JPWO2006129396A1 - 周波数シンセサイザおよびこれに用いるチャージポンプ回路 - Google Patents
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Abstract
位相比較器3より出力される比較信号とこれより短いパルス幅を有する水晶発振回路1からのクロック信号とに基づいて、両信号の論理積で得られる制御信号を生成する信号生成回路8と、信号生成回路8より出力される制御信号に基づきコンデンサの充電動作または放電動作を行うチャージポンプ回路とを備え、従来の比較信号よりも短いパルス幅の制御信号に基づいてコンデンサの充電動作または放電動作が少しずつ徐々に行われるようにして、コンデンサの容量値を小さくしても、実質的な時定数を大きくすることを可能とし、周波数シンセサイザを安定的に動作させることができるようにする。
Description
本発明は周波数シンセサイザおよびこれに用いるチャージポンプ回路に関し、特に、周波数シンセサイザのチャージポンプ回路に用いられるコンデンサへのチャージ動作およびディスチャージ動作の改良に関するものである。
一般に、無線通信機では、局部発振回路として、PLL(Phase Locked Loop)を用いた周波数シンセサイザが用いられる。図1は、PLLを用いた周波数シンセサイザの一般的な構成を示す図である。図1に示すように、周波数シンセサイザは、水晶発振回路1、基準分周器2、位相比較器3、チャージポンプ回路4、ローパスフィルタ(LPF)5、電圧制御発振器(VCO)6、可変分周器7を備えて構成されている。
水晶発振回路1は、所定の周波数の信号を発生する。基準分周器2は、水晶発振回路1から出力されるクロック信号の周波数を固定の分周比で分周し、基準周波数の基準信号を発生する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号と、可変分周器7から出力される可変周波数信号との位相差を検出し、その結果に応じて、論理「L」または「H」の比較信号をUp端子およびDown端子より出力する。チャージポンプ回路4は、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号に基づいてチャージ動作またはディスチャージ動作を行うことにより、位相比較器3にて検出された位相差に比例した信号を出力する。
LPF5は、チャージポンプ回路4から出力される信号の高周波成分を除去してVCO6に出力する。VCO6は、LPF5から出力される信号の電圧に比例した周波数で発振し、局部発振信号として周波数シンセサイザの外部に出力するとともに、可変分周器7に出力する。可変分周器7は、VCO4の出力周波数を指定された分周比で分周し、その結果を可変周波数信号として位相比較器3に出力する。
図2は、チャージポンプ回路4の構成例を示す図である。図2に示すように、チャージポンプ回路4は、カレントミラー回路11,12と、位相比較器3のDown端子と第2のカレントミラー回路12との間に接続され、Down端子より入力される比較信号の論理レベルを反転する反転回路13と、カレントミラー回路11,12に接続された定電流源回路14,15と、コンデンサCおよび抵抗Rから成るループフィルタ16とを備えて構成されている。
第1のカレントミラー回路11は、3つのpMOSトランジスタTr1〜Tr3をカレントミラー接続して構成され、位相比較器3のUp端子より出力される比較信号に基づき第1の定電流源回路14を利用してコンデンサCの充電動作を行う。第2のカレントミラー回路12は、3つのnMOSトランジスタTr4〜Tr6をカレントミラー接続して構成され、位相比較器3のDown端子より出力される比較信号に基づき第2の定電流源回路15を利用してコンデンサCの放電動作を行う。
次に、このように構成された従来の周波数シンセサイザの動作を説明する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号と、可変分周器7から出力される可変周波数信号との位相差を検出する。可変周波数信号の位相が基準信号の位相より遅れると、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のUp端子から出力される。このとき位相比較器3のDown端子には、論理「L」の比較信号が出力されている。
一方、可変周波数信号の位相が基準信号の位相より進むと、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のDown端子から出力される。このとき位相比較器3のUp端子には、論理「L」の比較信号が出力されている。また、可変周波数信号の位相が基準信号の位相と同期すると、位相比較器3のUp端子およびDown端子の両方から論理「L」の比較信号が出力される。Up端子およびDown端子から出力された比較信号は、チャージポンプ回路4に入力される。
チャージポンプ回路4は、位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号をトランジスタ11で受けると、定電流源回路14を利用してループフィルタ16のコンデンサCを充電するように動作する。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「H」の比較信号を反転回路13を介してトランジスタ12で受けると、定電流源回路15を利用してループフィルタ16のコンデンサCを放電するように動作する。
チャージポンプ回路4がコンデンサCのチャージ動作をすることによって出力端子電圧が上昇すると、VCO6の発振周波数は上昇する。一方、チャージポンプ回路4がコンデンサCのディスチャージ動作をすることによって出力端子電圧が下降すると、VCO6の発振周波数は下降する。VCO6より出力される局部発振信号は、可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる。
可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数よりも低い場合(可変周波数信号の位相が基準信号の位相よりも遅れている場合)は、上述のようにVCO6の出力周波数が上昇するので、可変周波数信号の周波数は上昇し、基準信号との位相差が小さくなる。これにより、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
また、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数よりも高い場合(可変周波数信号の位相が基準信号の位相よりも進んでいる場合)は、上述のようにVCO6の出力周波数が下降するので、可変周波数信号の周波数は下降し、基準信号との位相差が小さくなる。これにより、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このように、周波数シンセサイザは、可変周波数信号の周波数(VCO6の出力周波数に比例した周波数)が基準信号の周波数より高くても低くても、最終的には、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数に近づくように動作し、それによってVCO6の発振周波数は一定周波数にロックされる。このロック状態のときに、位相比較器3から出力される比較信号は、Up端子およびDown端子の両方とも論理「L」の信号とされる。
以上のように構成された周波数シンセサイザでは、位相比較器3で比較する周波数が低くなればなるほど、コンデンサCの容量値は大きくなる傾向がある。そのため、このコンデンサCを含むループフィルタ16を半導体チップに集積化することは難しく、従来は半導体チップの外付け部品としてループフィルタ16が構成されていた。しかしながら、近年においては外付け部品を半導体チップの内部に取り込む要求が強い状況にある。
従来、ループフィルタ16のコンデンサCを半導体チップに集積化する試みが成され、いくつかの手法が提案されている(例えば、特許文献1,2参照)。
特許文献1:特開平11−122100号公報
特許文献2:特開平11−150735号公報
これら特許文献1,2に記載の技術では何れも、コンデンサCの容量値を小さくすることで、コンデンサCを半導体チップに内蔵できるようにしている。
水晶発振回路1は、所定の周波数の信号を発生する。基準分周器2は、水晶発振回路1から出力されるクロック信号の周波数を固定の分周比で分周し、基準周波数の基準信号を発生する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号と、可変分周器7から出力される可変周波数信号との位相差を検出し、その結果に応じて、論理「L」または「H」の比較信号をUp端子およびDown端子より出力する。チャージポンプ回路4は、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号に基づいてチャージ動作またはディスチャージ動作を行うことにより、位相比較器3にて検出された位相差に比例した信号を出力する。
LPF5は、チャージポンプ回路4から出力される信号の高周波成分を除去してVCO6に出力する。VCO6は、LPF5から出力される信号の電圧に比例した周波数で発振し、局部発振信号として周波数シンセサイザの外部に出力するとともに、可変分周器7に出力する。可変分周器7は、VCO4の出力周波数を指定された分周比で分周し、その結果を可変周波数信号として位相比較器3に出力する。
図2は、チャージポンプ回路4の構成例を示す図である。図2に示すように、チャージポンプ回路4は、カレントミラー回路11,12と、位相比較器3のDown端子と第2のカレントミラー回路12との間に接続され、Down端子より入力される比較信号の論理レベルを反転する反転回路13と、カレントミラー回路11,12に接続された定電流源回路14,15と、コンデンサCおよび抵抗Rから成るループフィルタ16とを備えて構成されている。
