JP2002357692A

JP2002357692A - 放射線測定装置

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Publication number: JP2002357692A
Application number: JP2002046788A
Authority: JP
Inventors: Mikio Izumi; 幹雄泉; Masashi Yamada; 田真史山; Tatsuyuki Maekawa; 川立行前; Terutsugu Tarumi; 水輝次垂
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-03-28
Filing date: 2002-02-22
Publication date: 2002-12-13
Anticipated expiration: 2022-02-22
Also published as: US20020146087A1; JP3958069B2; US7139354B2; US20060126776A1; US6836523B2; US20040206909A1; US7333585B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ディジタル処理を用いたパルス計測およびキ
ャンベル計測において、耐ノイズ性を改善する。【解決手段】放射線センサ１の出力パルスをＡ／Ｄ変
換器３に通してサンプル値を得、ｎ乗パルス識別装置４
によりサンプル値のｎ乗値相当（ｎ＞＝２）を演算し放
射線のパルス信号のみを識別し、識別された放射線のパ
ルス信号をパルス計数装置５によって計数することによ
り、所望の計数値を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放射線測定装置に
関する。より詳細には、本発明は、放射線測定装置によ
り放射線測定を行う場合に広レンジの監視に用いられる
パルス計測およびキャンベル計測に関し、そのディジタ
ル信号処理による耐ノイズ性の改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】広いレンジの放射線を測定するためにパ
ルス計測およびキャンベル計測が併用されている。パル
ス計測は、一般に放射線センサからのパルス数をカウン
トするものであり、そのパルスが重なりあって計数でき
なくなった場合に、キャンベル計測が行われる。たとえ
ば、原子力の出力監視では、原子炉圧力容器内部に６〜
１０本の起動領域センサ（ＳＲＮＭセンサ）および１０
０〜２００本の局所出力領域センサ（ＬＰＲＭセンサ）
を設置し、それらの出力をそれぞれ起動領域モニタおよ
び出力領域モニタによって測定し、原子炉の出力を約１
１桁の監視幅で監視している。

【０００３】このうち起動領域モニタは、原子炉出力の
低い領域、つまり原子炉出力が定格出力の１０^−９％か
ら１０^−４％まではＳＲＮＭセンサの出力パルスの個数
を計数すること（以後、パルス計測と呼ぶ）により出力
を監視する。一方、原子炉出力が高い領域、つまり原子
炉出力が１０^−５％〜１０％では、センサの出力パルス
の重なりにより生じる揺らぎのパワーを測定すること、
すなわちキャンベル計測により原子炉の出力を監視す
る。

【０００４】以下、原子炉起動監視装置におけるパルス
計測およびキャンベル計測の先行技術例（特開２０００
−１６２３６６号公報参照）について図１８を参照して
説明する。

【０００５】図１８に示した原子炉監視装置は、原子炉
内の中性子に感応して中性子量に対応する電気パルスを
出力するＳＲＮＭセンサ１と、その出力パルス信号を増
幅し整形するアナログ式プリアンプ２と、ＳＲＮＭセン
サ１の出力パルス幅より狭い時間間隔でサンプリングし
ディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３と、このサンプ
リングされたサンプルデータからパルス数を計数し、原
子炉の低い領域での出力レベル値に変換するパルス計数
手段（ＰＣ）２３と、測定精度を向上させるためにＡ／
Ｄ変換器３のサンプル値を積算する積算手段２４と、そ
の積算値を２乗してパワーを演算するパワー演算手段２
５と、そのパワーを平均化する加算平均手段２６と、パ
ルス計数手段２３の計数結果および加算平均手段２６の
演算結果に基づいて原子炉起動時の出力を連続監視する
原子炉出力評価手段２７とから構成されている。

【０００６】このように構成されたディジタル式原子炉
起動監視装置においては、ＳＲＮＭセンサ１の出力パル
スの形状をプリアンプ２で増幅整形し、増幅整形された
パルスをＡ／Ｄ変換器３が高速にサンプリングし、その
サンプル値に対してある一つの、または、複数のロジッ
ク演算を行い、その演算結果がそれぞれ予め設定した範
囲内にある場合にセンサ出力パルスとしてパルス計数手
段２３で計数する。

【０００７】一方、同じサンプル値を積算手段２４で積
算処理し、キャンベル計測に必要なサンプリングレート
まで落とすとともに、ダイナミックレンジを稼ぐために
積算し、等価ビット数の改善を計る。その結果をパワー
演算手段２５でバンドパスフィルタ処理を行ったのち、
その２乗和を演算し、その演算結果を加算平均手段２６
で平均し、キャンベル出力値を算出する。これらパルス
計数値とキャンベル出力値は原子炉出力評価手段２７で
評価され、原子炉出力として表示される。

【０００８】この構成では、パルス計数手段２３により
パルスの波高のみではなく、パルス幅の情報も取り入れ
た識別により広いパルス幅のノイズを除去し、センサ出
力パルスのみを計数することができる。つまり、図１８
の原子炉起動監視装置では、たとえば、１００ｎｓパル
ス幅のＳＲＮＭセンサ１の出力を２５ｎｓ間隔でサンプ
リングする。このサンプリングによるサンプルデータの
うち、パルス幅に相当するｋ−３番めからｋ番めまでの
４つのサンプル値[S(k), S(k-1), S(k-2), S(k-3)]を用
い、パルス立ち上がり部相当のサンプル値S(k-3)、立ち
下がり部相当のサンプル値S(k)と、その間の２つのサン
プル値S(k-2)およびS(k-1)を用いて下記のような演算を
行い、その演算結果(Out(k))をパルス識別の指標とし、
それが予め設定したレベルの範囲内にある場合、中性子
パルスとして計数する。

【０００９】 Out(k) = {b×S(k-2) + c×S(k-1)} - {a×S(k-3) + d×S(k)} …（１）この演算を行うことにより、ＳＲＮＭセンサ１の出力パ
ルスとほぼ同じパルス幅の信号のみを計数することが可
能となる。つまり、大きなサージ状のノイズに信号パル
スが重畳された場合でも、パルスのグランドレベルを差
し引くことにより正確な測定値を計数することが可能と
なる。

【００１０】なお、このようなセンサパルス形状に合致
したケースを検出できる指標を複数設けて、それらの論
理積（ＡＮＤ）をとることによって、この識別性能はさ
らに向上する。これにより、最もＳＲＮＭに混入しやす
いとされる数μｓ幅のサージノイズが混入しても、それ
をほぼ完全に除去し、１００ｎｓ幅のセンサパルスのみ
を計数可能とすることができる。

【００１１】一方、キャンベル計測に関しては、パワー
演算手段２５により周波数帯域を制限し、２乗平均値を
演算する。この構成では、ソフトウエアにより周波数帯
域を設定できるため、ノイズが測定帯域と同等の周波数
となった場合、測定帯域をソフトウエア上で変更するこ
とによりノイズの誘導を低減することができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述の先行技
術による原子炉起動監視装置においては、以下に述べる
ような課題が存在している。

【００１３】第１の課題は、両極性ノイズの低減の問題
である。つまり、数μｓ幅のサージノイズとセンサパル
スとが重なった場合、不感時間を設けずにその重なった
センサパルスを計数するには、差分を用いてパルス波高
値相当の値を算出する必要がある。しかし、この差分を
とった場合、センサ出力などの正のみ、または負のみの
単極性のパルスは、従来のグランドレベルからの波高値
と同等の識別レベルとなるが、回路からのホワイトノイ
ズなどの両極性のパルスに対しては、そのピーク間の電
圧をパルス識別レベルと識別する。このため、従来のグ
ランドレベルからの波高で識別する場合に比べ、約２倍
の識別レベルが必要となる。したがって、センサ出力の
みを計数するのに必要な識別レベルが、従来の方式より
２倍程度必要となり、センサ信号／ホワイトノイズ比
（ＳＮ比）が悪くなる。

【００１４】第２の課題は、キャンベル計測における耐
ノイズ性の向上である。従来のモータ等からのノイズ試
験の結果、数μｓ幅のサージノイズが原子炉起動監視装
置に誘導しやすいことが分かっている。パルス計測に関
しては、前記のディジタル演算によるパルス識別により
このサージノイズの低減が可能である。しかし、キャン
ベル計測においては、測定帯域をセンサのパルス形状か
ら選定した数百Ｈｚから１ＭＨｚ以下の周波数帯域に設
定しているが、前記の先行技術例では、この測定帯域を
シフトすることにより誘導ノイズを除去している。しか
し、最も誘導しやすいノイズの周波数が、ほぼ測定帯域
の範囲になっており、完全に除去することは難しく、ま
た、センサ感度がわずかに変化するため、これらを補正
する必要がある。

