JP2007067095A - 静電保護回路 - Google Patents
静電保護回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007067095A JP2007067095A JP2005249898A JP2005249898A JP2007067095A JP 2007067095 A JP2007067095 A JP 2007067095A JP 2005249898 A JP2005249898 A JP 2005249898A JP 2005249898 A JP2005249898 A JP 2005249898A JP 2007067095 A JP2007067095 A JP 2007067095A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- potential
- buffer
- power supply
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having at least one potential-jump barrier or surface barrier; including integrated passive circuit elements with at least one potential-jump barrier or surface barrier
- H01L27/0203—Particular design considerations for integrated circuits
- H01L27/0248—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection
- H01L27/0251—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection for MOS devices
- H01L27/0266—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection for MOS devices using field effect transistors as protective elements
Abstract
【課題】静電気サージを検出してこの静電気を放電させる際に、バッファMOSFETに電流が集中することを防ぎかつ無駄な電力消費を無くし、バッファMOSFETを保護する静電保護回路を提供する。
【解決手段】第1の電源端子110と、第2の電源端子112と、外部接続用の入出力端子111と、入出力を高レベル電位にプルアップするバッファPMOSFET108と、入出力を低レベル電位にプルダウンするバッファNMOSFET107と、第1,第2の電源端子間に接続した整流素子109と、入出力端子と第1の電源端子間の電位を比較し、静電気サージを検出する検出器101とを備え、検出器が静電気サージを検出したときに、バッファNMOSFET107のゲート電位を制御し、バッファNMOSFETをターンオフする。サージ放電はNMOSFET107,119の寄生バイポーラトランジスタにて行われる。
【選択図】 図2
【解決手段】第1の電源端子110と、第2の電源端子112と、外部接続用の入出力端子111と、入出力を高レベル電位にプルアップするバッファPMOSFET108と、入出力を低レベル電位にプルダウンするバッファNMOSFET107と、第1,第2の電源端子間に接続した整流素子109と、入出力端子と第1の電源端子間の電位を比較し、静電気サージを検出する検出器101とを備え、検出器が静電気サージを検出したときに、バッファNMOSFET107のゲート電位を制御し、バッファNMOSFETをターンオフする。サージ放電はNMOSFET107,119の寄生バイポーラトランジスタにて行われる。
【選択図】 図2
Description
本発明は、外部からの静電気放電(Electro Static Discharge;ESD)によるサージ(以下、静電気サージという)が半導体装置内に流入した場合に、半導体装置を破壊することのないように保護する静電保護回路に関するものである。
近年、半導体技術の進歩によって半導体装置の高集積化が進んでおり、それに伴い半導体装置は、静電気サージによってゲート絶縁膜等の破壊を受け易くなってきている。すなわち、外部接続用入出力パッド(以下、I/O端子という)から半導体装置内に侵入する静電気サージによって半導体装置を構成する入出力回路や内部回路内の素子が破壊されたり、素子の性能が低下する可能性が大きくなっている。そのため、半導体装置内の入出力回路や内部回路を静電気サージから保護するための静電保護回路が設けられている。このような静電保護回路は、半導体装置の製造工程において、I/O端子に人体又は機器の一部が接触したときなどに、静電気が瞬時に入出力回路に蓄積され、その蓄積電荷に基づいてサージ電流が流れて、入出力回路や内部回路の素子が破壊に至ること、を防ぐためのものである。
そこで、静電気サージが入力された際に、入出力回路に急激に蓄積される電荷を保護回路を用いて逃がすことで、静電気サージを放電させる。このようなESD保護回路は、半導体装置における入出力回路の中に設けられることもある。
I/O端子に静電気サージが入力された際に、内部回路を保護する方法として、ゲート接地型NMOSFET(Grounded Gate NMOSFET;GGNMOSという)とゲート・ソース接続型PMOSFET(Source connected Gate PMOSFET;SGPMOSという)を用いる方法が提案されている。
例えば、特許文献1のFIG.2にGGNMOS,SGPMOSを用いたESD保護回路が示されている。FIG.2のM20A,M21AがGGNMOS,M20B,M21BがSGPMOSである。
GGNMOS,SGPMOSにおいては、ゲート端子はソース端子,基板端子と接続されており、MOSFETの動作としてはオフの状態である。GGNMOS,SGPMOSのドレイン端子に静電気サージが印加された際には、MOSFETの動作としてはオフのままだが、MOSFETに寄生し、ドレイン端子をコレクタ端子、ソース端子をエミッタ端子、基板端子をベース端子とする寄生バイポーラトランジスタ( Parasitic Bipolar Junction Transistor;寄生BJTという)のコレクタ・エミッタ間(即ちドレイン・ソース間)がオンし、静電気サージを放電させる働きをする。
GGNMOS,SGPMOSの寄生BJTが動作する原理は以下の通りである。はじめに、静電気サージによってドレインの接合部に高電圧が発生する。それにより、接合部ブレークダウンを起こし、ドレインと基板の間に電流が流れる。BJTのベースは比較的高抵抗なウェル領域を介して基板端子に接続されるために、IR電圧降下によってベースがバイアスされる。ベースがバイアスされることによってBJTのコレクタ・エミッタ間がオンし、静電気サージを放電させる。
ところで、入出力バッファにESD保護のためのGGNMOS,SGPMOSを用いる場合には特許文献1のFIG.2に示されているように、GGNMOS,SGPMOSと並列に出力バッファ用のMOSFETが接続される。出力バッファ用のMOSFETは、FIG.2のM22A,M23Aがプルダウン用のバッファNMOSFET,M22B,M23Bがプルアップ用のバッファPMOSFETである。
静電気サージがI/O端子に印加される際に、出力バッファ用のMOSFETのゲートの電位は場合によってはMOSFETの動作としてオンとなるような電位になる場合がある。
一例として、低レベル側電源端子(以下、VSS端子という)を基準電位とし、I/O端子に、正の極性の静電気サージが印加された場合を考える。I/O端子にはバッファPMOSFETやSGPMOSが接続されている。バッファPMOSFETやSGPMOSのドレインと基板間にPN接合ダイオードが寄生しており、I/O端子からPN接合ダイオードを介して基板に導通するため、基板端子に接続されている高レベル側電源端子(以下、VDD端子という)は正の電位に昇圧される。そのため、出力バッファを制御するロジック回路は静電気サージ印加時に動作可能な状況となっている。ロジック回路の制御信号の電位は不定であり、ロジック回路の構成によってはサージ印加時に出力バッファのゲート電位がオンとなるような場合があり得る。
一例として、低レベル側電源端子(以下、VSS端子という)を基準電位とし、I/O端子に、正の極性の静電気サージが印加された場合を考える。I/O端子にはバッファPMOSFETやSGPMOSが接続されている。バッファPMOSFETやSGPMOSのドレインと基板間にPN接合ダイオードが寄生しており、I/O端子からPN接合ダイオードを介して基板に導通するため、基板端子に接続されている高レベル側電源端子(以下、VDD端子という)は正の電位に昇圧される。そのため、出力バッファを制御するロジック回路は静電気サージ印加時に動作可能な状況となっている。ロジック回路の制御信号の電位は不定であり、ロジック回路の構成によってはサージ印加時に出力バッファのゲート電位がオンとなるような場合があり得る。
ゲートがオンとなるような電位で出力バッファ用のMOSFETのドレインが静電気サージによって昇圧された場合、ゲートがオフの電位のGGNMOSやSGPMOSよりも低いドレイン電圧で出力バッファ用のMOSFETの寄生BJTがオンする。これは反転している出力バッファ用のMOSFETのドレイン電流が寄生BJTのエミッタ電流に重畳されるためである。
このようにGGNMOS,SGPMOSが放電デバイスとして動作するよりも低い電位で、ゲートがオンとなるような電位の出力バッファ用MOSFETが放電デバイスとして動作した場合、電流が出力バッファ用MOSFETに集中してしまい、出力バッファ用MOSFETで充分な耐圧が確保できず、破壊に至ることが懸念される。
このようにGGNMOS,SGPMOSが放電デバイスとして動作するよりも低い電位で、ゲートがオンとなるような電位の出力バッファ用MOSFETが放電デバイスとして動作した場合、電流が出力バッファ用MOSFETに集中してしまい、出力バッファ用MOSFETで充分な耐圧が確保できず、破壊に至ることが懸念される。
上記懸念点に対する対策として、特許文献1のFIG.3に示されているような回路、および方法が提案されている。また、同様なコンセプトによる対策方法が特許文献2に公開されている。静電気サージによりVDD端子の電位Vccが昇圧された際に、符号44で示されたダイオード直列回路(Diode string)を介してスイッチング回路(Switching circuit)46の入力端子が昇圧されて、ドライブ回路(Driving circuit)48を介してバッファNMOSFET(M52A,M53A)のゲートがローレベルに固定され、バッファNMOSFETをターンオフさせる。
通常動作時にはスイッチング回路46の入力端子はダイオードのターンオン電圧0.7V×〔ダイオード直列回路44の段数〕の電位だけVccの電位から下がった電位となり、ダイオード直列回路44の段数の調整によりスイッチング回路46の回路閾値以下の電位となるように設定することでI/Oバッファ回路(I/O Buffer circuit)50の回路動作に影響を及ぼさないようにしている。
