負極ラインＬｎ４に設けられたシャント抵抗４５には流れない。従って、Ｕ相のステータコイルに流れる電流を検出することはできない。他のアクティブベクトル期間においても、電流が流れる経路のパターンに応じて、同様に、１相又は２相のステータコイルに流れる電流を検出することは可能である。

　ゼロベクトル期間には、３相の上段スイッチング素子４２ａ～４２ｃが全てオン状態となる期間と、全てオフ状態となる期間とが存在する。言い換えれば、３相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆが全てオフ状態となる期間と、全てオン状態となる期間とが存在する。ここでは、前者を“下段フルオフ期間Ｔｆ”と称し、後者を“下段フルオン期間Ｔｎ”と称する。下段フルオフ期間Ｔｆは、シャント抵抗４５が設けられた側の段のスイッチング素子４２全てオフ状態となる期間であり、“対象フルオフ期間”と称することもできる。同様の趣旨で、下段フルオン期間Ｔｎは、“対象フルオン期間”と称することもできる。ゼロベクトル期間では、蓄電装置Ｂとポンプ用モータＰＭとの間では、電流は流れない。但し、ゼロベクトル期間では、第二インバータ４０とポンプ用モータＰＭとの間で電流が還流する状態となる。電流の還流パターンは、下段フルオン期間Ｔｎと下段フルオフ期間Ｔｆとで異なる。

　例えば図５において（Ｂ）で示される、下段フルオン期間Ｔｎ中の時点では、３相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆが全てオン状態となる。このとき、３相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆ（又は、対応する整流素子４３）を通って、電流が還流する（図７を参照）。具体的には、ポンプ用モータＰＭ→Ｖ相及びＷ相の下段スイッチング素子４２ｅ，４２ｆ→Ｕ相の下段スイッチング素子４２ｄに並列接続された整流素子４３→ポンプ用モータＰＭ、の閉回路を電流が還流する。

　この場合、分岐負極ラインＬｎ４～Ｌｎ６に設けられた３つのシャント抵抗４５の全てに電流が流れる。この現象を利用して、インバータ制御装置５（第二制御部５２）は、下段フルオン期間Ｔｎに、シャント抵抗４５を用いた電流検出処理を行う。つまり、インバータ制御装置５は、下段フルオン期間Ｔｎにおいて、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルを流れる電流を、同時に検出する。上述したように、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルに流れる電流は、各シャント抵抗４５の両端間の電位差に基づいて検出される。

　一方、例えば図５において（Ｃ）で示される、下段フルオフ期間Ｔｆ中の時点では、３相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆが全てオフ状態（３相の上段スイッチング素子４２ａ～４２ｃが全てオン状態）となる。このとき、３相の上段スイッチング素子４２ａ～４２ｃ（又は、対応する整流素子４３）を通って、電流が還流する（図８を参照）。具体的には、ポンプ用モータＰＭ→Ｖ相及びＷ相の上段スイッチング素子４２ｂ，４２ｃにそれぞれ並列接続された整流素子４３→Ｕ相の上段スイッチング素子４２ａ→ポンプ用モータＰＭ、の閉回路を電流が還流する。

　この場合、分岐負極ラインＬｎ４～Ｌｎ６に設けられた３つのシャント抵抗４５には、理論的には、いずれも電流は流れない。しかし実際には、下段フルオフ期間Ｔｆ中にも、３つのシャント抵抗４５は微小電流を検出する。この微小電流は、下段フルオン期間Ｔｎに実行される電流検出処理のゼロ点（原点）の誤差の原因となる。そこで、インバータ制御装置５は、下段フルオフ期間Ｔｆにも、シャント抵抗４５を用いて、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルを流れる微小電流を検出する。つまり、インバータ制御装置５は、下段フルオフ期間Ｔｆにおいて、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルを流れる微小電流を、同時に検出する。このようにして下段フルオフ期間Ｔｆに検出される各相の微小電流を用いて、上述した電流検出処理におけるゼロ点のオフセット補正量ΔＯｃを算出する。

