JP2006133935A - 電源装置、及び携帯機器 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流に応じて軽負荷モードと重負荷モードとを自動的に切り替えるとともに、軽負荷時の消費電流を低減させつつ過度応答性を向上させた電源装置及びその電源装置を含む携帯機器を提供すること。
【解決手段】重負荷時に必要な第１電流レベルを供給できる第１出力回路を制御する第１誤差増幅回路と、軽負荷時の小さな第２電流レベル（＜第１電流レベル）を供給できる第２出力回路を制御する第２誤差増幅回路とを設ける。この第１，第２誤差増幅回路を、出力電流のレベルに基づいて形成されたモード制御信号に基づいて互いに逆の動作状態もしくは停止状態に制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電池などの直流電源からの電源電圧を所定の出力電圧に変換して出力する電源装置、及びその電源装置を組み込んだ携帯機器に関する。

直流電源からの電源電圧を所定の出力電圧に変換して出力する、シリーズレギュレータなどの電源装置では、負荷の変動や電源電圧の変動に対しても、負荷へ安定した出力電圧を供給することが必要である。したがって、出力電圧の制御の過度応答性を向上するために、消費電流の大きい電圧制御部を備えることが多い。

このような消費電流の大きい電圧制御部を備えた電源装置を、アクティブモード（重負荷状態）とスリープモード（軽負荷状態；待ち受け状態）を有する携帯電話機等の携帯機器に適用する場合に、スリープモード時には電圧制御部での消費電流の無駄が多くなる。

そこで、消費電流が大きいオペアンプを備えた高速電圧安定部と、消費電流が小さいオペアンプを備えた低速電圧安定部を設ける。これら両オペアンプの出力端子を、切替え手段を介して、大きな電流を流せる共通の出力トランジスタのゲート電極に接続する。そして、アクティブモードのときは高速電圧安定部をオンにし、負荷がスリープモードのときは低速電圧安定部をオンにする。また、モード切替えの際、高速電圧安定部及び低速電圧安定部が同時にオンする区間を設ける。このように電源装置を構成して、負荷の状態に応じて電圧安定部で消費する電流を制御することが、特許文献１に示されている。

しかし、特許文献１のものでは、モード切替のために外部からモード信号を得る必要があるが、電源装置の適用される携帯機器によってはモード信号が得られない場合もあり、この場合には適切な切替制御ができなくなる。また、電源装置の外部で、負荷状態を判断してモード信号を制御するための、制御装置が必要となる。

また、高速電圧安定部と低速電圧安定部とで共通の出力トランジスタを制御するから、低速電圧安定部による制御時の過度応答性が悪いという問題がある。
特開２００１−１１７６５０号公報

そこで、本発明は、出力電流に応じて軽負荷モードと重負荷モードとを自動的に切り替えるとともに、軽負荷時の消費電流を低減させつつ過度応答性を向上させた電源装置、及びその電源装置を含む携帯機器を提供することを目的とする。

請求項１の電源装置は、第１電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧Ｖｃｃを調整して所定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力するための第１出力回路１０Ｆと、
前記第１電流レベルよりも小さい第２電流レベルの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力電圧を出力するための第２出力回路１０Ｓと、
モード制御信号ＭＯＤに基づいて動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第１出力回路１０Ｆを制御するための第１誤差増幅回路２０Ｆと、
前記モード制御信号ＭＯＤに基づいて前記第１誤差増幅回路２０Ｆとは逆の動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記第１誤差増幅回路２０Ｆの消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記帰還電圧Ｖｆｂと前記基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第２出力回路１０Ｓを制御するための第２誤差増幅回路２０Ｓと、
前記第１出力回路１０Ｆ及び前記第２出力回路１０Ｓから出力される出力電流Ｉｏに応じた検出信号を検出する電流検出回路と、
前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベル比較信号ＣＯＭＰを形成し、該電流レベル比較信号ＣＯＭＰに応じて前記第１誤差増幅回路２０Ｆと前記第２誤差増幅回路２０Ｓの動作を切り替える前記モード制御信号ＭＯＤを生成するモード制御信号生成回路４４、４５、４６と、を備えることを特徴とする。

請求項２の電源装置は、第１電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧Ｖｃｃを調整して所定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力するための第１出力回路１０Ｆと、
前記第１電流レベルよりも小さい第２電流レベルの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力電圧を出力するための第２出力回路１０Ｓと、
モード制御信号ＭＯＤに基づいて動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第１出力回路１０Ｆを制御するための第１誤差増幅回路２０Ｆと、
前記第１誤差増幅回路２０Ｆの消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記モード制御信号ＭＯＤに基づいて、前記第１誤差増幅回路２０Ｆが停止状態のときに、前記帰還電圧Ｖｆｂと前記基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第２出力回路１０Ｓを制御する一方、前記第１誤差増幅回路２０Ｆが動作状態のときに、前記所定出力電圧よりも所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように前記第２出力回路１０Ｓを制御するための第２誤差増幅回路２０Ｓと、
前記第１出力回路１０Ｆ及び前記第２出力回路１０Ｓから出力される出力電流Ｉｏに応じた検出信号を検出する電流検出回路と、
前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベル比較信号ＣＯＭＰを形成し、該電流レベル比較信号ＣＯＭＰに応じて前記第１誤差増幅回路２０Ｆと前記第２誤差増幅回路２０Ｓの動作を切り替える前記モード制御信号ＭＯＤを生成するモード制御信号生成回路４４、４５、４６と、を備えることを特徴とする。