ところが、特許文献1で提案されている回路を用いた場合には、ノイズなどの影響により、ダイオード直列回路44の出力端子であり且つスイッチング回路46の入力端子となっているノードの電位が昇圧されてしまった場合に、電位を降下させる回路がない。したがって、回路が誤動作を起こしてしまう危険性がある。この危険性を避けるための手段として、特許文献2の請求項13に示しているように前記ノードとグランド(Ground)端子間に抵抗を挿入する方法が考えられる。ところが、そのような手段をとった場合には、静電気サージが印加された際にスイッチング回路46を動作させるために前記抵抗に電流を流してIR電圧降下によってスイッチング回路46の入力端子となっているノードの電位を昇圧する必要がある。そのため、ダイオード直列回路44に充分大きな電流を流す必要があり、そのためにはVccが充分に昇圧される必要がある。ところが許されるVccの最大値は出力バッファ用MOSFETの寄生BJTがターンオンする電圧であり、それよりも低い電圧でスイッチング回路46が動作するように設計する必要がある。このため、低電圧化の手法としてはダイオード直列回路44の段数を削減する方法が考えられるが、その場合には前記抵抗の両端電圧が増加しVccとグランド(Ground)間のリーク電流が増加し、無駄な電力消費が増えてしまう。したがって、求められるリーク電流のスペックと静電気サージ印加時にスイッチング回路46が動作するためのVccの値のスペックを同時に満たす設計マージンは限られており、場合によっては両者を満たすことができない場合がある。
米国特許第6,765,772号明細書(FIG.2,FIG.3)
米国特許出願公開第2004/0105201 A1号明細書
本発明は、上記の問題に鑑み、入出力端子への静電気サージの流入を検出し、入出力回路のバッファ用MOSFETを利用して静電気サージの電流を放電させる際に、バッファ用MOSFETに電流が集中することなくしかも無駄な電力消費を伴うことなく、バッファ用MOSFETに充分な耐圧を確保でき、バッファ用MOSFETを破壊させることのないようにした静電保護回路を提供することを目的とするものである。
本発明の第1の態様の静電保護回路によれば、第1の電源端子と、第2の電源端子と、外部接続用の入出力端子と、前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするためのバッファ用P型MOSFETと、前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするためのバッファ用N型MOSFETと、アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、前記入出力端子と前記第1の電源端子間または前記入出力端子と前記第2の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、前記検出器が前記静電気サージの流入を検出したときに、前記バッファ用N型MOSFETまたは前記バッファ用P型MOSFETの一方のゲート電位を制御し、前記バッファ用N型MOSFETまたは前記バッファ用P型MOSFETの一方をターンオフする制御器と、を具備したものである。
本発明の第2の態様の静電保護回路によれば、第1の電源端子と、第2の電源端子と、外部接続用の入出力端子と、前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするためのバッファ用P型MOSFETと、前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするためのバッファ用N型MOSFETと、アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、前記入出力端子と前記第1の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、前記検出器の比較の結果、前記入出力端子の電位の方が高い場合に、前記バッファ用N型MOSFETのゲート電位を低レベルの電位に制御し、前記バッファ用N型MOSFETをターンオフする制御器と、を具備したものである。
本発明の第3の態様の静電保護回路によれば、第1の電源端子と、第2の電源端子と、外部接続用の入出力端子と、前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするためのバッファ用P型MOSFETと、前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするためのバッファ用N型MOSFETと、アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、前記入出力端子と前記第2の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、前記検出器の比較の結果、前記第2の電源端子の電位の方が高い場合に、前記バッファ用P型MOSFETのゲート電位を高レベルの電位に制御し、前記バッファ用P型MOSFETをターンオフする制御器と、を具備したものである。
本発明の第4の態様の静電保護回路によれば、第1の電源端子と、第2の電源端子と、外部接続用の入出力端子と、前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするための第1のバッファ用P型MOSFETと、前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするための第1のバッファ用N型MOSFETと、前記第1の電源端子と前記入出力端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のP型MOSFETと、前記入出力端子と前記第2の電源端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のN型MOSFETと、アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、前記入出力端子と前記第1の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、前記検出器の比較の結果、前記入出力端子の電位の方が高い場合に、前記第1のバッファ用N型MOSFETのゲート電位と前記第2のN型MOSFETのゲート電位とを高レベルの電位に制御し、前記第1のバッファ用N型MOSFET及び前記2のN型MOSFETをターンオンする制御器と、を具備したものである。
本発明の第5の態様の静電保護回路によれば、第1の電源端子と、第2の電源端子と、外部接続用の入出力端子と、前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするための第1のバッファ用P型MOSFETと、前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするための第1のバッファ用N型MOSFETと、前記第1の電源端子と前記入出力端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のP型MOSFETと、前記入出力端子と前記第2の電源端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のN型MOSFETと、アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、前記入出力端子と前記第2の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、前記検出器の比較の結果、前記第2の電源端子の電位の方が高い場合に、前記前記第1のバッファ用P型MOSFETのゲート電位と前記第2のP型MOSFETのゲート電位とを低レベルの電位に制御し、前記第1のバッファ用P型MOSFET及び前記2のP型MOSFETをターンオンする制御器と、を具備したものである。
本発明によれば、入出力端子への静電気サージの流入を検出し、入出力回路のバッファMOSFETを利用して静電気サージの電流を放電させる際に、バッファMOSFETに電流が集中することなくしかも抵抗によるリーク電流がなく無駄な電力消費を伴うことがなく、バッファMOSFETに充分な耐圧を確保でき、バッファMOSFETを破壊させることのないようにした静電保護回路を実現することができる。
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図1は本発明の実施形態に係る、静電保護回路を有する半導体装置の構成を概略的に示すブロック図である。ここでは、静電保護回路を入出力回路に適用した場合を例に示している。
図1は本発明の実施形態に係る、静電保護回路を有する半導体装置の構成を概略的に示すブロック図である。ここでは、静電保護回路を入出力回路に適用した場合を例に示している。
図1に示すように、半導体装置300は、外部接続用のI/O端子111と、I/O端子111と内部回路200との間に設けられた静電保護回路100と、内部回路200とを備えている。
静電保護回路100は、入出力回路100Aに静電保護機能を持たせた構成となっており、I/O端子111から侵入する静電気サージによって入出力回路100A及び内部回路200が損傷しないように保護している。入出力回路100Aとしては、入出力バッファであるMOSFET(以下、バッファMOSFETという)が用いられる。
静電保護回路100は、入出力回路100Aに静電保護機能を持たせた構成となっており、I/O端子111から侵入する静電気サージによって入出力回路100A及び内部回路200が損傷しないように保護している。入出力回路100Aとしては、入出力バッファであるMOSFET(以下、バッファMOSFETという)が用いられる。
このような静電保護回路100が、I/O端子への静電気サージの流入を検出し、入出力回路を構成するバッファMOSFET及びその寄生BJTを利用して静電気サージの電流を放電させる。その静電気サージ入力の際に、バッファMOSFETのゲート電位を制御して、バッファMOSFETに電流が集中させることのないようにし、バッファMOSFETにダメージを与えることの無い回路を実現している。しかも、静電保護回路100は、抵抗によるリーク電流を無くし、無駄な電力消費を伴うことがなく、バッファMOSFETに充分な耐圧を確保して、バッファMOSFETの過電流による破壊を防止している。
以下に示す第1〜第4の実施形態では、静電保護回路が出力回路を含んで構成される場合を示している。つまり、出力回路に静電保護機能を持たせた構成を示している。
[第1の実施形態]
図2は本発明の第1の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図2に示す静電保護回路100は、出力回路100A-1を構成する出力バッファとしてバッファ用N型MOSFET(以下、バッファNMOSFETという)107及びバッファ用P型MOSFET(以下、バッファPMOSFETという)108を備え、その他の回路素子(VDD端子110,I/O端子111,VSS端子112,P型MOSFET(以下、PMOSFETという)101,104,N型MOSFET(以下、NMOSFETという)102,103,NAND回路105,インバータ回路106,ダイオード直列回路109,バッファPMOSFET制御回路113,GGNMOS119,SGPMOS120)と共に、静電気サージに対する静電保護機能を実現している。
図2は本発明の第1の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図2に示す静電保護回路100は、出力回路100A-1を構成する出力バッファとしてバッファ用N型MOSFET(以下、バッファNMOSFETという)107及びバッファ用P型MOSFET(以下、バッファPMOSFETという)108を備え、その他の回路素子(VDD端子110,I/O端子111,VSS端子112,P型MOSFET(以下、PMOSFETという)101,104,N型MOSFET(以下、NMOSFETという)102,103,NAND回路105,インバータ回路106,ダイオード直列回路109,バッファPMOSFET制御回路113,GGNMOS119,SGPMOS120)と共に、静電気サージに対する静電保護機能を実現している。
この第1の実施形態では、VDD端子110やVSS端子112に電源電圧が印加されていない状態で、VSS端子112を基準電位とし、I/O端子111に正の静電気サージが印加されたときに、出力バッファとしてのバッファNMOSFET107に過電流が流れてこれを破壊することがないようにし、しかも静電気サージを放電し得るようにした静電保護回路を示している。