第1のカレントミラー回路11は、3つのpMOSトランジスタTr1〜Tr3をカレントミラー接続して構成され、位相比較器3のUp端子より出力される比較信号に基づき第1の定電流源回路14を利用してコンデンサCの充電動作を行う。第2のカレントミラー回路12は、3つのnMOSトランジスタTr4〜Tr6をカレントミラー接続して構成され、位相比較器3のDown端子より出力される比較信号に基づき第2の定電流源回路15を利用してコンデンサCの放電動作を行う。
次に、このように構成された従来の周波数シンセサイザの動作を説明する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号と、可変分周器7から出力される可変周波数信号との位相差を検出する。可変周波数信号の位相が基準信号の位相より遅れると、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のUp端子から出力される。このとき位相比較器3のDown端子には、論理「L」の比較信号が出力されている。
一方、可変周波数信号の位相が基準信号の位相より進むと、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のDown端子から出力される。このとき位相比較器3のUp端子には、論理「L」の比較信号が出力されている。また、可変周波数信号の位相が基準信号の位相と同期すると、位相比較器3のUp端子およびDown端子の両方から論理「L」の比較信号が出力される。Up端子およびDown端子から出力された比較信号は、チャージポンプ回路4に入力される。
チャージポンプ回路4は、位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号をトランジスタ11で受けると、定電流源回路14を利用してループフィルタ16のコンデンサCを充電するように動作する。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「H」の比較信号を反転回路13を介してトランジスタ12で受けると、定電流源回路15を利用してループフィルタ16のコンデンサCを放電するように動作する。
チャージポンプ回路4がコンデンサCのチャージ動作をすることによって出力端子電圧が上昇すると、VCO6の発振周波数は上昇する。一方、チャージポンプ回路4がコンデンサCのディスチャージ動作をすることによって出力端子電圧が下降すると、VCO6の発振周波数は下降する。VCO6より出力される局部発振信号は、可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる。
可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数よりも低い場合(可変周波数信号の位相が基準信号の位相よりも遅れている場合)は、上述のようにVCO6の出力周波数が上昇するので、可変周波数信号の周波数は上昇し、基準信号との位相差が小さくなる。これにより、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
また、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数よりも高い場合(可変周波数信号の位相が基準信号の位相よりも進んでいる場合)は、上述のようにVCO6の出力周波数が下降するので、可変周波数信号の周波数は下降し、基準信号との位相差が小さくなる。これにより、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このように、周波数シンセサイザは、可変周波数信号の周波数(VCO6の出力周波数に比例した周波数)が基準信号の周波数より高くても低くても、最終的には、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数に近づくように動作し、それによってVCO6の発振周波数は一定周波数にロックされる。このロック状態のときに、位相比較器3から出力される比較信号は、Up端子およびDown端子の両方とも論理「L」の信号とされる。
以上のように構成された周波数シンセサイザでは、位相比較器3で比較する周波数が低くなればなるほど、コンデンサCの容量値は大きくなる傾向がある。そのため、このコンデンサCを含むループフィルタ16を半導体チップに集積化することは難しく、従来は半導体チップの外付け部品としてループフィルタ16が構成されていた。しかしながら、近年においては外付け部品を半導体チップの内部に取り込む要求が強い状況にある。
従来、ループフィルタ16のコンデンサCを半導体チップに集積化する試みが成され、いくつかの手法が提案されている(例えば、特許文献1,2参照)。
特許文献1:特開平11−122100号公報
特許文献2:特開平11−150735号公報
これら特許文献1,2に記載の技術では何れも、コンデンサCの容量値を小さくすることで、コンデンサCを半導体チップに内蔵できるようにしている。
しかしながら、周波数シンセサイザを安定して動作させるために、ループフィルタ16のコンデンサCおよび抵抗Rで定まる時定数τ(=CR)は大きく設定する必要がある。この場合、コンデンサCは当該時定数τで充電されるため、コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)は緩やかに立ち上がるようになる。これに対して、半導体チップに内蔵するために単純にコンデンサCの容量値を小さくすると、時定数τが小さくなり、周波数シンセサイザの動作が不安定になってしまうという問題があった。
なお、コンデンサCの容量値を小さくするとともに、コンデンサCに流れる電流も少なくなるように定電流源回路14,15の定電流値を小さくすることで、時定数τが小さくならないようにすることが考えられる。しかしながら、定電流源回路14,15の定電流値を小さくするといっても、チャージポンプ回路4を安定して動作させるためには限界があり、どうしても時定数τは小さくならざるを得ない。
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、時定数を小さくすることなく、コンデンサの容量値を小さくしてループフィルタを半導体チップに内蔵できるようにすることを目的とする。
上記した課題を解決するために、本発明では、位相比較器より出力される比較信号とこれより短いパルス幅を有するクロック信号との論理積で得られる制御信号を生成し、この制御信号に基づきコンデンサの充電動作または放電動作を行うようにしている。
上記のように構成した本発明によれば、従来の比較信号よりも短いパルス幅の制御信号に基づいてコンデンサの充電動作または放電動作が少しずつ徐々に行われることとなるので、コンデンサの容量値を小さくしても、実質的には時定数を大きくすることができ、周波数シンセサイザを安定的に動作させることができる。これにより、周波数シンセサイザの動作を不安定にすることなくコンデンサの容量値を充分に小さくして、当該コンデンサと抵抗とから成るループフィルタを半導体チップに内蔵することができる。
なお、コンデンサCの容量値を小さくするとともに、コンデンサCに流れる電流も少なくなるように定電流源回路14,15の定電流値を小さくすることで、時定数τが小さくならないようにすることが考えられる。しかしながら、定電流源回路14,15の定電流値を小さくするといっても、チャージポンプ回路4を安定して動作させるためには限界があり、どうしても時定数τは小さくならざるを得ない。
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、時定数を小さくすることなく、コンデンサの容量値を小さくしてループフィルタを半導体チップに内蔵できるようにすることを目的とする。
上記した課題を解決するために、本発明では、位相比較器より出力される比較信号とこれより短いパルス幅を有するクロック信号との論理積で得られる制御信号を生成し、この制御信号に基づきコンデンサの充電動作または放電動作を行うようにしている。
上記のように構成した本発明によれば、従来の比較信号よりも短いパルス幅の制御信号に基づいてコンデンサの充電動作または放電動作が少しずつ徐々に行われることとなるので、コンデンサの容量値を小さくしても、実質的には時定数を大きくすることができ、周波数シンセサイザを安定的に動作させることができる。これにより、周波数シンセサイザの動作を不安定にすることなくコンデンサの容量値を充分に小さくして、当該コンデンサと抵抗とから成るループフィルタを半導体チップに内蔵することができる。
図1は、従来の周波数シンセサイザの全体構成例を示す図である。
図2は、チャージポンプ回路の構成例を示す図である。
図3は、第1および第2の実施形態による周波数シンセサイザの全体構成例を示す図である。
図4は、第1および第2の実施形態による信号生成回路の構成例を示す図である。
図5は、第1および第2の実施形態による周波数シンセサイザの動作例を示すタイミングチャートである。
図6は、第1および第2の実施形態によるコンデンサの充電動作(時定数)を示す図である。
図7は、第2の実施形態によるチャージポンプ回路の構成例を示す図である。
図2は、チャージポンプ回路の構成例を示す図である。
図3は、第1および第2の実施形態による周波数シンセサイザの全体構成例を示す図である。
図4は、第1および第2の実施形態による信号生成回路の構成例を示す図である。
図5は、第1および第2の実施形態による周波数シンセサイザの動作例を示すタイミングチャートである。
図6は、第1および第2の実施形態によるコンデンサの充電動作(時定数)を示す図である。