　本発明者らの検討によれば、下段フルオフ期間Ｔｆに各シャント抵抗４５により検出される電流の大きさは、一律ではなく、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルを流れる電流の大きさに相関があることが判明した。この点を考慮して、本実施形態では、インバータ制御装置５は、ポンプ用モータＰＭの電気角１周期Ｔｃを複数の分割期間Ｔｄに分割し、当該複数の分割期間Ｔｄ毎に個別にオフセット補正量ΔＯｃを決定する。より具体的には、インバータ制御装置５は、分割期間Ｔｄ毎に、過去に決定された個々のオフセット補正値を記憶（蓄積）する。そして、蓄積された複数のオフセット補正値に基づき、それらを統計的処理（例えば、特定期間の平均値／加重平均値／最頻値／中央値等を算出）した値として、オフセット補正量ΔＯｃを決定する。なお、分割期間Ｔｄ毎のオフセット補正量ΔＯｃの決定は、シャント抵抗４５のそれぞれについて行われる。分割期間Ｔｄの数は、適宜設定しても良いが、好ましくは２^Ｋ（Ｋは１０以下の自然数を表す）である。

　インバータ制御装置５は、このようなオフセット補正量ΔＯｃを用いて、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルに流れる実電流を検出する。インバータ制御装置５は、各相毎に、下段フルオン期間Ｔｎに実行される電流検出処理で得られた電流検出値（図９に示される「Ｉｄｅｔ」）をオフセット補正量ΔＯｃで補正することで、ステータコイルに流れる実電流（図９に示される「Ｉｒ」）を検出する。つまり、インバータ制御装置５は、各相毎に、実際に得られた電流検出値（Ｉｄｅｔ）から、その分割期間Ｔｄに割り当てられたオフセット補正量ΔＯｃを減算することで、ステータコイルに流れる実電流（Ｉｒ）を検出する。検出された各相の実電流値は、Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒ（図４を参照）として、第二制御部５２による電流フィードバック制御に提供される。

　上述したように、本実施形態では第二インバータ４０に組み込まれたシャント抵抗４５が駆動力源室Ｑに配置されているので、シャント抵抗４５の周辺は高温となりやすく、また、温度の変動幅も大きくなりやすい。環境温度の変動幅が大きくなると、シャント抵抗４５による電流検出精度が低下し、その結果、ポンプ用モータＰＭの制御精度も悪化しやすい。装置の起動時にゼロ点のオフセット補正を行うことも知られてはいるが、それだけでは環境温度の大きな変動には対応できないという課題がある。この点、本実施形態では、ポンプ用モータＰＭの駆動制御中に繰り返し現れる下段フルオフ期間Ｔｆでオフセット補正量ΔＯｃを決定するので、繰り返しオフセット補正を行うことができ、環境温度の変動にも対応することができる。よって、電流検出処理における検出精度を高めることができる。

　ところで、本実施形態では、電流検出処理における実際の電位差サンプリングは、下段フルオン期間Ｔｎの中央（中間時点）で行われる。一方、シャント抵抗４５の両端間の電位差は非常に小さいため、そのサンプリングに際してはオペアンプ（演算増幅器；図示せず）によって出力信号が増幅される。すなわち、第二制御部５２には、シャント抵抗４５からの出力信号を増幅させる増幅回路が備えられる。ところが、汎用のオペアンプには、一般に比較的小さい値に設定されたスルーレート（Slew Rate）が存在し、最大応答速度が制限されている。すなわち、シャント抵抗４５からの出力値の時間変化率が、オペアンプに予め設定されたスルーレート（変化率制限値）によって上限リミットされている。