VDD端子110は高レベル側の第1の電源端子を表し、I/O端子111は外部接続用の入出力端子を表し、VSS端子112は低レベル側の第2の電源端子を表している。
VDD端子110は高レベル側の第1の電源端子を表し、I/O端子111は外部接続用の入出力端子を表し、VSS端子112は低レベル側の第2の電源端子を表している。
バッファNMOSFET107は、I/O端子111の電位をVSS端子112の電位にプルダウンするための出力バッファである。バッファNMOSFET107のソース端子及び基板端子はVSS端子112に接続し、ドレイン端子はI/O端子111に接続している。
バッファPMOSFET108は、I/O端子111の電位をVDD端子110の電位にプルアップするための出力バッファである。バッファPMOSFET108のソース端子及び基板端子はVDD端子110に接続し、ドレイン端子はI/O端子111に接続している。
バッファPMOSFET108は、I/O端子111の電位をVDD端子110の電位にプルアップするための出力バッファである。バッファPMOSFET108のソース端子及び基板端子はVDD端子110に接続し、ドレイン端子はI/O端子111に接続している。
バッファPMOSFET制御回路113は、図5に示すNMOSFET201,PMOSFET202,PMOSFET203,NMOSFET204,NOR回路205及びインバータ回路206で構成され、その機能については図5の第2の実施形態で説明する。なお、VDD端子110やVSS端子112に電源電圧が印加されていない状態で、VSS端子112を基準電位とし、I/O端子111に正の静電気サージが印加されたときには、バッファPMOSFET制御回路113は動作することがなくバッファNMOSFET107による静電気サージ保護動作には直接関与していない。このため、本実施形態1では、図2の主な構成を見易くするために、バッファPMOSFET制御回路113の詳細な構成については省略してある。
PMOSFET101は、静電気サージを検出するための検出器として機能するものである。PMOSFET101のゲート端子はVDD端子110に接続し、ソース端子はI/O端子111に接続し、基板端子はVDD端子110に接続している。
また、VDD端子110とVSS端子112間には、整流素子としてのダイオード直列回路109が接続している。ダイオード直列回路109は、N個(Nは正の整数)のダイオードを直列に接続して構成されている。
なお、VDD端子110,I/O端子111,VSS端子112、バッファNMOSFET107,バッファPMOSFET108,GGNMOS119,SGPMOS120及びダイオード直列回路109は、図5とは符号を変えてあるが、図5のVDD端子210,I/O端子211,VSS端子212、バッファNMOSFET207,バッファPMOSFET208,GGNMOS219,SGPMOS220及びダイオード直列回路209と共用(兼用)することができる。
PMOSFET101,NMOSFET102,NMOSFET103及びPMOSFET104は増幅器を構成している。NMOSFET102のドレイン端子はそのゲート端子に接続し、ソース端子と基板端子はVSS端子112に接続している。NMOSFET103のゲート端子はNMOSFET102のゲート端子及びドレイン端子に接続し、ソース端子及び基板端子はVSS端子112に接続している。PMOSFET104のゲート端子はVSS端子112に接続し、ドレイン端子はNMOSFET103のドレイン端子に接続し、ソース端子及び基板端子はVDD端子110に接続している。
NAND回路105及びインバータ回路106は、通常動作時はディジタル信号の高低レベルによってバッファNMOSFET107のゲート端子118の電位を制御するプリバッファ回路として機能し、静電気サージ印加時はバッファNMOSFET107のゲート電位を制御する制御器として機能する。NAND回路105の一方の入力端は前記NMOSFET103のドレイン端子に接続し、もう一方の入力端は内部回路(図1の符号200)に接続された信号端子115に接続し、NAND回路105の出力端はインバータ回路106の入力端に接続している。インバータ回路106の出力端はバッファNMOSFET107のゲート端子に接続している。
更に、バッファNMOSFET107のドレイン・ソース間に並列に、GGNMOSとしてのNMOSFET119が接続している。NMOSFET119のドレイン端子はI/O端子111に接続し、ゲート端子,ソース端子及び基板端子はVSS端子112に接続している。また、バッファPMOSFET108のソース・ドレイン間に並列に、SGPMOSとしてのPMOSFET120が接続している。PMOSFET120のドレイン端子はI/O端子111に接続し、ゲート端子,ソース端子及び基板端子はVDD端子110に接続している。
次に、図2の静電保護回路の動作を説明する。
まず、静電気サージが印加された時の動作を説明する。
半導体装置がシステムに組み込まれる以前の半導体装置の搬送時などにおいては、VDD端子110及びVSS端子112にはそれぞれ高レベルの電源電圧,低レベルの所定の電源電圧が供給されておらず、I/O端子111はディジタル信号が出力されていない状態にある。
まず、静電気サージが印加された時の動作を説明する。
半導体装置がシステムに組み込まれる以前の半導体装置の搬送時などにおいては、VDD端子110及びVSS端子112にはそれぞれ高レベルの電源電圧,低レベルの所定の電源電圧が供給されておらず、I/O端子111はディジタル信号が出力されていない状態にある。
このような無電源状態で、VSS端子112を基準電位とし、I/O端子111に正の静電気サージが印加されたときに、バッファPMOSFET108に寄生するドレインをアノード側とするPN接合ダイオード(非記載)とN個のダイオードからなるダイオード直列回路109とで形成された、I/O端子111とVSS端子112間の(N+1)個のダイオードからなるダイオード直列回路が、静電気サージの電位に基づいてバイアスされる。I/O端子111の電位をVioとし、VDD端子110の電位をVVDD、VSS端子112の電位をVVSSとすると、電位の大小関係は、Vio>VVDD>VVSSとなる。ダイオード直列回路109の段数をN段とすると、VDD端子110の電圧VVDDは、
VVDD=Vio×N/(N+1)
となる。したがって、PMOSFET101のゲート・ソース間電圧Vgsに電位差が生じる。正の静電気サージによってPMOSFET101のVgsが閾値電圧を超えるまでVioが昇圧されると、PMOSFET101はターンオンする。このターンオンによって、静電気サージの印加が検出されたことになる。
VVDD=Vio×N/(N+1)
となる。したがって、PMOSFET101のゲート・ソース間電圧Vgsに電位差が生じる。正の静電気サージによってPMOSFET101のVgsが閾値電圧を超えるまでVioが昇圧されると、PMOSFET101はターンオンする。このターンオンによって、静電気サージの印加が検出されたことになる。
増幅器を形成するPMOSFET101,NMOSFET102,NMOSFET103及びPMOSFET104は、PMOSFET101がオンすることによってPMOSFET101のソース電位がNMOSFET102,103のゲート端子に印加され、NMOSFET103がオンすることによってノード114の電位を降下させ、VSS端子の電位即ち低レベルの電位(ローレベル)とする。その結果、NAND回路105及びインバータ回路106からなる制御器は、バッファNMOSFET107のゲート端子118の電位をVSS端子の電位即ち低レベルの電位(ローレベル)に設定することになる。
バッファNMOSFET107のゲート端子がローレベル(VSS)に設定されると、バッファNMOSFET107はこれと並列接続されているゲート接地型のGGNMOSFET119と同じバイアス条件となり、図3に示すようにNMOSFET107にはドレイン領域をコレクタとし、基板領域をベースとし、ソース領域をエミッタとするNPN型の寄生BJT121が形成され、同時にNMOSFET119にはドレイン領域をコレクタとし、基板領域をベースとし、ソース領域をエミッタとするNPN型の寄生BJT122が形成される。
このようにVSS端子112を基準電位としI/O端子111に高電圧の正のサージが印加されたときに、バッファNMOSFET107のゲート電位が低レベルの電位に設定されることにより、バッファNMOSFET107はターンオフ状態とされる。そして、I/O端子111から侵入した高電圧の正の静電気サージによって出力回路内に充電(蓄積)され一定以上に昇圧された電圧がドレインに印加されると、バッファNMOSFET107のNPN型の寄生BJT121(図3参照)がオンし、そのドレイン端子に接続したコレクタからソース端子に接続したエミッタを通して静電気サージが放電されると同時に、GGNMOSであるNMOSFET119のNPN型の寄生BJT122(図3参照)がオンし、そのドレイン端子に接続したコレクタからソース端子に接続したエミッタを通して静電気サージが放電される。
このように高圧の静電気サージが入力された場合、上述したようにバッファNMOSFET107のゲート電位が低レベルに設定されることによってバッファNMOSFET107のMOSFET動作としての導通は制限を受けるので、サージ電流の放電はNMOSFET107とNMOSFET119にそれぞれ形成されている寄生BJT121,122を通してほぼ2分されて流れ、出力バッファを構成するバッファNMOSFET107への電流集中を防ぎ、バッファNMOSFET107を破壊に導く虞をなくすことができる。
次に、通常動作時の動作について説明する。
通常動作時は、VDD端子110及びVSS端子112にはそれぞれ高レベルの電源電圧VDD,低レベルの電源電圧VSSが供給されており、I/O端子111には高レベル,低レベルの2値レベルで表されるディジタル信号が出力されている。PMOSFET101のゲート端子には高レベルの電圧が供給され、またソース端子はI/O端子111に接続しているため高レベル,低レベルの2値電圧が出力される。従って、通常動作時はPMOSFET101はターンオンすることがない。その結果、PMOSFET104のオンに基因してノード114は高レベルの電位(VDD)に固定される。NAND回路105,インバータ回路106からなるプリバッファ回路は内部回路(図1の符号200)に接続された信号端子115のディジタル信号の高低レベルによってバッファNMOSFET107のゲート端子118の電位を制御するように動作する。つまり、通常動作時はノード114は高レベルに設定されており、信号端子115,215のロジック(高レベル,低レベル)だけでバッファNMOSFET107のゲート端子118の信号レベルが決まる。
通常動作時は、VDD端子110及びVSS端子112にはそれぞれ高レベルの電源電圧VDD,低レベルの電源電圧VSSが供給されており、I/O端子111には高レベル,低レベルの2値レベルで表されるディジタル信号が出力されている。PMOSFET101のゲート端子には高レベルの電圧が供給され、またソース端子はI/O端子111に接続しているため高レベル,低レベルの2値電圧が出力される。従って、通常動作時はPMOSFET101はターンオンすることがない。その結果、PMOSFET104のオンに基因してノード114は高レベルの電位(VDD)に固定される。NAND回路105,インバータ回路106からなるプリバッファ回路は内部回路(図1の符号200)に接続された信号端子115のディジタル信号の高低レベルによってバッファNMOSFET107のゲート端子118の電位を制御するように動作する。つまり、通常動作時はノード114は高レベルに設定されており、信号端子115,215のロジック(高レベル,低レベル)だけでバッファNMOSFET107のゲート端子118の信号レベルが決まる。