請求項３の電源装置は、請求項２に記載の電源装置において、前記第２誤差増幅回路２０Ｓには、前記低出力電圧に対応するように、前記モード制御信号ＭＯＤに応じて実質的に前記基準電圧Ｖｒｅｆを低くするオフセット電圧を持たせることを特徴とする。

請求項４の電源装置は、請求項１乃至３のいずれかに記載の電源装置において、前記モード制御信号生成回路は、前記電流レベル比較信号が、前記出力電流Ｉｏの低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて前記モード制御信号を直ちに変化させる一方、前記出力電流Ｉｏの高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所定時間τだけ遅延させて前記モード制御信号を変化させる遅延回路４６を有することを特徴とする。

請求項５の電源装置は、請求項１乃至４のいずれかに記載の電源装置において、前記モード制御信号生成回路は、前記検出信号の所定のレベルに応じてヒステリシス特性を持ち前記電流レベル比較信号ＣＯＭＰを発生する比較回路４４を有することを特徴とする。

請求項６の電源装置は、請求項１乃至４のいずれかに記載の電源装置において、前記電流検出回路は、前記第１誤差増幅回路２０Ｆから出力される第１制御信号により制御され、前記第１出力回路１０Ｆから出力されている出力電流と第１所定比αの第１検出電流を流す第１検出電流用トランジスタ回路４１Ｆと、前記第２誤差増幅回路２０Ｓから出力される第２制御信号により制御され、前記第２出力回路１０Ｓから出力されている出力電流と前記第１所定比αより小さい第２所定比βの第２検出電流を流す第２検出電流用トランジスタ回路４１Ｓと、前記第１検出電流と前記第２検出電流を流し前記検出信号を出力する検出信号出力回路を有し、
前記モード制御信号生成回路は、前記検出信号に基づいて出力電流に関してヒステリシス特性を持つ前記電流レベル比較信号を生成することを特徴とする。

請求項７の電源装置は、請求項１乃至６のいずれかに記載の電源装置において、前記基準電圧を発生する基準電圧発生回路を有し、該基準電圧発生回路は外部からの動作指令信号の電圧を動作電圧とすることを特徴とする。

請求項８の携帯機器は、請求項１乃至７のいずれかに記載の電源装置と、前記電源電圧を発生する電池電源と、前記電源装置へ動作状態または停止状態を指令する動作指令信号を発生する制御装置と、前記出力電圧が供給される負荷装置と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、重負荷時に必要な第１電流レベルを供給できる第１出力回路１０Ｆを制御する第１誤差増幅回路２０Ｆと、軽負荷時の小さな第２電流レベル（＜第１電流レベル）を供給できる第２出力回路１０Ｓを制御する第２誤差増幅回路２０Ｓとを設ける。この第１，第２誤差増幅回路２０Ｆ、２０Ｓを、出力電流Ｉｏのレベルに基づいて形成されたモード制御信号ＭＯＤに基づいて互いに逆の動作状態もしくは停止状態に制御する。

これにより、保持動作や間欠動作を行っている軽負荷時には、軽負荷モードにして、消費電流が大きい第１誤差増幅回路２０Ｆは停止され、消費電流が小さい第２誤差増幅回路２０Ｓのみが動作するから、電源装置の消費電流は少なくなる。また、重負荷時には、重負荷モードにして、第１誤差増幅回路２０Ｆが動作して、第１出力回路１０Ｆを高速に動作させる。

また、軽負荷時には、小さな電流レベル、即ちトランジスタサイズが小さい第２出力回路１０Ｓを消費電流が小さい第２誤差増幅回路２０Ｓで制御するから、消費電流を小さくして且つ電圧制御の過度応答性の低下を避けることができる。

また、重負荷モードと軽負荷モードの切替を、電源装置内部で出力電流レベルを検出して行うから、そのための外部からの制御信号が不要となる。したがって、電源装置の適用される携帯機器によってモード信号が得られない場合があっても、切替制御に支障は生じない。また、切替制御のための外部端子が削減できるから、電源装置がＩＣ化されるものでは、外部端子数を少なくなることによって、ＩＣを小型にできる。

また、本発明では、重負荷時に、第２誤差増幅回路２０Ｓを停止するのではなく、第２出力回路１０Ｓからの出力電圧を、第１出力回路１０Ｆからの出力電圧よりも、所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように制御する。その制御のためには、例えばモード制御信号ＭＯＤに応じて実質的に基準電圧Ｖｒｅｆを低くするオフセット電圧を持たせるだけでよいから、簡単な構成によって実現できる。これにより、重負荷モードから軽負荷モードへの切替時に、第２出力回路１０Ｓから所定出力電圧をより速やかに出力することができる。なお、重負荷時の第１誤差増幅回路２０Ｆの消費電流が元々大きいから、重負荷時における第２誤差増幅回路２０Ｓの消費電流の増加はそれほど問題とはならない。