図7は、第2の実施形態によるチャージポンプ回路の構成例を示す図である。
(第1の実施形態)
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図3は、第1の実施形態による周波数シンセサイザの全体構成例を示す図である。なお、この図3において、図1に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
図3に示すように、本実施形態の周波数シンセサイザでは、位相比較器3とチャージポンプ回路4との間に信号生成回路8を設けている。信号生成回路8は、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号と、この比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号とに基づいて、両信号の論理積で得られる制御信号を生成する。本実施形態では、比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号として、水晶発振回路1から出力される信号を用いるようにしている。
図4は、信号生成回路8の構成例を示す図である。図4に示すように、本実施形態の信号生成回路8は、OR回路21、タイマ22、ラッチ回路23,24、AND回路25,26を備えて構成されている。OR回路21は、位相比較器3のUp端子より出力される比較信号とDown端子より出力される比較信号とを2入力とし、それら2信号の論理和をとる。すなわち、位相比較器3のUp端子およびDown端子のどちらかの出力信号が論理「H」のときに、OR回路21は論理「H」の信号を出力する。
タイマ22は、水晶発振回路1より出力される所定周波数のクロック信号に基づいてカウント動作し、OR回路21から論理「L」の信号を入力したときにリセット信号RSTを出力する。ラッチ回路23,24は、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号をそれぞれラッチする。このラッチ回路23,24は、タイマ22からリセット信号RSTを入力したときに、ラッチしていた比較信号をリセットする。
AND回路25,26は、ラッチ回路23,24から出力される信号と、水晶発振回路1より出力される所定周波数のクロック信号とを2入力とし、それら2信号の論理積をとる。すなわち、第1のAND回路25は、位相比較器3のUp端子より出力される比較信号と水晶発振回路1より出力されるクロック信号とが双方とも論理「H」の期間で論理「H」の制御信号をUp’端子から出力する。また、第2のAND回路26は、位相比較器3のDown端子より出力される比較信号と水晶発振回路1より出力されるクロック信号とが双方とも論理「H」の期間で論理「H」の制御信号をDown’端子から出力する。
次に、以上のように構成した本実施形態による周波数シンセサイザの動作を、図5に示すタイミングチャートを併用して説明する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号(図5のR)と、可変分周器7から出力される可変周波数信号(図5のV)との位相差を検出する。可変周波数信号の位相が基準信号の位相より遅れると、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のUp端子から出力される(図5のUpの前半部)。このとき位相比較器3のDown端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のDownの前半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号と、Down端子から出力された論理「L」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のUpの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Up端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Up’端子から出力する(図5のUp’)。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のDownの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してDown’端子から出力する。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。チャージポンプ回路4は、図2と同様に構成されている(ただし、入力側のUp端子とDown端子はUp’端子とDown’端子に代わる)。
図2において、信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「H」の制御信号が第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力されると、pMOSトランジスタTr1はオフとなる。pMOSトランジスタTr1がオフになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオンとなる。これにより、電源端子からpMOSトランジスタTr2、第1の定電流源回路14を通じて接地端子に向かって定電流I1が流れる。
また、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「L」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートに論理「H」の信号が入力される。そのため、nMOSトランジスタTr4はオンとなる。nMOSトランジスタTr4がオンになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオンになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオフになることにより、pMOSトランジスタTr2を流れる定電流I1に起因して、これにカレントミラー接続されたpMOSトランジスタTr3からチャージポンプ回路4の出力端子Outに向かって定電流ICが流れる。そして、このように出力端子Outに向かって吐き出すように流れる定電流ICによって、ループフィルタ16のコンデンサCが充電される。
このようなコンデンサCの充電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が上昇すると、VCO6の発振周波数は上昇する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が上昇する。これにより、基準信号の周波数よりも低かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
一方、可変周波数信号の位相が基準信号の位相より進むと、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のDown端子から出力される(図5のDownの後半部)。このとき位相比較器3のUp端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のUpの後半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号と、Down端子から出力された論理「H」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のUpの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してUp’端子から出力する。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のDownの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Down端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Down’端子から出力する(図5のDown’)。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のDown’端子から論理「H」の制御信号を受けると、第2の定電流源回路15を利用してループフィルタ16のコンデンサCを放電するように動作する。
すなわち、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「H」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートには論理「LH」の信号が入力される。これにより、nMOSトランジスタTr4はオフとなる。nMOSトランジスタTr4がオフになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオンとなる。これにより、電源端子から第2の定電流源回路15、nMOSトランジスタTr5を通じて接地端子に向かって定電流I2が流れる。
また、信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「L」の制御信号は、第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力される。そのため、pMOSトランジスタTr1はオンとなる。pMOSトランジスタTr1がオンになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオフになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオンになることにより、nMOSトランジスタTr5を流れる定電流I2に起因して、これにカレントミラー接続されたnMOSトランジスタTr6を介して接地端子に向かってループフィルタ16のコンデンサCから引き込むように定電流IDが流れ、コンデンサCが放電される。