なお、図2に示す信号端子115と図5に示す信号端子215とに対しては、同じ内部回路(図1の符号200)から同じディジタル信号が供給されている。通常動作時は、信号端子115又は215が高レベルでバッファNMOSFET107がオンしたときは、バッファPMOSFET108はオフし、I/O端子111からはVSS端子112の電位即ち低レベルが出力される。また、信号端子115又は215が低レベルでバッファNMOSFET107がオフしたときは、バッファPMOSFET108はオンし、I/O端子111からはVDD端子110の電位即ち高レベルが出力される。
また、通常動作時は、ノード116は低レベルの電位VSSに固定されるが、ノイズなどの影響によってノード116が昇圧された場合にはNMOSFET102がオン動作してノード116の電位を降下させ、NMOSFET103をオフに固定する。そのため、ノード114は高レベルの電位を維持するので、通常時の誤動作の虞はない。
図4は各ノード電圧のVio依存性を回路シミュレーションによって求めたものである。静電気サージによってVioの電位が一定以上に上昇した場合に、バッファNMOSFET107のゲート端子118の電圧はVSS端子の電位即ち低レベルの電位(ローレベル)に固定されていることが分かる。
なお、図示しないが、ノード116に対するノイズの影響をより低減するために、ノード116とVSS端子112間に抵抗を挿入しても良い。またその抵抗は、ゲート端子をVDD端子110に接続し、ソース端子と基板端子をVSS端子112に接続し、ドレイン端子をノード116に接続したNMOSFETからなる能動抵抗(Active resistor)で形成しても良い。
以上述べた図2の第1の実施形態では、VSS端子112を基準電位とし、I/O端子111に正の静電気サージが印加された場合について説明したが、図2の第1の実施形態は、I/O端子111を基準電位とし、VSS端子112に負の静電気サージが印加された場合についても適用することができる。この場合にも、I/O端子111の電位をVioとし、VDD端子110の電位をVVDD、VSS端子112の電位をVVSSとすると、電位の大小関係は、Vio>VVDD>VVSSとなり、前述したのと同様にバッファNMOSFET107のゲート端子の電位を低レベルの電位(ローレベル)に設定することができ、バッファNMOSFET107はターンオフされ、バッファNMOSFET107に静電気サージの電流が集中して流れるのを防ぐことができる。
[第2の実施形態]
図5は本発明の第2の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図5に示す静電保護回路200は、出力回路200A-1を構成する出力バッファとしてバッファNMOSFET207及びバッファPMOSFET208を備え、その他の回路素子(VDD端子210,I/O端子211,VSS端子212,NMOSFET201,204,PMOSFET202,203,NOR回路205,インバータ回路206,ダイオード直列回路209,バッファNMOSFET制御回路213,GGNMOS219,SGPMOS220)と共に、静電気サージに対する静電保護機能を実現している。
図5は本発明の第2の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図5に示す静電保護回路200は、出力回路200A-1を構成する出力バッファとしてバッファNMOSFET207及びバッファPMOSFET208を備え、その他の回路素子(VDD端子210,I/O端子211,VSS端子212,NMOSFET201,204,PMOSFET202,203,NOR回路205,インバータ回路206,ダイオード直列回路209,バッファNMOSFET制御回路213,GGNMOS219,SGPMOS220)と共に、静電気サージに対する静電保護機能を実現している。
この第2の実施形態では、VDD端子210やVSS端子212に電源電圧が印加されていない状態で、VDD端子210を基準電位とし、I/O端子211に負の静電気サージが印加されたときに、出力バッファとしてのバッファPMOSFET208に過電流が流れてこれを破壊することがないようにし、しかも静電気サージを放電し得るようにした静電保護回路を示している。
VDD端子210は高レベル側の第1の電源端子を表し、I/O端子211は外部接続用の入出力端子を表し、VSS端子212は低レベル側の第2の電源端子を表している。 バッファNMOSFET207は、I/O端子211の電位をVSS端子212の電位にプルダウンするための出力バッファである。バッファNMOSFET207のソース端子及び基板端子はVSS端子212に接続し、ドレイン端子はI/O端子211に接続している。
バッファPMOSFET208は、I/O端子211の電位をVDD端子210の電位にプルアップするための出力バッファである。バッファPMOSFET208のソース端子及び基板端子はVDD端子210に接続し、ドレイン端子はI/O端子211に接続している。
VDD端子210は高レベル側の第1の電源端子を表し、I/O端子211は外部接続用の入出力端子を表し、VSS端子212は低レベル側の第2の電源端子を表している。 バッファNMOSFET207は、I/O端子211の電位をVSS端子212の電位にプルダウンするための出力バッファである。バッファNMOSFET207のソース端子及び基板端子はVSS端子212に接続し、ドレイン端子はI/O端子211に接続している。
バッファPMOSFET208は、I/O端子211の電位をVDD端子210の電位にプルアップするための出力バッファである。バッファPMOSFET208のソース端子及び基板端子はVDD端子210に接続し、ドレイン端子はI/O端子211に接続している。
バッファNMOSFET制御回路213は、図2に示すPMOSFET101,NMOSFET102,NMOSFET103,PMOSFET104,NAND回路105及びインバータ回路106で構成され、その機能については図2の第1の実施形態で説明している。なお、VDD端子210やVSS端子212に電源電圧が印加されていない状態で、VDD端子210を基準電位とし、I/O端子211に負の静電気サージが印加されたときには、バッファNMOSFET回路213は動作することがなくバッファPMOSFET208による静電気サージ保護動作には直接関与していない。このため、本実施形態2では、図5の主な構成を見易くするために、バッファNMOSFET回路213の詳細な構成については省略してある。
NMOSFET201は、静電気サージを検出するための検出器として機能するものである。NMOSFET201のゲート端子はVSS端子212に接続し、ソース端子はI/O端子211に接続し、基板端子はVSS端子212に接続している。
また、VDD端子210とVSS端子212間には、整流素子としてのダイオード直列回路209が接続している。ダイオード直列回路209は、N個(Nは正の整数)のダイオードを直列に接続して構成されている。
なお、VDD端子210,I/O端子211,VSS端子212、バッファNMOSFET207,バッファPMOSFET208,GGNMOS219,SGPMOS220及びダイオード直列回路209は、図1とは符号を変えてあるが、図1のVDD端子110,I/O端子111,VSS端子112、バッファNMOSFET107,バッファPMOSFET108,GGNMOS119,SGPMOS120及びダイオード直列回路109と共用(兼用)することができる。
NMOSFET201,PMOSFET202,PMOSFET203及びNMOSFET204は増幅器を構成している。PMOSFET202のドレイン端子はそのゲート端子に接続し、ソース端子と基板端子はVDD端子210に接続している。PMOSFET203のゲート端子はPMOSFET202のゲート端子及びドレイン端子に接続し、ソース端子及び基板端子はVDD端子210に接続している。NMOSFET204のゲート端子はVDD端子210に接続し、ドレイン端子はPMOSFET203のドレイン端子に接続し、ソース端子及び基板端子はVSS端子212に接続している。
NOR回路205及びインバータ回路206は、通常動作時はディジタル信号の高低レベルによってバッファPMOSFET208のゲート端子218の電位を制御するプリバッファ回路として機能し、静電気サージ印加時はバッファPMOSFET208のゲート電位を制御する制御器として機能する。NOR回路205の一方の入力端は前記PMOSFET203のドレイン端子に接続し、もう一方の入力端は内部回路(図1の符号200)に接続された信号端子215に接続し、NOR回路205の出力端はインバータ回路206の入力端に接続している。インバータ回路206の出力端はバッファPMOSFET208のゲート端子に接続している。
更に、前記バッファNMOSFET207のドレイン・ソース間に並列に、GGNMOSとしてのNMOSFET219が接続している。NMOSFET219のドレイン端子はI/O端子211に、ゲート端子,ソース端子及び基板端子はVSS端子212に接続している。また、前記バッファPMOSFET208のソース・ドレイン間に並列に、SGPMOSとしてのPMOSFET220が接続している。PMOSFET220のドレイン端子はI/O端子211に、ゲート端子,ソース端子及び基板端子はVDD端子210に接続している。
次に、図5の静電保護回路の動作を説明する。
ます、静電気サージが印加された時の動作を説明する。
半導体装置がシステムに組み込まれる以前の半導体装置の搬送時などにおいては、VDD端子210及びVSS端子212にはそれぞれ高レベルの電源電圧,低レベルの電源電圧が供給されておらず、I/O端子211にはディジタル信号が出力されていない状態にある。
ます、静電気サージが印加された時の動作を説明する。
半導体装置がシステムに組み込まれる以前の半導体装置の搬送時などにおいては、VDD端子210及びVSS端子212にはそれぞれ高レベルの電源電圧,低レベルの電源電圧が供給されておらず、I/O端子211にはディジタル信号が出力されていない状態にある。
このような無電源状態で、VDD端子210を基準電位とし、I/O端子211に負の静電気サージが印加されたときに、バッファNMOSFET207に寄生するドレインをカソード側とするPN接合ダイオード(非記載)とN個のダイオードからなるダイオード直列回路209とで形成された、VDD端子210とI/O端子211間の(N+1)個のダイオードからなるダイオード直列回路が、静電気サージの電位に基づいてバイアスされる。I/O端子211の電位をVioとし、VDD端子210の電位をVVDD、VSS端子212の電位をVVSSとすると、相対的な電位の大小関係は、VVDD>VVSS>Vioとなる。ダイオード直列回路209の段数をN段とすると、VSS端子212の電圧VVSSは、
VVSS=Vio×N/(N+1)
となる。したがって、検出器としてのNMOSFET201のゲート・ソース間電圧Vgsに電位差が生じる。負の静電気サージによってNMOSFET201のVgsが閾値電圧を超えるまでVioが降圧されると、NMOSFET201はターンオンする。このターンオンによって、静電気サージの印加が検出されたことになる。
VVSS=Vio×N/(N+1)
となる。したがって、検出器としてのNMOSFET201のゲート・ソース間電圧Vgsに電位差が生じる。負の静電気サージによってNMOSFET201のVgsが閾値電圧を超えるまでVioが降圧されると、NMOSFET201はターンオンする。このターンオンによって、静電気サージの印加が検出されたことになる。
増幅器を形成するNMOSFET201,PMOSFET202,PMOSFET203及びNMOSFET205は、NMOSFET201がオンすることによってそのソース電位がPMOSFET202,203のゲート端子に印加され、PMOSFET203がオンし、ノード214の電位を上昇させ、VDD端子の電位即ち高レベル電位(ハイレベル)とする。その結果、NOR回路205及びインバータ回路206からなる制御器は、バッファPMOSFET208のゲート端子218の電位をVDD端子の電位即ち高レベルの電位(ハイレベル)に設定することになる。
