JP2002246904A - 逓倍pll回路 - Google Patents
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- Y10S331/02—Phase locked loop having lock indicating or detecting means
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
となしに、確実にデッドロックから回復できるようにす
る。 【解決手段】 開示される逓倍PLL回路は、第1分周
クロックが基準クロックより低いか高いかに応じてUP
信号又は第1のDN信号を出力する位相/周波数比較器
11と、第1分周クロックが第2分周クロックより低い
とき第2のDN信号を出力する第2の位相/周波数比較
器16と、UP信号で電流を流出させ、第1のDN信号
で同じ電流を流入させ、第2のDN信号でより大きな電
流を流入させるチャージポンプ回路12と、流出入電流
を平滑化して制御電圧を出力する低域通過ろ波器13
と、制御電圧に応じて出力クロック周波数が変化する電
圧制御発振器14と、出力クロックから第1分周クロッ
クを発生する第1の分周器15と、基準クロックから第
2分周クロックを発生する第2の分周器17を備える。
Description
止機能を有する逓倍PLL回路に関する。
においては、基準周波数信号とVCO(Voltage Contro
lled Oscillator )の発振周波数を分周したフィードバ
ック信号との位相差を検出する位相比較器からの、発振
周波数を上昇させるためのUP信号と、発振周波数を低
下させるためのDN信号とのそれぞれのパルス幅に応じ
て、チャージポンプ回路から出力される誤差信号によっ
て、LPF(Low Pass Filter :低域通過ろ波器)を経
て誤差信号に応じたレベルの制御電圧を発生し、これに
よって、VCOの発振周波数を制御することによって、
発振周波数を基準周波数に追従させるように制御を行
う。
の概略を説明する。従来の逓倍PLL回路は、図9に示
すように、位相/周波数比較器(PFD)1と、チャー
ジポンプ回路(CP)2と、低域通過ろ波器(LPF)
3と、電圧制御発振器(VCO)4と、分周器(DI
V)5とから概略構成されている。位相/周波数比較器
1は、入力端子S1,S2の入力信号の位相又は周波数
を比較することによって、S1の入力信号よりもS2の
入力信号の位相が遅れているか又は周波数が低いとき
は、S1の入力信号の立ち上がりで立ち下がり、S2の
入力信号の立ち上がりで立ち上がる向きのパルスからな
るUP信号を出力端子uに出力するとともに、S2の入
力周波数の位相が進んでいるか又は周波数が高いとき
は、S2の入力信号の立ち上がりで立ち上がり、S1の
入力信号の立ち上がりで立ち下がる向きのパルスからな
るDN信号を出力端子dに出力する。チャージポンプ回
路2は、入力端子L1 のUP信号と入力端子L2のDN
信号とに応じて、出力端子eに誤差信号を発生すること
によって、電源から出力端子eを経て電流を流出させ、
又は出力端子eから接地に電流を流入させる。低域通過
ろ波器3は、チャージポンプ回路2からの誤差信号にお
ける、電流の流入と流出に基づく高域成分を除去するこ
とによって、平滑化された制御電圧を発生する。電圧制
御発振器4は、制御電圧の大小に応じて周波数が高低に
変化する出力クロック信号を発生する。分周器5は、電
圧制御発振器4の出力クロック信号VCO.CLKを所
定分周比で分周して、分周クロック信号div.CLK
を出力する。
示すように、インバータ1A,1B,1M,1N,1
P,1R〜1T,1V〜1Yと、NANDゲート1C〜
1H,1J,1Kと、NORゲート1L,1Q,1Uと
を備えている。これらのうち、NANDゲート1D,1
Eによって、第1フリップフロップが形成され、NAN
Dゲート1G,1Hによって第2フリップフロップが形
成されている。また、NORゲート1Qと、インバータ
1R,1Sとによって、リセット回路が形成されてい
る。
ef.CLKは、インバータ1Aを経て、NANDゲー
ト1Cに加えられる。NANDゲート1Cは、前回の出
力と基準クロック信号ref.CLKとのナンド演算を
行って、演算結果をNANDゲート1Fに出力する。N
ANDゲート1Fは、第1フリップフロップの出力とN
ANDゲート1Cからの出力とのナンド演算を行って、
信号1aを生成する。また、入力端子S2における分周
器5からの分周クロック信号div.CLKは、インバ
ータ1Bを経て、NANDゲート1Jに加えられる。N
ANDゲート1Jは、前回の出力と分周クロック信号d
iv.CLKとのナンド演算を行って、演算結果をNA
NDゲート1Kに出力する。NANDゲート1Kは、第
2フリップフロップの出力とNANDゲート1Jからの
出力とのナンド演算を行って、信号1bを生成する。
LKに基づいて生成されるものであって、そのデューテ
ィ比は固定されている。一方、信号1bは、VCO4か
らの出力クロック信号VCO.CLKを分周器5によっ
て分周した、分周クロック信号div.CLKに基づい
て生成されるものであって、そのデューティ比は、分周
クロック信号div.CLKと基準クロック信号re
f.CLKとの位相差に基づいて変化する。信号1a
は、NORゲート1Lに出力される。NORゲート1L
では、リセット回路からのリセット信号と、信号1aと
のノア演算を行って、インバータ1Mに出力する。イン
バータ1Mは、NORゲート1Lからの出力を反転し
て、出力信号を生成する。インバータ1Mからの出力信
号は、NANDゲート1Cに入力されるとともに、イン
バータ1N,1Pを経て、出力端子uにUP信号として
出力される。また、信号1bは、NORゲート1Uに出
力される。NORゲート1Uでは、リセット回路からの
リセット信号と、信号1bとのノア演算を行って、イン
バータ1Vに出力する。インバータ1Vは、NORゲー
ト1Uからの出力を反転して、出力信号を生成する。イ
ンバータ1Vからの出力信号は、NANDゲート1Jに
出力されるとともに、インバータ1W,1X,1Yを経
て、出力端子dにDN信号として出力される。
になる。すなわち、入力端子S1に入力される基準クロ
ック信号ref.CLKに比べて、入力端子S2に入力
される分周クロック信号div.CLKの位相が遅れて
いるか又は周波数が低いときは、図11に示すように、
S1における基準クロック信号ref.CLKとの立ち
上がりから、S2における分周クロック信号div.C
LKの立ち上がりで発生した下向きのパルスによって、
出力端子uに図中、ハッチングを施して示すようにUP
信号が出力される。この間、出力端子dには、DN信号
を出力しない。また、入力端子S1に入力される基準ク
ロック信号ref.CLKに比べて、入力端子S2に入
力される分周クロック信号div.CLKの位相が進ん
でいるか又は周波数が高いときは、図12に示すよう
に、S2における分周クロック信号div.CLKの立
ち上がりから、S1における基準クロック信号ref.
