JP2003318708A - 遅延回路及び遅延方法 - Google Patents
遅延回路及び遅延方法Info
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Abstract
致させることができる遅延回路及び遅延方法を提供する
こと。 【解決手段】 入力信号に応答して、電源電圧レベルに
応じた電荷量を遅延チェーン部のノードA1に供給でき
る回路構成部(第1及び第2PMOSトランジスタ406,
407および第2キャパシタ408から構成される)を
設けて、電源電圧レベルが高いときにノードA1がロー
レベルに落ちる速度を遅くすることにより、電源電圧レ
ベルに関係なく信号の遷移点を一致させる。
Description
するものであり、特に、電源電圧の変動に関係なしに、
信号の遷移点を一致させる遅延回路及び遅延方法に関す
るものである。
時間間隔のタイミング信号を発生する遅延回路を具備す
ることは一般的である。どのような応用システムでも、
電源電圧の変化に対して遅延時間の変化を最小化する遅
延回路が要求される。特に、DRAM、SDRAM、フ
ラッシュメモリなどの高速メモリ装置は、メモリセルア
ドレスを指定するタイミング信号を発生するアドレス遷
移遅延回路(Address Transition
Delay circuit、以下“ATD回路”と
いう)に遅延回路を使用し、遅延回路の出力によりメモ
リセルをアクセスする。
クダイアグラムを示し、フラッシュメモリ100はアド
レスバッファ110、ワードラインデコーダ120、ビ
ットラインデコーダ130、メモリセルブロック14
0、ATD回路150、センスアンプ160及び入出力
バッファ170を含む。アドレスバッファ110は外部
から入力されるアドレス信号を受信して、ワードライン
デコーダ120とビットラインデコーダ130に伝送す
る。ワードラインデコーダ120とビットラインデコー
ダ130によって選択されるメモリセルのデータはセン
スアンプ160に伝達され、センスアンプ160を通じ
て感知増幅されたメモリセルデータは入出力バッファ1
70を通じて出力される。ここで、センスアンプ160
の動作上、正確なタイミング信号の発生が重要である。
メモリセルデータをセンシングするためには、以前にセ
ンシングしたメモリセルデータによりビットラインに残
っている電荷量をディスチャージさせる信号と、センス
アンプを活性化させる信号などが必要であり、これら信
号は遅延回路200を内蔵したATD回路150を通じ
て発生する。
“Vdd”という)ですべての回路は遅く動作し、高い
Vddでは速く動作する。これによって、遅延回路20
0を通じて発生するタイミング信号もVddレベルに従
って互いに異なる時点で発生する。これを説明するため
の従来の遅延回路200が図2に示されている。
された第1インバータ201、抵抗202、キャパシタ
203、第2インバータ204及びNANDゲート20
5を含む。遅延回路200の動作タイミング図が図3に
示されている。図3を参照すると、入力信号INと中間
ノードA、及び出力信号OUTはVddレベルに従って
遷移する時間が互いに異なる。入力信号INはVdd=
1.5Vである時の上昇区間及び下降区間が、Vdd=
3.5Vである時の上昇区間及び下降区間より長い。入
力信号INの上昇区間に応答して第1インバータ20
1、抵抗202、及びキャパシタ203を通じて発生す
るノードAはVdd=1.5Vである時の下降区間が、
Vdd=3.5Vである時の下降区間より長い。ノード
Aは第2インバータ204とNANDゲート205を通
じて出力信号OUTに発生し、出力信号OUTはノード
Aを入力する第2インバータ204のトリガポイント
(trigger point)に応答して発生する。
出力信号OUTはVdd=1.5Vである時の下降遷移
時点が、Vdd=3.5Vである時の下降遷移時点より
遅い。だから、遅延回路200はVddレベルに従って
出力信号OUTの発生時点が互いに異なる。
00を内蔵した図1のATD回路150の出力によりセ
ンスアンプ160の動作を駆動すれば、Vdd電圧の変
動に従って出力信号OUTのタイミングが異なるように
なるので、フラッシュメモリ100が誤動作する問題点