バッファPMOSFET208のゲート端子が高レベル(VDD)に設定されると、バッファPMOSFET208はこれと並列接続されているソース・ゲート接続型のSGPMOSFET220と同じバイアス条件となり、図6に示すようにPMOSFET208にはソース領域をエミッタとし、基板領域をベースとし、ドレイン領域をコレクタとするPNP型の寄生BJT221が形成され、同時にPMOSFET220にはソース領域をエミッタとし、基板領域をベースとし、ドレイン領域をコレクタとするPNP型の寄生BJT222が形成される。
このようにVDD端子210を基準電位としI/O端子211に高電圧の負の静電気サージが印加されたときにバッファPMOSFET208のゲート電位が高レベルの電位に設定されることにより、バッファPMOSFET208のゲート端子218が制御されてバッファPMOSFET208はターンオフ状態とされる。その結果、I/O端子211から侵入した高電圧の負の静電気サージによって出力回路内に充電(蓄積)され一定以上に降下された電圧がバッファPMOSFET208及びPMOSFET220の各ドレインに印加されると、バッファPMOSFET208のPNP型の寄生BJT221(図6参照)がオンし、そのドレイン端子からソース端子を通して静電気サージが放電されると同時に、SGPMOSを構成するPMOSFET220のPNP型の寄生BJT222(図6参照)もオンし、そのドレイン端子からソース端子を通して静電気サージが放電される。
このように高圧の静電気サージが入力された場合、上述したようにバッファPMOSFET208のゲート電位が高レベルに設定されることによってバッファPMOSFET208のMOSFET動作としての導通は制限を受けるので、サージ電流の放電はPMOSFET208とPMOSFET220にそれぞれ形成されている寄生BJT221,222を通してほぼ2分されて流れ、出力バッファを構成するバッファPMOSFET208への電流集中を防ぎ、バッファPMOSFET208を破壊に導く虞をなくすことができる。
次に、通常動作時の動作について説明する。
通常動作時は、VDD端子210には高レベルの電源電圧が供給され、VSS端子212には低レベルの電源電圧が供給されており、I/O端子211には高レベル,低レベルの2値レベルのディジタル信号が出力されている。NMOSFET201のゲート端子には低レベルの電位が供給され、またソース端子はI/O端子211に接続しているため高レベル,低レベルの2値電圧が出力される。従って、通常動作時はNMOSFET201はターンオンすることがない。その結果、NMOSFET204のオンに基因してノード214は低レベルの電位(ローレベル)に固定される。NOR回路205,インバータ回路206からなるプリバッファ回路は内部回路(図1の符号200)に接続された信号端子215のディジタル信号の高低レベルによってバッファPMOSFET208のゲート端子218の電位を制御するように動作する。つまり、通常動作時はノード214は低レベルに設定されており、信号端子215,115のロジック(高レベル,低レベル)だけでバッファPMOSFET208のゲート端子218の信号レベルが決まる。
通常動作時は、VDD端子210には高レベルの電源電圧が供給され、VSS端子212には低レベルの電源電圧が供給されており、I/O端子211には高レベル,低レベルの2値レベルのディジタル信号が出力されている。NMOSFET201のゲート端子には低レベルの電位が供給され、またソース端子はI/O端子211に接続しているため高レベル,低レベルの2値電圧が出力される。従って、通常動作時はNMOSFET201はターンオンすることがない。その結果、NMOSFET204のオンに基因してノード214は低レベルの電位(ローレベル)に固定される。NOR回路205,インバータ回路206からなるプリバッファ回路は内部回路(図1の符号200)に接続された信号端子215のディジタル信号の高低レベルによってバッファPMOSFET208のゲート端子218の電位を制御するように動作する。つまり、通常動作時はノード214は低レベルに設定されており、信号端子215,115のロジック(高レベル,低レベル)だけでバッファPMOSFET208のゲート端子218の信号レベルが決まる。
なお、図5に示す信号端子215と、図2に示す信号端子115には、同じ内部回路(図1の符号200)から同じディジタル信号出力が供給されている。通常動作時は、信号端子215又は115が低レベルでバッファPMOSFET208がオンしたときは、バッファNMOSFET207はオフし、I/O端子211からは高レベルが出力される。また、信号端子115又は215が高レベルでバッファPMOSFET208がオフしたときは、バッファNMOSFET207はオンし、I/O端子211からは低レベルが出力される。
また、通常動作時は、ノード216は高レベルの電位VDDに固定されるが、ノイズなどの影響によってノード216が降圧された場合にはPMOSFET202がオン動作してノード216の電位を上昇させ、PMOSFET203をオフに固定する。そのため、ノード214は低レベルの電位を維持するので、誤動作の虞はない。
図5に示した回路のシミュレーション結果は省略するが図4に示したのと同様に、バッファPMOSFET208のゲート電位の制御が可能である。ただし、VDD端子210が基準電位でI/O端子211に負の静電気サージが印加され、Vioの電位が降下した場合に、バッファPMOSFET208のゲート端子218の電位はVDD端子の電位即ち高レベルの電位(ハイレベル)に設定される。
図示しないが、ノード216に対するノイズの影響をより低減するために、ノード216とVDD端子210間に抵抗を挿入しても良い。またその抵抗は、ゲート端子をVSS端子212に接続し、ソース端子と基板端子をVDD端子210に接続し、ドレイン端子をノード216に接続したPMOSFETからなる能動抵抗(Active resistor)で形成しても良い。
以上述べた図5の第2の実施形態では、VDD端子210を基準電位とし、I/O端子211に負の静電気サージが印加された場合について説明したが、図5の第2の実施形態は、I/O端子211を基準電位とし、VDD端子210に正の静電気サージが印加された場合についても適用することができる。この場合にも、I/O端子211の電位をVioとし、VDD端子210の電位をVVDD、VSS端子212の電位をVVSSとすると、電位の大小関係は、VVDD>VVSS>Vioとなり、前述したのと同様にバッファPMOSFET208のゲート端子の電位を高レベルの電位(ハイレベル)に設定することができ、バッファPMOSFET208はターンオフされ、バッファPMOSFET208に静電気サージの電流が集中して流れるのを防ぐことができる。
尚、図2の第1の実施形態の静電保護回路は、(1)VSS端子を基準電位とし、I/O端子に正の静電気サージが印加されたとき、(2)I/O端子を基準電位とし、VSS端子に負の静電気サージが印加されたとき、の2つの静電気サージモードに対応してバッファMOSFETを保護し得る構成となっている。また、図5の第2の実施形態の静電保護回路は、(3)VDD端子を基準電位とし、I/O端子に負の静電気サージが印加されたとき、(4)I/O端子を基準電位とし、VDD端子に正の静電気サージが印加されたとき、の2つの静電気サージモードに対応してバッファMOSFETを保護し得る構成となっている。従って、図2の静電保護回路と図5の静電保護回路を一体に構成することにより、上記(1)〜(4)の4つの静電気サージモードに対応してバッファMOSFETを保護し得る構成とすることができる。
[第3の実施形態]
図7は本発明の第3の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図7の第3の実施形態における符号400〜420はそれぞれ、図2の第1の実施形態における符号100〜120に対応している。
図7は本発明の第3の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図7の第3の実施形態における符号400〜420はそれぞれ、図2の第1の実施形態における符号100〜120に対応している。
図7に示す静電保護回路400は、出力回路400A-1を構成する出力バッファとしてバッファNMOSFET407及びバッファPMOSFET408を備え、その他の回路素子(VDD端子410,I/O端子411,VSS端子412,PMOSFET401,404,NMOSFET402,403,NAND回路405,インバータ回路406,ダイオード直列回路409,バッファNMOSFET制御回路413,GGNMOS419,SGPMOS420)と共に、静電気サージに対する静電保護機能を実現している。
図7の第3の実施形態と図2の第1の実施形態との構成上の違いは、以下の通りである。すなわち、図2ではNMOSFET103のドレイン端子(換言すればPMOSFET104のドレイン端子)とバッファNMOSFET107のゲート端子との間に、NAND回路105及びインバータ回路106を介在させてあるが、図7ではNMOSFET403のドレイン端子(換言すればPMOSFET404のドレイン端子)とバッファNMOSFET407のゲート端子との間に、NAND回路405のみを介在させた構成としてある。また、図2ではNMOSFET103のドレイン端子(換言すればPMOSFET104のドレイン端子)とNMOSFET119のゲート端子との間に、何も接続するものがなかったが、図7ではNMOSFET403のドレイン端子(換言すればPMOSFET404のドレイン端子)とNMOSFET419のゲート端子との間に、インバータ回路406を介在させた構成としてある。I/O端子411とVSS端子412間のバッファNMOSFET407に並列に接続されたNMOSFET419は、静電気サージ入力時にMOSFETの動作としてターンオンして静電気サージを放電させる機能を有する。
バッファPMOSFET制御回路413は、図8に示すNMOSFET501,PMOSFET502,PMOSFET503,NMOSFET504,NOR回路505及びインバータ回路506で構成され、その機能については図2の第1の実施形態のバッファPMOSFET制御回路113と同様である。なお、VDD端子410やVSS端子412に電源電圧が印加されていない状態で、VSS端子412を基準電位とし、I/O端子411に正の静電気サージが印加されたときには、バッファPMOSFET回路413は動作することがなくバッファNMOSFET407による静電気サージ保護動作には直接関与していない。このため、本実施形態3では、図7の主な構成を見易くするために、バッファPMOSFET回路413の詳細な構成については省略してある。
なお、VDD端子410,I/O端子411,VSS端子412、バッファNMOSFET407,バッファPMOSFET408,GGNMOS419,SGPMOS420及びダイオード直列回路409は、図8とは符号を変えてあるが、図8のVDD端子510,I/O端子511,VSS端子512、バッファNMOSFET507,バッファPMOSFET508,GGNMOS519,SGPMOS520及びダイオード直列回路509と共用(兼用)することができる。
次に、図7の第3の実施形態の動作を、図2の第1の実施形態の動作と対比して説明する。
図2の第1の実施形態は、VSS端子112を基準電位とし、I/O端子111に正の静電気サージが印加されたときに、バッファNMOSFET107のゲート電位を低レベルの電位(ローレベルVSS)に設定し、バッファNMOSFET107をMOSFETの動作としてターンオフさせて、バッファNMOSFET107にサージ電流が集中して破壊に至るのを防止するものである。
図2の第1の実施形態は、VSS端子112を基準電位とし、I/O端子111に正の静電気サージが印加されたときに、バッファNMOSFET107のゲート電位を低レベルの電位(ローレベルVSS)に設定し、バッファNMOSFET107をMOSFETの動作としてターンオフさせて、バッファNMOSFET107にサージ電流が集中して破壊に至るのを防止するものである。