【００１５】一方、一般に線量当量を求める計測装置
は、γ線エネルギーに対する感度特性を人体に対するエ
ネルギー吸収特性と等しくなるように、センサの放射線
入射窓、反応体積などが最適化されている。しかし、γ
線の入射方向によって感度特性が異なる場合があり、感
度特性を正確に一致させることは難しい。また、人体に
対する線量当量を正確に換算するには、人体の部位によ
ってエネルギー吸収特性が異なるため、γ線エネルギー
に対するセンサ感度と一致させただけの計測装置のみで
は、人体の各部位に対する正確な評価は難しい。さら
に、γ線以外の中性子、たとえばβ線などが混在してい
る場合、センサ構造で感度を補正しているセンサでは、
物質への吸収特性が大きく異なるこれらの放射線に対し
ては評価できないため、それぞれ専用の測定系が必要と
なる。従来、これらの課題を解決するために、γ線のエ
ネルギースペクトルを求め、その値から換算する手法が
提案され、実用化されている。しかし、この手法ではパ
ルス波高を用いたエネルギー情報の取得を元にしてお
り、パルスのパイルアップが生じる条件では、エネルギ
ー情報の取得が難しくなり、精度が悪くなる。つまり、
センサの出力パルス幅にもよるが、通常エネルギー測定
を行う場合約１×１０^５ｃｐｓ程度が計測の上限とな
る。計測下限は、応答要求を満たす計数とする必要があ
るが、１ｃｐｓと仮定しても、計測レンジは約５桁程度
となり、さらに広レンジの線量を連続で行える測定方法
が望まれている。

【００１６】特開平３−１８３９８３号公報には、セン
サを二重構造にすることにより測定の精度を改善するこ
とが記載されている。この手法では、前記したパルス計
測のパイルアップの影響は、電流計測を行うことによっ
て回避されているが、この手法に関しても、センサ構造
または処理内容が複雑なため、その簡素化が望まれてい
た。

【００１７】本発明はかかる従来技術に対処してなされ
たものであり、ディジタル処理を用いたパルス計測およ
びキャンベル計測において、耐ノイズ性を改善する放射
線計測装置を提供することを第１の目的とする。また、
キャンベル計測を放射線の線量計測に適用し、簡素で、
広いレンジの線量を連続監視する放射線計測装置を提供
することを第２の目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に係る発明の放射線測定装置は、放射線に
感応してパルス信号を出力する放射線検出手段と、この
放射線検出手段の出力パルス信号を整形しサンプル値に
変換するＡ／Ｄ変換手段と、サンプル値のｎ乗値相当
（ｎ＞＝２）を演算し放射線のパルス信号のみを識別す
るｎ乗パルス識別手段と、このｎ乗パルス識別手段によ
って識別された放射線のパルス信号を計数する計数手段
とを具備する。

【００１９】請求項２に係る発明は、請求項１に記載の
放射線測定装置において、ｎ乗パルス識別手段は、放射
線検出手段の出力パルスのパルス幅に相当する連続する
４つのサンプリング点のサンプル値を用い、パルス立ち
上がり部およびパルス立ち下がり部に対応する両サンプ
リング点におけるサンプル値の和のｎ乗値を、両サンプ
リング点の間に位置する両サンプリング点におけるサン
プル値の和のｎ乗値から差し引くことにより出力パルス
の波高に相当する差を演算し、その差から所望のパルス
のみを識別する差分識別手段を備えていることを特徴と
する。

【００２０】請求項３に係る発明は、請求項１に記載の
放射線測定装置において、ｎ乗パルス識別手段は、放射
線検出手段の出力パルスのパルス幅に相当する連続する
４つのサンプリング点のサンプル値を用い、前半２つの
サンプリング点におけるサンプル値の差のｎ乗値と、後
半２つのサンプリング点におけるサンプル値の差のｎ乗
値との和を演算し、その和に基づいて所望のパルスのみ
を識別する差分識別手段を備えていることを特徴とす
る。

【００２１】請求項４に係る発明は、請求項１に記載の
放射線測定装置において、ｎ乗パルス識別手段は、放射
線検出手段の出力パルスのパルス幅に相当する連続する
４つのサンプリング点のサンプル値を用い、各サンプル
値のｎ乗値の積算値と放射線検出手段の出力パルスの幅
に相当するサンプル値の波高との比率を算出し、その比
率から放射線検出手段の出力パルスを識別する波高・パ
ワー識別手段を備え、計数手段は波高・パワー識別手段
によって識別されたパルスを計数することを特徴とす
る。

【００２２】請求項５に係る発明は、請求項１に記載の
放射線測定装置において、正および負の両極性の入力信
号を単極性の信号に変換する単極性変換手段をさらに具
備し、かつｎ乗パルス識別手段は、単極性変換手段によ
って得られた単極性の信号を偶数ｎを用いてｎ乗演算を
行うｎ乗演算手段と、このｎ乗演算手段の出力を平均化
する平滑手段とを備えていることを特徴とする。

【００２３】請求項６に係る発明の放射線測定装置は、
放射線に感応してパルス信号を出力する放射線検出手段
と、この放射線検出手段の出力パルスを整形し周波数帯
域を制限する帯域制限手段と、この帯域制限手段の各出
力パルスのｎ乗値（ｎ＞＝２）を算出するｎ乗値演算手
段と、このｎ乗値演算手段の出力信号を所定の時間幅で
平滑化する第１の平滑化手段と、この第１の平滑化手段
の出力の大小関係を評価し、その評価結果から特定のデ
ータを除くデータ除去平均化手段と、このデータ除去平
均化手段からの出力をさらに平滑化する第２の平滑化手
段と、この第２の平滑化手段の出力を放射線強度に換算
する変換手段とを具備する。

【００２４】請求項７に係る発明は、請求項６に記載の
放射線測定装置において、第１の平滑化手段の平滑時間
幅を外来ノイズのパルス幅以上に設定し、データ除去平
均化手段の平滑化区間を外来ノイズパルスの到来する時
間間隔以下に設定し、計測されたノイズ波形によりこれ
ら時間間隔とデータ除去数を調整するノイズ特性評価手
段をさらに具備したことを特徴とする。

【００２５】請求項８に係る発明は、請求項６に記載の
放射線測定装置において、データ除去平均化手段は、第
１の平滑化手段の過去の出力と現在の出力とを比較し、
現在の出力値が第１の平滑化手段の揺らぎから過去の出
力値をもとに事前に評価したしきい値以上に増加してい
た場合、第１の平滑化手段の現在の出力を除去し、予め
評価によって求めた評価比率を過去の出力値に乗じた値
に置き換えるデータ制限手段を有することを特徴とす
る。

【００２６】請求項９に係る発明の放射線測定装置は、
ｎは３以上の奇数であり、ｎ乗値演算手段は帯域制限手
段の各出力パルスに対して奇数次のモーメントを算出す
ることを特徴とする。

【００２７】請求項１０に係る発明の放射線測定装置
は、放射線に感応してパルスを出力する放射線検出手段
と、この放射線検出手段の出力パルスに対し複数のｎ次
モーメントを求めるモーメント演算手段と、放射線検出
手段の出力パルスを計数するパルス計数手段または平均
電流値を評価する平均電流計測手段と、モーメント演算
手段によって求められた複数のｎ次モーメント平均値と
パルス計数値の比率または複数のｎ次モーメント平均値
と平均電流値の比率を求めるモーメント比率評価手段
と、求められた比率から予め評価した応答マトリックス
をもとにモーメント個数分のエネルギーバンド数のエネ
ルギースペクトルに換算するスペクトル評価手段と、エ
ネルギースペクトルを放射線の線量当量に換算する線量
当量評価手段とを具備する。