また、電流レベル比較信号ＣＯＭＰが、出力電流Ｉｏの低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じてモード制御信号ＭＯＤを直ちに変化させる。一方、出力電流Ｉｏの高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所定時間τだけ遅延させてモード制御信号を変化させる。これにより、第２出力回路の出力トランジスタのサイズを軽負荷時の電流レベルに対応させて小さくしていることと相俟って、切替時の高速な過度応答性と安定した切替動作（ばたつき防止）を得ることができる。

また、本発明では、モード制御信号生成回路に、出力電流に関してヒステリシス特性を持つ電流レベル比較信号を生成させる。このヒステリシス特性を持たせるために、第１方法は、検出信号の所定のレベルに応じてヒステリシス特性を持ち電流レベル比較信号ＣＯＭＰを発生する比較回路を設ける。また、第２方法は、第１誤差増幅回路２０Ｆから出力される第１制御信号により制御され、且つ第１出力回路１０Ｆから出力されている出力電流と第１所定比αの第１検出電流を流す第１検出電流用トランジスタ回路４１Ｆと、第２誤差増幅回路２０Ｓから出力される第２制御信号により制御され、且つ第２出力回路１０Ｓから出力されている出力電流と前記第１所定比αより小さい第２所定比β（α＞β）の第２検出電流を流す第２検出電流用トランジスタ回路４１Ｓとを設ける。そして、流れる電流に応じた検出信号をレベル判定して、出力電流に関してヒステリシス特性を持つ電流レベル比較信号を生成する。

これにより、電流レベル比較信号を出力電流に関してヒステリシス特性を持たせることができる。特に、第２方法によれば、第１、第２電流検出用トランジスタ回路４１Ｆ、４１Ｓに所定のカレントミラー比を持たせること、即ち第１、第２出力回路１０Ｆ、１０Ｓの各出力トランジスタとのサイズ比を異ならせること、だけで、ヒステリシス特性を持たせるから、構成を簡単にできる。

以下、本発明の電源装置及び携帯機器の実施例について、図を参照して説明する。なお、本発明の電源装置は、ＬＳＩに作り込まれるので、半導体装置と言い換えてもよい。

図１は、本発明の第１実施例に係る電源装置及びそれを用いた携帯機器の構成を示す図である。

図１において、電池電源ＢＡＴは、電源電圧Ｖｃｃを発生する。この電源電圧Ｖｃｃは、電池電源ＢＡＴの充放電の状態に応じて電圧レベルが変わってくるし、また、負荷装置の負荷量の変化に応じたリップル成分を含む。

この電源電圧Ｖｃｃが、電源装置１００に電源電圧入力端子Ｐｖｃｃから入力される。出力回路として、第１出力回路１０Ｆと第２出力回路１０Ｓを有する。

第１出力回路１０Ｆは、電源装置１００に接続される負荷装置が要求する全負荷電流に見合った第１電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧Ｖｃｃを調整して所定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。この第１出力回路１０Ｆは、第１出力トランジスタ１１Ｆを含むシリーズレギュレータ形式で構成されており、第１出力トランジスタ１１Ｆは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタでよい。

第２出力回路１０Ｓは、電源装置１００に接続される負荷装置が保持動作や間欠動作を行っている軽負荷時の負荷電流に見合った第２電流レベル（即ち、第２電流レベル＜第１電流レベル）を供給する電流供給能力を持ち、電源電圧Ｖｃｃを調整して所定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。この第２出力回路１０Ｓは、第２出力トランジスタ１１Ｓを含むシリーズレギュレータ形式で構成されており、第２出力トランジスタ１１Ｓは、やはりＰ型ＭＯＳトランジスタでよいが、そのトランジスタサイズは、供給するべき負荷電流に見合って、第１出力トランジスタ１１Ｆのサイズよりも格段に小さいサイズとされている。

これら第１、第２出力回路１０Ｆ、第２出力回路１０Ｓは、図１では、シリーズレギュレータとしているが、これに限らず、スイッチング型のトランジスタ出力回路でもよい。

出力電圧Ｖｏｕｔは、電源装置１００の出力端子Ｐｖｏｕｔから、出力平滑用キャパシタ３１０、負荷装置３２０に供給される。Ｉｏは、出力電流である。出力電圧Ｖｏｕｔが分圧抵抗１２、１３で分圧されて帰還電圧Ｖｆｂとなる。

誤差増幅回路として、それぞれエラーアンプを含み、第１出力回路１０Ｆを第１制御信号により制御する第１誤差増幅回路２０Ｆと、第２出力回路１０Ｓを第２制御信号により制御する第２誤差増幅回路２０Ｓを備える。

第１誤差増幅回路２０Ｆは、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるように第１出力回路１０Ｆを制御する。第１誤差増幅回路２０Ｆは、電流供給能力が大きい第１出力回路１０Ｆを過度応答性よく高速に制御することができるように比較的大きな電流で動作するから、大きな消費電流を消費する。

この第１誤差増幅回路２０Ｆは、モード制御信号ＭＯＤに基づいて、動作状態もしくは停止状態に制御される。この例では、モード制御信号ＭＯＤが、高（Ｈ）レベルで動作状態になり、低（Ｌ）レベルで停止状態になる。

