WO2006049109A1

WO2006049109A1 - 電源装置、及び携帯機器

Info

Publication number: WO2006049109A1
Application number: PCT/JP2005/019950
Authority: WO
Inventors: Taichi Hoshino; Hiroki Kikuchi
Original assignee: Rohm Co., Ltd.
Priority date: 2004-11-04
Filing date: 2005-10-25
Publication date: 2006-05-11
Also published as: TW200615734A; JP2006133935A; CN101048717A; US20090108822A1; US7635969B2; JP3710468B1

Abstract

出力電流に応じて軽負荷モードと重負荷モードとを自動的に切り替える。重負荷時に必要な第１電流レベルを供給できる第１出力回路を制御する第１誤差増幅回路と、軽負荷時の小さな第２電流レベル（＜第１電流レベル）を供給できる第２出力回路を制御する第２誤差増幅回路とを設ける。この第１，第２誤差増幅回路を、出力電流のレベルに基づいて形成されたモード制御信号に基づいて互いに逆の動作状態もしくは停止状態に制御する。これにより、軽負荷時の消費電流を低減させつつ過渡応答性を向上させる。

Description

明細書

電源装置、及び携帯機器技術分野

本発明は、電池などの直流電源からの電源電圧を所定の出力電圧に変換して出力する電源装置、及びその電源装置を組み込んだ携帯機器に関する。背景技術

リーズレギュレータなどの電源装置は、直流電源からの電源電圧を所定の出力電圧に変換して出力する。この電源装置では、負荷の変動や電源電圧の変動に対しても、負荷へ安定した出力電圧を供給することが必要である。したがって、出力電圧の制御の過渡応答性を向上するために、消費電流の大きい電圧制御部を '備えることが多い。

このような消費電流の大きい電圧制御部を備えた電源装置を、アクティブモード（重負荷状態）とスリープモード（軽負荷状態；待ち受け状態）を有する携帯電話機等の携帯機器に適用する場合に、スリープモード時には電圧制御部での消費電流の無駄が多くなる。

そこで、消費電流が大きいオペアンプを備えた高速電圧安定部と、消費電流が小さいオペアンプを備えた低速電圧安定部を設ける。これら両オペアンプの出力端子を、切替え手段を介して、大きな電流を流せる共通の出力トランジスタのゲ —ト電極に接続する。そして、アクティブモードのときは高速電圧安定部をオンにし、負荷がスリープモードのときは低速電圧安定部をオンにする。また、モード切替.えの際、高速電圧安定部及び低速電圧安定部が同時にオンする区間を設け. る。このように電源装置を構成して、負荷の状態に応じて電圧安定部で消費する電流を制御することが、特許文献 1 (特開 2 0 0 1— 1 1 7 6 5 0号公報）に示されている。しかし、特許文献 1のものでは、モード切替のために外部からモード信号を得る必要があるが、電源装置の適用される携帯機器によってはモード信号が得られない場合もあり、この場合には適切な切替制御ができなくなる。また、電源装置の外部で、負荷状態を判断してモード信号を制御するための、制御装置が必要となる。

また、高速電圧安定部と低速電圧安定部とで共通の出力トランジスタを制御するから、低速電圧安定部による制御時の過渡応答性が悪いという問題がある。

そこで、本発明は、出力電流に応じて軽負荷モードと重負荷モードとを自動的に切り替えるとともに、軽負荷時の消費電流を低減させつつ過渡応答性を向上させた電源装置、及びその電源装置を含む携帯機器を提供することを目的とする。発明の開示

本発明の電源装置は、第 1電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧 V c cを調整して所定の出力電圧 V o u tを出力するための第 1出力回路 1 0 Fと、

前記第 1電流レベルよりも小さい第 2電流レベルの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力電圧を出力するための第 2出力回路 1 0 Sと、所定レベルで単一の基準電圧 V r e f を発生する基準電圧発生回路 3 0と、モード制御信号 M O Dに基づいて動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧 V f bと前記基準電圧 V r e f とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第 1出力回路 1 0 Fを制御するための第 1誤差増幅回路 2 0 Fと、

前記モード制御信号 M O Dに基づいて前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fとは逆の動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fの消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記帰還電圧 V f bと前記基準電圧 V r _e f とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第 2出力回路 1 0 Sを制御するための第 2誤差増幅回路 2 0 Sと、

前記第 1出力回路 1 0 F及び前記第 2出力回路 1 0 Sから出力される出力電流 I oに応じた検出信号を検出する電流検出回路と、

前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベル比較信号 C O M Pを形成し、該電流レベル比較信号 C O M Pに応じて前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fと前記第 2誤差増幅回路 2 0 Sの動作を切り替える前記モード制御信号 M O Dを生成するモード制御信号生成回路 4 4、 4 5、 4 6とを備え、これら全ての回路を I Cに組み込んでおり、

前記電流検出回路は、前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fから出力される第 1制御信号により制御され、前記第 1出力回路 1 0 Fから出力されている出力電流と第 1 所定比 αの第 1検出電流を流す第 1検出電流用トランジスタ回路 4 1 Fと、前記第 2誤差増幅回路 2 0 Sから出力される第 2制御信号により制御され、前記第 2 ,出力回路 1 0 Sから出力されている出力電流と前記第 1所定比 αより小さい第 2 所定比 /3の第 2検出電流を流す第 2検出電流用トランジスタ回路 4 1 Sと、前記第 1検出電流と前記第 2検出電流を流し前記検出信号を出力する検出信号出力回路を有し、

前記モ一ド制御信号生成回路は、前記検出信号に基づいて出力電流に関してヒステリシス特性を持つ前記電流レベル比較信号を生成することを特徴とする。また、本発明の電源装置は、第 1電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧 V c cを調整して所定の出力電圧 V o u tを出力するための第 1出力回路 1 0 Fと、