【００２８】請求項１１に係る発明の放射線測定装置
は、放射線に感応してパルスを出力する放射線検出手段
と、この放射線検出手段の出力パルスのｎ乗平均値（ｎ
＞＝２）を算出するｎ次モーメント演算手段と、放射線
検出手段の出力パルス数を計数するパルス計数手段と、
ｎ乗平均値とパルス計数値の比率をもとに入射放射線の
平均エネルギーを算出する平均エネルギー算出手段と、
平均エネルギーとｎ乗平均値またはパルス計数値とから
放射線の線量当量を算出する線量評価手段とを具備す
る。

【００２９】請求項１２に係る発明の放射線測定装置
は、放射線に感応してパルスを出力する放射線検出手段
と、この放射線検出手段の出力パルスのｎ乗平均値を算
出する複数のｎ次モーメント演算手段と、これらのｎ次
モーメント演算手段によって算出された複数のｎ次モー
メントどうしの比率をもとに入射放射線の平均エネルギ
ーを算出する平均エネルギー算出手段と、平均エネルギ
ーとｎ乗平均値または平均電流値とから放射線の線量当
量を算出する線量評価手段とを具備する。

【００３０】

【発明の実施の形態】＜第１の実施の形態＞本発明の第
１の実施の形態による放射線測定装置を、図１を参照し
て説明する。

【００３１】図１に示す放射線測定装置は、放射線に感
応し放射線量に応じた出力パルスを発生するＳＲＮＭセ
ンサ１と、その出力パルスを増幅するプリアンプ２Ａ
と、プリアンプ２Ａの出力パルスをそのパルス幅より狭
い時間間隔でサンプリングしサンプル値を得るＡ／Ｄ変
換器３と、そのサンプル値をｎ乗しＳＲＮＭセンサ１の
出力パルス幅に相当するｎ乗値を用いて信号を識別する
ｎ乗パルス識別装置４と、このｎ乗パルス識別装置４に
より識別されたパルスを計数するパルス計数装置（Ｐ
Ｃ）５とを備えている。ＳＲＮＭセンサ１は、パルス出
力が得られる核分裂センサであるが、これは同様のパル
ス出力が得られる電離箱等に置換することもできる。

【００３２】このように構成された放射線測定装置のＳ
ＲＮＭセンサ１に中性子が入射し、内部で核分裂すると
図２（ａ）に示すような電気パルスが出力される。この
ＳＲＮＭセンサ１の出力パルスの時間幅は１００ｎｓ程
度である。この出力パルスは、プリアンプ２Ａに入力さ
れ、増幅される。プリアンプ２Ａは、ＳＲＮＭセンサ１
へ動作電圧を印加する機能をも有する。プリアンプ２Ａ
の出力パルスは、Ａ／Ｄ変換器３に入力され、図２
（ａ）で点により示されるようなサンプリング時間間隔
でサンプリングされ、ディジタル化される。このサンプ
リング時間間隔は短いほど波形情報を多く抽出でき、他
の誤差信号、たとえば外来ノイズによる信号を除いてセ
ンサ出力パルスのみを正確に計数することが可能とな
る。Ａ／Ｄ変換器３では、サンプリング前に、サンプリ
ング定理で必要とされる周波数帯域に制限するバンドパ
スフィルタ処理も行う。

【００３３】Ａ／Ｄ変換器３から出力されるサンプル値
は、ｎ乗パルス識別装置４に内蔵されるｎ乗演算部に入
力され、ここでｎ乗演算される。つまり、各サンプル値
をそれぞれｎ乗演算するか、または、前後ｎ個のサンプ
ル値を掛け算する。ここで、ｎ＞＝２とする。同じサン
プル値をｎ乗演算した場合は、前後２個のｎ乗値を平均
化処理する。たとえば、８個でパルス波形をサンプリン
グした場合は、おのおのの２乗値を演算した後、前後２
個の演算値を平均化処理し、結果的に４つの演算値を得
る。この場合、移動平均処理を行い、８個のサンプル値
を得るようにしてもよい。

【００３４】例えばｎ＝２として、２乗演算を行った場
合のサンプル値の変化の様子を図２（ｂ）に示す。この
ようにサンプル値をｎ乗値に変換することにより、パル
ス波形の波高と回路によるノイズ成分の比率は、従来の
比率のｎ乗倍に改善することができる。

【００３５】ただし、単純にサンプル値ごとにｎ乗演算
した値をパルス識別に用いても、サンプル値をそのまま
パルス識別に用いた場合と同じ識別性能となる。そこ
で、ディジタル演算でｎ乗する場合は、すでに述べたよ
うに前後のデータを掛け合わせるか、ｎ乗後に前後のデ
ータを平均化する処理を加えることが必ず必要となる。
この２乗演算された結果を、予め設定しておいた識別レ
ベルと比較することにより、ＳＲＮＭセンサ１の出力パ
ルスと回路ノイズとの識別が容易になる。この放射線測
定装置によりＳＲＮＭセンサ１のパルスとして識別され
たものは、パルス計数装置６でパルス発生率に換算さ
れ、最終的にはＳＲＮＭセンサ１の位置での中性子束レ
ベルに換算される。

【００３６】この実施の形態によれば、回路ノイズレベ
ルと同程度の波高を有するパルスを従来の差分を用いた
手法よりも良好に識別することができる。図３（ａ）に
ホワイトノイズと、それと同程度のパルス波高を有する
センサ出力パルスをＡ／Ｄ変換器３でサンプリングした
場合の一例を示す。この図３（ａ）では、垂直波線で囲
まれた時間４．２０×１０^３ｎｓの近傍においてセンサ
出力パルスが発生した場合を示しており、この区間で回
路ノイズとセンサパルスとが重畳している。このデータ
に対して、従来のパルス波高によるノイズ識別を行った
場合、図３（ａ）中の水平破線を識別レベルL_bとする
と、両パルスとも計数してしまい、正確な測定をするこ
とはできない。また、上記の差分を用いたパルス計数方
式では、正と負の両極性で生ずる回路ノイズは、図３
（ａ）中、矢印で示される正負両ピーク間の電圧がパル
スの波高と認識され、従来の０Ｖからの波高値で識別し
ていたものに比べ、２倍の電圧まで識別レベルをあげな
いと回路ノイズを識別することができない。一方、加算
平均化することにより、両極性のノイズは正負の信号が
キャンセルされて平均化され、単極性のセンサ出力はも
ともと正のみ又は負のみの信号であるため、このように
キャンセルされることはないが、図３（ｂ）に示すよう
に、パルス幅が広くなる。パルス幅が広くなった場合、
センサ出力のパルス数の多い条件ではパルスが重なりパ
ルスを計数できなくなり、パルス計測の計数上限が低下
するという問題がある。

【００３７】本実施の形態のｎ乗パルス識別装置４によ
るｎ乗演算処理後のサンプル値を図３（ｃ）に示す。回
路ノイズ相当のホワイトノイズ（左側）の識別レベルと
センサ出力（右側）の識別レベルの比率は、従来の差分
を用いた場合より大きく改善することができる。また、
パルス幅も、平均化のみの処理をした場合の図３（ｂ）
に比べ広がることもなく、これにより、パルス計数の上
限を悪化させることなくパルス計測を可能とすることが
できる。特に、本実施の形態においてｎが奇数の場合、
両極性ノイズの符号を維持して平均化することができる
ため、両極性信号と単極性の信号を良好なＳＮ比（信号
雑音比）をもって識別することができる。

【００３８】以上により、パルス計測において、出力パ
ルスの識別レベルを設定する際に、回路ノイズまたはα
線ノイズを除去する識別レベルを低く設定することがで
き、その分、センサ出力パルスが小さい場合でも計測感
度を落とすことなくパルス計測を行うことができる。

【００３９】＜第２の実施の形態＞次に、本発明の第２
の実施の形態を図４に基づいて説明する。

【００４０】図４の放射線測定装置のｎ乗パルス識別装
置４は、積分識別装置６、差分識別装置７、および波高
・パワー識別装置８を備えている。Ａ／Ｄ変換器３の出
力パルスは積分識別装置６および差分識別装置７に入力
され、両者の出力は波高・パワー識別装置８に入力され
る。波高・パワー識別装置８の出力信号はパルス計数装
置５に入力される。ここで、積分識別装置６は、第１の
実施の形態で説明したパルス識別方式によりパルスを識
別する。