CLKの立ち上がりで発生した上向きのパルスによっ
て、出力端子dに図中、ハッチングを施して示すように
DN信号が出力される。この間、出力端子uには、UP
信号を出力しない。
較器1のUP信号,DN信号に応じて、誤差信号を発生
することによって、低域通過ろ波器3に対する、充電と
放電とを行う。以下、チャージポンプ回路2の構成と動
作を説明する。従来のチャージポンプ回路2は、図13
に示すように、P(Positive)型MOS(Metal Oxide
Semiconductor )FET(Field Effect Transistor )
2Aと、N(Negative)型MOSFET2Bとを備えて
いる。
下向きパルスからなるUP信号が加えられたとき、オン
になって、電源VDDから端子eを経て電流を流出させ
る。N型MOSFET2Bは、入力端子L2に上向きパ
ルスからなるDN信号が加えられたとき、オンになっ
て、端子eを経て接地に電流を流入させる。この際、P
型MOSFET2Aを介して流出する電流値を規定する
電流源I1と、N型MOSFET2Bを介して流入する
電流値を規定する電流源I2とは、その電流値が等しく
なるように構成されている。以降、チャージポンプ回路
2の端子eの出力信号を、誤差信号と呼ぶ。
ように、抵抗3Aとコンデンサ3Bを直列に接続した回
路とコンデンサ3Cとを、誤差信号と接地間に並列に接
続した構成を有し、チャージポンプ回路2からの誤差信
号の高域成分を除去して、低域成分のみを通過させる作
用を行う。これによって、チャージポンプ回路2からの
誤差信号が持つ急激な変化を除去して、平滑化された制
御電圧を電圧制御発振器4に対して出力する。
て説明する。電圧制御発振器4は、制御電圧に応じた周
波数の出力クロック信号VCO.CLKを出力し、分周
器5は、出力クロック信号VCO.CLKを分周して、
分周クロック信号div.CLKを出力する。位相/周
波数比較器1は、基準クロック信号ref.CLKと、
分周器5からの分周クロック信号div.CLKとの位
相を比較して、両信号の周波数又は位相の違いに応じ
て、UP信号又はDN信号のどちらかを出力する。チャ
ージポンプ回路2は、UP信号とDN信号とに応じて誤
差信号を出力し、これによって、低域通過ろ波器3を経
て生成された制御電圧が電圧制御発振器4に供給される
ので、電圧制御発振器4は制御電圧に応じて出力クロッ
ク信号VCO.CLKの周波数を変化させる。このよう
な一巡の帰還制御が行われることによって、電圧制御発
振器4の出力クロック信号VCO.CLKの周波数と位
相は、基準クロック信号ref.CLKに追従して同期
する。
P信号に基づくP型MOSFET2Aを介する充電電流
と、DN信号に基づくN型MOSFET2Bを介する放
電電流との大きさは等しいので、電圧制御発振器4に対
する出力クロック信号VCO.CLKの周波数の制御
は、周波数が上昇する場合も下降する場合も均等に行わ
れる。図15は、従来の逓倍PLL回路の動作を示すタ
イミングチャートであって、分周器5の分周比が8であ
る場合の、正常動作の同期状態を示し、分周器5から
の、電圧制御発振器4の出力クロック信号VCO.CL
Kを8分周した分周クロック信号div.CLKと、基
準クロック信号ref.CLKとが同期状態にあること
が示されている。
周波数が高くなった状態では、電圧制御発振器4の出力
クロック信号VCO.CLKの周波数も追従して高くな
るが、なんらかの原因で、基準クロック信号ref.C
LKの周波数が異常に高くなった場合には、出力クロッ
ク信号VCO.CLKの周波数も異常に高くなって、分
周器5が動作不可能な周波数になると、分周器5がもは
や分周器として機能しなくなって、分周クロック信号d
iv.CLKが出力されなくなる。このような状態で
は、位相/周波数比較器1は、UP信号を出し続けるた
め、電圧制御発振器4の出力クロック信号VCO.CL
Kの周波数がさらに極限まで高くなる。この場合は、P
LLの負帰還ループは、もはや途切れており、基準クロ
ック信号ref.CLKの周波数がもとの状態に戻って
も、VCO.CLKの周波数は極限まで上がったまま
で、逓倍PLL回路の動作は正常に戻らず、デッドロッ
ク状態に陥る。
て、デッドロックに陥る過程を説明するためのタイミン
グチャートである。以下、図15の通常動作時のタイミ
ングチャートと比較して説明する。図16は、基準クロ
ック信号ref.CLKの周波数が、なんらかの原因で
高くなった状態を示す。これに伴って、電圧制御発振器
4からの出力クロック信号VCO.CLKの周波数も高
くなり、これによって、位相/周波数比較器1からのU
P信号の出力期間が次第に長くなる(図中、左半分に示
す)。UP信号出力期間における、ハッチングで表示さ
れた期間は、チャージポンプ回路2からの誤差信号によ
って、低域通過ろ波器3へ充電が行われる期間を示して
いる。この際、位相/周波数比較器1からのDN信号は
出力されていない。このときは、ref.CLKがdi
v.CLKに比べて周波数が高くなっているため、その
比較結果を受けて、PLLがVCO.CLKの周波数を
上げようとしている状態である。UP信号の出力期間が
長くなるのに従って、電圧制御発振器4からの出力クロ
ック信号VCO.CLKの周波数が高くなるが、ある限
度以上に高くなると、分周器5の動作が追いつかなくな
って停止してしまい、分周クロック信号div.CLK
が出力されなくなるので、位相/周波数比較器1では比
較すべきパルスのエッジがないため、UP信号を一方的
に出し続けるようになる(図中、右半分に示す)。その
ため、これを受けて、電圧制御発振器4からの出力クロ
ック信号VCO.CLKの周波数が極限まで上昇すると
ともに、逓倍PLL回路は、負帰還ループが分周器の部
分で途切れてしまうので、制御不能になってデッドロッ
ク状態に陥る。
の発振周波数が異常に高くなると、VCOの発振周波数
を分周するための分周回路が動作不能になって、フィー
ドバック信号が位相比較器に入力されなくなるため、発
振周波数が上限の周波数に固定されてしまうデッドロッ
ク状態に陥り、正常な制御状態に復帰することができな
くなる。そこで、逓倍PLL回路がデッドロック状態に
陥った場合には、なんらかの方法でこれを検出して、デ
ッドロック状態を解消するような制御を行うことによっ
て、自動的に正常動作に復帰できるようにすることが望
ましい。
ク解除機能については、例えば、特開平11−1221
02号公報に開示されたものがある。この従来技術にお
いては、基準周波数信号を分周する分周回路の出力信号
の立ち上がりによってセットし、VCOの発振周波数を
分周するロジック回路からのフィードバック信号の遷移
を検出した信号によってリセットされるフリップフロッ