前記第 1電流レベルよりも小さい苇 2電流レベルの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力電圧を出力するための第 2出力回路 1 Ό Sと、所定レベルで単一の基準電圧 V r e f を発生する基準電圧発生回路 3 0と、モード制御信号 M O Dに基づいて動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧 V f bと前記基準電圧 V r e f とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第 1出力回路 1 0 Fを制御するための第 1誤差増幅回路 2 0 Fと、

前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fの消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記モード制御信号 MO Dに基づいて、前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fが停止状態のときに、前記帰還電圧 V f bと前記基準電圧 V r e f とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第 2出力回路 1 0 Sを制御する一方、前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fが動作状態のときに、前記所定出力電圧よりも所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように前記第 2出力回路 1 0 Sを制御するための第 2誤差増幅回路 2 0 Sと、

前記第 1出力回路 1 0 F及び前記第 2出力回路 1 0 Sから出力される出力電流 I 0に応じた検出信号を検出する電流検出回路と、

前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベル比較信号 C O M Pを形成し、該電流レベル比較信号 C O M Pに応じて前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fと前記第 2誤差増幅回路 2 0 Sの動作を切り替える前記モード制御信号 M O Dを生成するモード制御信号生成回路 4 4、 4 5、 4 6とを有し、これら全ての回路を I Cに組み込んだことを特徴とする。

また、前記第 2誤差増幅回路 2 0 Sには、前記低出力電圧に対応するように、前記モード制御信号 M O Dに応じて実質的に前記基準電圧 V r e f を低くするォフセット電圧を持たせることを特徴とする。

また、前記モード制御信号生成回路は、前記電流レベル比較信号が、前記出力電流 I oの低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて前記モード制御信号を直ちに変化させる一方、前記出力電流 I 0の高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所 ' 定時間 τだけ遅延させて前記モード制御信号を変化させる遅延回路 4 6を有することを特徴とする。また、前記電流検出回路は、前記第 1誤差増幅回路 2 0 Fから出力される第 1 制御信号により制御され、前記第 1出力回路 1 0 Fから出力されている出力電流と第 1所定比 αの第 1検出電流を流す第 1検出電流用トランジスタ回路 4 1 Fと、前記第 2誤差増幅回路 2 0 Sから出力される第 2制御信号により制御され、前記第 2出力回路 1 0 Sから出力されている出力電流と前記第 1所定比 αより小さい第 2所定比の第 2検出電流を流す第 2検出電流用トランジスタ回路 4 1 Sと、前記第 1検出電流と前記第 2検出電流を流し前記検出信号を出力する検出信号出力回路を有し、

前記モード制御信号生成回路は、前記検出信号に基づいて出力電流に関してヒステリシス特性を持つ前記電流レベル比較信号を生成することを特徴とする。

また、前記基準電圧発生回路は外部からの動作指令信号の電圧を動作電圧とすることを特徴とする。

本発明の携帯機器は、上記のいずれかに記載の電源装置と、前記電源電圧を発生する電池電源と、前記電源装置へ動作状態または停止状態を指令する動作指令信号を発生する制御装置と、前記出力電圧が供給される負荷装置と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、重負荷時に必要な第 1電流レベルを供給できる第 1出力回路 1 0 Fを制御する第 1誤差増幅回路 2 0 Fと、軽負荷時の小さな第 2電流レベル (く第 1電流レベル）を供給できる第 2出力回路 1 0 Sを制御する第 2誤差増幅回路 2 O Sとを設ける。この第 1 , 第 2誤差増幅回路 2 0 F、 2 O Sを、出力電流 I oのレベルに基づいて形成されたモード制御信号 M O Dに基づいて互いに逆の動作状態もしくは停止状態に制御する。

二れにより、保持動作や間.欠動作を行っている軽負荷時には、軽負荷モードにして、消費電流が大きい第 1誤差増幅回路 2 0 Fは停止され、消費電流が小さい第 2誤差増幅回路 2 0 Sのみが動作するから、電源装置の消費電流は少なくなる。また、重負荷時には、重負荷モードにして、第 1誤差増幅回路 2 0 Fが動作して、第 1出力回路 1 0 Fを高速に動作させる。

また、軽負荷時には、小さな電流レベル、即ちトランジスタサイズが小さい第 2出力回路 1 0 Sを消費電流が小さい第 2誤差増幅回路 2 0 Sで制御するから、消費電流を小さくして且つ電圧制御の過渡応答性の低下を避けることができる。また、重負荷モードと軽負荷モードの切替を、電源装置内部で出力電流レベルを検出して行うから、そのための外部からの制御信号が不要となる。したがって、電源装置の適用される携帯機器によってモード信号が得られない場合があっても、切替制御に支障は生じない。また、切替制御のための外部端子が削減できるから、電源装置が I C化されるものでは、外部端子数を少なくなることによって、 I C を小型にできる。

また、本発明では、重負荷時に、第 2誤差増幅回路 2 0 Sを停止するのではなく、第 2出力回路 1 0 Sからの出力電圧を、第 1出力回路 1 0 Fからの出力電圧よりも、所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように制御する。その制御のためには、例えばモード制御信号 M O Dに応じて実質的に基準電圧 V r e f を低くするオフセット電圧を持たせるだけでよいから、簡単な構成によって実現できる。これにより、重負荷モードから軽負荷モードへの切替時に、第 2出力回路 1 0 Sから所定出力電圧をより速やかに出力することができる。なお、重負荷時の第 1誤差増幅回路 2 0 Fの消費電流が元々大きいから、重負荷時における第 2誤差増幅回路 2 0 Sの消費電流の増加はそれほど問題とはならない。