【００４１】以下、本実施の形態における差分識別装置
７が行う処理の第１実施例について説明する。この実施
例では次の原理により識別を行う。

【００４２】Ａ／Ｄ変換器３の出力の最大値Top(k)およ
びボトム値Bottom(k)をそれぞれ、 Top(k) = +b×S(k-2) + c×S(k-1) Bottom(k) = a×S(k-3) + d×S(k) とすると、波高値High(k)は、先行技術での式（１）を
簡略化し、 High(k) ＝＋Top(k) - Bottom(k) とすることができる。

【００４３】本実施の形態では、まず最大値Top(k)の２
乗値とボトム値Bottom(k)の２乗値の差を求める。すな
わち、 X = +Top(k)² - Bottom(k)² = (Top(k) - Bottom(k)) × (Top(k) + Bottom(k)) = High(k) × (Top(k) + Bottom(k)) …（２）ここで、通常の回路ノイズのみに信号パルスが重畳した
ケース（以下、ケース１とする）では、 Top(k) >> +Bottom(k) であるため、 X = High(k) × Top(k) …（３）一方、非常に大きなサージノイズに信号パルスが重畳し
た極端なケース（以下、ケース２とする）では、近似値
として、 Top(k) = Bottom(k) であるため、式（２）から、 X = High(k) × (2×Top(k)) …（４）となる。式（３）および式（４）から、 X／Top(k) = α × High(k) …（５）（ここで、ケース１ではα＝１、ケース２ではα＝２）
となり、X／Top(k)はほぼパルス波高High(k)の一次関数
となる。つまり、サージノイズ上にＳＲＮＭセンサの出
力パルスが重畳した場合でも、この値によって識別する
ことにより、数μｓの周期のサージノイズ上に重なった
数百ｎｓのＳＲＮＭセンサ出力パルスを識別し、計数す
ることが可能となる。

【００４４】このように本第１実施例によれば、ｎ乗値
の差を用いることによって、仮にセンサパルスよりもパ
ルス幅の広い外来ノイズが誘導されても、その影響を低
減することができる。

【００４５】次に、本実施の形態における差分識別装置
７の処理の第２実施例について説明する。式（１）を、 D1(k) = c×S(k-1) - d×S(k) …（６） D2(k) = a×S(k-3) - b×S(k-2) …（７）とすると、波高値High(k)は、 High(k) = +D1(k) + D2(k) …（８）となる。式（８）の右辺各項のｎ乗の和Yは、 Y = D1(k)^ｎ + D2(k)^ｎとなり、これは近似値として、 Y = High(k)^ｎすなわち、 Y^−ｎ = High(k) …（９）となる。よって、この場合は、近似値としてY^−ｎを指
標に用いることにより、パルス識別が可能である。な
お、ｎ＝１のときは、式（１）に相当する。

【００４６】以上、差分識別装置７により、サージノイ
ズ上にＳＲＮＭセンサ１の出力パルスが重畳した場合で
も、差分によって求めた指標を用いることにより、数μ
ｓの周期のサージノイズ上に重なった数百ｎｓのＳＲＮ
Ｍセンサ１のパルスを識別し、計測することが可能とな
る。

【００４７】図５に積分識別装置６および差分識別装置
７の識別性能の差異をまとめて示す。積分識別装置６
は、ホワイトノイズなど両極性ノイズで、センサ出力の
パルス幅より短い周期のノイズを低減するのに有効であ
り、一般に回路ノイズ、センサのα線ノイズなど、セン
サ出力より信号（波高値）が小さいノイズをさらに低減
するのに有効である。一方、差分識別装置７は、センサ
１の出力パルス幅より長い周期のノイズに対して有効で
あり、一般に外部からの数μｓパルス幅の誘導ノイズを
除去するのに有効である。したがって、両者のロジック
を最適に調整し、両者がともに成立した場合のみパルス
を計数することにより、センサ出力のみをより正確に計
数することができる。

【００４８】以上のように、本第２実施例によれば、波
高値に相当するサンプル値の差のｎ乗値を用いることに
より、第１実施例と同様に、センサパルスよりもパルス
幅の広い外来ノイズが誘導されても、その影響を低減
し、より高精度の放射線測定を行うことができる。

【００４９】次に、本実施の形態の第３実施例として、
波高・パワー識別装置８について説明する。波高・パワ
ー識別装置８は、積分識別装置６からパルスの積分値
を、差分識別装置７からパルスの波高値相当の値を受け
取る。この両者の比率（積分値／波高値）は、センサ出
力パルスの場合、ほぼパルス幅相当となり一定の値を示
す。一方、高周波成分を含むホワイトノイズは、波高値
がセンサ出力と同等の場合でも積分値が小さいため、比
率は小さくなる。また、パルス幅の広いサージノイズ
は、積分値は大きく波高値は小さいため、その比率はセ
ンサ出力より大きくなる。したがって、この比率が一定
範囲内である場合に、パルスを計数することにより、こ
れらのノイズの影響を低減することができる。

【００５０】以上により、パルス計測において、サージ
状の外来ノイズが誘導された場合でも、その周期が数μ
ｓとセンサ出力パルス幅１００ｎｓより長い場合、その
サージ状ノイズの影響を除去し、そのノイズに重畳した
パルスも計数することができる。かくして、本第３実施
例によれば、本実施の形態の第１実施例または第２実施
例で述べた差分によるパルス計数と、第１の実施の形態
で述べたｎ乗値によるパルス計数を併用し、その比率を
用いることにより両者の特性を同時に実現し、より正確
なパルス計測が可能となる。

【００５１】＜第３の実施の形態＞次に、本発明の第３
の実施の形態を図６に基づいて説明する。

【００５２】図６に示す放射線測定装置は、図１に示し
た放射線測定装置において、Ａ／Ｄ変換器３とｎ乗パル
ス識別装置４との間に、両極性の信号をパルスの主成分
である極性のみの信号に変換する単極性変換手段９を介
挿したことを特徴とするものである。なお、ＳＲＮＭセ
ンサ１はパルス出力が得られる核分裂検出器であるが、
これは他のパルス出力が得られる電離箱等の放射線検出
器であってもよい。

【００５３】このように構成された本実施の形態におけ
る単極性変換手段９の機能について図７を参照して説明
する。図７（ａ）は、図２（ａ）に示されるような検出
器出力を２次微分処理した場合のパルス波形の一例を示
す。２次微分処理は、プリアンプ２Ａにおいてアナログ
回路で処理する場合と、図２の波形をＡ／Ｄ変換器３で
サンプリングし、ディジタル処理で２次微分演算を行う
場合が想定されるが、今回は両者とも想定している。こ
の図７（ａ）をｎ乗パルス識別装置４において偶数ｎを
用いてｎ乗演算後、平均処理した結果を図７（ｂ）に示
す。両極性が単極性に変化するために、パルス幅が広く
なる。

【００５４】そこで、単極性変換手段９は、図７（ａ）
のパルスの主成分は負極性であるため（図７（ａ）の下
方が負極性）、正極性の成分をゼロまたはそれに近い数
値に置き換え、図７（ｃ）の波形に変換する。この波形
を、ｎ乗パルス識別装置４に内蔵されるｎ乗演算手段に
よって、偶数ｎを用いてｎ乗演算した後、たとえば２乗
演算した後、ｎ乗パルス識別装置４に内蔵される平滑手
段によって平均化処理した結果を図７（ｄ）に示す。こ
れから分かるように、パルス幅の広がりを、単極性変換
手段９を用いない図７（ｂ）に比べ狭くすることができ
る。

【００５５】かくして本実施の形態によれば、パルス計
測において、偶数ｎを用いてｎ乗演算を行ってもパルス
幅が広がることなく、その結果、パルスの重なりによっ
て１個のパルスを計数できなくなる、パルスパイルアッ
プによる誤計数を低減することができる。

【００５６】＜第４の実施の形態＞次に、本発明の第４
の実施の形態を図８に基づいて説明する。

【００５７】ＳＲＮＭセンサ１の出力は、帯域制限機能
を有するプリアンプ２Ｂで増幅・帯域制限され、Ａ／Ｄ
変換器３に入力される。Ａ／Ｄ変換器３の出力は、バン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０に入力され、特定の周波
数帯域に制限される。通常、バンドパスフィルタ１０の
周波数帯域はＳＲＮＭセンサ１の出力特性によって決定
されるが、たとえば１００ｋＨｚから４００ｋＨｚまで
の範囲の周波数成分のみを通過するディジタルフィルタ
として構成することができる。この測定帯域は複数個設
定してもよいが、本実施の形態では一つの帯域に特定し
た単純な場合の構成で代表させる。