第２誤差増幅回路２０Ｓは、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるように第２出力回路１０Ｓを制御する。第２誤差増幅回路２０Ｓは、電流供給能力が小さい第２出力回路１０Ｓを制御すればよいから、小さな電流で動作する。したがって、第２誤差増幅回路２０Ｓは、第１誤差増幅回路２０Ｆの消費電流に比してかなり小さい消費電流を消費するだけである。

さらに、本発明では、第２出力回路１０Ｓの第２出力トランジスタ１１Ｓのサイズをその電流供給能力に見合って小さくしているから、第２誤差増幅回路２０Ｓと第２出力回路１０Ｓによる制御は、かなりの程度によい過度応答性を持っている。したがって、やはり、電圧制御を高速に行うことができる。

この第２誤差増幅回路２０Ｓは、モード制御信号ＭＯＤに基づいて、停止状態もしくは動作状態に制御される。この例では、モード制御信号ＭＯＤが、Ｌレベルで動作状態になり、Ｈレベルで停止状態になる。即ち、第２誤差増幅回路２０Ｓは、第１誤差増幅回路２０Ｆとは動作状態が逆になる。

基準電圧発生回路３０は、動作指令信号ＳＴＢのＨレベルである動作指令電圧Ｖｓｔｂが入力され、この動作指令電圧Ｖｓｔｂから所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。基準電圧発生回路３０は、できるだけ安定した基準電圧Ｖｒｅｆを出力するように、例えばバンドギャップ型定電圧回路等により構成されることがよい。さらに、動作指令電圧Ｖｓｔｂは、制御装置２００から供給されるから電圧レベルが安定しているので、例え電源電圧Ｖｃｃにリップル成分が含まれている場合でも、リップル成分の少ない基準電圧Ｖｒｅｆを出力することができる。したがって、出力電圧制御は、安定する。

また、基準電圧発生回路３０は、サーマルシャットダウン回路（ＴＳＤ）３１を有しており、電源装置１００の内部の温度をモニタしており、保護するべき所定温度に達したときに、電源装置１００の動作を停止する。この基準電圧発生回路３０のモニタは、重負荷時にのみ行われれば過熱保護の役割を果たせるから、軽負荷時には基準電圧発生回路３０のモニタを中止する。これにより、基準電圧発生回路３０のモニタに要する消費電流を節約できる。

電流検出回路４０は、第１出力回路１０Ｆ及び第２出力回路１０Ｓから出力される出力電流Ｉｏに応じた検出信号Ｉｄｅｔを検出する。電流検出回路４０は、第１出力トランジスタ１１Ｆと同じく第１制御信号がゲートに供給されるＰ型ＭＯＳトランジスタの第１電流検出用トランジスタ４１Ｆと、第２出力トランジスタ１１Ｓと同じく第２制御信号がゲートに供給されるＰ型ＭＯＳトランジスタの第２電流検出用トランジスタ４１Ｓと、これら第１、第２電流検出用トランジスタ４１Ｆ、４１Ｓからの検出電流Ｉｏｏを抵抗器４２、４３に流し、その検出電流Ｉｏｏに応じた電圧レベルの検出信号Ｉｄｅｔを発生する。

比較回路４４は、検出信号Ｉｄｅｔを基準レベルと比較して電流レベル比較信号ＣＯＭＰを発生する。電流レベル比較信号ＣＯＭＰのばたつき等を避けるために、比較回路４４はヒステリシス特性を有することが望ましい。電流レベル比較信号ＣＯＭＰは、重負荷時にＨレベルになり、軽負荷時にＬレベルになるように比較基準値が設定される。

電流レベル比較信号ＣＯＭＰは、オア回路４５を通って、遅延回路４６に供給される。遅延回路４６は、電流レベル比較信号ＣＯＭＰが、出力電流Ｉｏの低レベルを示す状態（Ｌレベル）から高レベルを示す状態（Ｈレベル）に変化したときに、その変化に応じてモード制御信号ＭＯＤを直ちに軽負荷モードから重負荷モードに変化させる。

また、遅延回路４６は、出力電流Ｉｏの高レベルを示す状態（Ｈレベル）から低レベルを示す状態（Ｌ）レベルに変化したときに、その変化に応じて所定時間τだけ遅延させてモード制御信号ＭＯＤを重負荷モードから軽負荷モードに変化させる。

この遅延動作により、第２出力回路１０Ｓの第２出力トランジスタ１１Ｓのサイズを軽負荷時の電流レベルに対応させて小さくしていることと相俟って、切替時の高速な過度応答性と安定した切替動作（ばたつき防止）を得る。

電源装置１００には、電源装置１００を動作状態もしくは停止状態に制御するための動作指令信号（即ち、スタンバイ信号）ＳＴＢが、動作指令信号用入力端子Ｐｓｔｂを介して、オン／オフ信号として入力される。動作指令信号ＳＴＢは、スタンバイ信号と言い換えてもよい。この電源装置１００の停止状態においては、電源装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏは零であるとともに、電源装置１００の内部での消費電流は零もしくは最小限度のきわめて小さい電流に低減される。

動作指令信号ＳＴＢは、ＨレベルもしくはＬレベルである。電源装置１００は、動作指令信号ＳＴＢがＨレベルの時に動作状態になり、Ｌレベルの時に停止状態になるように設定されている。停止状態では、第１誤差増幅回路２０Ｆ、第２誤差増幅回路２０Ｓ、基準電圧発生回路３０、比較回路４４を含む各回路への動作電源がシャットダウンされる。