また、電流レベル比較信号 C O M Pが、出力電流 I oの低レベルを示す状態から髙レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じてモード制御信号 M O D を直ちに変化させる。一方、出力電流 I oの高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所定時間 τだけ遅延させてモード制御信号を変化させる。これにより、第 2出力回路の出力トランジスタのサイズを軽負荷時の電流レベルに対応させて小さくしていることと相俟って、切替時の高速な過渡応答性と安定した切替動作（ばたつき防止）を得ることができる。また、本発明では、モード制御信号生成回路に、出力電流に関してヒステリシス特性を持つ電流レベル比較信号を生成させる。このヒステリシス特性を持たせるために、第 1方法は、検出信号の所定のレベルに応じてヒステリシス特性を持ち電流レベル比較信号 C O M Pを発生する比較回路を設ける。また、第 2方法は、第 1誤差増幅回路 2 0 Fから出力される第 1制御信号により制御され、且つ第 1 出力回路 1 0 Fから出力されている出力電流と第 1所定比 αの第 1検出電流を流す第 1検出電流用トランジスタ回路 4 1 Fと、第 2誤差増幅回路 2 0 Sから出力される第 2制御信号により制御され、且つ第 2出力回路 1 0 Sから出力されている出力電流と前記第 1所定比 αより小さい第 2所定比 j3 ( a > J3 ) の第 2検出電流を流す第 2検出電流用トランジスタ回路 4 1 Sとを設ける。そして、流れる電流に応じた検出信号をレベル判定して、出力電流に関してヒステリシス特性を持つ電流レベル比較信号を生成する。

これにより、電流レベル比較信号を出力電流に関してヒステリシス特性を持たせることができる。特に、第 2方法によれば、第 1、第 2電流検出用トランジスタ回路 4 1 F、 4 1 Sに所定のカレントミラ一比を持たせること、即ち第 1、第 2出力回路 1 0 F、 1 0 Sの各出力トランジスタとのサイズ比を異ならせること、だけで、ヒステリシス特性を持たせるから、構成を簡単にできる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の第 1実施例に係る電源装置及びそれを用いた携帯機器の構成を示す図である。

図 2は、図 1の動作を説明するタイミングチャートである。

図 3は、本発明の第 2実施例に係る電源装置の構成を示す図である。

図 4は、出力電流 I oと検出信号 I d e tとの関係を示す図である。

図 5は、出力電流 I oと電流レベル比較信号 C O M Pとの関係を示す図である。図 6は、本発明の第 3実施例に係る電源装置の構成を示す図である。図 7は、オフセット電圧を持たせる第 2誤差増幅回路の具体回路例を示す図でめる。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の電源装置及び携帯機器の実施例について、図を参照して説明する。なお、本発明の電源装置は、 L S Iに作り込まれるので、半導体装置と言い換えてもよい。

図 1において、電池電源 B A Tは、電源電圧 V c cを発生する。この電源電圧 V c cは、電池電源 B A Tの充放電の状態に応じて電圧レベルが変わってくるし、また、負荷装置の負荷量の変化に応じたリップル成分を含む。

この電源電圧 V c cが、電源装置 1 0 0に電源電圧入力端子 P V c cから入力される。出力回路として、第 1出力回路 1 O Fと第 2出力回路 1 0 Sを有する。第 1出力回路 1 0 Fは、電源装置 1 0 0に接続される負荷装置が要求する全負荷電流に見合った第 1電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧 V c cを調整して所定の出力電圧 V o u tを出力する。この第 1出力回路 1 0 Fは、第 1出力トランジスタ 1 1 Fを含むシリーズレギユレータ形式で構成されている。第 1出力トランジスタ 1 1 Fは、 P型 M O S トランジスタでよレ、。

第 2出力回路 1 0 Sは、電源装置 1 0 0に接続される負荷装置が保持動作や間欠動作を行っている軽負荷時の負荷電流に見合った第 2電流レベル（即ち、第 2 電流レベルく第 1電流レベル）を供給する電流供給能力を持ち、電源電圧 V c c を調整して所定の出力電圧 V 0 u tを出力する。この第 2出力回路 1 0 Sは、第 2出力トランジスタ 1 1 Sを含むシリーズレギュレ一タ形式で構成されている。第 2出力トランジスタ 1 1 Sは、やはり P型 MO S トランジスタでよいが、そのトランジスタサイズは、供給するべき負荷電流に見合って、第 1出カトランジスタ 1 1 Fのサイズよりも格段に小さいサイズとされている。

これら第 1出力回路 1 0 F、第 2出力回路 1 0 Sは、図 1では、シリーズレギユレータとしているが、これに限らず、スイッチング型のトランジスタ出力回路でもよい。

出力電圧 V o u tは、電源装置 1 0 0の出力端子 P V o u tから、出力平滑用キャパシタ 3 1 0、負荷装置 3 2 0に供給される。 I oは、出力電流である。出力電圧 V o u tが分圧抵抗 1 2、 1 3で分圧されて帰還電圧 V f bとなる。

誤差増幅回路として、それぞれエラ一アンプを含み、第 1出力回路 1 0 Fを第 1制御信号により制御する第 1誤差増幅回路 2 O Fと、第 2出力回路 1 O Sを第 2制御信号により制御する第 2誤差増幅回路 2 0 Sを備える。