プを設けている。そして、分周回路の出力信号の立ち上
がりから立ち上がりまでの間に、フィードバック信号の
遷移が検出されたときは、フリップフロップの出力信号
がロウレベルになることによって、制御信号制御回路が
位相比較回路のUP信号とDN信号をそのままチャージ
ポンプ回路に伝達することによって、正常動作を行う。
一方、デッドロック状態になって、フィードバック信号
が出力されない状態では、フィードバック信号の遷移が
検出されないために、フリップフロップの出力信号がハ
イレベルとなるので、制御信号制御回路からのUP信号
とDN信号がともにハイレベルとなり、これによって、
チャージポンプ回路からの誤差信号が、LPFからのコ
ントロール信号の電圧レベルを低下させるように動作す
るので、VCOの発振周波数が引き下げられて、正常動
作に復帰するようになっている。
ロック解除機能を有する逓倍PLL回路では、制御信号
制御回路に対するコントロール信号を発生するフリップ
フロップは、通常動作状態では、定期的にセットとリセ
ットを繰り返しているが、この際、リセットを行うタイ
ミングが必ずしも単純ではない。すなわち、VCOの発
振周波数によっては、逓倍PLLの通常の動作状態で、
不用意にLPFの出力電位を引き下げるような、クリテ
ィカルなタイミングが存在する可能性がある。このよう
に、従来の逓倍PLL回路のデッドロック防止機能で
は、新たに付加した、デッドロックが生じる機構とは別
のアーキテクチャを有する素子によってデッドロック解
除回路を構成しているため、逓倍PLL回路の正常動作
が妨げられる恐れがあるという問題があった。
ものであって、VCOの分周クロックが、分周器の動作
不能によって途絶えたことをトリガとしてデッドロック
防止機構の動作を開始するとともに、デッドロックを引
き起こす原因の一つである位相/周波数比較器(PF
D)の動作を逆に利用した回路をデッドロック防止に使
用することによって、デッドロックが生じていないとき
は、通常動作を乱すことがなく、しかも確実にデッドロ
ックを防止することが可能な、逓倍PLL回路を提供す
ることを目的としている。
め、請求項1記載の発明は逓倍PLL回路に係り、基準
クロックと第1の分周クロックの位相又は周波数を比較
して、第1の分周クロックの位相が遅れているか又は進
んでいるか、あるいは周波数が低いか又は高いか、ある
いは位相が遅れているか又は進んでいるかに応じてUP
信号又は第1のDN信号を出力する第1の位相/周波数
比較手段と、上記UP信号に応じて電流を流出させ、上
記第1のDN信号に応じて電流を流入させることによっ
て誤差信号を発生するチャージポンプ手段と、上記誤差
信号を平滑化して制御電圧を出力する低域通過ろ波手段
と、上記制御電圧の大小に応じて周波数が高低に変化す
る出力クロックを発生する電圧制御発振手段と、上記出
力クロックを所定分周比で分周して上記第1の分周クロ
ックを出力する第1の分周手段とを有する逓倍PLL回
路において、上記第1の分周クロックと、上記基準クロ
ック又は基準クロックよりも低い周波数のクロックとの
位相又は周波数を比較して、上記第1の分周クロックの
位相が遅れているか又は周波数が低いとき第2のDN信
号を出力する第2の位相/周波数比較手段を備え、上記
第2のDN信号を用いて上記逓倍PLL回路のデッドロ
ック状態からの解除を行うことを特徴としている。
載の逓倍PLL回路に係り、上記基準クロックを所定分
周比で分周して第2の分周クロックを出力する第2の分
周手段を備え、上記第2の位相/周波数比較手段は、上
記第1の分周クロックと上記第2の分周クロックとの位
相を比較して、上記第1の分周クロックの周波数が低い
とき上記第2のDN信号を出力することを特徴としてい
る。
路に係り、基準クロックと第1の分周クロックの位相又
は周波数を比較して、第1の分周クロックの位相が遅れ
ているか又は進んでいるか、あるいは周波数が低いか又
は高いかに応じてUP信号又は第1のDN信号を出力す
る第1の位相/周波数比較手段と、上記第1の分周クロ
ックと第2の分周クロックの位相又は周波数を比較し
て、上記第1の分周クロックの位相が遅れているか又は
周波数が低いとき第2のDN信号を出力する第2の位相
/周波数比較手段と、上記UP信号に応じて電流を流出
させ、上記第1のDN信号に応じて上記流出電流と同じ
大きさの電流を流入させ、上記第2のDN信号に応じて
上記各電流より大きい電流を流入させることによって誤
差信号を発生するチャージポンプ手段と、上記誤差信号
を平滑化して制御電圧を出力する低域通過ろ波手段と、
上記制御電圧の大小に応じて周波数が高低に変化する出
力クロックを発生する電圧制御発振手段と、上記出力ク
ロックを所定分周比で分周して上記第1の分周クロック
を出力する第1の分周手段と、上記基準クロックを所定
分周比で分周して上記第2の分周クロックを出力する第
2の分周手段とを備えたことを特徴としている。
路に係り、基準クロックと分周クロックの位相又は周波
数を比較して、分周クロックの位相が遅れているか又は
進んでいるか、あるいは周波数が低いか又は高いかに応
じてUP信号又は第1のDN信号を出力する第1の位相
/周波数比較手段と、上記分周クロックと基準クロック
の位相又は周波数を比較して、上記分周クロックの位相
が遅れているか又は周波数が低いとき第2のDN信号を
出力する第2の位相/周波数比較手段と、上記UP信号
に応じて電流を流出させ、上記第1のDN信号に応じて
上記流出電流と同じ大きさの電流を流入させ、上記第2
のDN信号に応じて上記各電流より大きい電流を流入さ
せることによって誤差信号を発生するとともに、制御電
圧検出信号に応じて上記第2のDN信号に基づく電流の
流入を停止するチャージポンプ手段と、上記誤差信号を
平滑化して制御電圧を出力する低域通過ろ波手段と、上
記制御電圧の大小に応じて周波数が高低に変化する出力
クロックを発生する電圧制御発振手段と、上記出力クロ
ックを所定分周比で分周して上記分周クロックを出力す
る分周手段と、上記制御電圧が所定値より低くなったと
き上記制御電圧検出信号を出力する制御電圧検出手段と
を備えたことを特徴としている。
載の逓倍PLL回路に係り、上記制御電圧検出手段が、
上記制御電圧が低下して上記所定値以下になっとき上記
制御電圧検出信号を出力して以後その状態を保持し、上
記制御電圧が上昇して第2の所定値を超えたとき上記制
御電圧検出信号の出力を停止して以後その状態を保持す
るヒステリシス動作を行うように構成されていることを
特徴としている。
至5のいずれか一記載の逓倍PLL回路に係り、上記チ
ャージポンプ手段が、上記第2のDN信号が発生したと
き、上記UP信号に基づく電流の流出を停止するように