動作指令信号ＳＴＢは、制御装置２００から供給される。動作指令信号ＳＴＢは、Ｈレベル時に動作指令電圧Ｖｓｔｂ（例えば、１．５〜３Ｖ程度）であり、Ｌレベル時に例えばグランドレベルである。この動作指令電圧Ｖｓｔｂが、基準電圧発生回路３０へ動作電圧として入力される。

制御装置２００は、当該携帯機器の各装置の制御を司るコンピュータ２２０を含んでいる。また、制御装置２００は、電圧調整回路（レギュレータ）２１０を含んでおり、このレギュレータ２１０は電源電圧Ｖｃｃをコンピュータ２２０が必要とする電圧レベルに調整して、コンピュータ２２０へ供給する。電源電圧Ｖｃｃにリップル成分が含まれている場合でも、コンピュータ２２０にはリップル成分が抑制された電圧が、安定して供給される。なお、コンピュータ２２０から動作制御信号ＳＥＬを、電源装置１００に動作制御端子Ｐｓｅｌを介して入力するようにしてもよい。この動作制御信号ＳＥＬと電流レベル比較信号ＣＯＭＰとがオア回路４５に入力される。

本発明は、出力電流Ｉｏのレベルを検出して、自動的に軽負荷モードと重負荷モードを切り替えるものであるが、必要に応じて動作制御信号ＳＥＬによっても切り替えることができるようにしてもよい。

コンピュータ２２０は、その安定した電圧によって動作するから、動作指令信号ＳＴＢの動作指令電圧Ｖｓｔｂもリップル成分が少なく安定した電圧である。

また、電源電圧Ｖｃｃは、負荷装置３３０で代表されるように、当該携帯機器内の各種の負荷装置にも供給される。

この図１の電源装置及び携帯機器の動作を、図２のタイミングチャートをも参照して説明する。

図２において、時点ｔ１以前では、動作指令信号ＳＴＢはＬレベルにあり、電源装置１００は停止状態にある。この停止状態においては、第１誤差増幅回路２０Ｆ、第２誤差増幅回路２０Ｓ、基準電圧発生回路３０、比較回路４４等への電源供給は遮断されているので、電流レベル比較信号ＣＯＭＰ、モード制御信号ＭＯＤは不定である。

時点ｔ１で、動作指令信号ＳＴＢがＨレベルになると、電源装置１００は動作状態になり、第１誤差増幅回路２０Ｆ、第２誤差増幅回路２０Ｓ、基準電圧発生回路３０、比較回路４４等の各回路には電源電圧が供給される。また、基準電圧Ｖｒｅｆが発生される。

この例では、時点ｔ１に至った後の出力電流Ｉｏは小さい場合であり、軽負荷状態である。時点ｔ１での電流レベル比較信号ＣＯＭＰはＬレベルであり、遅延回路４６の出力であるモード制御信号ＭＯＤもＬレベルにある。即ち、軽負荷モードにある。

この軽負荷状態では、モード制御信号ＭＯＤはＬレベルにあるから、第２誤差増幅回路２０Ｓが動作状態になり、第２制御信号により第２出力回路１０Ｓが動作する。第２出力回路１０Ｓの第２出力トランジスタ１１Ｓのサイズは、供給するべき出力電流に見合って小さいサイズとされているから、消費電流の小さい第２誤差増幅回路２０Ｓからの第２制御信号によっても時間遅れ少なく、速やかに応答できる。この第２制御信号は第２電流検出用トランジスタ４１Ｓのゲートにも供給されているから、第２出力回路１０Ｓから出力される出力電流Ｉｏに応じた検出電流Ｉｏｏが流れる。

この軽負荷状態は時点ｔ２まで継続するが、この軽負荷状態では電源装置１００の消費電流は小さいので、低消費電流モードとも言える。

時点ｔ２に至って、検出電流Ｉｏｏが比較回路４４のヒステリシス特性の上昇時の反転レベルに達すると、電流レベル比較信号ＣＯＭＰはＨレベルになり、モード制御信号ＭＯＤも遅延回路４６の遅延を受けることなく直ちにＨレベルになる。即ち、重負荷モードになる。

したがって、第２誤差増幅回路２０Ｓは停止状態になり、代わって第１誤差増幅回路２０Ｆが動作状態になり、第１制御信号により第１出力回路１０Ｆが動作する。第１誤差増幅回路２０Ｆは、電流供給能力が大きい第１出力回路１０Ｆを過度応答性よく高速に制御することができるように比較的大きな電流で動作するから、重負荷に対しても遅滞なく制御が行われる。

この重負荷状態では、大きい負荷電流に対しても高速に応答するので、高速動作モードとも言える。

時点ｔ３に至って、検出電流Ｉｏｏが比較回路４４のヒステリシス特性の降下時の反転レベルに達すると、電流レベル比較信号ＣＯＭＰはＬレベルになる。電流レベル比較信号ＣＯＭＰが、ＨレベルからＬレベルに変化するときには、遅延回路４６がオンデレイのタイマーとして動作するので、モード制御信号ＭＯＤは所定時間τだけ遅れてＬレベルに変化する。