第 1誤差増幅回路 2 0 Fは、出力電圧 V o u tに応じた帰還電圧 V f と基準電圧 V r e f とを比較し、その比較結果に基づいて帰還電圧 V f bが基準電圧 V r e f に等しくなるように第 1出力回路 1 0 Fを制御する。第 1誤差増幅回路 2 0 Fは、電流供給能力が大きい第 1出力回路 1 0 Fを過渡応答性よく高速に制御することができるように比較的大きな電流で動作する。したがって、大きな消費電流を消費する。

この第 1誤差増幅回路 2 0 Fは、モード制御信号 M O Dに基づいて、動作伏艇もしくは停止状態に制御される。この例では、モード制御信号 MO Dが、高（H) レベルで動作状態になり、低（L ) レベルで停止'状態になる。

第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、出力電圧 V o u tに応じた帰還電圧 V f bと基準電圧 V r e f とを比較し、その比較結果に基づいて帰還電圧 V f bが基準電圧 r e f に等しくなるように第 2出力回路 1 0 Sを制御する。第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、電流供給能力が小さい第 2出力回路 1 0 Sを制御すればよいから、小さな電流で動作する。したがって、第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、第 1誤差増幅回 2 0 Fの消費電流に比してかなり小さい消費電流を消費するだけである。

さらに、本発明では、第 2出力回路 1 0 Sの第 2出力トランジスタ 1 1 Sのナィズをその電流供給能力に見合って小さくしているから、第 2誤差増幅回路 2 O Sと第 2出力回路 1 0 Sによる制御は、かなりの程度によい過渡応答性を持っている。したがって、やはり、電圧制御を高速に行うことができる。

この第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、モード制御信号 M O Dに基づいて、停止状態もしくは動作状態に制御される。この例では、モード制御信号 M O Dが、 Lレべルで動作状態になり、 Hレベルで停止状態になる。即ち、第 2誤差増幅回路 2 O Sは、第 1誤差増幅回路 2 0 Fとは動作状態が逆になる。

基準電圧発生回路 3 0は、動作指令信号 S T Bの Hレベルである動作指令電田 V s t bが入力され、この動作指令電圧 V s t bから所定レベルの基準電圧 V r- e f を発生する。基準電圧発生回路 3 0は、できるだけ安定した基準電圧 V r e f を出力するように、例えばバンドギャップ型定電圧回路等により構成されることがよレ、。さらに、動作指令電圧 V s t bは、制御装置 2 0 0から供給されるら電圧レベルが安定しているので、例え電源電圧 V c cにリップル成分が含まれている場合でも、リップル成分の少ない基準電圧 V r e f を出力することができる。したがって、出力電圧制御は、安定する。

また、基準電圧発生回路 3 0は、サーマルシャットダウン回路（T S D ) 3 ]_ を有している。この T S D 3 1は、電源装置 1 0 0の内部の温度をモニタしており、保護するべき所定温度に達したときに、電源装置 1 0 0の動作を停止する。この基準電圧発生回路 3 0のモニタは、重負荷時にのみ行われれば過熱保護の役割を果たせるから、軽負荷時には基準電圧発生回路 3 0のモニタを中止する。これにより、基準電圧発生回路 3 0のモニタに要する消費電流を節約できる。

電流検出回路 4 0は、第 1出力回路 1 0 F及び第 2出力回路 1 0 Sから出力される出力電流 I 0に応じた検出信号 I d e tを検出する。電流検出回路 4 0は、第 1出力トランジスタ 1 1 Fと同じく第 1制御信号がゲートに供給される P型 M O S トランジスタの第 1電流検出用トランジスタ 4 1 Fと、第 2出力トランジスタ 1 1 Sと同じく第 2制御信号がゲートに供給される P型 M O S トランジスタの第 2電流検出用トランジスタ 41 Sと、これら第 1、第 2電流出用トランジスタ 4 1 F、 41 Sからの検出電流 I o oを流す抵抗器 42、 4 3 を有する。そして、その検出電流 I o oに応じた電圧レベルの検出信号 I d e tを発生する。比較回路 44は、検出信号 I d e tを基準レベルと比較して Hi流レベル比較信号 COMPを発生する。電流レベル比較信号 COMPのばたつき等を避けるために、比較回路 44はヒステリシス特性を有することが望ましい。電流レベル比較信号 COMPは、重負荷時に Hレベルになり、軽負荷時に Lレベルになるように比較基準値が設定される。

電流レベル比較信号 C OMPは、オア回路 45を通って、遅逛回路 46に供給される。遅延回路 46は、電流レベル比較信号 COMPが、出力電流 I oの低レベルを示す状態（Lレベル）から高レベルを示す状態（Hレべノレ）に変化したときに、その変化に応じてモード制御信号 MODを直ちに軽負荷ードから重負荷モードに変化させる。

また、遅延回路 46は、出力電流 I oの高レベルを示す状態（Hレベル）から低レベルを示す状態（L) レベルに変化したときに、その変化 ίこ応じて所定時間てだけ遅延させてモード制御信号 MODを重負荷モ一ドから軽荷モ一ドに変化させる。

この遅延動作により、第 2出力回路 10 Sの第 2出力トランスタ 1 1 Sのサィズを軽負荷時の電流レベルに対応させて小さくしていることと相俟って、切替時の高速な過渡応答性と安定した切替動作（ばたつき防止）を得る。

電源装置 100には、電源装置 100を動作状態もしくは停 it状態に制御するための動作指令信号（即ち、スタンバイ信号） STBが、動作令信号用入力端子 P s t bを介して、オン Zオフ信号として入力される。動作指合信号 S TBは、スタンバイ信号と言い換えてもよい。この電源装置 1 00の停止状態においては、電源装置 100の出力電圧 V o u t、出力電流 I oは零であるとともに、電源装置 1 00の内部での消費電流は零もしくは最小限度のきわめて/ J、さい電流に低減される。