　図１０には、下段フルオン期間Ｔｎにオペアンプを通して取得されるシャント抵抗４５からの出力信号の変化態様の一例を模式的に示している。図１０の上段からも理解できるように、例えばポンプ用モータＰＭの出力トルクを増大させる等の状況で、下段フルオン期間Ｔｎがかなり短くなった場合には、シャント抵抗４５の出力信号の増幅が完了しないまま電位差サンプリングが行われる可能性がある。そのような場合には、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルに流れる電流が誤検出される（実際とは異なる値として検出される）ことになるため、ポンプ用モータＰＭの制御精度が悪化する。例えば、実電流に比べて小さい値が電流検出値として電流フィードバック制御に提供されると、実際よりも大きく算出される電流偏差を打ち消そうとしてより大きな作用力が働くことになる。その結果、ステータコイルに流れる電流が必要以上に増加する可能性がある。

　そこで、本実施形態では、インバータ制御装置５は、下段フルオン期間Ｔｎが予め定められた基準時間Ｔｒよりも短い場合に、下段フルオン期間Ｔｎを長くするようにポンプ用モータＰＭの電流フィードバック制御に関するパラメータを調整する調整処理を行う。なお、基準時間Ｔｒは、シャント抵抗４５からの出力値の時間変化率の上限値としてオペアンプに予め設定された変化率制限値（スルーレート）に基づいて設定されている。基準時間Ｔｒは、シャント抵抗４５からの出力値として想定される最大値に基づき、当該最大値を変化率制限値で除算して得られる時間の２倍以上の時間として設定されていると好適である。調整対象のパラメータとしては、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数と、電流ベクトル制御における変調率Ｍｆとが挙げられる。これらは、択一的に調整されても良いし、複合的に調整されても良い。

　本実施形態では、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数が、連続的に変更可能に構成されている。そして、インバータ制御装置５は、調整処理の一態様として、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒよりも短い場合に、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を低下させる（図１０の下段を参照）。制御信号Ｓ２１～Ｓ２６は、キャリアと交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの大小比較に基づいて生成されるので、キャリア周波数を低下させる（キャリア周期を長くする）ことで、各相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆのオン状態の継続時間が長くなる。しかも、デューティ比を一定に保ったまま、各相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆのオン状態の継続時間を長くすることができる。結果的に、下段フルオン期間Ｔｎを長くすることができる。

　本実施形態では、インバータ制御装置５は、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒに等しくなる周波数に、キャリア周波数を低下させる。これにより、下段フルオン期間Ｔｎとして基準時間Ｔｒを確保することができ、オペアンプのスルーレートによって増幅しきっていないシャント抵抗４５の出力信号をサンプリングすることを抑制できる。よって、電流検出処理の正確性を担保することができる。また、その場合において、キャリア周波数の低下幅を必要最小限に抑えることができる。よって、ポンプ用モータＰＭの制御性の低下や騒音の発生等を有効に抑制することができる。

　また、インバータ制御装置５は、調整処理の他の一態様として、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒよりも短い場合に、電流ベクトル制御における変調率Ｍｆを低下させる。インバータ制御装置５は、弱め界磁制御を行うことにより変調率Ｍｆを低下させる。本実施形態では、“下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒよりも短いこと”が、弱め界磁制御の開始条件の１つとして上記で言及した“特定条件”となる。弱め界磁制御が実行されてｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが導出されると、図４から明らかなようにｄ軸電流指令値Ｉｄは小さくなる（負方向に変化する）。また、所定のマップに基づいて導出されるｑ軸電流指令値Ｉｑも、一般には図１１に示すように等トルク線に沿って小さくなる。その結果、電流フィードバック制御における電流偏差が小さくなり、電流制御部６５によって導出される電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑも小さくなる。このため、上述した式（１）からも明らかなように、弱め界磁制御の実行によって変調率Ｍｆが低下する。

　変調率Ｍｆは、直流電圧Ｖｄｃに対する第二インバータ４０の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率を表す指標であるので、これを小さくすることでデューティ比が低下する。デューティ比が低下すると、各相の上段スイッチング素子４２ａ～４２ｃのオン状態の継続時間が短くなり、その分、各相の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆのオン状態の継続時間が長くなる。結果的に、下段フルオン期間Ｔｎを長くすることができる。