構成されていることを特徴としている。
至6のいずれか一記載の逓倍PLL回路に係り、上記低
域通過ろ波手段が、上記誤差信号入力と接地間に接続さ
れた抵抗と第1のコンデンサの直列回路と第2のコンデ
ンサとの並列回路からなることを特徴としている。
クロック信号を分周して第1の分周クロックを生成し、
基準クロックを分周して第2の分周クロックを生成し
て、第1の位相/周波数比較手段で、第1の分周クロッ
クと基準クロックの位相又は周波数を比較して、第1の
分周クロックの位相が遅れているか又は進んでいるか、
あるいは周波数が低いか又は高いかに応じてUP信号又
は第1のDN信号を出力し、第2の位相/周波数比較手
段で、第1の分周クロックと第2の分周クロックの位相
又は周波数を比較して、第1の分周クロックの位相が遅
れているか又は周波数が低いとき第2のDN信号を出力
するとともに、チャージポンプ手段で、UP信号に応じ
て電流を流出させ、第1のDN信号に応じて上記流出電
流と同じ大きさの電流を流入させ、第2のDN信号に応
じて上記各電流より大きい電流を流入させることによっ
て誤差信号を発生し、低域通過ろ波手段で誤差信号を平
滑化して制御電圧を出力して、電圧制御発振手段で、制
御電圧の大小に応じて周波数が高低に変化する出力クロ
ックを発生するようにしたので、出力クロックの周波数
が異常に上昇して、第1の分周クロックが出力されなく
なったために、逓倍PLL回路がデッドロック状態に陥
った場合でも、急速に出力クロックの周波数を低下させ
て、デッドロック状態から回復することができる。
段の出力クロック信号を分周して分周クロックを生成
し、第1の位相/周波数比較手段で、分周クロックと基
準クロックの位相又は周波数を比較して、分周クロック
の位相が遅れているか又は進んでいるか、あるいは周波
数が低いか又は高いかに応じてUP信号又は第1のDN
信号を出力し、第2の位相/周波数比較手段で、分周ク
ロックと基準クロックの位相又は周波数を比較して、分
周クロックの位相が遅れているか又は周波数が低いとき
第2のDN信号を出力するとともに、チャージポンプ手
段で、UP信号に応じて電流を流出させ、第1のDN信
号に応じて流出電流と同じ大きさの電流を流入させ、第
2のDN信号に応じて上記各電流より大きい電流を流入
させることによって誤差信号を発生し、低域通過ろ波手
段で誤差信号を平滑化して制御電圧を出力して、電圧制
御発振手段で、制御電圧の大小に応じて周波数が高低に
変化する出力クロックを発生するとともに、制御電圧検
出手段で制御電圧が所定値より低くなったとき制御電圧
検出信号を出力して、制御電圧検出信号に応じてチャー
ジポンプ手段で、第2のDN信号に基づく電流の流入を
停止するようにしたので、第2の位相/周波数比較手段
の入力側に基準クロックを分周する分周器がなくても、
デッドロック防止機能を有する逓倍PLL回路として正
常に動作することができる。
の実施の形態について説明する。説明は、実施例を用い
て具体的に行う。 ◇第1実施例 図1は、この発明の第1実施例である逓倍PLL回路の
構成を示すブロック図、図2は、本実施例におけるチャ
ージポンプ回路の構成例を示す回路図、図3は、本実施
例における通常動作時の各部信号を示すタイミングチャ
ート(1)、図4は、本実施例における通常動作時の各
部信号を示すタイミングチャート(2)、図5は、本実
施例においてデッドロック状態から抜け出す際の動作を
説明するためのタイミングチャートである。
うに、第1の位相/周波数比較器(PFD)11と、チ
ャージポンプ回路(CP)12と、低域通過ろ波器(L
PF)13と、電圧制御発振器(VCO)14と、第1
の分周器(DIV)15と、第2の位相/周波数比較器
(PFD)16と、第2の分周器(DIV)17とから
概略構成されている。これらのうち、第1の位相/周波
数比較器11,低域通過ろ波器13,電圧制御発振器1
4は、それぞれ図12に示された従来の逓倍PLL回路
の場合の、位相/周波数比較器1,低域通過ろ波器3,
電圧制御発振器4と同様である。
1,L2に、それぞれ第1の位相/周波数比較器11か
らのUP1信号とDN1信号を接続され、入力端子L3
に、第2の位相/周波数比較器16からのDN2信号を
接続されていて、入力端子L1のUP1信号と入力端子
L2のDN1信号と入力端子L3のDN2信号とに応じ
て、出力端子eに誤差信号を発生することによって、電
源から出力端子eを経て電流を流出させ、又は出力端子
eから接地に電流を流入させる。第1の分周器15は、
電圧制御発振器14の出力クロック信号VCO.CLK
を所定分周比で分周して、分周クロック信号div.C
LK1を出力する。第2の分周器17は、基準クロック
信号ref.CLKを所定分周比で分周して、分周クロ
ック信号div.CLK2を出力する。第2の位相/周
波数比較器16は、第1の位相/周波数比較器11と同
様の構成を有し、入力端子S1に接続した第1の分周器
15からの分周クロック信号div.CLK1と、入力
端子S2に接続した第2の分周器17からの分周クロッ
ク信号div.CLK2の位相又は周波数を比較するこ
とによって、分周クロック信号div.CLK1の位相
又は周波数が、もう一つの分周クロック信号div.C
LK2の位相より遅れているか又はその周波数より低い
とき、出力端子dにDN2信号を出力する。
は、図9に示された従来の位相/周波数比較器1と同様
であって、入力端子S1に入力される基準クロック信号
ref.CLKに比べて、入力端子S2に入力される分
周クロック信号div.CLK1の位相が遅れているか
又は周波数が低いときは、図11の場合と同様に、基準
クロック信号ref.CLKの立ち上がりと分周クロッ
ク信号div.CLK1の立ち上がりで発生した下向き
のパルスによって、出力端子uにUP1信号が出力され
る。この間、出力端子dには、DN1信号をほとんど無
視できる程度にしか出力しない。また、入力端子S1に
入力される基準クロック信号ref.CLKに比べて、
入力端子S2に入力される分周クロック信号div.C
LK1の位相が進んでいるか又は周波数が高いときは、
図12の場合と同様に、分周クロック信号div.CL
K1の立ち上がりと基準クロック信号ref.CLKの
立ち上がりで発生した上向きのパルスによって、出力端
子dにDN1信号が出力される。この間、出力端子uに
は、UP1信号をほとんど無視できる程度にしか出力し
ない。
次のようになる。入力端子S1に入力される分周クロッ
ク信号div.CLK1に比べて、入力端子S2に入力
される分周クロック信号div.CLK2の位相が遅れ
ているか又は周波数が低いときは、分周クロック信号d
iv.CLKの立ち上がりと分周クロック信号div.