動作指令信号 S TBは、 Hレベルもしくは Lレベルである。電源装置 100は、動作指令信号 S TBが Hレベルの時に動作状態になり、 Lレベルの時に停止状態になるように設定されている。停止状態では、第 1誤差増幅回路 20 F、第 2誤差増幅回路 20 S、基準電圧発生回路 30、比較回路 44を含む各回路への動作電源がシャットダウンされる。

動作指令信号 STBは、制御装置 200から供給される。動作指令信号 STB は、 Hレベル時に動作指令電圧 V s t b (例えば、 1. 5〜3V程度）であり、 Lレベル時に例えばグランドレベルである。この動作指令電圧 V s t bが、基準電圧発生回路 30へ動作電圧として入力される。

制御装置 200は、当該携帯機器の各装置の制御を司るコンピュータ 220を含んでいる。また、制御装置 200は、電圧調整回路（レギユレータ） 210を含んでおり、このレギュレータ 210は電源電圧 V c cをコンピュータ 220が必要とする電圧レベルに調整して、コンピュータ 220へ供給する。電源電圧 V c cにリップル成分が含まれている場合でも、コンピュータ 220にはリップル成分が抑制された電圧が、安定して供給される。なお、コンビュ一タ 220から動作制御信号 S E Lを、電源装置 100に動作制御端子 P s e 1を介して入力するようにしてもよレ、。この動作制御信号 S E Lと電流レベル比較信号 C OMPとがオア回路 45に入力される。

本発明は、出力電流 I 0のレベルを検出して、自動的に軽負荷モードと重負荷モードを切り替えるものであるが、必要に応じて動作制御信号 S E Lによっても切り替えることができるようにしてもよい。

コンピュータ 22 0は、その安定した電圧によって動作するから、動作指令信号 S TBの動作指令電圧 V s t bもリップル成分が少なく安定した電圧である。また、電源電圧 V c cは、負荷装置 330で代表されるように、当該携帯機器内の各種の負荷装置にも供給される。この図 1の電源装置及び携帯機器の動作を、図 2のタイミングチャートをも参照して説明する。

図 2において、時点 t 1以前では、動作指令信号 S T Bは Lレベルにあり、電源装置 1 0 0は停止状態にある。この停止状態においては、第 1誤差増幅回路 2 0 F、第 2誤差増幅回路 2 0 S、基準電圧発生回路 3 0、比較回路 4 4等への電源供給は遮断されているので、電流レベル比較信号 C O M P、モード制御信号 M O Dは不定である。

時点 t 1で、動作指令信号 S T Bが Hレベルになると、電源装置 1 0 0は動作状態になる。これにより、第 1誤差増幅回路 2 0 F、第 2誤差増幅回路 2 0 S、基準電圧発生回路 3 0、比較回路 4 4等の各回路には電源電圧が供給される。また、基準電圧 V r e f が発生される。

この例では、時点 t 1に至った後の出力電流 I oは小さい場合であり、軽負荷状態である。時点 t 1での電流レベル比較信号 C O M Pは Lレベルであり、遅延回路 4 6の出力であるモード制御信号 MO Dも Lレベルにある。即ち、軽負荷モードにある。

この軽負荷状態では、第 2誤差増幅回路 2 0 Sが動作状態になり、第 2制御信号により第 2出力回路 1 0 Sが動作する。第 2出力回路 1 0 Sの第 2出カトランジスタ 1 1 Sのサイズは、供給するべき出力電流に見合って小さいサイズとされている。したがって、消費電流の小さい第 2誤差増幅回路 2 0 Sからの第 2制御信号によっても時間遅れ少なく、速やかに応答できる。この第 2制御信号は第 2 電流検出用トランジスタ 4 1 Sのゲートにも供給されているから、第 2出力回路 1 0 Sから出力される出力電流 I oに応じた検出電流 I o oが流れる。

この軽負荷状態は時点 t 2まで継続する。この軽負荷状態では電源装置 1 0 0 の消費電流は小さいので、低消費電流モードとも言える。

時点 t 2に至って、検出電流 I o oが比較回路 4 4のヒステリシス特性の上昇時の反転レベルに達する。電流レベル比較信号 C O M Pは Hレベルになり、モ一ド制御信号 M O Dも遅延回路 4 6の遅延を受けることなく直ちに Hレベルになる。即ち、重負荷モ一ドになる。

したがって、第 2誤差増幅回路 2 0 Sは停止状態になる。代わって第 1誤差増幅回路 2 0 Fが動作状態になり、第 1制御信号により第 1出力回路 1 0 Fが動作する。第 1誤差増幅回路 2 0 Fは、電流供給能力が大きい第 1出力回路 1 0 Fを過渡応答性よく高速に制御することができるように、比較的大きな電流で動作する。したがって、重負荷に対しても遅滞なく制御が行われる。

この重負荷状態では、大きい負荷電流に対しても高速に応答するので、高速動作モードとも言える。

時点 t 3に至って、検出電流 I o 0が比較回路 4 4のヒステリシス特性の降下時の反転レベルに達すると、電流レベル比較信号 C O M Pは Lレベルになる。電流レベル比較信号 C O M Pが、 Hレベルから Lレベルに変化するときには、遅延回路 4 6がオンデレイのタイマーとして動作する。したがって、モード制御信号 M O Dは所定時間 τだけ遅れて Lレベルに変化する。

この所定時間ての間は、出力電流 I 0は軽負荷状態に相当する電流レベルである。しかし、モード制御信号 M O Dは Ηレベルにあるから、第 1誤差増幅回路 2 O Fが動作し、第 1出力回路 1 0 Fから出力電流が出力されている。この所定時間 τを設けることにより、負荷の増減が激しく変動する場合に、電流供給能力が大きい第 1出力回路 1 0 Fから継続して出力電流が出力されるから、負荷へ、より安定した電圧を供給することができる。