【００５８】ディジタルフィルタ処理を行う際、入力の
サンプル値は、バンドパスフィルタ１０の出力周波数帯
域に対して適切なサンプリング間隔およびビット数に調
整される。このバンドパスフィルタ１０の出力はｎ乗値
演算装置１１に入力され、ｎ次モーメント値に変換され
る。

【００５９】本実施の形態では、ｎ乗値演算装置１１の
出力側に、第１平滑装置１２Ａ、中間値の平均を取るデ
ータ除去平均化装置（ＤＥＡ）１３、および第２平滑装
置１２Ｂが配設され、その平滑個数とデータ除去個数を
外来ノイズのサージノイズ幅と到来周期およびＭＳＶ計
測に必要なデータ除去可能率を元に調整することによっ
て、外来ノイズの影響を受けないＭＳＶ計測が可能とな
る。これによってさらに信頼性の高い計測を実現するこ
とができる。

【００６０】さらに、データ除去平均化装置１３におい
て、最大値のみを平均化することにより、低計数率時に
もＭＳＶ指示値を得ることができ、プリアンプ２Ｂの回
路ノイズ等で決まっているＭＳＶ計測の測定下限を拡大
することができる。

【００６１】なお、本実施の形態においては、ｎを奇数
に設定した場合、サージ状のノイズは正負両極性のノイ
ズであるため、平均化処理することによって正負の値が
相殺され、単極性のセンサ出力と同じ極性の値を出力と
して選択することにより、サージ状ノイズの影響を低減
することができる。

【００６２】以下に述べる実施の形態では、ｎ次モーメ
ント演算として最も簡単な２乗値に代表させて説明す
る。つまり、バンドパスフィルタ９のｋ番めの出力サン
プル値をS(k)とし、ｎ乗値演算装置において、 Out1(k) = S(k) × S(k) …（１０）の演算が行われるものとして説明する。

【００６３】この出力Out1(k)は、第１平滑装置１２Ａ
に入力され、ある個数分について平均化される。この
際、バンドパスフィルタ１０の出力の平均値がオフセッ
トを有する場合は、サンプル値S(k)の平均値も同時に算
出し、その２乗値を算出し、２乗演算結果Out1(k)から
引き算する。つまり、ｎ個平均化する場合は、 Out2(k2) = (ΣOut1(k))/n − {(Σs(k))/n }^２ …（１１）を演算する。ただし、Σはｎ個のサンプル値を加算する
ことを示すものとする。

【００６４】この際、加算するｎの個数は、想定される
外来ノイズのパルス幅に相当する個数分に設定され、ま
た、この個数はディジタル演算のしやすいように２のｎ
乗個に設定される。つまり、図９に示すようなノイズを
想定した場合、すなわちパルス幅２０μｓのサージ状パ
ルスが２ｍｓ周期で到来するパルス状ノイズを想定した
場合、１μｓ周期でバンドパスフィルタ９の出力が得ら
れるものとして、２０μｓ以上のデータを平均化する。
ただし、ディジタル演算で行う場合、ビットシフトによ
る割り算が行えるように２のｎ乗個に加算数を設定した
方が演算に有利であるため、このケースでは３２（＝２
^５）個加算する。出力間隔ｋ２は、バンドパスフィルタ
９の出力間隔１μｓに対して、その３２倍である３２μ
ｓ周期となる。

【００６５】この第１平滑装置１２Ａの出力は、データ
除去平均化装置１３に入力される。データ除去平均化装
置１３では、３２μｓ周期の第１平滑装置１２Ａの出力
を、特定個数ごとに区切って、その大小関係を比較し、
特定のデータを除く処理を行う。図９に示すようにサー
ジノイズの除去を想定した場合は、以下の処理を行う。
図９に示すサージ状パルスの到来間隔は、約２ｍｓであ
る。よって、２ｍｓ以下の間隔でデータを区切り、その
中でサージ状パルスをサンプリングして得たパルスデー
タのみを除けば、残りはノイズのないデータのパワー値
に換算することができる。つまり、この区間の大小関係
を比較し、値の大きいものから２個以上を除けば、この
サージ状ノイズの影響を除去することができる。ここで
最低の除去数を２個に設定したのは、タイミングによっ
ては２０μｓ幅のサージノイズが２個分の第１平滑装置
１２Ａの出力信号に混入する可能性があるためである。
また、大きい値を除いた場合、平均値を保持するため
に、小さい値も除いた最大の個数と同数、つまり、２個
分の小さい値のデータを除く必要がある。このように大
きい値と小さい値を２個ずつ除いた残りのデータを平均
化する。図９のノイズの場合は、３６個分の第１平滑装
置１２Ａの出力をひと区切りとすると、約１．１６ｍｓ
の平滑区間となり、その中に含まれるサージパルスは最
大２個であるため、大きいもの２個と小さいもの２個を
除き、残りの３２個を平均化する。この場合も、除いた
後の個数が２のｎ乗個となるように、加算数を決定す
る。

【００６６】また、サージ状パルスの到来間隔が短くな
ったケースでは、データ除去平均化装置１３での加算数
を少なくする場合と、加算平均区間内でのサージ状パル
スの到来個数を評価し、その個数の２倍分の最大・最小
データを除く処理を行えば、ノイズを除去することがで
きる。

【００６７】ただし、このようにデータを除く場合に問
題となるのは、データの除去率である。つまり、ＳＲＮ
Ｍセンサ１の出力パルス数が少ない場合、データを除去
することによって、平均したパワーつまりＭＳＶ値が実
際の値より低めに表示される。そのパルス数が充分な場
合、そのランダム性からある程度のデータ除去は誤差範
囲内におさまる。したがって、その測定精度から得られ
る除去限度率を確保するようにデータ除去を行えば、測
定に悪影響を与えることなしに、間欠的に誘導されるサ
ージノイズによる突発的な指示値の上昇を、あるしきい
値の範囲内の値に制限することができる。

【００６８】データ除去平均化装置１３の他の機能とし
て、最大値のみを選択することにより、ＳＲＮＭセンサ
１のパルス発生率が低い場合にも、ＭＳＶ指示値を得る
ことが可能となる。つまり、低いパルス発生率の場合、
ひとつの平滑化区間においてセンサパルスが１個も到来
しない時間が多く存在する。したがって、この到来しな
い区間を平滑化に含めないようにすることにより、パル
ス発生率が低い場合もＭＳＶ指示値を得ることが可能と
なり、ＭＳＶ計測の下限を延長させることができる。こ
れは、パルス計測とＭＳＶ計測を併用した計測手法であ
るということができる。ただし、この場合、パルス発生
率に対するＭＳＶ指示値の直線性を補正するために、デ
ータの除去割合をパラメータとした補正関数を用いて補
正する必要がある。

【００６９】次に、データ除去平均化装置１３内でデー
タを除去する処理の基準に関する一実施例を以下説明す
る。模擬中性子パルスの入力に対し第１平滑装置１２Ａ
において３２μｓで平滑化した場合のシミュレーション
結果の一例を図１０に示す。図１０の実線は図の縦左軸
に対応し、平滑後のＭＳＶ指示値の平均値Ｓを示してい
る。これから分かるように、パルス計数率がＭＳＶ計測
範囲内すなわち１×１０⁵ｃｐｓ以上においては、概
ね、パルス計数率と平滑後のＭＳＶ指示値すなわち２乗
電圧とは、ほぼ比例して推移する。他方、パルス計数率
が１×１０⁵ｃｐｓ〜２×１０⁵ｃｐｓの範囲では回路ノ
イズの影響で比例関係にはなっていない。

【００７０】また、３２μｓでのＭＳＶ指示値の平均値
Ｓと標準偏差σに対して、Ｘ＝（Ｓ＋６σ）／Ｓで表される指標をパルス発生率ごとに評価したものを、
図１０の縦右軸に対応する破線で示す。ＸはＭＳＶ計測
下限で最大５．３程度となり、同様の評価で１×１０⁶
ｃｐｓ以上では２〜３程度で推移する。