CLK2の立ち上がりで発生した下向きのパルスによっ
て、出力端子uにUP2信号が出力される。この間、出
力端子dには、DN2信号をほとんど無視できる程度に
しか出力しない。また、入力端子S1に入力される分周
クロック信号div.CLK1に比べて、入力端子S2
に入力される分周クロック信号div.CLK2の位相
が進んでいるか又は周波数が高いときは、分周クロック
信号div.CLK2の立ち上がりと分周クロック信号
div.CLK1の立ち上がりで発生した上向きのパル
スによって、出力端子dにDN2信号が出力される。こ
の間、出力端子uには、UP2信号をほとんど無視でき
る程度にしか出力しない。ただしこの例では、位相/周
波数比較器16のUP2信号は外部に接続されず、従っ
て、チャージポンプ回路12に対して入力されない。
/周波数比較器11のUP1信号,DN1信号と、位相
/周波数比較器16のDN2信号とに応じて、誤差信号
を発生することによって、低域通過ろ波器13に対す
る、充電と放電とを行う。以下、チャージポンプ回路1
2の構成と動作を説明する。この例のチャージポンプ回
路12は、図2に示すように、P型MOSFET12A
と、N型MOSFET12B,12Cとを備えている。
に下向きパルスからなるUP1信号が加えられたとき、
オンになって、電源VDDから端子eを経て電流を流出さ
せる。N型MOSFET12Bは、入力端子L2に上向
きパルスからなるDN1信号が加えられたとき、オンに
なって、端子eを経て接地に電流を流入させる。また、
N型MOSFET12Cは、入力端子L3に上向きパル
スからなるDN2信号が加えられたとき、オンになっ
て、端子eを経て接地に電流を流入させる。この際、P
型MOSFET12Aを介して流出する電流値を規定す
る電流源I1と、N型MOSFET12Bを介して流入
する電流値を規定する電流源I2とは、その電流値が等
しくなるように構成されている。また、N型MOSFE
T12Cを介して流入する電流値を規定する電流源I3
は、その電流値が電流源I2の電流値の任意のn倍にな
るように構成されている。具体的には、MOSFETの
電流流通能力はその大きさ(ゲート幅)によって定ま
り、通常、P型MOSFETの電流流通能力は、N型M
OSFETに比べて同一形状の場合、ほぼ1/2倍なの
で、同一のゲート長を持つのであれば、例えば電流源I
1を構成するP型MOSFETに対して、例えば電流源
I2を構成するN型MOSFETのゲート幅をほぼ1/
2倍にし、例えば電流源I3を構成するN型MOSFE
Tのゲート幅をほぼn/2倍にすればよい。以降、チャ
ージポンプ回路12の端子eの入出力信号を、誤差信号
と呼ぶ。
逓倍PLL回路の動作を説明する。図3は、この例の逓
倍PLL回路における、通常動作時の各部信号を例示し
たものであって、第2の分周器17の分周比が2の場合
を示し、第1の分周器15からの分周クロック信号di
v.CLK1の周波数が基準クロック信号ref.CL
Kの周波数より低い場合を示している。この場合は、第
1の位相/周波数比較器11は、入力端子S1の入力信
号と入力端子S2の入力信号の位相又は周波数を比較す
るが、入力端子S1の基準クロック信号ref.CLK
に比べて、入力端子S2の分周クロック信号div.C
LK1の位相が遅れているか又は周波数が低いので、U
P1信号を発生する。この際、DN1信号はロウレベル
のままである。また第2の位相/周波数比較器16も、
入力端子S1の入力信号と入力端子S1の入力信号の位
相又は周波数を比較するが、入力端子S1の分周クロッ
ク信号div.CLK1に比べて、入力端子S2の分周
クロック信号div.CLK2の位相が遅れているか又
は周波数が低いので、UP2信号を発生する。この際、
DN2信号はロウレベルのままである。第2の位相/周
波数比較器16のUP2信号は外部に接続されないの
で、チャージポンプ回路12には、第1の位相/周波数
比較器11からのUP1信号のみが入力され、これによ
って、電圧制御発振器4の出力クロック信号VCO.C
LKの周波数が上昇するように制御されて、従って、分
周クロック信号div.CLK1の周波数も上昇し、基
準クロック信号ref.CLKの周波数に追従するよう
に、電圧制御発振器4の発振周波数の制御が行われる。
る、通常動作時の各部信号を例示したものであって、第
2の分周器16の分周比が2の場合を示し、第1の分周
器11からの分周クロック信号div.CLK1の周波
数が基準クロック信号ref.CLKの周波数より高い
場合を示している。この場合は、第1の位相/周波数比
較器11は、入力端子S1の入力信号と入力端子S2の
入力信号の位相又は周波数を比較するが、入力端子S1
の基準クロック信号ref.CLKに比べて、入力端子
S2の分周クロック信号div.CLK1の位相が進ん
でいるか又は周波数が高いので、DN1信号を発生す
る。この際、UP1信号はハイレベルのままである。ま
た第2の位相/周波数比較器16は、入力端子S1の入
力信号と入力端子S2の入力信号の位相又は周波数を比
較するが、入力端子S1の分周クロック信号div.C
LK1に比べて、入力端子S2の分周クロック信号di
v.CLK2の位相が遅れているか又は周波数が低いの
で、UP2信号を発生する。この際、DN2信号はロウ
レベルのままである。第2の位相/周波数比較器16の
UP2信号は外部に接続されないので、チャージポンプ
回路2には、第1の位相/周波数比較器11からのDN
1信号のみが入力され、これによって、電圧制御発振器
4の出力クロック信号VCO.CLKの周波数が低下す
るように制御され、従って、分周クロック信号div.
CLK1の周波数も低下して、基準クロック信号re
f.CLKの周波数に追従するように、電圧制御発振器
4の発振周波数の制御が行われる。
る、デッドロック状態から抜け出す際の動作を示したも
のであって、第1の分周器15の分周比が8であり、第
2の分周器17の分周比が2である場合を例示してい
る。図1に示された逓倍PLL回路において、例えばな
んらかの原因で基準クロック信号ref.CLKの周波
数が異常に上昇したために、出力クロック信号VCO.