時点 t 4に至って、モード制御信号 MO Dが Lレベルになると、電源装置 1 0 0は時点 t 1— t 2と同様に軽負荷状態になる。また、時'点 t 5で、動作指令信号 S T Bが Lレベルになると、電源装置 1 0 0は、 t l以前と同様に、停止状態となる。

このように、保持動作や間欠動作を行っている軽負荷状態時には、消費電流が大きい第 1誤差增幅回路 2 0 Fは停止される一方、消費電流が小さい第 2誤差増幅回路 2 0 Sのみが動作する。したがって、軽負荷状態時には、電源装置の消費電流は少なくなる。

また、軽負荷時には、トランジスタサイズが小さい第 2出力回路 1 0 Sを消費電流が小さい第 2誤差増幅回路 2 0 Sで制御するから、消費電流を小さくして且つ電圧制御の過渡応答性の低下を避けることができる。

また、重負荷モードと軽負荷モードとの切替を、電源装置 1 0 0の内部で出力電流 I 0のレベルを検出して行うから、そのための外部からの制御信号が不要となる。したがって、電源装置の適用される携帯機器によってモード信号が得られない場合があっても、切替制御に支障は生じない。また、切替制御のための外部端子が削減できるから、電源装置が I C化されるものでは、外部端子数を少なくなることによって、 I Cを小型にできる。

また、電流レベル比較信号 C O M Pが、出力電流 I oの低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じてモード制御信号 MO D を直ちに変化させる。一方、出力電流 I oの高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所定時間てだけ遅延させてモード制御信号を変化させる。これにより、第 2出力回路 1 0 Sの第 2出力トランジスタ 1 1 Sのサイズを軽負荷時の電流レベルに対応させて小さくしていることと相俟つて、切替時の高速な過渡応答性と安定した切替動作（ばたつき防止）を得ることができる。

また、基準電圧 V r e f は、リップル成分が抑圧された動作指令電圧 V s t b が入力される基準電圧発生回路 3 0によって発生されているから、リップル成分はほとんど含まれていない。したがって、電源電圧 V c cにリップル成分が含まれている場合でも、出力電圧 V 0 u tに含まれるリップル成分は著しく低減される。このように、電源装置 1 0 0の基準電圧発生回路 3 0への動作電圧として、制御装置 2 0 0から供給される動作指令信号 S T Bを用いるから、リップルリジェクション特性が向上する。また、動作指令信号 STBを、電源装置 1 00の動作あるいは停止を指令する本来の用途に加えて、基準電圧発生回路 30への動作電圧としても用いるから、 I C化された電源装置の端子数を増加させることもない。

図 3は、本発明の第 2実施例に係る電源装置 100の構成を示す図である。図 3の電源装置 1 00において、図 1のそれとは、電流レベル比較信号 COM pへのヒステリシス特性の持たせ方が異なっている。

図 3では、電流検出回路 40の第 1電流検出用トランジスタ 4 1 Fは、第 1誤差増幅回路 20 Fから出力される第 1制御信号により制御される。そして、第 1 電流検出用トランジスタ 41 Fは、第 1出力回路 10 Fから出力されている出力電流 I oと第 1所定比 αの第 1検出電流 I o o f を流す。

—方、第 2電流検出用トランジスタ 4 1 Sは、第 2誤差増幅回路 20 Sから出力される第 2制御信号により制御される。そして、第 2電流検出用トランジスタ 41 Sは、第 2出力回路 10 Sから出力されている出力電流 I oと第 1所定比 α より小さい第 2所定比 /3 (即ち、 Q; > J3) の第 2検出電流 I O O sを流す。

したがって、出力電流 I oが同じ値であっても、その出力電流 I oが、第 1出力回路 10 Fから出力されている力あるいは第 2出力回路 10 Sから出力されているかによつて、抵抗器 42, 43に流れる検出電流 I o oは、第 1検出電流 I o o f と第 2検出電流 I 0 o s とに異なる。

比較回路 44は、ヒステリシス特性を持たず、入力される検出信号 I d e tが所定の閾値 V t hに達しないときには Lレベルの電流レベル比較信号 COMPを出力し、所定の閾値 V t hを超えると Hレベルの電流レベル比較信号 COM Pを出力する。

この状態が、出力電流 I oと検出信号 I d e tとの関係を示す図 4、及び出力電流 I oと電流レベル比較信号 COM Pとの関係を示す図 5に示されている。図 4及ぴ図 5を参照して、出力電流 I oが零から第 2所定電流 I 2まで増加する間は、第 2検出電流 I _{0 0} sが流れる。この間の電流レベル比較信号 COM P fi L レべゾレにある。

出力電流 I oが第 2所定電流 I 2まで増加すると、検出信号 I d e tが比較回路 4 4の閾値 V t hを超えるから、電流レベル比較信号 C O M Pは Hレベルになる。これにより、第 2誤差増幅回路 2 0 Sが停止状態になり、第 1誤差増幅回路 2 0 Fが動作状態になる。したがって、第 1検出電流 I o o f が流れるようになる。この時、第 1、第 2所定比 a、 j3の関係にしたがって、検出信号 I d e tは大きくなる。その後、出力電流 I 0が増加すれば、所定の比率にしたがって検出信号 I d e tは増加する。