が生じる。したがって、Vdd電圧の変動に対してタイ
ミング信号の遷移点を一致させる遅延回路が要求され
る。
その目的は、Vdd電圧の変動に対して信号の遷移点を
一致させる遅延回路を提供することにある。
して信号の遷移点を一致させる遅延方法を提供すること
を他の目的とする。
延回路は、入力信号を受信する入力部と、この入力部に
連結されて入力信号を遅延させる遅延チェーン部と、こ
の遅延チェーン部に連結され、入力信号に応答して前記
遅延チェーン部に電圧を供給する回路構成部とを含む。
部と出力部を有する回路配列部と、この回路配列部の入
力部に連結され、入力部の信号に応答して活性化される
電圧源とを含む。
ジスタのソースに連結されたキャパシタをチャージさせ
るようにトランジスタを制御する段階と、他のトランジ
スタを通じて遅延回路に電圧を供給するために、前記キ
ャパシタをディスチャージさせる段階とを含む。
配列を提供する段階と、信号の入力レベルに関係なし
に、回路配列に入力される信号の遷移点を一致させる段
階とを含む。
る出力信号を上昇エッジまたは下降エッジで活性化と認
識する信号として使用すれば、Vdd電圧レベルに関係
なしに、信号の遷移点が一致される。
イミング信号として使用される出力信号を発生する本発
明の遅延回路に関して具体的に説明する。本発明の遅延
回路は従来の技術で説明したATD回路に内蔵されて半
導体メモリ装置、例えば、フラッシュメモリのセンスア
ンプ動作を駆動する例に対して記述する。
を示す図である。図4において、遅延回路400は第1
インバータ401、抵抗402、第1キャパシタ40
3、第2インバータ404、NANDゲート405、第
1及び第2PMOSトランジスタ406、407及び第
2キャパシタ408を含む。抵抗402と第1キャパシ
タ403は遅延回路400の遅延時間を決める遅延部に
なる。第1キャパシタ403と第2キャパシタ408は
MOSトランジスタで実現することができる。遅延回路
400の動作タイミング図を図5に示す。
力信号INを入力する第1インバータ401、この第1
インバータ401の出力に一端が連結される抵抗40
2、この抵抗402の他端(すなわちノードA1)と接
地電圧GNDとの間に連結される第1キャパシタ40
3、抵抗402の他端に入力が連結される第2インバー
タ404及び入力信号INと第2インバータ404の出
力を入力する2入力NANDゲート405を含む。さら
に、遅延回路400は一端が接地電源(以下“GND”と
いう)に接続され他端がノードBに接続された第2キャ
パシタ408、VddとノードBとの間に接続され入力
信号INをゲートに入力する第1PMOSトランジスタ
406、ノードBとノードA1間に連結されるダイオード
型の第2PMOSトランジスタ407を含む。
NはVddレベルに従って上昇及び下降遷移時間が異な
る。Vdd=1.5Vである時の上昇区間及び下降区間
はVdd=2.5Vである時の上昇区間及び下降区間よ
り長い。Vdd=2.5Vである時の上昇区間及び下降
区間はVdd=3.5Vである時の上昇区間及び下降区
間より長い。すなわち、Vdd電圧が低い時に、入力信
号INは遅く遷移し、Vdd電圧が高い時には、入力信
号INは速く遷移する。
抗402及び第1キャパシタ403を通じてノードA1
に出力される。入力信号INがローレベルである時に、
第1インバータ401を通じてノードA1はハイレベル
になる。そしてノードA1は第1及び第2PMOSトラ
ンジスタ406,407及び第2キャパシタ408によ
ってその電圧レベルが上昇する。入力信号INがローレ
ベルである時に、第1PMOSトランジスタ406はタ
ーンオンされ、ノードBはVdd電圧レベルになる。そ
してノードBと連結された第2キャパシタ408はVd
d電圧レベルにチャージングされる。すなわち、第2キ
ャパシタ408はVdd=1.5Vであれば、1.5V
の電圧レベルに、Vdd=2.5Vであれば2.5Vの
電圧レベルに、そしてVdd=3.5Vであれば3.5
Vの電圧レベルにチャージングされる。この時に、ダイ
オード型の第2PMOSトランジスタ407はノードB
レベルとノードA1レベルがほぼ同一であるので、導通
されない。
に上昇すると、ノードA1は第1インバータ401を通