CLKの周波数が上昇して、第1の分周器15からの分
周クロック信号div.CLK1が出力されなくなった
場合、出力クロック信号VCO.CLKは極限まで上昇
してデッドロック状態に陥る。この場合は、図5に示す
ように、分周クロック信号div.CLK1が出力され
ないため、第1の位相/周波数比較器11からUP1信
号が出力され続けるが、これと同時に第2の位相/周波
数比較器16からDN2信号が出力され続ける。この場
合、チャージポンプ回路12の端子eにおける、UP1
信号に対応するP型MOSFET12Aを介する流出電
流に対して、DN2信号に対応するN型MOSFET1
2Cを介する流入電流はn倍なので、誤差信号は流入分
が優勢になる。従って、低域通過ろ波器13から出力さ
れる制御電圧は急速に低下して、電圧制御発振器14の
出力クロック信号VCO.CLKの周波数が低下するの
で、第1の分周器15が分周器として動作できるように
なり、PLLとしての帰還ループが成立して、逓倍PL
L回路はデッドロック状態から抜け出し、基準クロック
信号ref.CLKの周波数が正常に戻ったとき正常動
作状態となる。
は、第1の位相/周波数比較器11と第1の分周器15
とを有する従来の逓倍PLL回路に、第2の位相/周波
数比較器16と第2の分周器17とを付加したので、出
力クロック信号VCO.CLKの周波数が異常に上昇し
て、第1の分周器15からの分周クロック信号div.
CLK1が出力されなくなったために、デッドロック状
態に陥った場合でも、急速に出力クロック信号VCO.
CLKの周波数を低下させて、迅速にデッドロック状態
から回復することができる。
おける、チャージポンプ回路の構成を示す回路図であ
る。この例の逓倍PLL回路の全体構成は、図1に示さ
れたものと同じであるが、チャージポンプ回路の構成だ
けが異なっている。この例の逓倍PLL回路におけるチ
ャージポンプ回路121は、図6に示すように、P型M
OSFET12Aと、N型MOSFET12B,12C
と、P型MOSFET12Dとを備えている。
に下向きパルスからなるUP1信号が加えられたときオ
ンになって、電源VDDから端子eを経て電流源I1で定
まる電流を流出させる。N型MOSFET12Bは、入
力端子L2に上向きパルスからなるDN1信号が加えら
れたときオンになって、端子eを経て接地に電流源I2
で定まる電流を流入させる。また、N型MOSFET1
2Cは、入力端子L3に上向きパルスからなるDN2信
号が加えられたときオンになって、端子eを経て接地に
電流源I3で定まる電流を流入させる。電流源I1は、
電流源I2と電流値が等しく、電流源I3は、その電流
値が電流源I2の電流値の任意のn倍になるように構成
されている。以上の構成は、図2に示された第1実施例
のチャージポンプ回路12と同じであるが、この例のチ
ャージポンプ回路121では、さらに、電源VDDからP
型MOSFET12Aを経て、端子eとN型MOSFE
T12Bの接続点Aに至る経路に、P型MOSFET1
2Dが挿入されている。
の動作を説明する。第2の位相/周波数比較器16から
のDN2信号によって、N型MOSFET12Cがオン
になったとき、P型MOSFET12Dはオフになるの
で、電源VDDからP型MOSFET12Aを経て接続点
Aに至る経路は遮断される。逓倍PLL回路がデッドロ
ック状態になったとき、図5に示されるように、第1の
位相/周波数比較器11のUP1信号と、第2の位相/
周波数比較器16のDN2信号とが同時に出力されるの
で、図2に示された第1実施例のチャージポンプ回路1
2では、デッドロック状態で、電源VDDからP型MOS
FET12A,N型MOSFET12Cを経て接地に対
して貫通電流が流れるが、この例のチャージポンプ回路
121では、デッドロック状態でP型MOSFET12
Dがオフになるので、電源VDDから接地に流れる貫通電
流は発生しない。
は、電源VDDから端子eに電流を流出させるP型MOS
FET12Aと直列に、デッドロック時、オフになるP
型MOSFET12Dを設けたので、デッドロック状態
でも電源VDDから接地に流れる貫通電流は発生せず、従
って、チャージポンプ回路の消費電流を低減するととも
に、回路素子を保護することができる。
いて、第2の分周器17の分周比が1の場合(第2の分
周器17を有しない場合)について説明する。図1に示
された逓倍PLL回路において、第2の分周器17がな
い場合の動作は、第1の分周器15の分周クロック信号
div.CLK1の周波数が、基準クロック信号re
f.CLKの周波数に比べて高い場合と低い場合とで異
なっている。分周クロック信号div.CLK1の周波
数が、基準クロック信号ref.CLKの周波数に比べ
て高い場合には、第1の位相/周波数比較器11から、
DN1信号が出力される。一方、第1の位相/周波数比
較器16からは、UP2信号が発生するが、UP2信号
は逓倍PLL回路の動作に影響を与えない。従って、チ
ャージポンプ回路12は、DN1信号のみが入力される
ので、電圧制御発振器14に対する制御電圧を低下させ
るように動作し、その結果、電圧制御発振器4の出力ク
ロック信号VCO.CLKの周波数が低下し、分周クロ
ック信号div.CLK1も低下するので、分周クロッ
ク信号div.CLK1の周波数が基準クロック信号r
ef.CLKの周波数に追従するように正常動作が行わ
れる。
の周波数が、基準クロック信号ref.CLKの周波数
に比べて低い場合には、第1の位相/周波数比較器11
から、UP1信号が出力される。一方、第2の位相/周
波数比較器16からは、DN2信号が出力される。この
状態では、チャージポンプ回路12は端子eに、UP1
信号に基づく流出電流とDN2信号に基づく流入信号と
が生じるが、UP1信号に基づく流出電流よりも、DN
2信号に基づく流入信号の方が大きいので、チャージポ
ンプ回路12は、全体として電圧制御発振器14に対す
る制御電圧を低下させるように動作する。その結果、電
圧制御発振器14の出力クロック信号VCO.CLKの
周波数はさらに低下し、分周クロック信号div.CL
K1も低下するので、分周クロック信号div.CLK
1の周波数が基準クロック信号ref.CLKの周波数
に追従することができない異常動作状態となる。
路において、第2の分周器17がない場合には、そのま
までは安定に動作することができないが、適当な付加的
回路を用いることによって、正常動作させることができ
る。以下、この場合の実施例を説明する。
構成を示すブロック図、図8は、本実施例におけるチャ
ージポンプ回路の構成例を示す回路図である。この例の
逓倍PLL回路は、図7に示すように、第1の位相/周