【００７１】一方、他の評価方法として、バンドパスフ
ィルタ１０で１００〜４００ｋＨｚの帯域制限処理を施
して第１平滑装置１２Ａで模擬中性子パルスを３２μｓ
で平滑化したときのＭＳＶ計測値の揺らぎ率Ｙ、すなわ
ち標準偏差σと平均値Ｓとの比率：Ｙ＝σ／Ｓの推移
を理論式で評価した場合のグラフを図１１に示す。図か
ら分かるように、ＭＳＶ計測範囲（計測下限１×１０⁵
ｃｐｓ）におけるＹの値は０．４以下であり、ＭＳＶ計
測範囲の下限で揺らぎは最大となる。

【００７２】これらの図から分かるように、波形の揺ら
ぎは、特にＭＳＶ計測範囲の下限である約１×１０⁵ｃ
ｐｓ程度において大きい。したがって、特にこの揺らぎ
の大きい計数率：１×１０⁵ｃｐｓ程度における、上述
したＸあるいはＹにより例示される揺らぎの度合いを示
す指標を、第１平滑装置１２Ａの積分時間の条件で事前
に評価し、得られた評価値を超えたものはノイズと判定
することとする。

【００７３】すなわち、第１平滑装置１２Ａでパルスを
３２μｓで平滑化した場合、第１平滑装置１２Ａで以前
に平滑処理された結果や、あるいは予め模擬中性子パル
スを用いて評価した結果を用いて得られる評価指標およ
び評価基準と、平滑化した結果との比較を行い、この評
価指標に基づいてパルスを評価したときに、評価基準を
超えるような場合、例えば評価指標が前回の平滑処理結
果の８倍と規定されるしきい値を超えた場合、この部分
を異常値と判定する。

【００７４】図１２は、ノイズを含むパルス波形を模式
的に示したものである。通常のＭＳＶ値は破線で囲まれ
る範囲を揺らいでいる。この範囲を超えるものはノイズ
である。このしきい値は、その平均のＭＳＶ指示値によ
って変化するが、もっとも変動の大きいＭＳＶの計測下
限での評価値を用いれば、全ＭＳＶ計測範囲において保
守的な評価として適用可能である。

【００７５】また、ここでのデータ除去平均化装置１３
においては、ノイズと判定された部分のデータについて
は、このデータ自体を除去する場合と、このデータを上
述したしきい値の範囲内の値に置き換える場合とがあ
る。前者の場合、ノイズをほぼ完全に除去することがで
きるが、上述したデータ除去率の範囲で除去する必要が
あるためデータ除去率を評価する必要となる。逆に後者
の場合、完全なノイズ除去はできないが、データ除去率
の評価が不要であるという特徴がある。

【００７６】以下、後者の場合、すなわちノイズ部分の
値を置換する場合の一例を詳述する。図１３は、ＭＳＶ
指示値の揺らぎの範囲と平均値の変化幅の関係を示すグ
ラフである。図中の実線はパルスを32μｓで平滑化した
ときのＭＳＶ信号出力、破線は中性子束の最大変化を示
している。図中一点破線で示された、上述の方法により
評価されるＭＳＶ計測の揺らぎの変化幅は、破線で示さ
れた、本来計測すべき中性子束の変化率に比べて十分大
きい。よって、この評価されたＭＳＶ計測の揺らぎの変
化幅を超えた場合を、異常値と判定することとする。

【００７７】この揺らぎの変化幅すなわち最大揺らぎを
超えるノイズが誘導された場合のパルスのＭＳＶ指示値
の推移の一例を図１４（ａ）に示す。図中矢印Ａは、Ｍ
ＳＶ計測の揺らぎの変化幅、例えば前回の平滑処理結果
の８倍と規定されたしきい値を示す。このＡを超えてい
る部分は異常値と判定され、この異常値を、正常値とし
て、本来の中性子束の最大変化率を前回のサンプリング
値に乗じた値に置き換えることとする。置換処理の結果
を図１４（ｂ）に示す。ここで、３２μｓ幅での想定さ
れる中性子束の最大変化率は、例えば1.03倍程度であ
り、上述したＭＳＶ計測の揺らぎ範囲よりも十分小さい
ものである。よってここでの置換処理は、異常値を前回
値の1.03倍に置き換えるものとしている。このように、
異常値が検出された場合の変化率も、平滑区間内での監
視すべき中性子束の最大変化率をあらかじめ評価してお
くことにより、計測の時間応答性を損なうことなく、異
常値のみを除去することができる。

【００７８】次に、データ除去平均化装置１３の出力
は、第２平滑装置１２Ｂに入力され、測定値の揺らぎが
必要とされる測定精度を満たし、また、応答要求を満た
す範囲となるように、平均化処理される。この結果は、
ＭＳＶ中性子評価装置１４に入力され、測定されたＭＳ
Ｖ値が中性子束の値に換算される。

【００７９】また、本実施の形態では、ノイズ特性評価
装置１５を設けるのが好適である。ここでは、ノイズ波
形の特性であるサージ状パルスのパルス幅と到来周期の
最小値を評価し、ＭＳＶ計測の測定範囲において必要と
なる最大データ除去率の範囲内において、第１平滑装置
１２Ａで平均化のために用いるデータ数、データ除去平
均化装置１３のデータ平均区間と、データ除去数、およ
び、第２平滑装置１２Ｂの平滑化フィルタの時定数を設
定する。

【００８０】このような構成により、ＭＳＶ計測におい
て、サージ状の外来ノイズが誘導された場合でも、その
サージ状のパルス幅と、その到来周期を評価し、ＭＳＶ
計測の許容データ除去率を満たす範囲内でサージノイズ
データを除去することにより、間欠的なサージノイズを
完全に除去することができる。

【００８１】＜第５の実施の形態＞次に、本発明の第５
の実施の形態を図１５に基づいて説明する。

【００８２】図１５に示す放射線測定装置では、放射線
センサとして、常温半導体であるＣｄＴｅを用いたＣｄ
Ｔｅセンサ１６を用いている。放射線センサとしては、
エネルギー情報の取得が可能な、ＮａＩ等のシンチレー
ションセンサと光電子増倍管を組み合わせたもの、半導
体センサであるＧｅセンサなども同様に用いることが可
能である。ＣｄＴｅセンサ１６の出力は、チャージアン
プ（ＣＡ）１７に入力される。チャージアンプ１７は、
入力パルスの電荷を積分し、その電荷量に応じたパルス
波高を有するパルスに変換し出力する。なお、チャージ
アンプ１７はＣｄＴｅセンサ１６に対しその動作電圧を
供給する。チャージアンプ１７の出力は、一般に放射線
のエネルギー測定に用いられるパイルアプリジェクショ
ン回路、ポールゼロキャンセル回路などで波形整形処理
が施され、ＭＳＶ計測装置１８、電流計測装置（ＣＤ）
１９、およびパルスカウンタ（ＰＣ）２０に入力され
る。ＭＳＶ計測装置１８では、周波数帯域の制限を行っ
た後、ｎ乗の平均化演算が行われ、ＭＳＶ計測値つまり
２次モーメント値に変換される。電流計測装置１９で
は、１次モーメント値である平均電流値が測定される。
また、パルス計測装置２０では、パルス数の計数が行わ
れる。これらＭＳＶ計測値、電流計測値、およびパルス
計数値は、それぞれエネルギー評価装置２１に入力さ
れ、ＭＳＶ値とパルス計数の比率、または、ＭＳＶ値と
直流電流値の比率（１次と２次のモーメント値の比率）
をもとに平均放射線エネルギーを評価する。この平均の
エネルギー値と、前記の測定値は、線量評価装置２２に
入力され、照射線量、または、物質での吸収線量、また
は、人体へのリスク率を含めた線量当量に換算される。

【００８３】エネルギー評価装置２１における放射線の
平均エネルギーの推定方法を以下に説明する。

【００８４】チャージアンプ１７の出力は、ＣｄＴｅセ
ンサ１６内で放射線が吸収されたエネルギーに比例した
波高値を有するパルスである。したがって、その反応の
起こる確率をＮとし、吸収エネルギーをｑとすると、Ｍ
ＳＶ値、パルス計数値、および電流値は、以下の式で近
似することができる。

【００８５】ＭＳＶ値： k1×q^２×N ｎ次モーメント値： kn×q^ｎ×N パルス計数値： k2×N 直流電流値（１次モーメント値）： k0×q×N ただし、k0、k1、k2、knはそれぞれ補正係数である。