このようなコンデンサCの放電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が下降すると、VCO6の発振周波数は下降する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が下降する。これにより、基準信号の周波数よりも高かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このように、周波数シンセサイザは、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数より高くても低くても、最終的には、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数に近づくように動作し、それによってVCO6の発振周波数は一定周波数にロックされる。このロック状態のとき、すなわち、可変周波数信号の位相が基準信号の位相と同期したときに、位相比較器3から出力される比較信号は、Up端子およびDown端子の両方とも論理「L」とされる。
Up端子およびDown端子の両方から論理「L」の比較信号が出力されると、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子からも論理「L」の制御信号が出力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子の両方から論理「L」の制御信号を受けると、ハイインピーダンスの状態になる。
すなわち、Up’端子およびDown’端子の両方とも論理「L」になると、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr1および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr4は共にオンとなる。これにより、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6は何れもオフとなり、定電流IC,IDの何れも流れないハイインピーダンスの状態となる。
以上詳しく説明したように、本実施形態では、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号そのものを用いてコンデンサCの充放電を行うのではなく、当該比較信号とそれより短いパルス幅を有するクロック信号との論理積をとって得られる制御信号を用いてコンデンサCの充放電を行うようにしている。これにより、比較信号よりも短いパルス幅の制御信号に基づいてコンデンサCの充放電動作が少しずつ徐々に行われることとなる。
図6は、コンデンサCの充電動作を示す図である。図6において、実線Aは本実施形態を適用してコンデンサCの容量値を小さくした場合(図3のように周波数シンセサイザを構成した場合)の特性を示し、点線Bは本実施形態を適用せず(図1のように周波数シンセサイザを構成した場合)単純にコンデンサCの容量値を小さくした場合の特性を示している。
このように、本実施形態によれば、コンデンサCの容量値を小さくしても、大きな容量値のコンデンサCを用いてループフィルタ16を半導体チップの外付け部品としていた従来と同程度には時定数τを大きくすることができる。したがって、周波数シンセサイザの動作を不安定にすることなくコンデンサCの容量値を充分に小さくして、当該コンデンサCと抵抗Rとから成るループフィルタ16を半導体チップに内蔵することができる。
(第2の実施形態)
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。図7は、第2の実施形態によるチャージポンプ回路4の構成例を示す図である。なお、この図7において、図2に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。また、このチャージポンプ回路4を用いた周波数シンセサイザの全体構成は、図3と同様である。
第2の実施形態によるチャージポンプ回路4は、図2に示した構成要素に加えて、2つのnMOSトランジスタ18,19を備えている。第1のnMOSトランジスタ18は、第1の定電流源回路14と接地端子との間に接続されており、ゲートが信号生成回路8のUp’端子に接続されている。また、第2のnMOSトランジスタ19は、第2の定電流源回路15と第2のカレントミラー回路12との間に接続されており、ゲートが信号生成回路8のDown’端子に接続されている。
これら2つのnMOSトランジスタ18,19は、信号生成回路8から論理「H」の信号が出力されたときにはオンし、論理「L」の信号が出力されたときにはオフとなる。このように、2つのnMOSトランジスタ18,19は、信号生成回路8より出力される制御信号に基づいて、定電流回路14,15の接続の有無を切り替えるスイッチング回路として機能する。
次に、図7のように構成したチャージポンプ回路4およびこれを含む図3のような周波数シンセサイザの動作を説明する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号(図5のR)と、可変分周器7から出力される可変周波数信号(図5のV)との位相差を検出する。可変周波数信号の位相が基準信号の位相より遅れると、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のUp端子から出力される(図5のUpの前半部)。このとき位相比較器3のDown端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のDownの前半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号と、Down端子から出力された論理「L」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のUpの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Up端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Up’端子から出力する(図5のUp’)。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のDownの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してDown’端子から出力する。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「H」の制御信号が第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力されると、pMOSトランジスタTr1はオフとなる。pMOSトランジスタTr1がオフになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオンとなる。
一方、信号生成回路8のUp’端子から論理「H」の制御信号が出力されているので、第1のnMOSトランジスタ18はオンとなる。これにより、電源端子からpMOSトランジスタTr2、第1の定電流源回路14、第1のnMOSトランジスタ18を通じて接地端子に向かって定電流I1が流れる。
また、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「L」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートに論理「H」の信号が入力される。そのため、nMOSトランジスタTr4はオンとなる。nMOSトランジスタTr4がオンになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオンになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオフになることにより、pMOSトランジスタTr2を流れる定電流I1に起因して、これにカレントミラー接続されたpMOSトランジスタTr3からチャージポンプ回路4の出力端子Outに向かって定電流ICが流れる。そして、このように出力端子Outに向かって吐き出すように流れる定電流ICによって、ループフィルタ16のコンデンサCが充電される。
このようなコンデンサCの充電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が上昇すると、VCO6の発振周波数は上昇する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が上昇する。これにより、基準信号の周波数よりも低かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このようなコンデンサCの充電動作が行われているとき、信号生成回路8のDown’端子から論理「L」の制御信号が出力されているので、第2のnMOSトランジスタ19はオフとなる。これにより、電源端子から接地端子に向かう定電流I2は流れなくなる。