これに対し、図7の第3の実施形態に示す回路は、VSS端子412を基準電位とし、I/O端子411に正の静電気サージが印加されたときに、バッファNMOSFET407のゲート電位を高レベルの電位(VDD)に設定し、また、I/O端子411の電位の制御には用いず、静電気サージの放電のみを目的とするNMOSFET419のゲート電位を同時に高レベルの電位(VDD)に設定することで、バッファNMOSFET407及びNMOSFET419をMOSFETの動作として同時にターンオンさせ、サージ電流を2つのNMOSFET407,419でほぼ同等に分配して放電することが可能となり、バッファNMOSFET407にサージ電流が集中して破壊に至るのを防止することが可能となる。I/O端子411から正の静電気サージが入力しその充電によって2つのNMOSFET407,419の各ドレイン電圧が昇圧されると、図3で説明したのと同様に、各NMOSFETの寄生BJT(図3の符号121,122に相当)がオンして、サージ電流の放電に寄与することになる。なお、2つのNMOSFET407,419がそれぞれのゲート端子に高レベルの電位(ハイレベル)を与えられてMOSFETの動作としてターンオンする際の閾値は、2つのNMOSFET407,419のそれぞれの寄生BJTがオンする際の閾値より低いので、まず、2つのNMOSFET407,419がMOSFETの動作としてターンオンした後に、正の静電気サージによって充電される電圧が上昇するに伴って2つのNMOSFET407,419のそれぞれの寄生BJTがオンすることになる。
詳細な回路の動作は、第1の実施形態の説明から容易に推測可能であるため、省略する。
詳細な回路の動作は、第1の実施形態の説明から容易に推測可能であるため、省略する。
以上述べた図7の第3の実施形態では、VSS端子412を基準電位とし、I/O端子411に正の静電気サージが印加された場合について説明したが、図7の第3の実施形態は、I/O端子411を基準電位とし、VSS端子412に負の静電気サージが印加された場合についても適用することができる。この場合にも、I/O端子411の電位をVioとし、VDD端子410の電位をVVDD、VSS端子412の電位をVVSSとすると、電位の大小関係は、Vio>VVDD>VVSSとなり、前述したのと同様にバッファNMOSFET407,静電気サージ放電用NMOSFET419のゲート端子417,418の電位を高レベルの電位(ハイレベル)に設定することができ、バッファNMOSFET407,静電気サージ放電用419は共にターンオンされ、静電気サージの電流が2分して流れ、出力バッファであるバッファNMOSFET407に静電気サージの電流が集中して流れ破壊されるのを防ぐことができる。
[第4の実施形態]
図8は本発明の第4の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図8の第4の実施形態における符号500〜520はそれぞれ、図5の第2の実施形態における符号200〜220に対応している。
図8は本発明の第4の実施形態の静電保護回路を示す回路図である。
図8の第4の実施形態における符号500〜520はそれぞれ、図5の第2の実施形態における符号200〜220に対応している。
図8に示す静電保護回路500は、出力回路500A-1を構成する出力バッファとしてバッファNMOSFET507及びバッファPMOSFET508を備え、その他の回路素子(VDD端子510,I/O端子511,VSS端子512,NMOSFET501,504,PMOSFET502,503,NOR回路505,インバータ回路506,ダイオード直列回路509,バッファNMOSFET制御回路513,GGNMOS519,SGPMOS520)と共に、静電気サージに対する静電保護機能を実現している。
図8の第4の実施形態と図5の第2の実施形態との構成上の違いは、以下の通りである。すなわち、図5ではPMOSFET203のドレイン端子(換言すればNMOSFET204のドレイン端子)とバッファPMOSFET208のゲート端子との間に、NOR回路205及びインバータ回路206を介在させてあるが、図8ではPMOSFET503のドレイン端子(換言すればNMOSFET504のドレイン端子)とバッファPMOSFET508のゲート端子との間に、NOR回路505のみを介在させた構成としてある。また、図5ではPMOSFET203のドレイン端子(換言すればNMOSFET204のドレイン端子)とPMOSFET219のゲート端子との間に、何も接続するものがなかったが、図8ではPMOSFET503のドレイン端子(換言すればNMOSFET504のドレイン端子)とPMOSFET520のゲート端子との間に、インバータ回路506を介在させた構成としてある。VDD端子510とI/O端子511との間のバッファPMOSFET508に並列に接続されたPMOSFET520は、静電気サージ入力時にMOSFETの動作としてターンオンして静電気サージを放電させる機能を有する。
バッファNMOSFET制御回路513は、図7に示すPMOSFET401,NMOSFET402,NMOSFET403,PMOSFET404,NAND回路405及びインバータ回路406で構成され、その機能については図5の第2の実施形態のバッファNMOSFET制御回路213と同様である。なお、VDD端子510やVSS端子512に電源電圧が印加されていない状態で、VDD端子510を基準電位とし、I/O端子511に負の静電気サージが印加されたときには、バッファNMOSFET回路513は動作することがなくバッファPMOSFET508による静電気サージ保護動作には直接関与していない。このため、本実施形態4では、図8の主な構成を見易くするために、バッファNMOSFET回路513の詳細な構成については省略してある。
なお、VDD端子510,I/O端子511,VSS端子512、バッファNMOSFET507,バッファPMOSFET508,GGNMOS519,SGPMOS520及びダイオード直列回路509は、図7とは符号を変えてあるが、図7のVDD端子410,I/O端子411,VSS端子412、バッファNMOSFET407,バッファPMOSFET408,GGNMOS419,SGPMOS420及びダイオード直列回路409と共用(兼用)することができる。
次に、図8の第4の実施形態の動作を、図5の第2の実施形態の動作と対比して説明する。
図5の第2の実施形態2は、VDD端子210を基準電位とし、I/O端子211に負の静電気サージが印加されたときに、バッファPMOSFET208のゲート電位を高レベルの電位(VDD)に設定し、バッファPMOSFET208をMOSFETの動作としてターンオフさせて、バッファPMOSFET208にサージ電流が集中して破壊に至るのを防止するものである。
図5の第2の実施形態2は、VDD端子210を基準電位とし、I/O端子211に負の静電気サージが印加されたときに、バッファPMOSFET208のゲート電位を高レベルの電位(VDD)に設定し、バッファPMOSFET208をMOSFETの動作としてターンオフさせて、バッファPMOSFET208にサージ電流が集中して破壊に至るのを防止するものである。
これに対し、図8の第4の実施形態に示す回路は、VDD端子510を基準電位とし、I/O端子511に負の静電気サージが印加されたときに、バッファPMOSFET508のゲート電位を低レベルの電位(VSS)に設定し、また、I/O端子511の電位の制御には用いず、静電気サージの放電のみを目的とするPMOSFET520のゲート電位を同時に低レベルの電位(VSS)に設定することで、バッファPMOSFET508及びPMOSFET520をMOSFETの動作として同時にターンオンさせ、サージ電流を2つのPMOSFET508,520でほぼ同等に分配して放電することが可能となり、バッファPMOSFET508にサージ電流が集中して破壊に至るのを防止することが可能となる。そして、I/O端子511から正の静電気サージが入力しその充電によって2つのPMOSFET508,520の各ドレイン電圧が昇圧されると、図6で説明したのと同様に、各PMOSFETの寄生BJT(図6の符号221,222に相当)がオンして、サージ電流の放電に寄与することになる。なお、2つのPMOSFET508,520がそれぞれのゲート端子に低レベルの電位(ローレベル)を与えられてMOSFETの動作としてターンオンする際の閾値は、2つのPMOSFET508,520のそれぞれの寄生BJTがオンする際の閾値より高いので、まず、2つのPMOSFET508,520がMOSFETの動作としてターンオンした後に、負の静電気サージによって充電される電圧が降下するに伴って2つのPMOSFET508,520のそれぞれの寄生BJTがオンすることになる。
詳細な回路の動作は、第2の実施形態の説明から容易に推測可能であるため、省略する。
詳細な回路の動作は、第2の実施形態の説明から容易に推測可能であるため、省略する。
以上述べた図8の第4の実施形態では、VDD端子510を基準電位とし、I/O端子511に負の静電気サージが印加された場合について説明したが、図8の第4の実施形態は、I/O端子511を基準電位とし、VDD端子510に正の静電気サージが印加された場合についても適用することができる。この場合にも、I/O端子511の電位をVioとし、VDD端子510の電位をVVDD、VSS端子512の電位をVVSSとすると、電位の大小関係は、VVDD>VVSS>Vioとなり、前述したのと同様にバッファPMOSFET508,静電気サージ放電用NMOSFE520のゲート端子517,518の電位を低レベルの電位(ローレベル)に設定することができ、バッファPMOSFET508,静電気サージ放電用NMOSFE520は共にターンオフされ、出力バッファであるバッファPMOSFET508に静電気サージの電流が集中して流れ破壊されるのを防ぐことができる。
尚、図7の第3の実施形態の静電保護回路は、(1)VSS端子を基準電位とし、I/O端子に正の静電気サージが印加されたとき、(2)I/O端子を基準電位とし、VSS端子に負の静電気サージが印加されたとき、の2つの静電気サージモードに対応してバッファMOSFETを保護し得る構成となっている。また、図8の第4の実施形態の静電保護回路は、(3)VDD端子を基準電位とし、I/O端子に負の静電気サージが印加されたとき、(4)I/O端子を基準電位とし、VDD端子に正の静電気サージが印加されたとき、の2つの静電気サージモードに対応してバッファMOSFETを保護し得る構成となっている。従って、図7の静電保護回路と図8の静電保護回路を一体に構成することにより、上記(1)〜(4)の4つの静電気サージモードに対応してバッファMOSFETを保護し得る構成とすることができる。
100…静電保護回路
110,210,410,510…VDD端子(第1の電源端子)
111,211,411,511…I/O端子(入出力端子)
112,212,412,512…VSS端子(第2の電源端子)
101,401…PMOSFET(検出器)
201,501…NMOSFET(検出器)
104,202,203,404,502,503…PMOSFET
102,103,204,402,403,504…NMOSFET
105,405…NAND回路(制御器)
106,206,406,506…インバータ回路(制御器)
107,207,407,507…バッファNMOSFET
108,208,408,508…バッファPMOSFET
109,209,409,509…ダイオード直列回路(整流素子)
205,505…NOR回路(制御器)
119,219…GGNMOS(ゲート接地型NMOSFET)
120,220…SGPMOS(ゲート・ソース接続型PMOSFET)
419,519…静電気サージ放電用NMOSFET
420,520…静電気サージ放電用PMOSFET
110,210,410,510…VDD端子(第1の電源端子)