　インバータ制御装置５は、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒ以上となるように、変調率Ｍｆを低下させる。このようにするには、例えば、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒ以上となるような第２の基準変調率を実験的に求めておくと良い。ｄ軸電流調整指令値導出部６７は、経験値として得られる第２の基準変調率（例えば、「０．６」～「０．７」程度の値）と変調率Ｍｆとに基づいて、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを導出するように構成されると好適である。このようにしても、下段フルオン期間Ｔｎとして基準時間Ｔｒを確保することができ、オペアンプのスルーレートによって増幅しきっていないシャント抵抗４５の出力信号をサンプリングすることを抑制できる。よって、電流検出処理の正確性を担保することができる。また、その場合において、ポンプ用モータＰＭの出力トルクを一定に保つことができる。

５．その他の実施形態
　最後に、本発明に係る駆動装置の、その他の実施形態について説明する。なお、以下のそれぞれの実施形態で開示される構成は、矛盾が生じない限り、他の実施形態で開示される構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記の実施形態では、３本の分岐負極ラインＬｎ４～Ｌｎ６のそれぞれにシャント抵抗４５が設けられた構成（３シャント構成）を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、３本の分岐負極ラインＬｎ４～Ｌｎ６のうちの任意の２本のそれぞれに、シャント抵抗４５が設けられた構成（２シャント構成）であっても良い。各相の電流の瞬時値の和はゼロとなるので、このような構成によっても、ポンプ用モータＰＭの各相のステータコイルに流れる電流をそれぞれ適切に検出することができる。或いは、共通負極ラインＬｎ０に１つのシャント抵抗４５が設けられた構成（１シャント構成）であっても良い。

（２）上記の実施形態では、シャント抵抗４５が、各相用の下段スイッチング素子４２ｄ～４２ｆのそれぞれに流れる電流を検出するために分岐負極ラインＬｎ４～Ｌｎ６に設けられた構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、各相用の上段スイッチング素子４２ａ～４２ｃのそれぞれに流れる電流を検出するために、シャント抵抗４５が分岐正極ラインＬｐ４～Ｌｐ６又は共通正極ラインＬｐ０に設けられても良い。但し、この場合、基準電位の生成のための回路を別途設置する必要がある。

（３）上記の実施形態では、回転電機ＭＧの各相用のステータコイルに流れる電流を検出するための電流センサ３５として、コアとホール素子とを有するセンサを用いる例について説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。第一インバータ３０の制御周期に対する電流検出可能期間の割合が、第二インバータ４０の制御周期に対するシャント抵抗４５の電流検出可能期間の割合よりも高いものであれば、他の電流センサを用いても良い。例えば、コアレス型のホール素子電流センサ、磁気コイル式電流センサ、及びコアレスコイル式電流センサ等を用いても良い。

（４）上記の実施形態では、第二インバータ４０が、車輪Ｗから独立して設けられた油吐出用の電動ポンプＥＰのロータに駆動連結されたポンプ用モータＰＭを制御する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、第二インバータ４０が、電動ポンプＥＰのロータ以外の回転体に駆動連結された交流回転電機を制御するように構成されても良い。このような回転体としては、例えば冷却水吐出用の駆動モータ、エアコンディショナーのコンプレッサ用の駆動モータ、電動パワーステアリング用の駆動モータ、及び冷却ファン用の駆動モータ等のロータが例示される。

（５）上記の実施形態では、第一インバータ３０及び第二インバータ４０がケース２に一体的に固定された、インバータケースレス構造を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、第一インバータ３０及び第二インバータ４０が、ケース２とは別体の専用のインバータケースに収容され、当該インバータケースとケース２とが駆動力源室Ｑに配置されていても良い。

（６）上記の実施形態では、インバータ制御装置５が、ポンプ用モータＰＭの電気角１周期Ｔｃを分割して規定される複数の分割期間Ｔｄ毎に個別にオフセット補正量ΔＯｃを決定する構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、分割期間Ｔｄが設定されることなく、インバータ制御装置５が、ポンプ用モータＰＭの電気角１周期Ｔｃ全体について一律のオフセット補正量ΔＯｃを決定しても良い。