この所定時間τの間は、出力電流Ｉｏは軽負荷状態に相当する電流レベルであるが、モード制御信号ＭＯＤはＨレベルにあるから、第１誤差増幅回路２０Ｆが動作し、第１出力回路１０Ｆから出力電流が出力されている。この所定時間τを設けることにより、負荷の増減が激しく変動する場合に、電流供給能力が大きい第１出力回路１０Ｆから継続して出力電流が出力されるから、負荷へ、より安定した電圧を供給することができる。

時点ｔ４に至って、モード制御信号ＭＯＤがＬレベルになると、電源装置１００は時点ｔ１−ｔ２と同様に軽負荷状態になる。また、時点ｔ５で、動作指令信号ＳＴＢがＬレベルになると、電源装置１００は、ｔ１以前と同様に、停止状態となる。

このように、保持動作や間欠動作を行っている軽負荷状態時には、消費電流が大きい第１誤差増幅回路２０Ｆは停止され、消費電流が小さい第２誤差増幅回路２０Ｓのみが動作するから、電源装置の消費電流は少なくなる。

また、軽負荷時には、トランジスタサイズが小さい第２出力回路１０Ｓを消費電流が小さい第２誤差増幅回路２０Ｓで制御するから、消費電流を小さくして且つ電圧制御の過度応答性の低下を避けることができる。

また、重負荷モードと軽負荷モードとの切替を、電源装置１００の内部で出力電流Ｉｏのレベルを検出して行うから、そのための外部からの制御信号が不要となる。したがって、電源装置の適用される携帯機器によってモード信号が得られない場合があっても、切替制御に支障は生じない。また、切替制御のための外部端子が削減できるから、電源装置がＩＣ化されるものでは、外部端子数を少なくなることによって、ＩＣを小型にできる。

また、電流レベル比較信号ＣＯＭＰが、出力電流Ｉｏの低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じてモード制御信号ＭＯＤを直ちに変化させる。一方、出力電流Ｉｏの高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所定時間τだけ遅延させてモード制御信号を変化させる。これにより、第２出力回路１０Ｓの第２出力トランジスタ１１Ｓのサイズを軽負荷時の電流レベルに対応させて小さくしていることと相俟って、切替時の高速な過度応答性と安定した切替動作（ばたつき防止）を得ることができる。

また、基準電圧Ｖｒｅｆは、リップル成分が抑圧された動作指令電圧Ｖｓｔｂが入力される基準電圧発生回路３０によって発生されているから、リップル成分はほとんど含まれていない。したがって、電源電圧Ｖｃｃにリップル成分が含まれている場合でも、出力電圧Ｖｏｕｔに含まれるリップル成分は著しく低減される。このように、電源装置１００の基準電圧発生回路３０への動作電圧として、制御装置２００から供給される動作指令信号ＳＴＢを用いるから、リップルリジェクション特性が向上する。

また、動作指令信号ＳＴＢを、電源装置１００の動作あるいは停止を指令する本来の用途に加えて、基準電圧発生回路３０への動作電圧としても用いるから、ＩＣ化された電源装置の端子数を増加させることもない。

図３は、本発明の第２実施例に係る電源装置１００の構成を示す図である。

図３の電源装置１００において、図１のそれとは、電流レベル比較信号ＣＯＭＰへのヒステリシス特性の持たせ方が異なっている。

図３では、電流検出回路４０の第１電流検出用トランジスタ４１Ｆは、第１誤差増幅回路２０Ｆから出力される第１制御信号により制御され、第１出力回路１０Ｆから出力されている出力電流Ｉｏと第１所定比αの第１検出電流Ｉｏｏｆを流す。

一方、第２電流検出用トランジスタ４１Ｓは、第２誤差増幅回路２０Ｓから出力される第２制御信号により制御され、第２出力回路１０Ｓから出力されている出力電流Ｉｏと第１所定比αより小さい第２所定比β（即ち、α＞β）の第２検出電流Ｉｏｏｓを流す。

したがって、出力電流Ｉｏが同じ値であっても、その出力電流Ｉｏが、第１出力回路１０Ｆから出力されているか、あるいは第２出力回路１０Ｓから出力されているかによって、抵抗器４２，４３に流れる検出電流Ｉｏｏは、第１検出電流Ｉｏｏｆと第２検出電流Ｉｏｏｓとに異なることになる。

比較回路４４は、ヒステリシス特性を持たず、入力される検出信号Ｉｄｅｔが所定の閾値Ｖｔｈに達しないときにはＬレベルの電流レベル比較信号ＣＯＭＰを出力し、所定の閾値Ｖｔｈを超えるとＨレベルの電流レベル比較信号ＣＯＭＰを出力する。

この状態が、出力電流Ｉｏと検出信号Ｉｄｅｔとの関係を示す図４、及び出力電流Ｉｏと電流レベル比較信号ＣＯＭＰとの関係を示す図５に示されている。

図４及び図５を参照して、出力電流Ｉｏが零から第２所定電流Ｉ２まで増加する間は、第２検出電流Ｉｏｏｓが流れる。この間の電流レベル比較信号ＣＯＭＰはＬレベルにある。

出力電流Ｉｏが第２所定電流Ｉ２まで増加すると、検出信号Ｉｄｅｔが比較回路４４の閾値Ｖｔｈを超えるから、電流レベル比較信号ＣＯＭＰはＨレベルになる。これにより、第２誤差増幅回路２０Ｓが停止状態になり、第１誤差増幅回路２０Ｆが動作状態になるから、第１検出電流Ｉｏｏｆが流れるようになる。この時、第１、第２所定比α、βの関係にしたがって、検出信号Ｉｄｅｔは大きくなる。その後、出力電流Ｉｏが増加すれば、所定の比率にしたがって検出信号Ｉｄｅｔは増加する。