111,211,411,511…I/O端子(入出力端子)
112,212,412,512…VSS端子(第2の電源端子)
101,401…PMOSFET(検出器)
201,501…NMOSFET(検出器)
104,202,203,404,502,503…PMOSFET
102,103,204,402,403,504…NMOSFET
105,405…NAND回路(制御器)
106,206,406,506…インバータ回路(制御器)
107,207,407,507…バッファNMOSFET
108,208,408,508…バッファPMOSFET
109,209,409,509…ダイオード直列回路(整流素子)
205,505…NOR回路(制御器)
119,219…GGNMOS(ゲート接地型NMOSFET)
120,220…SGPMOS(ゲート・ソース接続型PMOSFET)
419,519…静電気サージ放電用NMOSFET
420,520…静電気サージ放電用PMOSFET
Claims (5)
- 第1の電源端子と、
第2の電源端子と、
外部接続用の入出力端子と、
前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするためのバッファ用P型MOSFETと、
前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするためのバッファ用N型MOSFETと、
アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、
前記入出力端子と前記第1の電源端子間または前記入出力端子と前記第2の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、
前記検出器が前記静電気サージの流入を検出したときに、前記バッファ用N型MOSFETまたは前記バッファ用P型MOSFETの一方のゲート電位を制御し、前記バッファ用N型MOSFETまたは前記バッファ用P型MOSFETの一方をターンオフする制御器と、
を具備したことを特徴とする静電保護回路。 - 第1の電源端子と、
第2の電源端子と、
外部接続用の入出力端子と、
前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするためのバッファ用P型MOSFETと、
前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするためのバッファ用N型MOSFETと、
アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、
前記入出力端子と前記第1の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、
前記検出器の比較の結果、前記入出力端子の電位の方が高い場合に、前記バッファ用N型MOSFETのゲート電位を低レベルの電位に制御し、前記バッファ用N型MOSFETをターンオフする制御器と、
を具備したことを特徴とする静電保護回路。 - 第1の電源端子と、
第2の電源端子と、
外部接続用の入出力端子と、
前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするためのバッファ用P型MOSFETと、
前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするためのバッファ用N型MOSFETと、
アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、
前記入出力端子と前記第2の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、
前記検出器の比較の結果、前記第2の電源端子の電位の方が高い場合に、前記バッファ用P型MOSFETのゲート電位を高レベルの電位に制御し、前記バッファ用P型MOSFETをターンオフする制御器と、
を具備したことを特徴とする静電保護回路。 - 第1の電源端子と、
第2の電源端子と、
外部接続用の入出力端子と、
前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするための第1のバッファ用P型MOSFETと、
前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするための第1のバッファ用N型MOSFETと、
前記第1の電源端子と前記入出力端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のP型MOSFETと、
前記入出力端子と前記第2の電源端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のN型MOSFETと、
アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、
前記入出力端子と前記第1の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、
前記検出器の比較の結果、前記入出力端子の電位の方が高い場合に、前記第1のバッファ用N型MOSFETのゲート電位と前記第2のN型MOSFETのゲート電位とを高レベルの電位に制御し、前記第1のバッファ用N型MOSFET及び前記2のN型MOSFETをターンオンする制御器と、
を具備したことを特徴とする静電保護回路。 - 第1の電源端子と、
第2の電源端子と、
外部接続用の入出力端子と、
前記入出力端子の電位を前記第1の電源端子の電位にプルアップするための第1のバッファ用P型MOSFETと、
前記入出力端子の電位を前記第2の電源端子の電位にプルダウンするための第1のバッファ用N型MOSFETと、
前記第1の電源端子と前記入出力端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のP型MOSFETと、
前記入出力端子と前記第2の電源端子間に接続されて、静電気サージを放電するための第2のN型MOSFETと、
アノード端子を前記第1の電源端子に、カソード端子を前記第2の電源端子に接続した整流素子と、
前記入出力端子と前記第2の電源端子間の電位を比較し、前記入出力端子への静電気サージの流入を検出する検出器と、
前記検出器の比較の結果、前記第2の電源端子の電位の方が高い場合に、前記前記第1のバッファ用P型MOSFETのゲート電位と前記第2のP型MOSFETのゲート電位とを低レベルの電位に制御し、前記第1のバッファ用P型MOSFET及び前記2のP型MOSFETをターンオンする制御器と、
を具備したことを特徴とする静電保護回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005249898A JP2007067095A (ja) | 2005-08-30 | 2005-08-30 | 静電保護回路 |
US11/511,520 US7394631B2 (en) | 2005-08-30 | 2006-08-29 | Electrostatic protection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005249898A JP2007067095A (ja) | 2005-08-30 | 2005-08-30 | 静電保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007067095A true JP2007067095A (ja) | 2007-03-15 |
Family
ID=37803755
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005249898A Pending JP2007067095A (ja) | 2005-08-30 | 2005-08-30 | 静電保護回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7394631B2 (ja) |
JP (1) | JP2007067095A (ja) |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100849069B1 (ko) | 2007-04-20 | 2008-07-30 | 주식회사 하이닉스반도체 | 정전기 방전 보호 장치 |
JP2011155062A (ja) * | 2010-01-26 | 2011-08-11 | Renesas Electronics Corp | 半導体装置 |
JP2016152578A (ja) * | 2015-02-19 | 2016-08-22 | 株式会社メガチップス | Esd保護回路 |
JP2020145347A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP2020145346A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP2020145348A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
CN111668208A (zh) * | 2019-03-07 | 2020-09-15 | 罗姆股份有限公司 | 半导体装置 |
JP2020170769A (ja) * | 2019-04-02 | 2020-10-15 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP2020170768A (ja) * | 2019-04-02 | 2020-10-15 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008103945A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
JP4516102B2 (ja) * | 2007-09-26 | 2010-08-04 | 株式会社東芝 | Esd保護回路 |
WO2009147471A1 (en) | 2008-06-04 | 2009-12-10 | Freescale Semiconductor, Inc. | An electrostatic discharge protection circuit, equipment and method |
JP5576674B2 (ja) | 2010-02-23 | 2014-08-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
JP6039886B2 (ja) * | 2011-04-08 | 2016-12-07 | 富士通株式会社 | 半導体装置の製造方法 |
EP2919262B1 (en) * | 2014-03-14 | 2022-12-21 | EM Microelectronic-Marin SA | Fault detection assembly |
JP6195393B1 (ja) * | 2016-03-23 | 2017-09-13 | ウィンボンド エレクトロニクス コーポレーション | 出力回路 |
JP2018120955A (ja) * | 2017-01-25 | 2018-08-02 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
JP2019012753A (ja) * | 2017-06-29 | 2019-01-24 | 株式会社東芝 | 電源保護回路 |
US11586798B1 (en) | 2021-08-13 | 2023-02-21 | International Business Machines Corporation | Avoiding electrostatic discharge events from cross-hierarchy tie nets |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05167407A (ja) * | 1991-12-18 | 1993-07-02 | Nec Corp | 半導体装置 |