（７）上記の実施形態では、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数が連続的に変更可能な構成を例として説明した。また、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒよりも短い場合に、インバータ制御装置５が、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒに等しくなる周波数にキャリア周波数を低下させる構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数が段階的に変更可能に構成されても良い。この場合、インバータ制御装置５は、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒよりも短い場合に、段階的に変更可能なキャリア周波数のうち、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒ以上となる最大の周波数にキャリア周波数を低下させると好適である。また、キャリア周波数が連続的又は段階的に変更可能な両構成において、インバータ制御装置５が、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒ以上となるいずれかの周波数にキャリア周波数を低下させる構成であっても良い。

（８）上記の実施形態では、下段フルオン期間Ｔｎが基準時間Ｔｒよりも短い場合に、インバータ制御装置５が、弱め界磁制御を行うことにより変調率Ｍｆを低下させる構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。例えば、蓄電装置ＢとコンデンサＣとの間に昇圧回路が備えられる構成では、インバータ制御装置５は、当該昇圧回路を制御して直流電圧Ｖｄｃを昇圧させることによって変調率Ｍｆを低下させても良い。

（９）その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で例示であって、本発明の範囲はそれらによって限定されることはないと理解されるべきである。当業者であれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、適宜改変が可能であることを容易に理解できるであろう。従って、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で改変された別の実施形態も、当然、本発明の範囲に含まれる。

（１０）さらに、本発明に係る駆動装置とは別に、シャント抵抗を用いて交流回転電機の各相のステータコイルに流れる電流を精度良く検出する機能を有するインバータ制御装置自体も、大きな特徴を有する。すなわち、
　直流電源としての蓄電装置ＢとＮ（Ｎは２以上の自然数）相交流駆動式の交流回転電機とに接続されて直流／交流変換を行うインバータを駆動制御するインバータ制御装置５は、
　蓄電装置Ｂの電極ラインＬｐ，Ｌｎとインバータに備えられる各相のスイッチング素子との間に、交流回転電機に流れる電流を検出するシャント抵抗４５を、Ｎ個又は（Ｎ－１）個備え、
　各相の上段スイッチング素子及び下段スイッチング素子を個別にスイッチング制御することで交流回転電機をＰＷＭ制御し、
　各相のシャント抵抗４５が設けられる設置側段のスイッチング素子が全てオンとなる対象フルオン期間に、交流回転電機の各相のステータコイルを流れる電流を検出する電流検出処理を行うことを第一の特徴とする。

　このような構成において、インバータ制御装置５は、以下の（ａ）～（ｃ）のいずれか１つ以上を単独で又は組み合わせて備えることを第二の特徴とする。
（ａ）各相の設置側段のスイッチング素子が全てオフとなる対象フルオフ期間に、電流検出処理におけるゼロ点のオフセット補正量ΔＯｃを決定する。
（ｂ）対象フルオン期間が予め定められた基準時間Ｔｒよりも短い場合に、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を低下させる。
（ｃ）対象フルオン期間が予め定められた基準時間Ｔｒよりも短い場合に、インバータの直流電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの実効値の比率を表す変調率Ｍｆを低下させる。

　これらの各特徴構成を備えるインバータ制御装置も、上記の実施形態で説明した駆動装置に係る各種の作用効果を得ることができる。また、この場合、インバータ制御装置に、上記の実施形態で説明した駆動装置の好適な構成の例として挙げたいくつかの付加的技術を組み込むことも可能である。付加的技術を組み込んだ場合には、それぞれに対応する作用効果を得ることができる。このようなインバータ制御装置は、もちろん、車両用の駆動装置に限らず、多相交流駆動式の交流回転電機を制御するインバータを備えた各種の装置（電化製品や産業用大型設備等）に適用することもできる。