一方、可変周波数信号の位相が基準信号の位相より進むと、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のDown端子から出力される(図5のDownの後半部)。このとき位相比較器3のUp端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のUpの後半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号と、Down端子から出力された論理「H」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のUpの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してUp’端子から出力する。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のDownの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Down端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Down’端子から出力する(図5のDown’)。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のDown’端子から論理「H」の制御信号を受けると、第2の定電流源回路15を利用してループフィルタ16のコンデンサCを放電するように動作する。
すなわち、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「H」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートには論理「LH」の信号が入力される。これにより、nMOSトランジスタTr4はオフとなる。nMOSトランジスタTr4がオフになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオンとなる。
一方、信号生成回路8のDown’端子から論理「H」の制御信号が出力されているので、第2のnMOSトランジスタ19はオンとなる。これにより、電源端子から第2の定電流源回路15、第2のnMOSトランジスタ19、nMOSトランジスタTr5を通じて接地端子に向かって定電流I2が流れる。
また、信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「L」の制御信号は、第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力される。そのため、pMOSトランジスタTr1はオンとなる。pMOSトランジスタTr1がオンになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオフになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオンになることにより、nMOSトランジスタTr5を流れる定電流I2に起因して、これにカレントミラー接続されたnMOSトランジスタTr6を介して接地端子に向かってループフィルタ16のコンデンサCから引き込むように定電流IDが流れ、コンデンサCが放電される。
このようなコンデンサCの放電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が下降すると、VCO6の発振周波数は下降する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が下降する。これにより、基準信号の周波数よりも高かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このようなコンデンサCの放電動作が行われているとき、信号生成回路8のUp’端子から論理「L」の制御信号が出力されているので、第1のnMOSトランジスタ18はオフとなる。これにより、電源端子から接地端子に向かう定電流I1は流れなくなる。
このように、周波数シンセサイザは、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数より高くても低くても、最終的には、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数に近づくように動作し、それによってVCO6の発振周波数は一定周波数にロックされる。このロック状態のとき、すなわち、可変周波数信号の位相が基準信号の位相と同期したときに、位相比較器3から出力される比較信号は、Up端子およびDown端子の両方とも論理「L」とされる。
Up端子およびDown端子の両方から論理「L」の比較信号が出力されると、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子からも論理「L」の制御信号が出力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子の両方から論理「L」の制御信号を受けると、ハイインピーダンスの状態になる。
すなわち、Up’端子およびDown’端子の両方とも論理「L」になると、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr1および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr4は共にオンとなる。これにより、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6は何れもオフとなり、定電流IC,IDの何れも流れないハイインピーダンスの状態となる。
このとき、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から論理「L」の制御信号が出力されることにより、第1および第2のnMOSトランジスタ18,19は共にオフとなる。これにより、電源端子から接地端子に向かう定電流I1,I2が何れも流れなくなる。
以上詳しく説明したように、第2の実施形態では、コンデンサCの充電動作中は第2のnMOSトランジスタ19によって第2の定電流回路15の接続を切り、コンデンサCの放電動作中は第1のnMOSトランジスタ18によって第1の定電流回路16の接続を切るようにしている。また、ハイインピーダンス状態(ロック状態)のときには2つのnMOSトランジスタ18,19によって定電流回路15,16の接続を切るようにしている。これにより、動作に関係のない経路に流れる電流I1,I2をなくすことができ、消費電流を低減することができるようになる。
なお、上記第1および第2の実施形態では、信号生成回路8を図4のように構成する例について説明しているが、本発明はこれに限定されない。例えば、OR回路21、タイマ22、ラッチ回路23,24は設けず、単にAND回路25,26のみを有する構成としても良い。
また、上記第1および第2の実施形態では、信号生成回路8とチャージポンプ回路4とを別ブロックとして構成する例について説明したが、チャージポンプ回路4の中に信号生成回路8を内蔵するようにしても良い。この場合に内蔵する回路は、図4のような回路であっても良いし、AND回路25,26のみであっても良い。
また、上記第1および第2の実施形態では、アクティブHi(論理「H」のときにアクティブになる論理)に従って動作する例について説明したが、アクティブLowに従って動作する回路として構成することも可能である。
また、上記第1および第2の実施形態では、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号として、水晶発振回路1から出力される信号を用いる例について説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、水晶発振回路1から出力される信号を基準分周器2により分周している途中の信号をクロック信号として用いるようにしても良い。また、タイミングジェネレータを別に設け、これによって、比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号を生成するようにしても良い。タイミングジェネレータが生成するクロック信号は、比較信号が「H」の期間中において只1回のみ論理「H」となるワンショットパルス信号としても良い。
また、上記第1および第2の実施形態では、コンデンサCの端子電圧が上昇するとVCO6の発振周波数が上昇し、コンデンサCの端子電圧が下降するとVCO6の発振周波数が下降する周波数シンセサイザの例について説明したが、これとは逆に、コンデンサCの端子電圧が上昇するとVCO6の発振周波数が下降し、コンデンサCの端子電圧が下降するとVCO6の発振周波数が上昇する周波数シンセサイザにも本発明を適用することが可能である。
その他、上記第1および第2の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図3は、第1の実施形態による周波数シンセサイザの全体構成例を示す図である。なお、この図3において、図1に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
図3に示すように、本実施形態の周波数シンセサイザでは、位相比較器3とチャージポンプ回路4との間に信号生成回路8を設けている。信号生成回路8は、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号と、この比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号とに基づいて、両信号の論理積で得られる制御信号を生成する。本実施形態では、比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号として、水晶発振回路1から出力される信号を用いるようにしている。