じてハイレベルからローレベルになる。この時に、第1
PMOSトランジスタ406はターンオフされ、第2P
MOSトランジスタ407は第2キャパシタ408にV
ddレベルにチャージングされたノードBとローレベル
のノードA1との間の電圧差により導通される。
キャパシタ408にチャージングされる電荷量は、Vd
d=1.5Vである時に第2キャパシタ408にチャー
ジングされる電荷量より多い。Vdd=3.5Vである
時に、第2PMOSトランジスタ407を通じてノード
A1に伝達される電荷量が多いので、ノードA1は第1
インバータ401のNMOSトランジスタ(図示せず)
を通じてローレベルに落ちる速度が遅くなる。Vdd=
1.5Vである時には、第2PMOSトランジスタ40
7を通じてノードA1に伝達される電荷量が小さく、第
2PMOSトランジスタ407は完全な導通状態ではな
いので、ノードA1が第1インバータ401のNMOS
トランジスタ(図示せず)を通じてローレベルに落ちる
速度には変化がない。したがって、ローレベルに遷移す
るノードA1は、高いVdd電圧では遅く遷移し、低い
Vdd電圧では設定された遷移速度を維持するので、V
dd電圧レベルに関係なしに、遷移時間がほぼ同一にな
る。
る第2インバータ404と2入力NANDゲート405
を通じてローレベルの出力信号OUTが発生する。第2
インバータ404はノードA1の下降区間で所定のトリ
ガポイントに応答してハイレベルの出力を2入力NAN
Dゲート405の入力に伝達する。2入力NANDゲー
ト405はハイレベルの入力信号INとハイレベルの第
2インバータ404の出力に応答してローレベルの出力
信号OUTを発生する。出力信号OUTは入力信号IN
がハイレベルである時に、第2インバータ404の出力
が支配的になるので、ローレベルに下降するノードA1
に応答する第2インバータ404のトリガポイントが重
要である。トリガポイントは通常、Vdd/2程度に設
定される。Vdd電圧レベルに関係なしに、ノードA1
が同一の遷移時間を有するので、トリガポイントもVd
d電圧レベルに関係なしに、ほぼ同一の時点である。し
たがって、出力信号OUTはVdd電圧レベルに関係な
しに、ほぼ同一の時点でローレベルに遷移する。
出力信号OUTを下降エッジで活性化信号と認識する信
号として使用すれば、遅延回路400を内蔵するATD
回路はVdd電圧レベルに関係なしに、一定の遅延時間
を有する安定的なタイミング信号を有するようになる。
したがって、ATD回路により駆動されるフラッシュメ
モリのセンスアンプ動作はVdd電圧変動に対して安定
的である。
路600を示す図である。遅延回路600は入力信号I
Nを受信する第1インバータ601、この第1インバー
タ601と直列連結される抵抗602、第1キャパシタ
603、第2及び第3インバータ604,605及び2
入力NANDゲート606を含む。さらに遅延回路60
0はVddとノードA1との間に接続され入力信号IN
をゲートに入力する第1PMOSトランジスタ607、
この第1PMOSトランジスタ607と直列連結される
ダイオード型の第2PMOSトランジスタ608及び第
2キャパシタ609を含む。遅延回路600は図4の遅
延回路400と比較して第2インバータ604と2入力
NANDゲート606との間に第3インバータ605を
さらに具備するという点において差がある。
に示している。図7において、入力信号INとノードA
1の波形は上述の図5とほぼ同一である。すなわち、V
dd電圧レベルに従って該当電圧レベルに上昇する入力
信号INの遷移区間に応答して、ノードA1の遷移区間
はVdd電圧レベルに関係なしに、ほぼ同一であり、第
2インバータ604のトリガポイントもVdd電圧レベ
ルに関係なしに、同一の時点でローレベルに遷移する。
但し、第3インバータ605の追加によって出力信号O
UTは図5のローレベルに下降する出力信号OUTを反
転させた信号、すなわち、ハイレベルに上昇する信号に
なるという点において差がある。
出力信号OUTを上昇エッジで活性化信号と認識する信
号として使用すれば、半導体メモリ装置はVdd電圧レ
ベルに関係なしに、一定の遅延時間を有する安定的なタ
イミング信号を有するようになる。