出力信号 I 0が減少する場合には、第 2所定電流 I 2より小さい第 1所定電流 I 1まで出力電流 I oが減少した時に、検出信号 I d e tが比較回路 4 4の閾値 V t hを下回る。したがって、電流レベル比較信号 C O M Pは Lレベルになる。これにより、第 1誤差増幅回路 2 0 Fが停止状態になり、第 2誤差増幅回路 2 0 Sが動作状態になるから、第 2検出電流 I o o sが流れるようになる。

このように、第 1、第 2電流検出用トランジスタ回路 4 1 F、 4 1 Sに所定のカレントミラ一比を持たせること、即ち第 1、第 2出力回路 1 0 F、 1 0 Sの各出力トランジスタとのサイズ比を異ならせる。このことだけで、電流レベル比較信号 C O M Pにヒステリシス特性を持たせるから、構成を簡単にできる。

図 6は、本発明の第 3実施例に係る電源装置 1 0 0の構成を示す図である。図 6の電源装置 1 0 0において、図 1のそれとは、モード制御信号 M O Dに基づく第 2誤差増幅回路 2 0 Sの制御状態が異なっている。この異なる点について説明する。

図 6では、重負荷時に、第 2誤差増幅回路 2 0 Sを停止するのではなく、第 2 出力回路 1 0 Sからは、第 1出力回路 1 0 Fからの出力電圧よりも、所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように制御する。

図 6において、第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、第 1誤差増幅回路 2 0 Fの消費電流よりも小さい消費電流を.消費しつつ動作する。第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、モード制御信号 MO Dが Lレベルで第 1誤差増幅回路 2 0 Fが停止状態のときに、第 2出力回路 1 0 Sを制御し、所定出力電圧 V o u tを出力する。このとき、第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、帰還電圧 V f bと基準電圧 V r e f とを比較し、その比較結果に基づいて帰還電圧 V f bが基準電圧 V r e Πこ等しくなるように第 2出力回路 1 0 Sを制御する。

また、第 2誤差増幅回路 2 0 Sは、モード制御信号 M O Dが Hレベルで第 1誤差増幅回路 2 0 Fが動作状態のときに、所定出力電圧 V o u tよりも所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように第 2出力回路 1 0 Sを制御する。

これにより、電源装置 1 0 0からは、所定出力電圧 V o u tが出力されることは図 1の第 1実施例と同じである。しかし、第 2誤差増幅回路 2 0 S及び第 2出力回路 1 0 Sが、所定出力電圧 V o u tより所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力している。したがって、モード制御信号 M O Dが Lレベルに変化した時点で、第 2出力回路 1 0 Sから所定出力電圧 V o u tを、より速やかに出力することができる。

そのために、第 2誤差増幅回路 2 0 Sが低出力電圧に対応するように、モード制御信号 M O Dが Hレベルの時に第 2誤差増幅回路 2 0 Sの基準電圧 V r e f を実質的に小さくする極性のオフセット電圧 V o f f を持たせる。このオフセッ電圧 V o f f は、モード制御信号 M O Dが L レベルの時に除去されるように、スイッチ 2 1により除去される。

図 7は、オフセット電圧 V o f f を持たせる第 2誤差増幅回路 2 0 Sの具体回路例の要部を示している。

図 7のように、帰還電圧 V f bがゲートに印加される P型 M〇 S トランジスタ 2 3と、ドレインとゲートが接続された N型 M.O S トランジスタ 2 5とが直列に接続された第 1直列回路と、基準電圧 V r e f がゲートに印加される P型 M O S トランジスタ 2 4と、ゲートが N型 M O S トランジスタ 2 5のゲートに接続された N型 MO S トランジスタ 2 6とが直列に接続された第 2直列回路とが並列に接続される。この並列回路に定電流源回路 2 2から電流が供給される。そして、 P 型 M O トランジスタ 2 4と N型 M O トランジスタ 2 6との接続点から第 2制御信号が出力される。

さらに、基準電圧 V r e f がゲ一トに印加される P型 M O S トランジスタ 2 7 と、ノット回路 2 9で反転されたモード制御信号 M O Dがゲートに印加される P 型 M O S トランジスタ 2 8との直列回路が、 P型 M〇トランジスタ 2 4に並列に接続される。

この図 7の回路により、モ一ド制御信号 MO Dが Hレベルの重負荷モード時に、第 2誤差増幅回路 2 0 Sの基準電圧 V r e f を実質的に小さくする極性のオフセット電圧 V o f f を持たせる。

なお、重負荷時の第 1誤差増幅回路 2 0 Fの消費電流が元々大きいから、重負荷時における第 2誤差増幅回路 2 0 Sの消費電流の増加はそれほど問題とはならない。産業上の利用可能性

本発明に係る電源装置は、重負荷時用の第 1出力回路を制御する第 1誤差増幅回路と、軽負荷用の第 2出力回路を制御する第 2誤差増幅回路とを設けて、それらを出力電流のレベルに基づいて互いに逆の動作状態もしくは停止状態に制御する。この電源装置は、出力電流レベルに応じて軽負荷時の消費電流を低減させつつ過渡応答性を向上させから、携帯機器に有効に利用できる。

Claims

請求の範囲

1 . 第 1電流レベルを供給する電流供給能力を持ち、電源電圧を調整して所定の出力電圧を出力するための第 1出力回路と、

前記第 1電流レベルよりも小さい第 2電流レべ 7レの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力電圧を出力するための第 2出力回路と、所定レベルで単一の基準電圧を発生する基準電压発生回路と、

モード制御信号に基づいて動作状態もしくは停_1±状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧と前記基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第 1出力回路を制御するための第 1誤差増幅回路と、

前記モード制御信号に基づいて前記第 1誤差増幅回路とは逆の動作状態もしくは停止状態に制御されるとともに、前記第 1誤差： ti幅回路の消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記帰還電圧と前記基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧 fこ等しくなるように前記第 2出力回路を制御するための第 2誤差増幅回路と、