波数比較器(PFD)11と、チャージポンプ回路(C
P)122と、低域通過ろ波器(LPF)13と、電圧
制御発振器(VCO)14と、分周器(DIV)15
と、第2の位相/周波数比較器(PFD)16と、制御
電圧検出回路18とから概略構成されている。これらの
うち、第1の位相/周波数比較器11,低域通過ろ波器
13,電圧制御発振器14,分周器15,第2の位相/
周波数比較器16は、それぞれ図1に示された第1実施
例の逓倍PLL回路の場合と同様である。
14に対する制御電圧が、所定電圧より低下したことを
検出して、制御電圧検出信号をオン(ハイレベル)にす
る。チャージポンプ回路122は、入力端子L1におけ
るUP1信号によって端子eから電流を流出させ、入力
端子L2のDN1信号又はL3におけるDN2信号によ
って、端子eから電流を流入させるように誤差信号を発
生する点は、第1実施例の場合のチャージポンプ回路1
2と同様であるが、入力端子L4における制御電圧検出
信号がオンになったとき、第2の位相/周波数比較器1
6からのDN2信号に基づく誤差信号による、端子eか
らの電流の流入を停止させる点が異なっている。
8に示すように、P型MOSFET12Aと、N型MO
SFET12B,12Cと、P型MOSFET12Eと
を備えている。この例のチャージポンプ回路122にお
いて、P型MOSFET12A,N型MOSFET12
B,12Cの構成は、図2に示された第1実施例の場合
と同様であり、P型MOSFET12A,N型MOSF
ET12B,12Cにそれぞれ付随する電流源I1,I
2,I3の構成も同様であるが、端子eとN型MOSF
ET12Cとの間に、P型MOSFET12Eを挿入さ
れていて、外部からの制御電圧検出信号がオフ(ロウレ
ベル)のとき、端子eとN型MOSFET12Cとを接
続し、制御電圧検出信号がオンのとき、端子eとN型M
OSFET12Cとを切り離すようになっている点が異
なっている。
倍PLL回路の動作を説明する。図7に示された逓倍P
LL回路において、分周クロック信号div.CLK1
の周波数が、基準クロック信号ref.CLKの周波数
に比べて高い場合には、第1の位相/周波数比較器11
からはDN1信号が出力され、第2の位相/周波数比較
器16からはDN2信号が出力されないので、チャージ
ポンプ回路122には、入力端子L2にDN1信号のみ
が入力されて、端子eにDN1信号に基づく流入電流が
生じて、電圧制御発振器14に対する制御電圧を低下さ
せるように動作し、従って、電圧制御発振器14の出力
クロック信号VCO.CLKの周波数が低下するように
制御されて、分周クロック信号div.CLK1も低下
するので、分周クロック信号div.CLK1の周波数
が、基準クロック信号ref.CLKの周波数に追従す
るように制御が行われる。
の周波数が、基準クロック信号ref.CLKの周波数
に比べて低い場合には、第1の位相/周波数比較器11
からはUP1信号が出力され、第2の位相/周波数比較
器16からは、DN2信号が出力されるので、チャージ
ポンプ回路122には入力端子L1にUP1信号が入力
されるとともに、入力端子L3にDN2信号が入力され
て、端子eにUP1信号に基づく流出電流とDN2信号
に基づく流入信号とが生じる。この場合、UP1信号に
基づく流出電流よりも、DN2信号に基づく流入電流の
方が大きいので、チャージポンプ回路122は、全体と
して電圧制御発振器14に対する制御電圧を低下させる
ように動作し、従って、電圧制御発振器14の出力クロ
ック信号VCO.CLKの周波数はさらに低下しようと
する。このとき、制御電圧検出回路18は、電圧制御発
振器14の制御電圧が所定の下限値より低下したことを
検出して、入力端子L4における制御電圧検出信号をオ
ンにするので、チャージポンプ回路122において、P
型MOSFET12Eがオフになって、端子eにおける
DN2信号に基づく流入電流が阻止される。従って、チ
ャージポンプ回路122は、UP1信号に基づく流出電
流のみによって、電圧制御発振器14に対する制御電圧
を上昇させるように動作するので、電圧制御発振器14
の出力クロック信号VCO.CLKの周波数は上昇し、
逓倍PLL回路が、異常動作状態に陥ることが防止され
る。
ロック信号ref.CLKの周波数が異常に上昇したた
めに、デッドロック状態に陥った場合には、電圧制御発
振器14の制御電圧が所定の下限値より高い状態にあ
り、制御電圧検出回路18は入力端子L4における制御
電圧信号をオンにするので、第2の位相/周波数比較器
16からDN2信号が出力されることによって、デッド
ロック状態から回復できることは、第1実施例の場合と
同様である。
は、電圧制御発振器14の制御電圧の低下を検出して、
第2の位相/周波数比較器16からのDN2信号に基づ
く、チャージポンプ回路に対する流入電流を阻止するよ
うにしたので、第2の位相/周波数比較器16の入力側
に基準クロック信号ref.CLKに対する分周器がな
くても、正常に動作することができる。
詳述してきたが、具体的な構成はこの実施の形態に限ら
れたものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の
設計の変更等があってもこの発明に含まれる。例えば、
第3実施例に示された制御電圧検出回路18が、制御電
圧検出信号の発生にヒステリシス特性を有し、制御電圧
が第1の所定電圧以下になったとき、制御電圧検出信号
をオンにするが、制御電圧が回復したときは、制御電圧
検出信号が直ちにオフに戻らずにオンの状態を保持し、
制御電圧が第1の所定電圧より高い第2の所定電圧を超
えたときはじめてオフに戻るとともに、制御電圧が再び
低下して第1の所定電圧になるまでは、オフの状態を保
持することによって、制御電圧の検出に基づく、チャー
ジポンプ回路122の誤差信号出力の制御をより安定化
することができる。また、第3実施例の場合に、第2実
施例の場合と同様に、チャージポンプ回路122におい
で、P型MOSFET12Aと直列に、デッドロック
時、オフになるP型MOSFETを設けることによっ
て、デッドロック状態で、電源VDDから接地に流れる貫
通電流が生じないようにして、チャージポンプ回路の消
費電流を低減するとともに、回路素子を保護することが
できる。
LL回路によれば、第1の位相/周波数比較器で、基準
クロックと電圧制御発振器出力クロックを分周した第1
の分周クロックの位相又は周波数を比較して、この分周
クロックの位相が遅れいてるか又は進んでいるか、ある
いは周波数が低いか又は高いかに応じて発生したUP信
号又はDN信号によって電圧制御発振器の制御電圧を変