図4は、信号生成回路8の構成例を示す図である。図4に示すように、本実施形態の信号生成回路8は、OR回路21、タイマ22、ラッチ回路23,24、AND回路25,26を備えて構成されている。OR回路21は、位相比較器3のUp端子より出力される比較信号とDown端子より出力される比較信号とを2入力とし、それら2信号の論理和をとる。すなわち、位相比較器3のUp端子およびDown端子のどちらかの出力信号が論理「H」のときに、OR回路21は論理「H」の信号を出力する。
タイマ22は、水晶発振回路1より出力される所定周波数のクロック信号に基づいてカウント動作し、OR回路21から論理「L」の信号を入力したときにリセット信号RSTを出力する。ラッチ回路23,24は、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号をそれぞれラッチする。このラッチ回路23,24は、タイマ22からリセット信号RSTを入力したときに、ラッチしていた比較信号をリセットする。
AND回路25,26は、ラッチ回路23,24から出力される信号と、水晶発振回路1より出力される所定周波数のクロック信号とを2入力とし、それら2信号の論理積をとる。すなわち、第1のAND回路25は、位相比較器3のUp端子より出力される比較信号と水晶発振回路1より出力されるクロック信号とが双方とも論理「H」の期間で論理「H」の制御信号をUp’端子から出力する。また、第2のAND回路26は、位相比較器3のDown端子より出力される比較信号と水晶発振回路1より出力されるクロック信号とが双方とも論理「H」の期間で論理「H」の制御信号をDown’端子から出力する。
次に、以上のように構成した本実施形態による周波数シンセサイザの動作を、図5に示すタイミングチャートを併用して説明する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号(図5のR)と、可変分周器7から出力される可変周波数信号(図5のV)との位相差を検出する。可変周波数信号の位相が基準信号の位相より遅れると、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のUp端子から出力される(図5のUpの前半部)。このとき位相比較器3のDown端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のDownの前半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号と、Down端子から出力された論理「L」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のUpの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Up端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Up’端子から出力する(図5のUp’)。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のDownの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してDown’端子から出力する。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。チャージポンプ回路4は、図2と同様に構成されている(ただし、入力側のUp端子とDown端子はUp’端子とDown’端子に代わる)。
図2において、信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「H」の制御信号が第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力されると、pMOSトランジスタTr1はオフとなる。pMOSトランジスタTr1がオフになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオンとなる。これにより、電源端子からpMOSトランジスタTr2、第1の定電流源回路14を通じて接地端子に向かって定電流I1が流れる。
また、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「L」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートに論理「H」の信号が入力される。そのため、nMOSトランジスタTr4はオンとなる。nMOSトランジスタTr4がオンになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオンになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオフになることにより、pMOSトランジスタTr2を流れる定電流I1に起因して、これにカレントミラー接続されたpMOSトランジスタTr3からチャージポンプ回路4の出力端子Outに向かって定電流ICが流れる。そして、このように出力端子Outに向かって吐き出すように流れる定電流ICによって、ループフィルタ16のコンデンサCが充電される。
このようなコンデンサCの充電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が上昇すると、VCO6の発振周波数は上昇する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が上昇する。これにより、基準信号の周波数よりも低かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
一方、可変周波数信号の位相が基準信号の位相より進むと、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のDown端子から出力される(図5のDownの後半部)。このとき位相比較器3のUp端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のUpの後半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号と、Down端子から出力された論理「H」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のUpの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してUp’端子から出力する。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のDownの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Down端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Down’端子から出力する(図5のDown’)。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のDown’端子から論理「H」の制御信号を受けると、第2の定電流源回路15を利用してループフィルタ16のコンデンサCを放電するように動作する。
すなわち、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「H」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートには論理「LH」の信号が入力される。これにより、nMOSトランジスタTr4はオフとなる。nMOSトランジスタTr4がオフになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオンとなる。これにより、電源端子から第2の定電流源回路15、nMOSトランジスタTr5を通じて接地端子に向かって定電流I2が流れる。
また、信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「L」の制御信号は、第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力される。そのため、pMOSトランジスタTr1はオンとなる。pMOSトランジスタTr1がオンになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオフになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオンになることにより、nMOSトランジスタTr5を流れる定電流I2に起因して、これにカレントミラー接続されたnMOSトランジスタTr6を介して接地端子に向かってループフィルタ16のコンデンサCから引き込むように定電流IDが流れ、コンデンサCが放電される。
このようなコンデンサCの放電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が下降すると、VCO6の発振周波数は下降する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が下降する。これにより、基準信号の周波数よりも高かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このように、周波数シンセサイザは、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数より高くても低くても、最終的には、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数に近づくように動作し、それによってVCO6の発振周波数は一定周波数にロックされる。このロック状態のとき、すなわち、可変周波数信号の位相が基準信号の位相と同期したときに、位相比較器3から出力される比較信号は、Up端子およびDown端子の両方とも論理「L」とされる。