が、これは例示的なものにすぎず、本発明の技術的思想
及び範囲を制限、または限定するものではない。したが
って、本発明の技術的思想及び範囲を逸脱しない範囲内
で多様な変化及び変更が可能であることはもちろんであ
る。
電圧の変動に関係なしに、信号の遷移点を一致させるこ
とができる。
ラムを示す図である。
る。
である。
ある。
である。
ある。
Claims (17)
- 【請求項1】 入力信号を受信する入力部と、 この入力部に連結されて前記入力信号を遅延させる遅延
チェーン部と、 この遅延チェーン部に連結され、前記入力信号に応答し
て前記遅延チェーン部に電圧を供給する回路構成部とを
具備することを特徴とする遅延回路。 - 【請求項2】 前記回路構成部は、 一端が接地電源に接続されたキャパシタと、 このキャパシタの他端と電源電圧間に連結される第1ト
ランジスタと、 前記キャパシタの他端と前記遅延チェーン部間に連結さ
れるダイオード接続の第2トランジスタとを具備するこ
とを特徴とする請求項1に記載の遅延回路。 - 【請求項3】 前記遅延チェーン部は、 前記入力部に入力が連結される第1インバータと、 この第1インバータの出力に一端が連結される抵抗と、 この抵抗の他端と接地電圧間に連結されるキャパシタ
と、 前記抵抗の他端に入力が連結される第2インバータとを
具備することを特徴とする請求項1に記載の遅延回路。 - 【請求項4】 前記遅延チェーン部は、 前記第2インバータの出力に入力が連結される第3イン
バータをさらに具備することを特徴とする請求項3に記
載の遅延回路。 - 【請求項5】 前記遅延チェーン部は、 二つの入力を有し、一つの入力が前記第2インバータま
たは第3インバータの出力に連結され、他の一つの入力
は前記入力部に連結されるロジックゲートをさらに具備
することを特徴とする請求項3または4に記載の遅延回
路。 - 【請求項6】 前記ロジックゲートは、 NANDゲートであることを特徴とする請求項5に記載
の遅延回路。 - 【請求項7】 入力部と出力部を有する回路配列部と、 この回路配列部の前記入力部に連結され、前記入力部の
信号に応答して活性化される電圧源とを具備することを
特徴とする遅延回路。 - 【請求項8】 前記電圧源は、 第1及び第2トランジスタを通じて前記回路配列部に連
結されることを特徴とする請求項7に記載の遅延回路。 - 【請求項9】 前記遅延回路は、 前記第1及び第2トランジスタの間に連結されるキャパ
シタを具備することを特徴とする請求項8に記載の遅延
回路。 - 【請求項10】 前記遅延回路は、 前記入力部の第1電圧レベル信号によって前記第1トラ
ンジスタを活性化させて前記キャパシタをチャージング
させることを特徴とする請求項9に記載の遅延回路。 - 【請求項11】 前記遅延回路は、 前記入力部の第2電圧レベル信号によって前記第2トラ
ンジスタを通じて前記キャパシタをディスチャージさせ
ることを特徴とする請求項10に記載の遅延回路。 - 【請求項12】 前記回路配列部は、 遅延回路であることを特徴とする請求項7に記載の遅延
回路。 - 【請求項13】 トランジスタのソースに連結されたキ
ャパシタをチャージさせるようにトランジスタを制御す
る段階と、 他のトランジスタを通じて遅延回路に電圧を供給するた
めに、前記キャパシタをディスチャージさせる段階とを
具備することを特徴とする遅延方法。 - 【請求項14】 前記遅延方法は、 前記他のトランジスタを効果的に制御し、前記キャパシ
タをディスチャージさせるように、前記トランジスタを
ディセーブルさせる段階をさらに具備することを特徴と
する請求項13に記載の遅延方法。 - 【請求項15】 前記遅延方法は、 前記遅延回路の入力により電圧を受信する段階をさらに
具備することを特徴とする請求項13に記載の遅延方
法。 - 【請求項16】 前記遅延方法は、 回路配列で構成されることを特徴とする請求項13に記
載の遅延方法。 - 【請求項17】 回路配列を提供する段階と、 信号の入力レベルに関係なしに、回路配列に入力される
信号の遷移点を一致させる段階とを具備することを特徴
とする遅延方法。
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