出力信号Ｉｏが減少する場合には、第２所定電流Ｉ２より小さい第１所定電流Ｉ１まで出力電流Ｉｏが減少した時に、検出信号Ｉｄｅｔが比較回路４４の閾値Ｖｔｈを下回るから、電流レベル比較信号ＣＯＭＰはＬレベルになる。これにより、第１誤差増幅回路２０Ｆが停止状態になり、第２誤差増幅回路２０Ｓが動作状態になるから、第２検出電流Ｉｏｏｓが流れるようになる。

このように、第１、第２電流検出用トランジスタ回路４１Ｆ、４１Ｓに所定のカレントミラー比を持たせること、即ち第１、第２出力回路１０Ｆ、１０Ｓの各出力トランジスタとのサイズ比を異ならせることだけで、電流レベル比較信号ＣＯＭＰにヒステリシス特性を持たせるから、構成を簡単にできる。

図６は、本発明の第３実施例に係る電源装置１００の構成を示す図である。

図６の電源装置１００において、図１のそれとは、モード制御信号ＭＯＤに基づく第２誤差増幅回路２０Ｓの制御状態が異なっている。この異なる点について説明する。

図６では、重負荷時に、第２誤差増幅回路２０Ｓを停止するのではなく、第２出力回路１０Ｓからは、第１出力回路１０Ｆからの出力電圧よりも、所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように制御する。

図６において、第２誤差増幅回路２０Ｓは、第１誤差増幅回路２０Ｆの消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作する。

第２誤差増幅回路２０Ｓは、モード制御信号ＭＯＤがＬレベルで、第１誤差増幅回路２０Ｆが停止状態のときに、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるように第２出力回路１０Ｓを制御し、所定出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。

また、第２誤差増幅回路２０Ｓは、モード制御信号ＭＯＤがＨレベルで、第１誤差増幅回路２０Ｆが動作状態のときに、所定出力電圧Ｖｏｕｔよりも所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように第２出力回路１０Ｓを制御する。

これにより、電源装置１００からは、所定出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることは図１の第１実施例と同じである。しかし、第２誤差増幅回路２０Ｓ及び第２出力回路１０Ｓが、所定出力電圧Ｖｏｕｔより所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力しているから、モード制御信号ＭＯＤがＬレベルに変化した時点で、第２出力回路１０Ｓから所定出力電圧Ｖｏｕｔを、より速やかに出力することができる。

そのために、第２誤差増幅回路２０Ｓが低出力電圧に対応するように、モード制御信号ＭＯＤがＨレベルの時に第２誤差増幅回路２０Ｓの基準電圧Ｖｒｅｆを実質的に小さくする極性のオフセット電圧Ｖｏｆｆを持たせる。このオフセット電圧Ｖｏｆｆは、モード制御信号ＭＯＤがＬレベルの時に除去されるように、スイッチ２１により除去される。

図７は、オフセット電圧Ｖｏｆｆを持たせる第２誤差増幅回路２０Ｓの具体回路例の要部を示している。

図７のように、帰還電圧Ｖｆｂがゲートに印加されるＰ型ＭＯＳトランジスタ２３と、ドレインとゲートが接続されたＮ型ＭＯＳトランジスタ２５とが直列に接続された第１直列回路と、基準電圧Ｖｒｅｆがゲートに印加されるＰ型ＭＯＳトランジスタ２４と、ゲートがＮ型ＭＯＳトランジスタ２５のゲートに接続されたＮ型ＭＯＳトランジスタ２６とが直列に接続された第２直列回路とが並列に接続され、この並列回路に定電流源回路２２から電流が供給される。そして、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ２４とＮ型ＭＯＳトランジスタ２６との接続点から第２制御信号が出力される。

さらに、基準電圧Ｖｒｅｆがゲートに印加されるＰ型ＭＯＳトランジスタ２７と、ノット回路２９で反転されたモード制御信号ＭＯＤがゲートに印加されるＰ型ＭＯＳトランジスタ２８との直列回路が、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ２４に並列に接続される。

この図７の回路により、モード制御信号ＭＯＤがＨレベルの重負荷モード時に、第２誤差増幅回路２０Ｓの基準電圧Ｖｒｅｆを実質的に小さくする極性のオフセット電圧Ｖｏｆｆを持たせる。

なお、重負荷時の第１誤差増幅回路２０Ｆの消費電流が元々大きいから、重負荷時における第２誤差増幅回路２０Ｓの消費電流の増加はそれほど問題とはならない。

本発明の第１実施例に係る電源装置及びそれを用いた携帯機器の構成を示す図 図１の動作を説明するタイミングチャート 本発明の第２実施例に係る電源装置の構成を示す図 出力電流Ｉｏと検出信号Ｉｄｅｔとの関係を示す図 出力電流Ｉｏと電流レベル比較信号ＣＯＭＰとの関係を示す図 本発明の第３実施例に係る電源装置の構成を示す図 オフセット電圧を持たせる第２誤差増幅回路の具体回路例を示す図