【００８６】よって、これらの比率は、ＭＳＶ値／パルス計数値＝(k1／k2)×q^２（一般に、kn
×q^ｎ）ＭＳＶ値／直流電流値＝(k1／k0)×q ｎ次／ｎ’次モーメント値＝ kn×q^{（ｎ−ｎ’）}／k
n’ となり、これらの補正係数k0，k1，k2，kn等を予め評価
し、これら測定値の比率を用いることにより、結晶中で
の吸収エネルギーの推定が可能となる。

【００８７】図１６は、ＣｄＴｅセンサ１６によって種
々の核種からの放射線、つまり、エネルギーの異なる放
射線、を測定した場合の、パルス計数値およびＭＳＶ値
（縦軸）を、市販の放射線サーベイメータで測定した線
量（横軸）に対してプロットしたものである。一般に、
サーベイメータ等は、放射線のエネルギーに対する感度
特性を、放射線のエネルギーに対する線量当量の評価曲
線に一致するように遮蔽、または、内部の補正係数を調
整している。つまり、エネルギーの低い放射線に対して
は、１個の放射線が入射した場合の結晶中での吸収エネ
ルギーが小さいためパルス計数率が大きくなるが、１個
の放射線の線量は低い値を示す。逆に、エネルギーの高
い放射線に対しては、パルス計数率は低くなるが、１個
の放射線で発生する電荷量が大きいため線量は大きくな
る。したがって、測定しているパルス計数値または電流
値の感度を線量当量への寄与率と同じになるように遮蔽
等で調整する。図１６は、これらの感度補正を行ってい
ないため、低いエネルギーの放射線に対してはパルス計
数値が高くなっており、線量に対してパルス計数値およ
びＭＳＶ計測値はランダムになっている。

【００８８】しかし、これをＭＳＶ値／パルス計数値の
線量に対する特性としてプロットすると、図１７に示す
ように線量当量に対して単調な特性となる。したがっ
て、この特性を事前に評価しておくことによって、両者
の比率から線量当量への換算が可能である。また、同様
に、このＭＳＶ値／パルス計数値の比率は、入射エネル
ギーに対しても単調な特性となり、この特性も評価して
おくことにより、平均の入射放射線エネルギーを推定す
ることができる。この場合、放射線のエネルギーに対す
る人体の各部位の吸収特性を用いることにより、各部位
で吸収線量をより正確に評価することが可能となる。

【００８９】さらに、パルス計測で線量評価を行う場
合、パルスの波高分布を測定し、入射エネルギーのエネ
ルギー情報を取得し、線量に換算する方法と、前記のセ
ンサ自体の構造を工夫し、パルス計測の感度を線量応答
特性と同一にする場合がある。また、電流値で線量を評
価する方法としては、後者のセンサ構造を工夫し、感度
応答を調整する方法がある。したがって、これら周知の
手法と本実施の形態の線量評価方法を併用することによ
り、さらに精度のよい線量評価を行うことができる。つ
まり、たとえば、センサの感度特性を単独にある程度調
整し、その後に本発明の補正関数を評価して用いること
により、さらに正確な線量評価が可能となる。

【００９０】さらに、パルスがパイルアップし、パルス
計数の数え落としが生じるような高い計数率では、波高
情報を取得し線量に換算する前者の方法では正確な線量
は評価できない。また、遮蔽を設けた後者の場合も、数
え落とし分を補正する必要がある。しかし、本実施の形
態のようにパルス計測とＭＳＶ計測を同時に実施するこ
とにより、パルス計測がパイルアップによって飽和した
場合でも、ＭＳＶ計測によって線量の評価が可能とな
り、広いレンジの測定が可能となる。ただし、この場合
の平均エネルギーの推定は、パルス計測のパイルアップ
の効果を補正する必要があるが、ある程度センサ自体の
感度を線量応答に近似させておくことにより、その誤差
は無視できる範囲に抑えることができる。

【００９１】また、ＭＳＶ値／パルス計数値の比率と同
様に、電流値／パルス計数値の比率と、上述した本実施
の形態によるＭＳＶ値／電流値の比率を用いた場合も、
同様の補正関数を求めておくことにより平均放射線エネ
ルギーの推定が可能となる。

【００９２】かくして、本実施の形態によれば、線量評
価において、ｎ次モーメント値とパルス計測を併用する
ことにより、平均入射エネルギーの推定から、より正確
な線量評価を行うことができる。また、パルスがパイル
アップし、計数誤差が生じる条件においても、ｎ次モー
メントどうしの比率を用いることにより、同様に平均エ
ネルギーの推定が可能となり、従来よりも広い測定レン
ジで正確な線量評価を行うことができる。

【００９３】さらに、本実施の形態の変形例を以下説明
する。ここでは、上述したＭＳＶ値の代わりに、１乗値
（平均電流）、２乗値、３乗値、…、ｎ乗値をそれぞれ
算出し、それぞれの補正関数を算出しておき、この補正
関数の逆マトリックスを解くことにより、エネルギー分
布の推定が可能となる。

【００９４】つまり、各ｎ次のモーメントの計測値は、 x1 = a1[1:n]×E[n:1] (電流計測に相当) x2 = a2[1:n]×E[n:1] (ＭＳＶ計測に相当) x3 = a3[1:n]×E[n:1] ・・・ xn = an[1:n]×E[n:1] xn: ｎ次モーメント値［スカラー量］ an: 応答マトリックス[１行ｎ列行列] E: エネルギー分布[ｎ行１列行列] となるから、行列の乗算として、 X[n:1] = A[n:n] × E[n:1] と表すことができる。この行列Ａの逆行列Ａ^−１を用い
て、放射線のエネルギー分布は、 E[n:1] = A^-1[n:n] × X[n:1] として求めることができる。ただし、この１乗からｎ乗
までのモーメント計測は、必要とするエネルギーバンド
幅に相当する個数分を前記の式から選択すればよく、１
次モーメントである平均電流値を除くことにより、すべ
て交流の計測手段のみで構成することができる。

【００９５】以上のように、ＭＳＶ計測とパルス計測ま
たは電流計測を組み合せ、その比率から平均放射線エネ
ルギーを推定し、線量に換算することができる。これ
は、従来のセンサ構造を用いて感度を補正していた手法
と併用することにより、より線量応答に近い特性を容易
に実現することができる。また、従来のパルス波高を求
めて線量を算出していた手法に比べ、波高を選別する必
要がなく、簡単な構成で実現が可能である。さらに、複
数のｎ次モーメント値を用い、その応答関数から放射線
のエネルギーを再構成することができ、パルス計測が困
難な高計数率においても放射線のエネルギー分布の測定
が可能となり、その情報からより正確な線量を評価する
ことができる。かくして、これらを単独に、または従来
の線量評価手法と併用することにより、より広いレンジ
の線量を、より正確に、一括して監視することの可能な
放射線測定装置を提供することができる。

【００９６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の放射線測
定装置によれば、パルス波形のｎ乗値を算出し、その値
でパルス識別を行うことによって、信号レベルの小さい
両極性の回路ノイズおよびセンサのα線ノイズを低減
し、センサパルスに対するこれらノイズの割合を低減す
ることができる。これにより、従来は回路ノイズに紛れ
ていたセンサ信号を測定することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による放射線測定装置の第１の実施の形
態を示すブロック図である。

【図２】（ａ）はＳＲＮＭセンサ出力パルスとサンプリ
ングの例を示す説明図、（ｂ）はＳＲＮＭセンサ出力の
２乗値を示す説明図である。

【図３】（ａ）〜（ｃ）はｎ乗パルス計測手段の作用を
説明するためのグラフである。

【図４】本発明による放射線測定装置の第２の実施の形
態を示すブロック図である。

【図５】積分識別装置と差分識別装置の特徴を比較する
図表である。

【図６】本発明による放射線測定装置の第３の実施の形
態を示すブロック図である。

【図７】（ａ）〜（ｄ）は単極性変換手段の機能を説明
するためのグラフである。

【図８】本発明による放射線測定装置の第４の実施の形
態を示すブロック図である。

【図９】ノイズ波形例を示す波形図である。

【図１０】第４の実施の形態において模擬中性子パルス
を入力したときの第１平滑装置のシミュレーション結果
と指標Ｘの推移を示すグラフである。

【図１１】第４の実施の形態において第１平滑装置の出
力の揺らぎ率Ｙを評価した結果を示すグラフである。

【図１２】ＭＳＶ揺らぎとノイズの関係を説明するため
の波形図である。

【図１３】ＭＳＶ指示値の揺らぎの範囲と平均値の変化
幅の関係を示すグラフである。

【図１４】（ａ）は最大揺らぎを超えるノイズが誘導さ
れた場合のパルスのＭＳＶ指示値の推移の一例を示すグ
ラフ、（ｂ）は（ａ）を第４の実施の形態のデータ除去
平均化手段によって処理した結果を示すグラフである。