Up端子およびDown端子の両方から論理「L」の比較信号が出力されると、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子からも論理「L」の制御信号が出力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子の両方から論理「L」の制御信号を受けると、ハイインピーダンスの状態になる。
すなわち、Up’端子およびDown’端子の両方とも論理「L」になると、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr1および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr4は共にオンとなる。これにより、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6は何れもオフとなり、定電流IC,IDの何れも流れないハイインピーダンスの状態となる。
以上詳しく説明したように、本実施形態では、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号そのものを用いてコンデンサCの充放電を行うのではなく、当該比較信号とそれより短いパルス幅を有するクロック信号との論理積をとって得られる制御信号を用いてコンデンサCの充放電を行うようにしている。これにより、比較信号よりも短いパルス幅の制御信号に基づいてコンデンサCの充放電動作が少しずつ徐々に行われることとなる。
図6は、コンデンサCの充電動作を示す図である。図6において、実線Aは本実施形態を適用してコンデンサCの容量値を小さくした場合(図3のように周波数シンセサイザを構成した場合)の特性を示し、点線Bは本実施形態を適用せず(図1のように周波数シンセサイザを構成した場合)単純にコンデンサCの容量値を小さくした場合の特性を示している。
このように、本実施形態によれば、コンデンサCの容量値を小さくしても、大きな容量値のコンデンサCを用いてループフィルタ16を半導体チップの外付け部品としていた従来と同程度には時定数τを大きくすることができる。したがって、周波数シンセサイザの動作を不安定にすることなくコンデンサCの容量値を充分に小さくして、当該コンデンサCと抵抗Rとから成るループフィルタ16を半導体チップに内蔵することができる。
(第2の実施形態)
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。図7は、第2の実施形態によるチャージポンプ回路4の構成例を示す図である。なお、この図7において、図2に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。また、このチャージポンプ回路4を用いた周波数シンセサイザの全体構成は、図3と同様である。
第2の実施形態によるチャージポンプ回路4は、図2に示した構成要素に加えて、2つのnMOSトランジスタ18,19を備えている。第1のnMOSトランジスタ18は、第1の定電流源回路14と接地端子との間に接続されており、ゲートが信号生成回路8のUp’端子に接続されている。また、第2のnMOSトランジスタ19は、第2の定電流源回路15と第2のカレントミラー回路12との間に接続されており、ゲートが信号生成回路8のDown’端子に接続されている。
これら2つのnMOSトランジスタ18,19は、信号生成回路8から論理「H」の信号が出力されたときにはオンし、論理「L」の信号が出力されたときにはオフとなる。このように、2つのnMOSトランジスタ18,19は、信号生成回路8より出力される制御信号に基づいて、定電流回路14,15の接続の有無を切り替えるスイッチング回路として機能する。
次に、図7のように構成したチャージポンプ回路4およびこれを含む図3のような周波数シンセサイザの動作を説明する。位相比較器3は、基準分周器2から出力される基準信号(図5のR)と、可変分周器7から出力される可変周波数信号(図5のV)との位相差を検出する。可変周波数信号の位相が基準信号の位相より遅れると、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のUp端子から出力される(図5のUpの前半部)。このとき位相比較器3のDown端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のDownの前半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号と、Down端子から出力された論理「L」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のUpの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Up端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Up’端子から出力する(図5のUp’)。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のDownの前半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してDown’端子から出力する。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「H」の制御信号が第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力されると、pMOSトランジスタTr1はオフとなる。pMOSトランジスタTr1がオフになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオンとなる。
一方、信号生成回路8のUp’端子から論理「H」の制御信号が出力されているので、第1のnMOSトランジスタ18はオンとなる。これにより、電源端子からpMOSトランジスタTr2、第1の定電流源回路14、第1のnMOSトランジスタ18を通じて接地端子に向かって定電流I1が流れる。
また、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「L」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートに論理「H」の信号が入力される。そのため、nMOSトランジスタTr4はオンとなる。nMOSトランジスタTr4がオンになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「L」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオンになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオフになることにより、pMOSトランジスタTr2を流れる定電流I1に起因して、これにカレントミラー接続されたpMOSトランジスタTr3からチャージポンプ回路4の出力端子Outに向かって定電流ICが流れる。そして、このように出力端子Outに向かって吐き出すように流れる定電流ICによって、ループフィルタ16のコンデンサCが充電される。
このようなコンデンサCの充電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が上昇すると、VCO6の発振周波数は上昇する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が上昇する。これにより、基準信号の周波数よりも低かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このようなコンデンサCの充電動作が行われているとき、信号生成回路8のDown’端子から論理「L」の制御信号が出力されているので、第2のnMOSトランジスタ19はオフとなる。これにより、電源端子から接地端子に向かう定電流I2は流れなくなる。
一方、可変周波数信号の位相が基準信号の位相より進むと、その位相差に応じたパルス幅を有する論理「H」の比較信号が位相比較器3のDown端子から出力される(図5のDownの後半部)。このとき位相比較器3のUp端子には、論理「L」の比較信号が出力されている(図5のUpの後半部)。
位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号と、Down端子から出力された論理「H」の比較信号は、信号生成回路8に入力される。信号生成回路8では、位相比較器3のUp端子から出力された論理「L」の比較信号(図5のUpの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、論理「L」の制御信号を生成してUp’端子から出力する。また、位相比較器3のDown端子から出力された論理「H」の比較信号(図5のDownの後半部)と水晶発振回路1から出力された所定周波数のクロック信号(図5のCrys)との論理積をとることにより、Down端子から出力された比較信号が「H」の期間中において所定周波数の周期で論理「H」となる制御信号を生成し、Down’端子から出力する(図5のDown’)。
信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から出力された制御信号は、チャージポンプ回路4に入力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のDown’端子から論理「H」の制御信号を受けると、第2の定電流源回路15を利用してループフィルタ16のコンデンサCを放電するように動作する。