符号の説明

ＢＡＴ 電池電源
１００ 電源装置
１０Ｆ 第１出力回路
１０Ｓ 第２出力回路
１１Ｆ 第１出力トランジスタ
１１Ｓ 第２出力トランジスタ
２０Ｆ 第１誤差増幅回路
２０Ｓ 第２誤差増幅回路
３０ 基準電圧発生回路
３１ ＴＳＤ
４０ 電流検出回路
４１Ｆ 第１電流検出用トランジスタ
４１Ｓ 第２電流検出用トランジスタ
４２、４３ 抵抗器
４４ 比較回路
４５ オア回路
４６ 遅延回路
２００ 制御装置
２１０ レギュレータ
２２０ コンピュータ
３１０ 出力平滑用キャパシタ
３２０、３３０ 負荷装置
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｉｏ 出力電流
Ｉｏｏ 検出電流
Ｉｄｅｔ 検出信号
ＣＯＭＰ 電流レベル比較信号
ＭＯＤ モード制御信号
ＳＴＢ 動作指令信号
Ｖｓｔｂ 動作指令電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｖｆｂ 帰還電圧

Claims (8)

1. 第１電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧を調整して所定の出力電圧を出力するための第１出力回路と、
   前記第１電流レベルよりも小さい第２電流レベルの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力電圧を出力するための第２出力回路と、
   モード制御信号に基づいて動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第１出力回路を制御するための第１誤差増幅回路と、
   前記モード制御信号に基づいて前記第１誤差増幅回路とは逆の動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記第１誤差増幅回路の消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記帰還電圧と前記基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第２出力回路を制御するための第２誤差増幅回路と、
   前記第１出力回路及び前記第２出力回路から出力される出力電流に応じた検出信号を検出する電流検出回路と、
   前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベル比較信号を形成し、該電流レベル比較信号に応じて前記第１誤差増幅回路と前記第２誤差増幅回路の動作を切り替える前記モード制御信号を生成するモード制御信号生成回路と、を備えることを特徴とする、電源装置。
2. 第１電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧を調整して所定の出力電圧を出力するための第１出力回路と、
   前記第１電流レベルよりも小さい第２電流レベルの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力電圧を出力するための第２出力回路と、
   モード制御信号に基づいて動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第１出力回路を制御するための第１誤差増幅回路と、
   前記第１誤差増幅回路の消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記モード制御信号に基づいて、前記第１誤差増幅回路が停止状態のときに、前記帰還電圧と前記基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第２出力回路を制御する一方、前記第１誤差増幅回路が動作状態のときに、前記所定出力電圧よりも所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように前記第２出力回路を制御するための第２誤差増幅回路と、
   前記第１出力回路及び前記第２出力回路から出力される出力電流に応じた検出信号を検出する電流検出回路と、
   前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベル比較信号を形成し、該電流レベル比較信号に応じて前記第１誤差増幅回路と前記第２誤差増幅回路の動作を切り替える前記モード制御信号を生成するモード制御信号生成回路と、を備えることを特徴とする、電源装置。
3. 前記第２誤差増幅回路には、前記低出力電圧に対応するように、前記モード制御信号に応じて実質的に前記基準電圧を低くするオフセット電圧を持たせることを特徴とする、請求項２に記載の電源装置。
4. 前記モード制御信号生成回路は、前記電流レベル比較信号が、前記出力電流の低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて前記モード制御信号を直ちに変化させる一方、前記出力電流の高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所定時間だけ遅延させて前記モード制御信号を変化させる遅延回路を有することを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記モード制御信号生成回路は、前記検出信号の所定のレベルに応じてヒステリシス特性を持ち前記電流レベル比較信号を発生する比較回路を有することを特徴とする、請求項１乃至４のいずれかに記載の電源装置。
6. 前記電流検出回路は、前記第１誤差増幅回路から出力される第１制御信号により制御され、前記第１出力回路から出力されている出力電流と第１所定比の第１検出電流を流す第１検出電流用トランジスタ回路と、前記第２誤差増幅回路から出力される第２制御信号により制御され、前記第２出力回路から出力されている出力電流と前記第１所定比より小さい第２所定比の第２検出電流を流す第２検出電流用トランジスタ回路と、前記第１検出電流と前記第２検出電流を流し前記検出信号を出力する検出信号出力回路を有し、
   前記モード制御信号生成回路は、前記検出信号に基づいて出力電流に関してヒステリシス特性を持つ前記電流レベル比較信号を生成することを特徴とする、請求項１乃至４のいずれかに記載の電源装置。
7. 前記基準電圧を発生する基準電圧発生回路を有し、該基準電圧発生回路は外部からの動作指令信号の電圧を動作電圧とすることを特徴とする、請求項１乃至６のいずれかに記載の電源装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の電源装置と、前記電源電圧を発生する電池電源と、前記電源装置へ動作状態または停止状態を指令する動作指令信号を発生する制御装置と、前記出力電圧が供給される負荷装置と、を備えることを特徴とする、携帯機器。