【図１５】本発明による放射線測定装置の第５の実施の
形態を示すブロック図である。

【図１６】線量に対するＣｄＴｅセンサのパルス計数お
よびＭＳＶ指示値を示すグラフである。

【図１７】線量に対するＣｄＴｅセンサのＭＳＶ指示値
とパルス計数値の比率を示すグラフである。

【図１８】従来のディジタル式原子炉起動監視装置のブ
ロック図である。

【符号の説明】

１ＳＲＮＭセンサ２アナログ式増幅器２Ａプリアンプ２Ｂプリアンプ３Ａ／Ｄ変換器４ｎ乗パルス識別装置５パルス計数装置（ＰＣ）６積分識別装置７差分識別装置８波高・パワー識別装置９単極性変換手段１０バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１ｎ乗演算装置１２Ａ第１平滑装置１２Ｂ第２平滑装置１３データ除去平均化装置（ＤＥＡ）１４ＭＳＶ中性子評価装置１５ノイズ特性評価装置１６ＣｄＴｅセンサ１７チャージアンプ１８ＭＳＶ計測装置１９電流計測装置２０パルス計数装置２１エネルギー評価装置２２線量評価装置２３パルス計数手段２４和演算手段２５パワー演算手段２６加算平均手段２７原子炉出力評価手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者前川立行神奈川県川崎市川崎区浮島町２番１号株式会社東芝浜川崎工場内 (72)発明者垂水輝次神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地株式会社東芝横浜事業所内Ｆターム(参考） 2G075 AA01 CA08 DA01 FA19 FB04 FB05 GA21 2G088 EE22 FF09 GG01 KK06 KK07 LL11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】放射線に感応してパルス信号を出力する放
射線検出手段と、この放射線検出手段の出力パルス信号
を整形しサンプル値に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記
サンプル値のｎ乗値相当（ｎ＞＝２）を演算し前記放射
線のパルス信号のみを識別するｎ乗パルス識別手段と、
このｎ乗パルス識別手段によって識別された放射線のパ
ルス信号を計数する計数手段とを具備した放射線測定装
置。
【請求項２】前記ｎ乗パルス識別手段は、前記放射線検
出手段の出力パルスのパルス幅に相当する連続する４つ
のサンプリング点のサンプル値を用い、パルス立ち上が
り部およびパルス立ち下がり部に対応する両サンプリン
グ点におけるサンプル値の和のｎ乗値を、前記両サンプ
リング点の間に位置する両サンプリング点におけるサン
プル値の和のｎ乗値から差し引くことにより前記出力パ
ルスの波高に相当する差を演算し、その差から所望のパ
ルスのみを識別する差分識別手段を備えていることを特
徴とする請求項１記載の放射線測定装置。
【請求項３】前記ｎ乗パルス識別手段は、前記放射線検
出手段の出力パルスのパルス幅に相当する連続する４つ
のサンプリング点のサンプル値を用い、前半２つのサン
プリング点におけるサンプル値の差のｎ乗値と、後半２
つのサンプリング点におけるサンプル値の差のｎ乗値と
の和を演算し、その和に基づいて所望のパルスのみを識
別する差分識別手段を備えていることを特徴とする請求
項１記載の放射線測定装置。
【請求項４】前記ｎ乗パルス識別手段は、前記放射線検
出手段の出力パルスのパルス幅に相当する連続する４つ
のサンプリング点のサンプル値を用い、前記各サンプル
値のｎ乗値の積算値と前記放射線検出手段の出力パルス
の幅に相当するサンプル値の波高との比率を算出し、そ
の比率から前記放射線検出手段の出力パルスを識別する
波高・パワー識別手段を備え、前記計数手段は前記波高
・パワー識別手段によって識別されたパルスを計数する
ことを特徴とする請求項１記載の放射線測定装置。
【請求項５】正および負の両極性の入力信号を単極性の
信号に変換する単極性変換手段をさらに具備し、かつ前
記ｎ乗パルス識別手段は、前記単極性変換手段によって
得られた単極性の信号を偶数ｎを用いてｎ乗演算を行う
ｎ乗演算手段と、このｎ乗演算手段の出力を平均化する
平滑手段とを備えていることを特徴とする請求項１記載
の放射線測定装置。
【請求項６】放射線に感応してパルス信号を出力する放
射線検出手段と、この放射線検出手段の出力パルスを整
形し周波数帯域を制限する帯域制限手段と、この帯域制
限手段の各出力パルスのｎ乗値（ｎ＞＝２）を算出する
ｎ乗値演算手段と、このｎ乗値演算手段の出力信号を所
定の時間幅で平滑化する第１の平滑化手段と、この第１
の平滑化手段の出力の大小関係を評価し、その評価結果
から特定のデータを除くデータ除去平均化手段と、この
データ除去平均化手段からの出力をさらに平滑化する第
２の平滑化手段と、この第２の平滑化手段の出力を放射
線強度に換算する変換手段とを具備した放射線測定装
置。
【請求項７】前記第１の平滑化手段の平滑時間幅を外来
ノイズのパルス幅以上に設定し、前記データ除去平均化
手段の平滑化区間を外来ノイズパルスの到来する時間間
隔以下に設定し、計測されたノイズ波形によりこれら時
間間隔とデータ除去数を調整するノイズ特性評価手段を
さらに具備したことを特徴とする請求項６記載の放射線
測定装置。
【請求項８】前記データ除去平均化手段は、前記第１の
平滑化手段の過去の出力と現在の出力とを比較し、現在
の出力値が前記第１の平滑化手段の揺らぎから過去の出
力値をもとに事前に評価したしきい値以上に増加してい
た場合、前記第１の平滑化手段の現在の出力を除去し、
予め評価によって求めた評価比率を過去の出力値に乗じ
た値に置き換えるデータ制限手段を有することを特徴と
する請求項６記載の放射線測定装置。
【請求項９】前記ｎは３以上の奇数であり、前記ｎ乗値
演算手段は前記帯域制限手段の各出力パルスに対して奇
数次のモーメントを算出することを特徴とする請求項６
記載の放射線測定装置。
【請求項１０】放射線に感応してパルスを出力する放射
線検出手段と、この放射線検出手段の出力パルスに対し
複数のｎ次モーメントを求めるモーメント演算手段と、
前記放射線検出手段の出力パルスを計数するパルス計数
手段または平均電流値を評価する平均電流計測手段と、
前記モーメント演算手段によって求められた複数のｎ次
モーメント平均値とパルス計数値の比率または前記複数
のｎ次モーメント平均値と前記平均電流値の比率を求め
るモーメント比率評価手段と、求められた比率から予め
評価した応答マトリックスをもとにモーメント個数分の
エネルギーバンド数のエネルギースペクトルに換算する
スペクトル評価手段と、前記エネルギースペクトルを放
射線の線量当量に換算する線量当量評価手段とを具備し
た放射線測定装置。
【請求項１１】放射線に感応してパルスを出力する放射
線検出手段と、この放射線検出手段の出力パルスのｎ乗
平均値（ｎ＞＝２）を算出するｎ次モーメント演算手段
と、前記放射線検出手段の出力パルス数を計数するパル
ス計数手段と、前記ｎ乗平均値と前記パルス計数値の比
率をもとに入射放射線の平均エネルギーを算出する平均
エネルギー算出手段と、前記平均エネルギーと前記ｎ乗
平均値またはパルス計数値とから放射線の線量当量を算
出する線量評価手段とを具備した放射線測定装置。
【請求項１２】放射線に感応してパルスを出力する放射
線検出手段と、この放射線検出手段の出力パルスのｎ乗
平均値を算出する複数のｎ次モーメント演算手段と、こ
れらのｎ次モーメント演算手段によって算出された複数
のｎ次モーメントどうしの比率をもとに入射放射線の平
均エネルギーを算出する平均エネルギー算出手段と、前
記平均エネルギーと前記ｎ乗平均値または平均電流値と
から放射線の線量当量を算出する線量評価手段とを具備
した放射線測定装置。