JPH07169962A (ja) * | 1993-10-20 | 1995-07-04 | Hitachi Ltd | 半導体装置 |
WO2000044049A1 (fr) * | 1999-01-19 | 2000-07-27 | Seiko Epson Corporation | Circuit de protection contre l'electricite statique, et circuit integre |
JP2002084742A (ja) * | 2000-09-04 | 2002-03-22 | Sharp Corp | 降圧dcdcコンバータの過電流保護動作制御方法、降圧dcdcコンバータの過電流保護動作判定集積回路、降圧dcdcコンバータの過電流保護動作判定回路モジュールおよび降圧dcdcコンバータの制御集積回路並びにコンピュータ用の基板 |
JP2004207662A (ja) * | 2002-12-26 | 2004-07-22 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路及び電子機器 |
JP2005197980A (ja) * | 2004-01-06 | 2005-07-21 | Asahi Kasei Microsystems Kk | Esd保護機能付き信号出力回路 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0435047A3 (en) * | 1989-12-19 | 1992-07-15 | National Semiconductor Corporation | Electrostatic discharge protection for integrated circuits |
US6400540B1 (en) * | 1999-03-12 | 2002-06-04 | Sil.Able Inc. | Clamp circuit to prevent ESD damage to an integrated circuit |
TW490785B (en) * | 2001-06-18 | 2002-06-11 | Taiwan Semiconductor Mfg | Electrostatic discharge protection apparatus of semiconductor |
US20040105201A1 (en) * | 2002-12-02 | 2004-06-03 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company | Scheme for eliminating the channel unexpected turn-on during ESD zapping |
-
2005
- 2005-08-30 JP JP2005249898A patent/JP2007067095A/ja active Pending
-
2006
- 2006-08-29 US US11/511,520 patent/US7394631B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05167407A (ja) * | 1991-12-18 | 1993-07-02 | Nec Corp | 半導体装置 |
JPH07169962A (ja) * | 1993-10-20 | 1995-07-04 | Hitachi Ltd | 半導体装置 |
WO2000044049A1 (fr) * | 1999-01-19 | 2000-07-27 | Seiko Epson Corporation | Circuit de protection contre l'electricite statique, et circuit integre |
JP2002084742A (ja) * | 2000-09-04 | 2002-03-22 | Sharp Corp | 降圧dcdcコンバータの過電流保護動作制御方法、降圧dcdcコンバータの過電流保護動作判定集積回路、降圧dcdcコンバータの過電流保護動作判定回路モジュールおよび降圧dcdcコンバータの制御集積回路並びにコンピュータ用の基板 |
JP2004207662A (ja) * | 2002-12-26 | 2004-07-22 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路及び電子機器 |
JP2005197980A (ja) * | 2004-01-06 | 2005-07-21 | Asahi Kasei Microsystems Kk | Esd保護機能付き信号出力回路 |
Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100849069B1 (ko) | 2007-04-20 | 2008-07-30 | 주식회사 하이닉스반도체 | 정전기 방전 보호 장치 |
US7782583B2 (en) | 2007-04-20 | 2010-08-24 | Hynix Semiconductor Inc. | Electrostatic discharge protection device having low junction capacitance and operational voltage |
JP2011155062A (ja) * | 2010-01-26 | 2011-08-11 | Renesas Electronics Corp | 半導体装置 |
US8625239B2 (en) | 2010-01-26 | 2014-01-07 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor device |
JP2016152578A (ja) * | 2015-02-19 | 2016-08-22 | 株式会社メガチップス | Esd保護回路 |
JP2020145346A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP2020145347A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP2020145348A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
CN111668208A (zh) * | 2019-03-07 | 2020-09-15 | 罗姆股份有限公司 | 半导体装置 |
JP7295662B2 (ja) | 2019-03-07 | 2023-06-21 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP7324016B2 (ja) | 2019-03-07 | 2023-08-09 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP2020170769A (ja) * | 2019-04-02 | 2020-10-15 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP2020170768A (ja) * | 2019-04-02 | 2020-10-15 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP7332320B2 (ja) | 2019-04-02 | 2023-08-23 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
JP7332321B2 (ja) | 2019-04-02 | 2023-08-23 | ローム株式会社 | 半導体装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20070047162A1 (en) | 2007-03-01 |
US7394631B2 (en) | 2008-07-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2007067095A (ja) | 静電保護回路 | |
US7593201B2 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
US7795637B2 (en) | ESD protection circuit | |
US7755870B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
JP4504850B2 (ja) | 半導体集積回路装置 | |
JP4515822B2 (ja) | 静電保護回路及びこれを用いた半導体集積回路装置 | |
US8194369B2 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
JP3610890B2 (ja) | 電気負荷駆動回路 | |
JP2018064082A (ja) | 静電放電回路 | |
US20130100562A1 (en) | Electrostatic discharge clamp with controlled hysteresis including selectable turn on and turn off threshold voltages | |
US7643258B2 (en) | Methods and apparatus for electrostatic discharge protection in a semiconductor circuit | |
US9076654B2 (en) | Semiconductor device | |
US7456441B2 (en) | Single well excess current dissipation circuit | |
JP2006080160A (ja) | 静電保護回路 | |
JP2007049137A (ja) | 静電気放電保護回路用シリコン整流制御器及びその構造体 | |
US11594878B2 (en) | System and method for ESD protection | |
JP2007214420A (ja) | 半導体集積回路 | |
KR20080003052A (ko) | 정전기 방전 보호 회로 | |
JP7038531B2 (ja) | 電源逆接続保護機能を備えた負荷駆動回路 | |
JP2001308282A (ja) | 半導体装置 | |
JP3499578B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
JP2008098587A (ja) | Esd保護回路 | |
JP6384223B2 (ja) | 静電気保護回路および集積回路 | |
CN107452734A (zh) | 半导体器件 | |
JP2009059877A (ja) | 半導体装置および半導体装置システム |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080711 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20111114 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20111122 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20120508 |