　本発明は、例えばハイブリッド車両用の駆動装置に利用することができる。

１　　　　：駆動装置
２　　　　：ケース
５　　　　：インバータ制御装置
３０　　　：第一インバータ
３１　　　：スイッチング素子ユニット
３５　　　：電流センサ
４０　　　：第二インバータ
４１　　　：スイッチング素子ユニット
４２ａ　　：上段スイッチング素子
４２ｂ　　：上段スイッチング素子
４２ｃ　　：上段スイッチング素子
４２ｄ　　：下段スイッチング素子
４２ｅ　　：下段スイッチング素子
４２ｆ　　：下段スイッチング素子
４５　　　：シャント抵抗
Ｅ　　　　：内燃機関（駆動力源）
ＭＧ　　　：回転電機（駆動力源）
ＴＭ　　　：変速装置（駆動伝達装置）
Ｗ　　　　：車輪
ＥＰ　　　：電動ポンプ
ＰＭ　　　：ポンプ用電動機（交流回転電機）
Ｐ　　　　：インバータ収容室
Ｑ　　　　：駆動力源室
Ｂ　　　　：蓄電装置（直流電源）
Ｂｐ　　　：直流電源の正極
Ｂｎ　　　：直流電源の負極
Ｌｐ０　　：共通正極ライン
Ｌｐ４　　：分岐正極ライン
Ｌｐ５　　：分岐正極ライン
Ｌｐ６　　：分岐正極ライン
Ｌｎ０　　：共通負極ライン
Ｌｎ４　　：分岐負極ライン
Ｌｎ５　　：分岐負極ライン
Ｌｎ６　　：分岐負極ライン
Ｌｗ１　　：第一配線部材
Ｖｄｃ　　：直流電圧（インバータの直流側の電圧）
Ｖｕ　　　：Ｕ相電圧指令値（交流電圧指令）
Ｖｖ　　　：Ｖ相電圧指令値（交流電圧指令）
Ｖｗ　　　：Ｗ相電圧指令値（交流電圧指令）
Ｍｆ　　　：変調率
Ｔｃ　　　：交流回転電機の電気角１周期
Ｔｄ　　　：分割期間
Ｔｎ　　　：下段フルオン期間
Ｔｆ　　　：下段フルオフ期間
Ｔｒ　　　：基準時間
ΔＯｃ　　：オフセット補正量