化させる帰還制御を行って、分周クロック周波数を基準
クロックに追従させる逓倍PLL回路に対して、第2の
位相/周波数比較器を設け、第1の分周クロックと基準
クロック又は基準クロックを分周した第2の分周クロッ
クの位相又は周波数を比較して、デッドロック状態にな
ったとき、第1の分周クロックが出力されなくなること
によって、第2のDN信号を出力し、このDN信号によ
って制御電圧を引き下げて電圧制御発振器の出力クロッ
ク周波数を低下させる制御を行うようにしたので、逓倍
PLL回路の通常動作を乱すことなしに、確実にデッド
ロックから回復することができる。
構成を示すブロック図である。
を示す回路図である。
タイミングチャート(1)である。
タイミングチャート(2)である。
す際の動作を説明するためのタイミングチャートであ
る。
おける、チャージポンプ回路の構成を示す回路図であ
る。
構成を示すブロック図である。
を示す回路図である。
である。
図である。
PLL回路の動作を説明するためのタイミングチャート
である。
PLL回路の動作を説明するためのタイミングチャート
である。
図である。
ある。
グチャートである。
に陥る過程を説明するためのタイミングチャートであ
る。
/周波数比較手段) 12,121,122 チャージポンプ回路(C
P)(チャージポンプ手段) 13 低域通過ろ波器(LPF)(低域通過ろ波手
段) 14 電圧制御発振器(VCO)(電圧制御発振手
段) 15,17 分周器(DIV)(分周手段) 18 制御電圧検出回路(制御電圧検出手段)
Claims (7)
- 【請求項1】 基準クロックと第1の分周クロックの位
相又は周波数を比較して、第1の分周クロックの位相が
遅れているか又は進んでいるか、あるいは周波数が低い
か又は高いかに応じてUP信号又は第1のDN信号を出
力する第1の位相/周波数比較手段と、 前記UP信号に応じて電流を流出させ、前記第1のDN
信号に応じて電流を流入させることによって誤差信号を
発生するチャージポンプ手段と、 前記誤差信号を平滑化して制御電圧を出力する低域通過
ろ波手段と、 前記制御電圧の大小に応じて周波数が高低に変化する出
力クロックを発生する電圧制御発振手段と、 前記出力クロックを所定分周比で分周して前記第1の分
周クロックを出力する第1の分周手段とを有する逓倍P
LL回路において、 前記第1の分周クロックと、前記基準クロック又は基準
クロックよりも低い周波数のクロックとの位相又は周波
数を比較して、前記第1の分周クロックの位相が遅れて
いるか又は周波数が低いとき第2のDN信号を出力する
第2の位相/周波数比較手段を備え、 前記第2のDN信号を用いて前記逓倍PLL回路のデッ
ドロック状態からの解除を行うことを特徴とする逓倍P
LL回路。 - 【請求項2】 前記基準クロックを所定分周比で分周し
て第2の分周クロックを出力する第2の分周手段を備
え、 前記第2の位相/周波数比較手段は、前記第1の分周ク
ロックと前記第2の分周クロックとの位相を比較して、
前記第1の分周クロックの周波数が低いとき前記第2の
DN信号を出力することを特徴とする請求項1記載の逓
倍PLL回路。 - 【請求項3】 基準クロックと第1の分周クロックの位
相又は周波数を比較して、第1の分周クロックの位相が
遅れているか又は進んでいるか、あるいは周波数が低い
か又は高いかに応じてUP信号又は第1のDN信号を出
力する第1の位相/周波数比較手段と、 前記第1の分周クロックと第2の分周クロックの位相又
は周波数を比較して、前記第1の分周クロックの位相が
遅れているか又は周波数が低いとき第2のDN信号を出
力する第2の位相/周波数比較手段と、 前記UP信号に応じて電流を流出させ、前記第1のDN
信号に応じて前記流出電流と同じ大きさの電流を流入さ
せ、前記第2のDN信号に応じて前記各電流より大きい
電流を流入させることによって誤差信号を発生するチャ
ージポンプ手段と、 前記誤差信号を平滑化して制御電圧を出力する低域通過
ろ波手段と、 前記制御電圧の大小に応じて周波数が高低に変化する出
力クロックを発生する電圧制御発振手段と、 前記出力クロックを所定分周比で分周して前記第1の分
周クロックを出力する第1の分周手段と、 前記基準クロックを所定分周比で分周して前記第2の分
周クロックを出力する第2の分周手段とを備えたことを
特徴とする逓倍PLL回路。 - 【請求項4】 基準クロックと分周クロックの位相又は
周波数を比較して、分周クロックの位相が遅れているか
又は進んでいるか、あるいは周波数が低いか又は高いか
に応じてUP信号又は第1のDN信号を出力する第1の
位相/周波数比較手段と、 前記分周クロックと基準クロックの位相又は周波数を比
較して、前記分周クロックの位相が遅れているか又は周
波数が低いとき第2のDN信号を出力する第2の位相/
周波数比較手段と、 前記UP信号に応じて電流を流出させ、前記第1のDN
信号に応じて前記流出電流と同じ大きさの電流を流入さ
せ、前記第2のDN信号に応じて前記各電流より大きい
電流を流入させることによって誤差信号を発生するとと
もに、制御電圧検出信号に応じて前記第2のDN信号に
基づく電流の流入を停止するチャージポンプ手段と、 前記誤差信号を平滑化して制御電圧を出力する低域通過
ろ波手段と、 前記制御電圧の大小に応じて周波数が高低に変化する出
力クロックを発生する電圧制御発振手段と、 前記出力クロックを所定分周比で分周して前記分周クロ
ックを出力する分周手段と、 前記制御電圧が所定値より低くなったとき前記制御電圧
検出信号を出力する制御電圧検出手段とを備えたことを
特徴とする逓倍PLL回路。 - 【請求項5】 前記制御電圧検出手段が、前記制御電圧
が低下して前記所定値以下になっとき前記制御電圧検出
信号を出力して以後その状態を保持し、前記制御電圧が
上昇して第2の所定値を超えたとき前記制御電圧検出信
号の出力を停止して以後その状態を保持するヒステリシ
ス動作を行うように構成されていることを特徴とする請
求項4記載の逓倍PLL回路。 - 【請求項6】 前記チャージポンプ手段が、前記第2の
DN信号が発生したとき、前記UP信号に基づく電流の
流出を停止するように構成されていることを特徴とする
請求項1乃至5のいずれか一記載の逓倍PLL回路。 - 【請求項7】 前記低域通過ろ波手段が、前記誤差信号
入力と接地間に接続された抵抗と第1のコンデンサの直
列回路と第2のコンデンサとの並列回路からなることを
特徴とする請求項1乃至6のいずれか一記載の逓倍PL
L回路。
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