前記第 1出力回路及び前記第 2出力回路から出力される出力電流に応じた検出信号を検出する電流検出回路と、

前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベルヒ較信号を形成し、該電流レべル比較信号に応じて前記第 1誤差増幅回路と前記第 2誤差増幅回路の動作を切り替える前記モード制御信号を生成するモード制御号生成回路とを備え、これら全ての回路を I Cに組み込んでおり、

前記電流検出回路は、前記第 1誤差増幅回路から出力される第 1制御信号により制御され、前記第 1出力回路から出力されている出力電流と第 1所定比 αの第 1検出電流を流す第 1検出電流用トランジスタ回路と、前記第 2誤差増幅回路から出力される第 2制御信号により制御され、前記第 2出力回路から出力されている出力電流と前記第 1所定比 αより/ Jヽさい第 2所定比 βの第 2検出電流を流す第 2検出電流用トランジスタ回路と、 It!記第 1検出電流と前記第 2検出電流を流し前記検出信号を出力する検出信号出力回路を有し、

前記モード制御信号生成回路は、 to記検出信号に基づいて出力電流に関してヒステリシス特性を持つ前記電流レべノレ比較信号を生成することを特徴とする、電源装置。

2 . 前記モード制御信号生成回路》：、前記電流レベル比較信号が、前記出力電流の低レベルを示す状態から高レべノレを示す状態に変化したときにその変化に応じて前記モード制御信号を直ちに変ィ匕させる一方、前記出力電流の高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変ィ匕したときにその変化に応じて所定時間だけ遅延させて前記モード制御信号を変ィ匕させる遅延回路を有することを特徴とする、請求項 1に記載の電源装置。

3 . 前記基準電圧発生回路は外部力らの動作指令信号の電圧を動作電圧とすることを特徴とする、請求項 1に記載の電源装置。

4. 第 1電流レベルを供給する電 ¾ίε供給能力を持ち、電源電圧を調整して所定の出力電圧を出力するための第 1出力回路と、

前記第 1電流レベルよりも小さい 2電流レベルの電流供給能力を持ち、前記電源電圧を調整して前記所定の出力霞压を出力するための第 2出力回路と、所定レベルで単一の基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、

モード制御信号に基づいて動作状 fifeもしくは停止状態に制御されるとともに、前記出力電圧に応じた帰還電圧と前言己基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に寧しくなるように前記第 1出力回路を制御するための第 1誤差増幅回路と、前記第 1誤差増幅回路の消費電流よりも小さい消費電流を消費しつつ動作し、前記モード制御信号に基づいて、前記第 1誤差増幅回路が停止状態のときに、前記帰還電圧と前記基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記帰還電圧が前記基準電圧に等しくなるように前記第 2出力回路を制御する一方、前記第 1誤差増幅回路が動作状態のときに、前記所定出力電圧よりも所定電圧レベルだけ低い低出力電圧を出力するように前記第 2出力回路を制御するための第 2誤差増幅回路と、

前記検出信号の所定レベルに応じて電流レベル比較信号を形成し、該電流レべル比較信号に応じて前記第 1誤差増幅回路と前記第 2誤差増幅回路の動作を切り替える前記モード制御信号を生成するモード制御信号生成^!路とを有し、これら全ての回路を I Cに組み込んだことを特徴とする、電源装置。

5 . 前記第 2誤差増幅回路には、前記低出力電圧に対応するように、前記モード制御信号に応じて実質的に前記基準電圧を低くするオフセット電圧を持たせることを特徴とする、請求項 4に記載の電源装置。

6 . 前記モード制御信号生成回路は、前記電流レベル比較信号が、前記出力電流の低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて前記モ一ド制御信号を直ちに変化させる一方、前記出力電流の高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて所定時間だけ遅延させて前記モード制御信号を変化させる遅延回路を有することを特徴とする、請求項 5に記載の電源装置。

7 . 前記モード制御信号生成回路は、前記電流レベル比敏信号が、前記出力電流の低レベルを示す状態から高レベルを示す状態に変化したときにその変化に応じて前記モード制御信号を直ちに変化させる一方、前記出力 ¾：流の高レベルを示す状態から低レベルを示す状態に変化したときにその変化にじて所定時間だけ遅延させて前記モード制御信号を変化させる遅延回路を有することを特徴とする、請求項 4に記載の電源装置。

8 . 前記電流検出回路は、前記第 1誤差増幅回路から出力される第 1制御信号により制御され、前記第 1出力回路から出力されている出力電流と第 1所定比の第 1検出電流を流す第 1検出電流用トランジスタ回路と、前言己第 2誤差増幅回路から出力される第 2制御信号により制御され、前記第 2出力回路から出力されている出力電流と前記第 1所定比より小さい第 2所定比の第 2検出電流を流す第 2 検出電流用トランジスタ回路と、前記第 1検出電流と前記第 2検出電流を流し前記検出信号を出力する検出信号出力回路を有し、

前記モード制御信号生成回路は、前記検出信号に基づいて tB力電流に関してヒステリシス特性を持つ前記電流レベル比較信号を生成することを特徴とする、請求項 4に記載の電源装置。

9 . 前記基準電圧発生回路は外部からの動作指令信号の電 IEを動作電圧とすることを特徴とする、請求項 4に記載の電源装置。

1 0 . 請求項 1乃至 9のいずれかに記載の電源装置と、前記電源電圧を発生する電池電源と、前記電源装置へ動作状態または停止状態を指令する動作指令信号を発生する制御装置と、前記出力電圧が供給される負荷装置と、を備えることを特徴とする、携帯機器。