Claims

　複数相の電流が流れる交流回転電機と、複数相のそれぞれに対応する各相用スイッチング素子ユニットを有し、直流電源と前記交流回転電機との間に接続されて直流と交流との間の変換を行うインバータと、を備える駆動装置であって、
　前記直流電源と前記各相用スイッチング素子ユニットとの間で、複数の前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれに流れる電流を検出するシャント抵抗を備え、
　前記交流回転電機は、車輪から独立して設けられた回転体に駆動連結され、
　前記シャント抵抗は、前記車輪の駆動力源を収容する駆動力源室に配置されている駆動装置。
　油圧の供給を受けて動作し、前記駆動力源から前記車輪への駆動力の伝達状態を制御する駆動伝達装置をさらに備え、
　前記回転体は、前記駆動伝達装置に供給する油を吐出する電動ポンプのロータである請求項１に記載の駆動装置。
　前記交流回転電機は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の電流が流れるように構成され、
　前記直流電源の正極と前記各相用スイッチング素子ユニットとは、Ｎ個の前記各相用スイッチング素子ユニットに共通の共通正極ラインと、前記共通正極ラインから分岐して前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれにつながるＮ本の分岐正極ラインとを介して接続され、前記直流電源の負極と前記各相用スイッチング素子ユニットとは、Ｎ個の前記各相用スイッチング素子ユニットに共通の共通負極ラインと、前記共通負極ラインから分岐して前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれにつながるＮ本の分岐負極ラインとを介して接続され、
　Ｎ本又は（Ｎ－１）本の前記分岐負極ラインのそれぞれに、前記シャント抵抗が設けられている請求項１又は２に記載の駆動装置。
　前記インバータを駆動制御するインバータ制御装置をさらに備え、
　前記各相用スイッチング素子ユニットは、前記交流回転電機との接続部よりも前記直流電源の正極側に設けられる上段スイッチング素子と、前記接続部よりも前記直流電源の負極側に設けられる下段スイッチング素子と、を備え、
　前記シャント抵抗は、前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれの前記下段スイッチング素子に流れる電流を検出するように設けられ、
　前記インバータ制御装置は、
　　前記各相用スイッチング素子ユニットの前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子とを個別にスイッチング制御することで前記交流回転電機をＰＷＭ制御し、
　　複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオン状態となる下段フルオン期間の前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記交流回転電機を流れる各相の電流を検出する電流検出処理を行い、
　　複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオフ状態となる下段フルオフ期間の前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記電流検出処理におけるゼロ点のオフセット補正量を決定する請求項１から３のいずれか一項に記載の駆動装置。
　前記インバータ制御装置は、前記シャント抵抗のそれぞれについて、前記交流回転電機の電気角１周期を分割して規定される複数の分割期間毎に、個別に前記オフセット補正量を決定する請求項４に記載の駆動装置。
　前記インバータを駆動制御するインバータ制御装置をさらに備え、
　前記各相用スイッチング素子ユニットは、前記交流回転電機との接続部よりも前記直流電源の正極側に設けられる上段スイッチング素子と、前記接続部よりも前記直流電源の負極側に設けられる下段スイッチング素子と、を備え、
　前記シャント抵抗は、前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれの前記下段スイッチング素子に流れる電流を検出するように設けられ、
　前記インバータ制御装置は、
　　前記各相用スイッチング素子ユニットの前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子とを個別にスイッチング制御することで前記交流回転電機をＰＷＭ制御し、
　　複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオン状態となる下段フルオン期間に前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記交流回転電機を流れる各相の電流を検出する電流検出処理を行い、
　　前記下段フルオン期間が予め定められた基準時間よりも短い場合に、前記ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を低下させる請求項１から５のいずれか一項に記載の駆動装置。
　前記インバータ制御装置は、連続的又は段階的に前記キャリア周波数を変更可能に構成され、前記下段フルオン期間が前記基準時間よりも短い場合に、変更可能な前記キャリア周波数のうち、前記下段フルオン期間が前記基準時間以上となる最大の周波数に前記キャリア周波数を低下させる請求項６に記載の駆動装置。
　前記インバータを駆動制御するインバータ制御装置をさらに備え、
　前記各相用スイッチング素子ユニットは、前記交流回転電機との接続部よりも前記直流電源の正極側に設けられる上段スイッチング素子と、前記接続部よりも前記直流電源の負極側に設けられる下段スイッチング素子と、を備え、
　前記シャント抵抗は、前記各相用スイッチング素子ユニットのそれぞれの前記下段スイッチング素子に流れる電流を検出するように設けられ、
　前記インバータ制御装置は、
　　複数相の交流電圧の指令である交流電圧指令に基づき、前記各相用スイッチング素子ユニットの前記上段スイッチング素子と前記下段スイッチング素子とを個別にスイッチング制御することで前記交流回転電機をＰＷＭ制御し、
　　複数の前記各相用スイッチング素子ユニットの全ての前記下段スイッチング素子がオン状態となる下段フルオン期間の前記シャント抵抗の両端の電位差に基づいて前記交流回転電機を流れる各相の電流を検出する電流検出処理を行い、
　　前記下段フルオン期間が予め定められた基準時間よりも短い場合に、前記インバータの直流側の電圧に対する前記交流電圧指令の実効値の比率を表す変調率を低下させる請求項１から７のいずれか一項に記載の駆動装置。
　前記インバータ制御装置は、前記交流回転電機を電流ベクトル制御により制御するように構成され、前記交流回転電機のステータコイルにより生成する磁界が、ロータの界磁磁束を弱める方向に変化するように前記交流電圧指令を調整する弱め界磁制御を行うことにより、前記変調率を低下させる請求項８に記載の駆動装置。