すなわち、信号生成回路8のDown’端子から出力された論理「H」の制御信号は、反転回路13によって論理レベルが反転される。これにより、第2のカレントミラー回路12を構成するnMOSトランジスタTr4のゲートには論理「LH」の信号が入力される。これにより、nMOSトランジスタTr4はオフとなる。nMOSトランジスタTr4がオフになると、カレントミラー接続された2つのnMOSトランジスタTr5,Tr6のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、nMOSトランジスタTr5,Tr6はオンとなる。
一方、信号生成回路8のDown’端子から論理「H」の制御信号が出力されているので、第2のnMOSトランジスタ19はオンとなる。これにより、電源端子から第2の定電流源回路15、第2のnMOSトランジスタ19、nMOSトランジスタTr5を通じて接地端子に向かって定電流I2が流れる。
また、信号生成回路8のUp’端子から出力された論理「L」の制御信号は、第1のカレントミラー回路11を構成するpMOSトランジスタTr1のゲートに入力される。そのため、pMOSトランジスタTr1はオンとなる。pMOSトランジスタTr1がオンになると、カレントミラー接続された2つのpMOSトランジスタTr2,Tr3のゲートには論理「H」の信号が入力されるので、pMOSトランジスタTr2,Tr3はオフとなる。
以上のように、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3がオフになるとともに、第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6がオンになることにより、nMOSトランジスタTr5を流れる定電流I2に起因して、これにカレントミラー接続されたnMOSトランジスタTr6を介して接地端子に向かってループフィルタ16のコンデンサCから引き込むように定電流IDが流れ、コンデンサCが放電される。
このようなコンデンサCの放電によって、当該コンデンサCの端子電圧(チャージポンプ回路4の出力端子電圧)が下降すると、VCO6の発振周波数は下降する。そのため、VCO6から可変分周器7を介して位相比較器3にフィードバックされる信号の周波数が下降する。これにより、基準信号の周波数よりも高かった可変周波数信号の周波数が、当該基準信号の周波数に近づいていく。その結果、VCO6より出力される局部発振信号の周波数は、基準信号の周波数に比例した所望の周波数に近づいていく。
このようなコンデンサCの放電動作が行われているとき、信号生成回路8のUp’端子から論理「L」の制御信号が出力されているので、第1のnMOSトランジスタ18はオフとなる。これにより、電源端子から接地端子に向かう定電流I1は流れなくなる。
このように、周波数シンセサイザは、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数より高くても低くても、最終的には、可変周波数信号の周波数が基準信号の周波数に近づくように動作し、それによってVCO6の発振周波数は一定周波数にロックされる。このロック状態のとき、すなわち、可変周波数信号の位相が基準信号の位相と同期したときに、位相比較器3から出力される比較信号は、Up端子およびDown端子の両方とも論理「L」とされる。
Up端子およびDown端子の両方から論理「L」の比較信号が出力されると、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子からも論理「L」の制御信号が出力される。チャージポンプ回路4は、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子の両方から論理「L」の制御信号を受けると、ハイインピーダンスの状態になる。
すなわち、Up’端子およびDown’端子の両方とも論理「L」になると、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr1および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr4は共にオンとなる。これにより、第1のカレントミラー回路11のpMOSトランジスタTr2,Tr3および第2のカレントミラー回路12のnMOSトランジスタTr5,Tr6は何れもオフとなり、定電流IC,IDの何れも流れないハイインピーダンスの状態となる。
このとき、信号生成回路8のUp’端子およびDown’端子から論理「L」の制御信号が出力されることにより、第1および第2のnMOSトランジスタ18,19は共にオフとなる。これにより、電源端子から接地端子に向かう定電流I1,I2が何れも流れなくなる。
以上詳しく説明したように、第2の実施形態では、コンデンサCの充電動作中は第2のnMOSトランジスタ19によって第2の定電流回路15の接続を切り、コンデンサCの放電動作中は第1のnMOSトランジスタ18によって第1の定電流回路16の接続を切るようにしている。また、ハイインピーダンス状態(ロック状態)のときには2つのnMOSトランジスタ18,19によって定電流回路15,16の接続を切るようにしている。これにより、動作に関係のない経路に流れる電流I1,I2をなくすことができ、消費電流を低減することができるようになる。
なお、上記第1および第2の実施形態では、信号生成回路8を図4のように構成する例について説明しているが、本発明はこれに限定されない。例えば、OR回路21、タイマ22、ラッチ回路23,24は設けず、単にAND回路25,26のみを有する構成としても良い。
また、上記第1および第2の実施形態では、信号生成回路8とチャージポンプ回路4とを別ブロックとして構成する例について説明したが、チャージポンプ回路4の中に信号生成回路8を内蔵するようにしても良い。この場合に内蔵する回路は、図4のような回路であっても良いし、AND回路25,26のみであっても良い。
また、上記第1および第2の実施形態では、アクティブHi(論理「H」のときにアクティブになる論理)に従って動作する例について説明したが、アクティブLowに従って動作する回路として構成することも可能である。
また、上記第1および第2の実施形態では、位相比較器3のUp端子およびDown端子より出力される比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号として、水晶発振回路1から出力される信号を用いる例について説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、水晶発振回路1から出力される信号を基準分周器2により分周している途中の信号をクロック信号として用いるようにしても良い。また、タイミングジェネレータを別に設け、これによって、比較信号より短いパルス幅を有するクロック信号を生成するようにしても良い。タイミングジェネレータが生成するクロック信号は、比較信号が「H」の期間中において只1回のみ論理「H」となるワンショットパルス信号としても良い。
また、上記第1および第2の実施形態では、コンデンサCの端子電圧が上昇するとVCO6の発振周波数が上昇し、コンデンサCの端子電圧が下降するとVCO6の発振周波数が下降する周波数シンセサイザの例について説明したが、これとは逆に、コンデンサCの端子電圧が上昇するとVCO6の発振周波数が下降し、コンデンサCの端子電圧が下降するとVCO6の発振周波数が上昇する周波数シンセサイザにも本発明を適用することが可能である。
その他、上記第1および第2の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明は、コンデンサを含むループフィルタを備えたチャージポンプ回路およびこれを用いた周波数シンセサイザに有用である。
Claims (5)
- 基準分周器から出力される基準信号と可変分周器から出力される可変周波数信号との位相差を検出し、検出した位相差に応じたパルス幅を有する比較信号を出力する位相比較器と、
上記位相比較器より出力される比較信号とこれより短いパルス幅を有するクロック信号とに基づいて、両信号の論理積で得られる制御信号を生成する信号生成回路と、
上記信号生成回路より出力される制御信号に基づき定電流源を利用してループフィルタのコンデンサの充電動作または放電動作を行チャージポンプ回路とを備えたことを特徴とする周波数シンセサイザ。 - 上記基準分周器は水晶発振回路から出力される信号の周波数を固定の分周比で分周することによって上記基準信号を発生するようになされ、
上記水晶発振回路から出力される信号または上記基準分周器から出力される分周途中の信号を上記クロック信号として用いるようにしたことを特徴とする請求の範囲第1項に記載の周波数シンセサイザ。 - 上記チャージポンプ回路は、上記信号生成回路より出力される制御信号に基づいて、上記定電流源の接続の有無を切り替えるスイッチング回路を備えたことを特徴とする請求の範囲第1項に記載の周波数シンセサイザ。
- 位相比較器より出力される比較信号とこれより短いパルス幅を有するクロック信号とに基づいて、両信号の論理積で得られる制御信号を生成する信号生成回路と、
上記信号生成回路より出力される制御信号に基づき定電流源を利用してコンデンサの充電動作または放電動作を行うループフィルタとを備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。 - 上記信号生成回路より出力される制御信号に基づいて、上記定電流源の接続の有無を切り替えるスイッチング回路を備えたことを特徴とする請求の範囲第4項に記載のチャージポンプ回路。
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